CN115398786A - 电力变换装置以及空气调节机 - Google Patents

Abstract

降低传输到电力变换装置的外部的噪声。电力变换装置具备至少一个外部电极(1‑4)、开关元件(6)、连接于至少一个外部电极(1‑2)与开关元件(6)之间的噪声滤波器(5)、连接至少一个外部电极(1‑2)和噪声滤波器(5)的至少一个第1布线(100‑101)、连接噪声滤波器(5)和开关元件(6)的第2布线(103)以及安装于第2布线(103)的磁性体滤波器(7)。在将噪声滤波器(5)的衰减特性设为A[dB]并将由至少一个第1布线(100‑101)与位于开关元件(6)以及磁性体滤波器(7)之间的第2布线(103)的空间耦合所致的衰减特性设为B[dB]的情况下，衰减特性A以及衰减特性B满足B<A的关系。

Description

电力变换装置以及空气调节机

技术领域

本公开涉及电力变换装置以及空气调节机。

背景技术

在日本特开2009-250521号公报(专利文献1)记载的电力变换装置中，在逆变器的开关元件和电感器配置于分离的位置的情况下，将开关元件与电感器之间用电缆来连接。此时，作为逆变器的噪声对策，为了抑制在电缆中传输的噪声而在电缆中安装有铁氧体磁芯。

现有技术文献

专利文献1：日本特开2009-250521号公报

发明内容

然而，在专利文献1记载的电力变换装置中，由构成电力变换装置的开关电源所引起的电磁噪声(以下还称为“噪声”)经由设置于电力变换装置的噪声滤波器传输到电力变换装置外部，除此以外还产生在空间中传输而向电力变换装置的外部传输的路径。其结果，在将为了实现期望的衰减特性而设计的噪声滤波器嵌入到电力变换装置时，存在期望的衰减特性变差这样的课题。

本公开是为了解决这样的课题而完成的，本公开的目的在于，能够降低向电力变换装置的外部传输的噪声。

本公开所涉及的电力变换装置具备：至少一个外部电极；开关元件；噪声滤波器，连接于至少一个外部电极与开关元件之间；至少一个第1布线，连接至少一个外部电极和噪声滤波器；第2布线，连接噪声滤波器和开关元件；以及磁性体滤波器，安装于第2布线。在将噪声滤波器的衰减特性设为A[dB]、并将由至少一个第1布线和位于开关元件以及磁性体滤波器之间的第2布线的空间耦合所致的衰减特性设为B[dB]的情况下，衰减特性A以及衰减特性B满足B<A的关系。

根据本公开，能够使经由噪声滤波器向电力变换装置的外部传输的噪声增加。其结果，即使嵌入到电力变换装置也能够实现依照设计的噪声滤波器的衰减特性，所以能够实现电力变换装置的小型化以及低成本化。

附图说明

图1是示出实施方式1所涉及的电力变换装置的第1例的图。

图2是示出实施方式1所涉及的电力变换装置的第2例的图。

图3是概略地示出施加到开关元件的电压的时间波形的图。

图4是概略地示出对图3所示的时间波形进行傅里叶变换而得到的频谱的图。

图5是示出噪声滤波器的第1结构例的图。

图6是示出噪声滤波器的第2结构例的图。

图7是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的升压DC-DC转换器的第1结构例的图。

图8是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的升压DC-DC转换器的第2结构例的图。

图9是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的降压DC-DC转换器的结构例的图。

图10是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的升降压转换器的结构例的图。

图11是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的四象限转换器的结构例的图。

图12是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的四象限转换器的结构例的图。

图13是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的全桥转换器的结构例的图。

图14是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的AC-DC转换器的第1结构例的图。

图15是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的AC-DC转换器的第2结构例的图。

图16是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的DC-AC转换器的第1结构例的图。

图17是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的DC-AC转换器的第2结构例的图。

图18是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的DC-AC转换器的第3结构例的图。

图19是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的DC-AC转换器的第4结构例的图。

图20是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的DC-AC转换器的第5结构例的图。

图21是说明2个布线之间的互感的图。

图22是说明2根电缆之间的磁耦合的图。

图23是示出搭载有噪声滤波器的电力变换装置的结构例的图。

图24是示出将实施方式1所涉及的电力变换装置安装到印刷基板上的第1例的平面图。

图25是示出实施方式1所涉及的电力变换装置中的噪声端子电压的测定结果的图。

图26是示出将实施方式1所涉及的电力变换装置安装到印刷基板上的第2例的平面图。

图27是从噪声滤波器抽出影响共模分量的部件而示出的电路图。

图28是示出图27所示的噪声滤波器的针对共模(common mode)的衰减特性的测定结果的图。

图29是从噪声滤波器抽出影响正常模式分量的部件而示出的图。

图30是示出图29所示的噪声滤波器的针对正常模式(normal mode)的衰减特性的测定结果的图。

图31是示出将互感和噪声滤波器的针对共模分量的特性进行了比较的结果的图。

图32是示出实施方式4所涉及的使用导体板的电力变换装置的一个例子的立体图。

图33是示出实施方式5所涉及的使用磁屏蔽件的电力变换装置的一个例子的立体图。

图34是示出顺磁性体(paramagnetic body)以及铁磁性体(ferromagnetic body)中的屏蔽效果的测定结果的图。

图35是示意地示出空气调节机的第1结构例的图。

图36是示意地示出空气调节机的第2结构例的图。

图37是用于说明铁氧体磁芯向电缆的安装位置的电路图。

图38是示意地示出空气调节机的第3结构例的图。

图39是示出实施方式9所涉及的电缆的结构例的剖面立体图。

图40是示出2个布线的并行距离以及布线间距离和互感的关系的图。

图41是示出在太阳能面板与蓄电池之间配置电力变换装置的结构例的图。

(符号说明)

1～4：外部电极；5：噪声滤波器；6：开关元件；7：磁性体滤波器；8：电抗器；9、10：输入端子；11、12：输出端子；13：线间电容器；14：对地电容器；15：共模扼流线圈；16：正常模式扼流线圈；17：二极管；18：平滑电容器；19：变压器；20：桥整流电路；21：外部电极；30：铁氧体磁芯；31：逆变器电路；38：电缆；39：连接器；40：转换器电路；41：控制电路；42：负载；43：印刷基板；44：商用电源；45：导体板；47：磁屏蔽件；51：室外机；57：固定构件；58：芯线；59：外导体(outer conductor)；100、101：第1布线；103～105、109～112、116～119：第2布线；106～108、113～115：第3布线。

具体实施方式

以下，参照附图，详细说明本公开的实施方式。以下，说明多个实施方式，但在申请最初就预想可适当组合在各实施方式中说明的结构。此外，在图中对相同或者相当的部分附加同一符号而不重复其说明。

实施方式1.

图1是示出实施方式1所涉及的电力变换装置的第1例的图。参照图1，第1例所涉及的电力变换装置具备外部电极1～4、噪声滤波器5、开关元件6、磁性体滤波器7、第1布线100、101、第2布线103以及第3布线106、107。

第1布线100连接于外部电极1与噪声滤波器5的第1输入端子5a之间。第1布线101连接于外部电极2与噪声滤波器5的第2输入端子5b之间。

第3布线106连接于噪声滤波器5的第1输出端子5c与外部电极3之间。第3布线107连接于噪声滤波器5的第2输出端子5d与外部电极4之间。

磁性体滤波器7的第1端子与第3布线106连接。第2布线103连接于磁性体滤波器7的第2端子与开关元件6的第1端子之间。开关元件的第2端子与第3布线107连接。即，磁性体滤波器7、第2布线103以及开关元件6在第3布线106以及第3布线107之间依次串联地连接。此时，设为在第1布线100、第3布线106以及第2布线103之间有电气性的导通，并且在第1布线101以及第3布线107之间有电气性的导通。在此，有电气性的导通意味着，直流电阻无限大、在现实中由测试仪等测定时的电阻值至少小于1MΩ。

在第1例中，将噪声滤波器5的输入输出间的衰减特性设为A。在第1布线100和第2布线103的磁耦合以及第1布线101和第2布线103的磁耦合中的磁耦合大的一方中，将由布线之间的空间传输所致的衰减特性设为B。

此外，在本申请说明书中，滤波器的衰减特性是指与从滤波器输出的电磁噪声(以下还简称为“噪声”)的电力相对输入到滤波器的噪声的电力的比成比例的特性。即，噪声滤波器5以及空间传输中的衰减特性大这意味着，输出的噪声的电力相对于输入的噪声的电力而言变小。

一般而言，关于输出的噪声的电力相对输入的噪声的电力的比，相对于输入1而言输出成为1/1000等非常小的值，所以使用对数来表示。具体而言，在将输入的噪声的电力设为Win[W]、并将输出的噪声的电力设为Wout[W]时，用10×log₁₀(Wout/Win)来表现。

在第1例中，以使衰减特性B小于衰减特性A的方式(B<A)，配置第1布线100、101、第2布线103以及磁性体滤波器7。例如，在将噪声滤波器5的衰减特性A设为A＝Wout/Win＝0.001、并将由空间传输引起的衰减特性B设为B＝Wout/Win＝0.0001时，满足B<A的关系。即使在用对数来表示衰减特性的情况下，衰减特性A成为10×log₁₀(A)＝-30dB，衰减特性B成为10×log10(B)＝-40dB，满足B<A的关系。

此外，噪声电力与电压的平方或者电流的平方成比例，所以还能够用电压比或者电流比来表示上述关系。在该情况下，能够如20×log₁₀(Vout/Vin)那样表示。但是，考虑针对频率的波长，在相对波长而言尺寸成为相同程度的情况下考虑为分布常数。在这样的分布常数中，取决于测定点的位置而电压以及电流的值不同，所以一般而言优选为在分布常数电路中也以成为恒定的电力(电流×电压)来考虑。S参数(还称为散射矩阵(ScatteringMatrix)、散射参数(Scattering Parameter))遵循这个思考方式。为了测定S参数，使用网络分析器或者应用网络分析器的方法(例如阻抗分析器)等。除了S参数以外，还能够使用利用LCR仪表的方法、或者TDR(Time Domain Reflectometry，时域反射仪)法。

图2是示出实施方式1所涉及的电力变换装置的第2例的图。参照图2，第2例所涉及的电力变换装置是针对图1所示的第1例所涉及的电力变换装置添加电抗器8的结构。

电抗器8的第1端子与第3布线106连接，电抗器8的第2端子与第2布线105的第1端子连接。第2布线105的第2端子与磁性体滤波器7的第1端子连接。第2布线104的第1端子连接于磁性体滤波器7的第2端子与开关元件6的第1端子之间。开关元件6的第2端子与第3布线107连接。即，电抗器8、第2布线105、磁性体滤波器7、第2布线104以及开关元件6在第3布线106以及第3布线107之间依次串联地连接。

在第2例中，将噪声滤波器5的衰减特性设为A。在第1布线100和第2布线104的空间耦合以及第1布线101和第2布线104的空间耦合中的空间耦合大的一方中，将由布线之间的空间传输所致的衰减特性设为B。在第2例中，以使衰减特性B小于衰减特性A的方式(B<A)，配置第1布线100、101、第2布线104以及磁性体滤波器7。

接下来，说明上述第1例以及第2例所涉及的电力变换装置的具体结构以及动作。

<外部电极>

第1例以及第2例所涉及的电力变换装置具有单相2线输入以及单相2线输出的电路结构。在这样的电路结构中，对外部电极1、2能够连接电池、商用电源或太阳能面板等供电装置、或者后述的AC-DC转换器那样的电力变换装置。通过这些装置对外部电极1、2供给电力。外部电极3、4是输出由电力变换装置生成的电力的电极(端子)，输出直流电力或交流电力、或者重叠有直流电力的交流电力。

如果去除泄漏电流、或者由对地电容器或电力变换装置及框体间的寄生电容传输的交流电流，则依照基尔霍夫(Kirchhoff)的定律，输入到外部电极1、2的电流从外部电极2以相等的电流值而逆向地输出。对外部电极3、4能够连接旋转电机或电池等负载、或者DC-DC转换器或AC-DC转换器等电力变换装置。

在第1例以及第2例中，将外部电极1、2设为单相2线输入，并将外部电极3、4设为单相2线输出，但通过在输入以及输出中都变更外部电极的数量，还能够应对一般的单相3线、3相3线以及3相4线等。不论在哪个结构中都能够得到实施方式1的效果。

<传导噪声的传输路径>

在第2例所涉及的电力变换装置中，传导噪声是由在开关元件6接通(ON)或者断开(OFF)的瞬间所发生的噪声(开关噪声)引起的。如在图2中箭头所示那样，噪声从开关元件6经过由第2布线104、磁性体滤波器7、第2布线105、电抗器8、第3布线106、噪声滤波器5以及第3布线107构成的第1传输路径P1而返回到开关元件6。在第1传输路径P1中未被噪声滤波器5完全去除的噪声经过第2传输路径P2。第2传输路径P2是如下的路径：从开关元件6经由第2布线104、磁性体滤波器7、第2布线105、电抗器8、第3布线106、噪声滤波器5以及第1布线100而流到外部电极1，并经由外部电极2、第1布线101、噪声滤波器5以及第3布线107而返回到开关元件6。

而且，从外部电极3、4流到负载侧的噪声经过第3传输路径P3。第3传输路径P3是如下路径：从开关元件6经由第2布线104、磁性体滤波器7、第2布线105、电抗器8以及第3布线106而流到外部电极3，并经由与外部电极3、4连接的负载后，经过外部电极4以及第3布线107而返回到开关元件6。

这样，传导噪声经由噪声滤波器5以及布线而传输。在其它电力变换装置中也能够同样地考虑。

<开关元件>

在开关元件6中使用半导体元件。在半导体元件之中，使用于电力变换装置的半导体元件还被称为“功率半导体元件”。在功率半导体元件中，有如二极管那样具有整流作用的元件、如放大器那样具有放大作用的元件、或者具有将电流导通/切断的作用的元件等。开关元件6是具有整流作用以及将电流导通/切断的作用的功率半导体元件。

在功率半导体元件的材料中，除了Si(硅)以外，还能够使用SiC(碳化硅)、GaN(氮化镓)、SiO(氧化硅)、C(碳)等宽带隙半导体。另外，在功率半导体元件的构造中，能够使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)或者MOSFET(MetalOxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等。

开关元件6(功率半导体元件)安装于印刷基板上。印刷基板是如下的基板：在由环氧玻璃(FR-4：Flame Retardant Type 4(阻燃剂类型4))或者酚醛纸(FR-1、2)、环氧纸(FR-3)、复合玻璃(CEM3)等形成的电介体上，形成有由铜或者铝等导体构成的布线。例如，FR-4是使环氧树脂浸入到玻璃纤维的布而成的材料，具有4程度的相对介电常数。

为了降低开关元件6发生的振铃(ringing)等，还能够使用缓冲电路。但是，在使用缓冲电路时电力变换效率降低，所以需要注意。另外，为了开关元件6的散热，还能够设置散热片等散热机构。

接下来，说明开关元件6的动作和由于该动作而发生的频率特性的关系。

图3是概略地示出施加到开关元件6的电压的时间波形的图。

在开关元件6是IGBT的情况下，在来自未图示的栅极驱动电路的栅极信号为接通时，开关元件6成为导通，集电极-发射极间电压下降为0％，并且在集电极-发射极间流过电流。另一方面，在栅极信号为断开时，开关元件6成为截止，电流被切断，并且集电极-发射极间电压上升至100％。由此，能够生成如图3所示的波形。在开关元件6是MOSFET的情况下，响应于从栅极驱动电路输入的栅极信号的接通和断开，漏极-源极间的电流导通或者被切断。

此外，在功率半导体元件的材料中使用Si的情况下，为了得到绝缘耐压，能够由IGBT构成开关元件6。另一方面，在材料中使用宽带隙半导体的情况下，作为材料特性而言绝缘耐压高，所以能够由易于高速驱动的MOSFET构成开关元件6。

这样，功率半导体元件成为根据栅极信号的接通/断开而使电流导通/切断的开关，所以被称为开关元件。并且，通过使开关元件动作而将磁能蓄积到与开关元件连接的电抗器(还称为线圈、电感器或者电感)，并且通过从电抗器释放磁能而能够生成期望的输出电力。

关于开关元件的动作频率(以下还称为驱动频率)，在Si半导体的情况下，根据由于开关损失而发生的热和散热的关系，通常设定为约10kHz～100kHz程度。另一方面，在宽带隙半导体的情况下，驱动频率通常被设定为约30kHz～1MHz程度。

但是，在电力变换装置的输出电压或者输出电流大的情况下，相比于输出电压或者输出电流小的情况而言开关损失变大，所以有时降低驱动频率。此外，在本申请说明书中，输出电压高是指直流300V以上的电压。

另外，在本实施方式中，也可以认为开关元件由半导体、从半导体延伸的键合线、以及与键合线连接的引线的组合构成，键合线以及引线也认为是第2布线的一部分。

在开关元件6是IGBT的情况下，集电极-发射极间电压在导通时在30ns～100ns程度的时间内从500V降低至0V，在截止时在30ns～100ns程度的时间内从0V增加至500V。另一方面，在开关元件6是MOSFET的情况下，漏极-源极间电压在导通时在几ns～30ns程度的时间内从500V降低至0V，在截止时在几ns～30ns程度的时间内从0V上升至500V。

此外，如果去除振铃，则电流呈现与上述电压的时间变化相反的时间变化。因此，在开关元件6导通时，电压降低到0V，并且电流从0A增加至几十A。此时的电压以及电流的时间波形成为如图3所示的梯形波状。

在图3中，电压波形的1个周期T₀与开关元件6的驱动频率的倒数相当。在图3的例子中，将电压的上升沿时间设为0％至100％的时间(时刻-t2/2至时刻-t1/2的时间)，将电压的下降沿时间设为100％至0％的时间(时刻t1/2至时刻t2/2的时间)，但上升沿时间以及下降沿时间的定义不限定于此。

此外，在实际的开关动作中，在上升沿时以及下降沿时产生振铃(过冲(overshoot)以及下冲(undershoot))，所以电压以及电流的时间波形有时不会理想地成为梯形波状。振铃是重叠于梯形波的高频分量(噪声)，主要取决于布线的残留电感等设备的设计。因此，在本实施方式中忽略振铃，将电压以及电流的时间波形处置为理想的梯形波。

图4是概略地示出对图3所示的时间波形进行傅里叶变换而得到的频谱的图。图4所示的频谱是将横轴设为频率并将纵轴设为电压而取两个对数的频谱。

设为在时间波形的两端为相等的值(通常为0V或者0A)的状态下进行傅里叶变换。在时间波形的两端并非是相等的值的情况下，对时间波形施加汉明窗或者汉宁窗等窗函数。

图4所示的频谱在频率为0[Hz]～1/(πT₀)[Hz]的范围中振幅为恒定。在频率为1/(πT₀)[Hz]～1/{π(t2-t1)}[Hz]的范围中，在频率成为10倍时，振幅的包络线降低-20dB(将其还记载为-20dB/dec)。在频率为1/{π(t2-t1)}[Hz]以上的范围中，振幅的包络线降低-40dB/dec。

这样，开关动作时的电压或者电流的时间波形具有从低频分量至高频分量的宽泛的频率分量。其中的1/(πT₀)[Hz]以上的频率分量与噪声相应，成为应降低的对象。

此外，为了防止将噪声评价得过小，在时间波形的上升沿时间和下降沿时间不同的情况下，优选为使用更短的一方的时间来计算频率分量。或者，也可以并非是包络线，而是使用傅里叶变换后的波形进行评价。

<电抗器>

在第2例所涉及的电力变换装置(参照图2)中，要求将开关元件6以及电抗器8之间的布线设计成使构成该布线的印刷基板上的布线图案以及电缆的布线长度尽可能短。

然而，电抗器8为了散热而与散热板或者散热片靠近地配置，所以实际上往往与安装于印刷基板上的开关元件6远离地配置。另外，电抗器8由铁系材料等磁性体形成，其重量大，所以为了避免印刷基板的变形，有时在印刷基板的外部配置电抗器8。在本实施方式中，也可以认为电抗器8由缠绕于磁性体的布线部以及从该布线部延伸的引线构成，引线也认为是第2布线的一部分。

在这样的情况下，如第2例所示，能够在开关元件6与电抗器8之间安装磁性体滤波器7。具体而言，考虑噪声滤波器5的衰减特性，设计构成开关元件6以及磁性体滤波器7之间的第2布线104的布线图案或者电缆的布线长度以及布线的路线等。

此时，使由第2布线104和第1布线100、101的磁耦合所致的噪声的传输特性(衰减特性B)降低，使得小于噪声滤波器5的衰减特性A(B<A)。更优选为，以成为B[dB]+6dB<A[dB]的方式设计衰减特性B。这样设置6dB以上的余量来设定衰减特性B，从而能够在考虑电缆以及布线图案的路线等的制造误差或者测定误差的基础上，使得在衰减特性A与衰减特性B之间产生显著的差。

<磁性体滤波器>

磁性体滤波器7的频率特性一般而言根据其材料而变化。在磁性体滤波器7中，根据开关元件6的驱动频率而使用Mn-Zn系铁氧体以及Ni-Zn系铁氧体等。Mn-Zn系铁氧体能够降低约1kHz～1MHz程度的噪声。Ni-Zn系铁氧体能够降低约1MHz～300MHz程度的噪声。而且，还能够通过使磁性体滤波器7的材料或者形状最佳化，形成在特定的频带下具有大的阻抗的磁性体滤波器7。

在第1例(参照图1)的第2布线103以及第2例(参照图2)的第2布线104、105中，作为磁性体滤波器7，能够安装正常模式扼流线圈或者铁氧体球体等。或者，如铁氧体磁芯那样，在连接了第2布线104以及第2布线105的状态下缠绕电缆，从而能够非接触地安装磁性体滤波器7。

此外，磁性体在电流容量增加时存在磁饱和的可能性，所以在磁性体滤波器7中使用在电力变换装置的最大额定电流下不会磁饱和的元件。通过在磁性体中设置间隙(空隙)、或者在磁性体中使用相对磁导率小的元件，从而能够避免磁饱和。或者，通过在磁性体中设置散热机构、或者使用磁性体的剖面面积大的元件，也能够避免磁饱和。而且，还能够如东芝材料公司(Toshiba Materials Co.,Ltd)制造的SPIKE KILLER(非晶态磁性体)那样，使用不易饱和、不易保持磁能、并且电流断开时的反电动势小的(噪声小的)磁性体。

也可以在磁性体滤波器7中形成有间隙。在将布线安装到磁性体滤波器7时的卷绕方式中，在无需考虑线间的寄生电容的情况下，能够使用屏蔽绕组或者双线绕组(bifilarwinding)等。另外，也可以以能够后续向电缆等安装磁性体滤波器7的方式，使用分割型的铁氧体磁芯。

关于磁性体滤波器7的阻抗的频率特性，优选为使目标的频率下的阻抗大。在将磁性体滤波器7的自感设为L时，以2πfL(f为频率[Hz])来提供磁性体滤波器7的阻抗。但是，电缆的自感是1nH/mm程度，小于磁性体滤波器7的自感，所以不依赖于磁性体滤波器7的电感值，而能够得到基于磁性体滤波器7的效果。

<噪声滤波器>

在噪声滤波器5中，至少能够使用共模扼流线圈、正常模式扼流线圈、线间电容器(还称为X电容器)、对地电容器(还称为Y电容器)以及电阻元件中的至少一个。此外，在变阻器或者避雷器等的在感应雷对策中使用的部件具有零点几pF～几百pF程度的电容分量，所以能够将这些部件用作线间电容器或者对地电容器。

图5是示出噪声滤波器5的第1结构例的图。如图5所示，第1结构例所涉及的噪声滤波器5具有输入端子9、10、输出端子11、12、线间电容器13-1、13-2、13-3、对地电容器14-1、14-2、14-3、14-4、14-5、14-6、以及共模扼流线圈15-1、15-2。在以下的说明中，将线间电容器13-1、13-2、13-3还总称为线间电容器13。将对地电容器14-1、14-2、14-3、14-4、14-5、14-6还总称为对地电容器14。将共模扼流线圈15-1、15-2还总称为共模扼流线圈15。

输入端子9与外部电极1连接，输入端子10与外部电极2连接。输出端子11与外部电极3连接，输出端子12与外部电极4连接。对地电容器14是成为电力变换装置的基准电位那样的框体或者印刷基板内的基准电位即可，无需一定连接到地(接地、接地电位)。通过多级地配置对地电容器14，能够提高噪声的衰减特性。另外，通过针对线间串联地连接2个对地电容器14，还能够作为线间电容器的一部分发挥功能。

图6是示出噪声滤波器5的第2结构例的图。如图6所示，第2结构例所涉及的噪声滤波器5具有输入端子9、10、输出端子11、12、线间电容器13-1、13-2、对地电容器14、共模扼流线圈15、以及正常模式扼流线圈16。

关于扼流线圈，为了防止磁饱和，使用容许电流大于流过的电流的扼流线圈。特别是，正常模式扼流线圈有可能会磁饱和而使作为滤波器的特性大幅变差，所以优选为设计成即使流过最大额定电流也不会磁饱和。

此外，在图5以及图6中示出了单相2线的噪声滤波器，但即便是单相3线、3相3线、3相4线等的噪声滤波器也能够同样地设计。

<电缆>

在实施方式1所涉及的电力变换装置中，说明在印刷基板的外部为了将部件之间连接而使用的电缆。

电缆可以是单线以及绞合线(litz wire)等绞线(stranded wire)中的任意线缆。在电缆的材料中一般使用导电率高的铜、铝或者铁，但也可以使用它们的合金或者其它材料。导线的线径是能够流过最大额定电流的线径即可。将导线的外周进行包覆的包覆构件的厚度以及材料未被限定。但是，考虑到导线的绝缘破坏耐压是约1kV/mm，需要防止包覆构件的绝缘破坏耐压比其小。

在连接电缆和印刷基板、或者连接电缆和电抗器时，在电缆的前端用压接、螺丝紧固或者锡焊等而安装紧固端子等连接器。在连接2根电缆时，能够使用端子板、或者螺栓及螺母等。但是，在电缆和其它部件的连接弱时接触电阻变大，存在由于热而电缆或者部件破损的可能性。因此，需要以使接触电阻变小的方式连接电缆和其它部件。具体而言，在将部件之间的接触力设为Ftc[N]、并将接触电阻设为Rtc[Ω]时，Rtc与1/√Ftc成比例。即，随着接触力变大，接触电阻变小。

<负载>

对实施方式1所涉及的电力变换装置的外部电极3、4，作为负载而连接其它的电力变换装置、旋转电机(马达、压缩机等)、或者2次电池。或者，对外部电极3、4连接消耗电力来执行运算的IC、电热线等电加热器、光源、或者传感器类。

<噪声设计的对象>

一般而言，“传导噪声”是指经由与搭载电力变换装置的电子设备的外部连接的电源线等电缆而传输的高频信号。一般而言，“放射噪声”是指经由空间而传输到设备的外部的高频信号。传导噪声还被称为噪声端子电压、传导干扰、传导EMI、传导干扰波、干扰电力、噪声电力等。放射噪声还被称为放射干扰、放射EMI、放射干扰波、干扰波电力等。

关于作为噪声试验的EMC试验，通过法律或者法规，针对电子设备的每个类别，规定了关于测定方法以及界限值的标准。因此，在实施方式1中叙述代表性的标准。但是，实施方式1对于其它标准也是有效的。

在传导噪声的测定中，一般使用峰值(PK)检波、准峰值(QP)检波、均值(AV)检波。通过用谱分析器或者EMI接收器等测定器来测定虚拟电源回路网(还称为LISN或者AMN)的输出，从而测定传导噪声。

在放射噪声的测定中，从电子设备离开1m～10m的距离而设置接收天线，用接收天线来接收从电子设备输出的电磁波。通过峰值(PK：PEAK)检波、准峰值(QP：QUASI PEAK)检波、均值(AV：AVERAGE)检波来测定天线端电压，并且测定水平偏振波或者垂直偏振波。而且，考虑电波的指向性，进行使用了转盘或者垂直方向图(height pattern)测定用的装置的测定。

作为标准，有CISPR(Comite International Special des PerturbationsRadioelectriques；国际无线电干扰特别委员会)11、CISPR14、CISPR15、CISPR25、CISPR32、IEC(International Electrotechnical Commission(国际电工委员会)；国际电气标准会议)等。在日本国内，有电气用品安全法。

例如在IEC中，在150kHz～30MHz的范围中规定了传导噪声的标准。而且，在IEC中，在30MHz～1GHz的范围中规定了放射噪声的标准。

高频噪声有可能会妨碍电子设备的动作，并且有可能会破坏电子设备内部的电子电路，所以为了防止产生这些不良现象而规定了标准。例如，在空气调节机中，在电气用品安全法中在500kHz以上的范围中规定了开关噪声的标准，在CISPR中在150kHz以上的范围中规定了开关噪声的标准。根据实施方式1所涉及的电力变换装置，能够降低这些频率范围中的噪声。

<转换器的种类>

实施方式1所涉及的电力变换装置通过在开关元件6中使用功率半导体元件，能够构筑以下所示的4个种类的电力变换器。

第1电力变换器是DC-AC变换器(还称为逆变器)，生成包括压缩机的马达或者线圈等的驱动电力。第2电力变换器是AC-DC转换器，被用于从商用电源对二次电池等进行充电。第3电力变换器是DC-DC转换器，为了输出期望的直流电压而进行升压动作和/或降压动作。第4电力变换器是AC-AC变换器(还称为矩阵转换器)，能够生成期望的频率的AC电源。

此外，电力变换装置能够成为组合多个种类的电力变换器而成的结构。例如，通过组合AC-DC变换器和DC-AC变换器，电力变换装置能够从商用交流电源(AC)生成用于驱动旋转电机的任意的频率的交流电流(AC)。而且，通过使用AC-DC变换器、升压用DC-DC变换器以及DC-AC变换器，能够构成电力变换效率高的变换器。

为了控制包含于上述电力变换器的开关元件的接通和断开，一般而言使用栅极驱动IC。栅极驱动IC构成为控制开关元件的栅极电压或者栅极电流。

在上述4个种类的电力变换器中，有输入和输出是非绝缘的变换器、以及输入和输出是绝缘的变换器。只要在实施方式1中未明确记载，则视为使用非绝缘型的电力变换器。此外，即使使用绝缘型的电力变换器，也能够得到实施方式1的效果。

(1)DC-DC转换器

DC-DC转换器中的、小型且用于电子设备的电源等的元件还被称为开关调节器。实施方式1所涉及的电力变换装置能够应用于开关调节器。此外，开关调节器的控制也可以是电流连续模式、电流不连续模式以及电流临界模式中的任意模式。

以下，作为实施方式1所涉及的电力变换装置的应用例，依次说明升压DC-DC转换器、降压DC-DC转换器、升降压DC-DC转换器以及4象限斩波器电路的各个。

(1-1)升压DC-DC转换器

图7是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的升压DC-DC转换器的第1结构例的图。图7所示的升压DC-DC转换器是针对第2例所涉及的电力变换装置(参照图2)追加有二极管17以及平滑电容器18的结构。二极管17的阳极与第2布线105连接，二极管17的阴极与第3布线106连接。平滑电容器18连接于第3布线106以及第3布线107之间。

电抗器8根据开关元件6的导通，将经由外部电极1供给的直流电源的能源蓄积为磁能。在开关元件6截止时，电抗器8释放所蓄积的磁能。被释放的磁能重叠到直流电源的输出电压，所以升压DC-DC转换器能够输出比直流电源的输出电压高的电压。

在电压的输出时，对平滑电容器18的两端也施加电压，所以在平滑电容器18中蓄积电能。在输出电压降低时，平滑电容器18释放所蓄积的电能。由此，能够使输出电压稳定化。在平滑电容器18中，能够使用具有几百nF～几十mF程度的容量的电容器。

为了防止在开关元件6为断开状态时电流从平滑电容器18流向输入侧，而设置有二极管17。由此，能够抑制输出电压的降低。二极管17还被称为续流二极管。

在图7的例子中，经由第2布线104而与开关元件6串联地连接磁性体滤波器7。磁性体滤波器7经由第2布线105而与电抗器8以及二极管17连接。在这个结构中，磁性体滤波器7、二极管17以及电抗器8优选为在同一基板上靠近地配置。但是，如上所述，在考虑散热以及重量而将电抗器8配置于安装有开关元件6以及二极管17的印刷基板的外部的情况下，电抗器8和磁性体滤波器7以及二极管17通过电缆而连接。因此，磁性体滤波器7也可以未必安装于印刷基板上。

在图7的例子中，电抗器8经由噪声滤波器5而与外部电极1连接，所以能够将把电抗器8以及噪声滤波器5合起来的衰减特性视为噪声滤波器5的衰减特性。但是，在电抗器8的周围形成较强的磁场，所以在使电抗器8和噪声滤波器5靠近到几mm～几cm程度的情况下，需要比较噪声滤波器5单体的衰减特性和由包括噪声滤波器5与电抗器8的磁耦合的空间耦合所致的衰减特性。在后者的衰减特性中的衰减量中无法得到针对噪声滤波器5单体的衰减量的显著差的情况下，需要设置屏蔽件等。

这样，也可以是作为第2布线105的一部分而考虑构成电抗器8的布线，作为第2布线105的一部分而考虑构成二极管17的布线，作为第2布线104的一部分而考虑构成开关元件6的布线。特别是，电抗器8易于与构成噪声滤波器5的磁性体进行磁耦合，所以关于如上所述易于磁耦合的部位，需要依照本实施方式所涉及的衰减特性来设计磁性体滤波器等。

图8是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的升压DC-DC转换器的第2结构例的图。

图8所示的第2结构例相比于图7所示的第1结构例，磁性体滤波器7的位置不同。在第2结构例中，磁性体滤波器7经由第2布线104而与开关元件6以及二极管17连接。

第2结构例能够应用于相比于连接开关元件6以及二极管17的第2布线104的长度而言连接开关元件6以及电抗器8的第2布线104以及第2布线104的合计长度更长的情况。

特别是，在电抗器8与开关元件6未配置于同一基板上而是通过电缆来连接电抗器8和开关元件6的情况下，在该电缆中设置铁氧体磁芯等磁性体滤波器7。

另外，在图7中，在第2布线104中流过的电流大，所以在使用电阻分量大的磁性体滤波器7时，由于磁性体滤波器7的发热而使电力变换效率降低。另一方面，在为了减小电阻分量并且增大阻抗分量而使用电感分量大的磁性体滤波器7时，在开关元件6断开的瞬间，蓄积于磁性体滤波器7的磁能成为电压源。其结果，开关元件6的两端被施加反电动势，并且形成由开关元件6的两端的寄生电容引起的噪声的传输路径，所以易于发生开关噪声。因此，在磁性体滤波器7中，优选为电阻分量小且不易保持磁能。

另一方面，在如图8所示与电抗器8串联地配置磁性体滤波器7的情况下，在蓄积于磁性体滤波器7的磁能流过的电流路径中，二极管17以及平滑电容器18的串联电路的阻抗小于开关元件6的两端的阻抗以及与外部电极3、4连接的负载电路的阻抗，所以开关元件6的两端不易发生反电动势。即，能够使开关噪声不易发生。因此，如果能够容许第2布线104和第1布线100、101的磁耦合，则优选为如图8所示配置磁性体滤波器7。

(1-2)降压DC-DC转换器

图9是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的降压DC-DC转换器的结构例的图。

在图9所示的降压DC-DC转换器中，也与上述升压转换器同样地，在开关元件6的接通状态下在电抗器8中蓄积磁能。此时，通过二极管17(续流二极管)的逆流防止作用，仅在电抗器8中流过电流。在使开关元件6截止时，蓄积于电抗器8的磁能被释放到负载。但是，与升压时不同，电源侧的电压以及电流被开关元件6切断，所以能够输出降压到与开关元件6的接通占空比对应的任意的电压的电压。

在图9所示的降压DC-DC转换器中，在开关元件6与噪声滤波器5之间未连接电抗器8，所以比较噪声滤波器5的衰减特性与由第2布线104和第1布线100或者101的空间耦合所致的衰减特性。需要使空间耦合的衰减特性小于噪声滤波器5的衰减特性。

在图9的例子中，通过在开关元件6与电抗器8之间安装磁性体滤波器7，能够使由空间耦合所致的衰减特性小于噪声滤波器5的衰减特性。由此，能够提高噪声滤波器5的表观上的衰减特性。

(1-3)升降压DC-DC转换器

图10是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的升降压转换器的结构例的图。

图10所示的升降压转换器与图7所示的升压转换器类似，但在蓄积于电抗器8的磁能释放时在外部电极1、2之间未连接有电源的这点与升压转换器不同。通过设为这样的结构，升降压转换器能够将输出电压控制为0以上，所以能够使用于升压电路以及降压电路中的任意电路。但是，在电抗器8中需要使用电感值大的元件。

即使在升降压DC-DC转换器中，也对第2布线104连接磁性体滤波器7。将磁性体滤波器7经由第2布线105而与二极管17以及电抗器8连接。但是，与升压DC-DC转换器同样地，在电抗器8与开关元件6未配置于同一基板上而是通过电缆来连接电抗器8和开关元件6的情况下，在该电缆中设置铁氧体磁芯等磁性体滤波器7。

(1-4)四象限转换器

图11是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的四象限转换器的结构例的图。四象限转换器是按照直流输出电压的正(输出)及负(输入)、以及输出电流的正负的任意的组合都能够输出的电路。

图11所示的四象限转换器构成为通过控制多个开关元件的接通和断开而能够执行正方向(电流从外部电极3向外部电极4的朝向流动的方向)的功率运行(power-running)及再生、以及负方向(电流从外部电极4向外部电极3的朝向流动的方向)的功率运行及再生这4个种类的动作。

在图11的例子中，四象限转换器具有4个开关元件6-1～6-4、电抗器8、4个磁性体滤波器7-1～7-4、以及噪声滤波器5。四象限转换器具有第1布线100、101、第2布线104、105、109～112、以及第3布线106、107。

磁性体滤波器7-1经由第2布线104而与开关元件6-1连接，经由第2布线111而与电抗器8连接。磁性体滤波器7-2经由第2布线105而与开关元件6-2连接，经由第2布线111而与电抗器8连接。磁性体滤波器7-3经由第2布线109而与开关元件6-3连接，经由第2布线112而与电抗器8连接。磁性体滤波器7-4经由第2布线110而与开关元件6-4连接，经由第2布线112而与电抗器8连接。

通过设为上述结构，能够降低第2布线104、第2布线105、第2布线109及第2布线110各自与第1布线100、101的空间耦合。由此，能够使由空间耦合所致的衰减特性小于噪声滤波器5的衰减特性，所以能够实质上提高噪声滤波器5的衰减特性。

关于这样的结构，能够根据连接磁性体滤波器7-1～7-4的位置、以及第1布线100、101及第2布线104、105、109、110的路线来实现这个结构。但是，无需针对4个开关元件6-1～6-4的所有开关元件设置磁性体滤波器7。例如，在能够使第1布线100、101与第2布线104、105、109、110中的任意布线之间的布线距离变远的情况下，能够使空间耦合降低，所以能够设为仅对一部分的开关元件设置磁性体滤波器7的结构。

而且，在第2布线104、105及第1布线100、101之间的空间耦合、以及第2布线110、112及第1布线100、101之间的空间耦合满足本实施方式的条件的情况下，也可以如图12所示，在第2布线104、105与电抗器8之间的第2布线111间安装磁性体滤波器7-1，并且在第2布线110、112与外部电极4之间安装磁性体滤波器7-2。

除此以外，在第3布线106、107以及第1布线100、101之间的空间耦合满足本实施方式的条件的情况下，也可以对第2布线106、107安装磁性体滤波器7-3、7-4。

另外，在图12中示出了在第2布线106、107各自中安装磁性体滤波器的结构，但也可以设为针对1个磁性体部件(例如环状磁芯)缠绕第2布线106、107的结构、即设为共模滤波器的结构。同样地，即使在第2布线110、112中，也可以设为针对1个磁性体部件缠绕第2布线110、112的结构。

(1-5)全桥转换器

图13是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的全桥转换器的结构例的图。

在图13所示的全桥转换器中，与图11所示的四象限转换器同样地，针对4个开关元件6-1～6-4分别设置磁性体滤波器7-1～7-4。全桥转换器相比于四象限转换器，不同点在于具有变压器19、平滑电容器18以及二极管桥20。

变压器19连接于第2布线111与第2布线112之间。变压器19的1次绕组可视为电抗器，所以能够应用实施方式1所涉及的电力变换装置。对变压器19的二次绕组连接有二极管桥20。由二极管桥20全波整流后的电压经过电抗器8以及平滑电容器18而被变换为直流电压。通过使用全桥转换器，能够容易地生成几kV程度的直流电压。

虽然省略图示，但通过在作为其它绝缘型DC-DC转换器的反激式转换器(flybackconverter)、正激式转换器(forward converter)等中，也在开关元件与电抗器之间设置磁性体滤波器，从而能够降低由于空间耦合而传输的噪声。其结果，能够抑制噪声滤波器5的衰减特性的降低。

<AC-DC转换器>

图14是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的AC-DC转换器的第1结构例的图。

参照图14，AC-DC转换器具有4个开关元件6-1～6-4。与4个开关元件6-1～6-4对应地设置有4个磁性体滤波器7-1～7-4。

能够利用磁性体滤波器7-1～7-4来降低由于第1布线100、101和第2布线104、105、109、110的空间耦合而传输的噪声。特别是，在开关元件6和与其对应的磁性体滤波器7的距离短到几cm程度的情况下，能够高效地降低空间耦合。

AC-DC转换器有时代替开关元件而由二极管桥构成。但是，在流过大电流的开关电路中，由二极管的阈值电压(电阻分量)引起的损失大，所以二极管桥是不合适的。因此，在开关元件的一部分中使用二极管的情况、或者在二极管桥的一部分中使用开关元件的情况(例如，图腾柱(totem pole)型AC-DC转换器)下，能够应用实施方式1所涉及的电力变换装置。

图15是示出作为应用实施方式1所涉及的电力变换装置的AC-DC转换器的第2结构例的升压斩波器复合整流电路的图。

如图15所示，升压斩波器复合整流电路在通过由4个二极管17-1～17-4构成的二极管桥对交流电压进行全波整流之后，通过电抗器8而变换为直流电压。而且，通过由开关元件6、二极管17以及平滑电容器18构成的升压电路而使直流电压升压。

即使在图15的例子中，通过在开关元件6与电抗器8之间设置磁性体滤波器7，也能够降低第2布线104与第1布线100、101之间的空间耦合。由此，能够使在外部电极1、2之间流过的噪声降低，所以能够抑制噪声滤波器5的衰减特性的降低。

<DC-AC转换器>

图16是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的DC-AC转换器的第1结构例的图。图17是示出应用实施方式1所涉及的电力变换装置的DC-AC转换器的第2结构例的图。

图16是在单相逆变器中应用了实施方式1所涉及的电力变换装置的结构例，图17是在三相逆变器中应用了实施方式1所涉及的电力变换装置的结构例。在单相逆变器与三相逆变器之间，磁性体滤波器7的安装方式没有差异，所以以下说明图16所示的第1结构例。

在单相逆变器中，也与上述DC-DC转换器同样地，为了降低第2布线104、105、109、110各自与第1布线100、101的空间耦合而设置磁性体滤波器7-1～7-4。

在没有磁性体滤波器7的情况下，开关元件6-1的噪声经由第2布线104而传输到外部电极3，并经由连接于外部电极3、4之间的负载而从外部电极4返回。这样，噪声的传输路径变长，所以与第1布线100、101之间发生大量的空间耦合。其结果，相比于噪声滤波器5单体的衰减特性，会使将噪声滤波器5连接到开关元件6-1～6-4的情况的衰减特性变差。

在本实施方式中，如图16所示，通过针对开关元件6-1～6-4分别设置磁性体滤波器7-1～7-4，能够抑制噪声滤波器5的衰减特性变差。

即使在该情况下，在如升压DC-DC转换器所记载那样使用电阻分量大的磁性体滤波器7-1～7-4时，也会引起变换效率的降低。另外，如果使用电感分量大的磁性体滤波器7-1～7-4，则在开关元件6-1～6-4断开时，蓄积于磁性体滤波器7-1～7-4的磁能成为电压源。其结果，开关元件6-1～6-4各自的两端被施加反电动势，并且形成由开关元件6-1～6-4各自的两端的寄生电容引起的噪声的传输路径，所以易于发生开关噪声。因此，在磁性体滤波器7-1～7-4中优选电阻分量小且不易保持磁能的元件。

另外，代替在各开关元件的附近安装磁性体滤波器的结构，如图18所示，只要满足本实施方式中的空间耦合，则也可以是在第2布线111、112中分别安装磁性体滤波器7-1、7-2的结构。由此，能够减少磁性体滤波器的个数。

而且，也可以如图19所示，代替图18所示的磁性体滤波器7-1、7-2，而成为将第2布线111、112缠绕到1个磁性体滤波器7-1的结构。

或者，也可以如图20所示，构成为除了图19所示的磁性体滤波器7-1以外，在开关元件6-1～6-4与噪声滤波器5之间以满足本实施方式中的空间耦合的方式设置磁性体滤波器7-2。磁性体滤波器7-2记载为针对1个磁性体滤波器而经过第3布线106、107的共模滤波器，但也可以与其它例子同样地，构成为分割磁性体滤波器并作为正常模式滤波器分别安装于第3布线106、107。

<AC-AC转换器>

虽然省略图示，但对于AC-AC转换器也能够应用实施方式1所涉及的电力变换装置。在AC-AC转换器中有循环转换器、矩阵转换器等。在这些转换器中也使用开关元件，所以通过与开关元件靠近地设置磁性体滤波器，能够降低空间耦合，其结果能够改善噪声滤波器5的衰减特性。

<互感>

接下来，说明由2个布线之间的磁场耦合引起的空间耦合。

在布线中流过电流时，依照毕奥-萨伐尔定律(Biot-Savart law)，在布线的周围形成与电流的振幅成比例的磁场。在布线中流过的电流I是包含噪声的交流电流的情况下，由于时间变化，通过电磁感应而发生磁场。并且，该磁场依照楞次定律(Lenz's law)，在布线中感应出电动势V。在流过电流I的布线中产生电动势V的现象被称为自我感应。在流过电流I的布线的周围的布线中产生电动势V的现象被称为相互感应。由自我感应引起的电感被称为自感，由相互感应引起的电感被称为互感。

在实施方式1中，示出减少互感所引起的噪声的空间传输的方法。使用图21，说明由2个闭合磁路(闭合回路)22-1以及22-2之间的磁耦合所致的互感。此外，本实施方式中的磁耦合意味着互感。

在互感的导出中利用诺依曼公式(Neumann's formula)。在将互感设为M时，互感M用下式(1)来表示。

[数学式1]

通过求出互感M，在将布线22-1中流过的电流设为I1时，由于相互感应而在布线22-2中产生的感应电动势V能够用下式(2)来表示。

[数学式2]

在式(2)中，d表示微小量，dt表示微小时间，dI1/dt表示微小时间中的电流的变化。该电流的变化可以认为是噪声电流的时间变化。

图22是说明2根电缆26-1、26-2之间的磁耦合的图。由电缆26-1、26-2的磁耦合所致的互感M能够通过上述式(1)来导出。电缆26-1、26-2分别表示实施方式1所涉及的电力变换装置中的第1布线100、101以及第2布线103。

在将电缆26-1、26-2的中心间距离28设为g[m]、并将各电缆的长度27设为L[m]时，互感M能够用下式(3)来表示。

[数学式3]

<由磁场耦合引起的感应电压>

在将布线中流过的电流设为I、并将自感设为L时，由自我感应引起的感应电动势V能够用V＝L·dI/dt来表示。另外，在将互感设为M时，由相互感应引起的感应电动势V能够用V＝M·dI/dt来表示。

这样在布线中流过的电流(包含噪声分量)的时间变化dI/dt并非是0的情况下，由于在一方的布线中流过的噪声电流，在包括周围的布线在内的导体中发生噪声电压。该噪声电压进而经由导体或者空间而形成回路，由于该回路的阻抗而发生噪声电流。

在实施方式1中，通过使开关元件6及电抗器8之间的第2布线103、和外部电极1、2及噪声滤波器5之间的第1布线100、101的磁场耦合降低，从而防止在第2布线中流过的噪声电流混入到第1布线。这样考虑布线之间的磁场耦合来设计噪声滤波器5及磁性体滤波器7的位置、以及布线的路线的思想是在现有技术中未出现的概念。

为了降低磁场耦合，在实施方式1所涉及的电力变换装置中，构成为针对连接开关元件6和电抗器8的第2布线103，以与开关元件6靠近的方式设置磁性体滤波器7。而且，构成为使第2布线103与连接外部电极1、2及噪声滤波器5的第1布线100、101的布线间距离变远。

理论上通过使布线间距离变远，由磁场耦合所致的噪声的传输量会降低，但在实际的设计中，以使由于磁场耦合而在空间中传输的噪声的衰减特性小于噪声滤波器5的衰减特性的方式设计互感M。

<寄生电容以及杂散电容>

在2个以上的导体之间必然发生寄生电容(还称为杂散电容)。在本实施方式中，为了简单而考虑2个导体。

在2个导体之间发生的寄生电容根据与电容器相同的原理而发生。即，在将寄生电容设为C时，用C＝εS/d提供。其中，ε是介电常数，S是2个导体的相向面积，d是2个导体之间的距离。

在将2个导体之间产生的电位差设为V时，由于寄生电容C而在导体之间的空间中蓄积的电荷Q成为Q＝CV。在第1导体中发生Q分量，在第2导体中发生-Q分量。在噪声重叠于导体的情况下，电位差V随着时间经过而发生变化，所以电位差V的一次微分dV/dt具有非0的值。在C是恒定的条件下，dQ/dt＝C·dV/dt成立。由于dQ/dt＝I，所以可知用I＝C·dV/dt表示的噪声电流从第1导体流到第2导体。

此外，关于寄生电容C，只要各导体的形状或介电常数不变化就不会变化，或者即便变化但由于其变化量相比于dQ/dt而言充分小，所以可以忽略。因此，可认为C是恒定的。

在通过负载对2个导体之间施加大的电压的情况下，无法忽略电场耦合的影响。在施加大的电压的系统中，连接器也变大。其结果，有时开关元件6或者电抗器8和连接器的距离靠近。在这样的系统中，不仅是磁场耦合，而且也需要考虑电场耦合。作为其对策，将连接器配置到与开关元件6或者电抗器8之间的空间距离远的位置。由此，降低由连接器和开关元件6或者电抗器8的电场耦合所致的噪声电流的混入量。

<实机中的说明>

接下来，说明通过实机对实施方式1所涉及的电力变换装置的效果进行验证得到的结果。

图23是示出搭载有图5所示的噪声滤波器5的电力变换装置的结构例的图。在图23的例子中，噪声滤波器5是将线间电容器、对地电容器、共模扼流线圈、正常模式扼流线圈、二极管、电阻、以及变阻器或避雷器等静电对策部件组合多个而构成的。对地电容器安装于电力变换装置的框体。在没有框体的情况下，对地电容器安装于成为基准电位的部位。

图24是示出将实施方式1所涉及的电力变换装置安装到印刷基板上的第1例的平面图。在图24的例子中，在印刷基板43上安装噪声滤波器5、转换器电路40、电抗器8、逆变器电路31以及控制电路41。在转换器电路40中安装开关元件6。电抗器8和印刷基板43通过第2布线104连接。在第2布线104上，作为磁性体滤波器7而安装有铁氧体磁芯30。

在印刷基板43中，安装有用于将外部电源连接到外部电极9、10的第1布线100、101。为了降低该第1布线100、101和第2布线104的磁场耦合，设计铁氧体磁芯30的位置、和/或第1布线100、101及第2布线104的路线。

对逆变器电路31的输出端子11、12分别连接第3布线114、115。对第3布线114、115连接负载(未图示)。

图25是示出图23以及图24所示的实施方式1所涉及的电力变换装置中的噪声端子电压的测定结果的图。图25的横轴表示频率，纵轴表示噪声端子电压。此外，试验条件依照CISPR14。此外，作为磁性体滤波器7而使用铁氧体磁芯30。

为了确认实施方式1所涉及的效果，在图24的例子中，将第1布线100、101各自与第2布线104之间的距离从作为初始值的30cm扩大到50cm。而且，将铁氧体磁芯30与转换器电路40的开关元件6之间的距离从作为初始值的30cm缩减到10cm。

在铁氧体磁芯30中，使用非分割环形类型的铁氧体。该铁氧体的阻抗Z在30Hz下是Z＝139Ω，在50MHz下是Z＝164Ω，在100MHz下是Z＝197Ω。铁氧体针对第2布线104，以双线绕组来卷绕2匝。

图25中的波形33表示实施方式1所涉及的电力变换装置的噪声端子电压的测定结果，波形34表示初始状态的电力变换装置的噪声端子电压的测定结果。波形32表示在CISPR14中规定的标准的界限值。

根据图25的测定结果，可知在7MHz～20MHz的范围中呈现10dB以上的效果。另一方面，在0.1MHz～7MHz、20MHz～30MHz的范围中看不到效果，但在该频率范围中会测定出电力变换装置以外的设备发生的噪声分量。

在图24的例子中，在开关元件6中使用GaN功率半导体元件。因此，由于框体的大小、电抗器8的电感、以及电抗器8与框体之间的寄生电容等的影响，在10MHz附近发生谐振。

近年来，伴随开关元件6的高速化，易于发生10MHz频带的噪声。针对该10MHz频带的噪声，即使使用组合多个噪声滤波器而成的以往的多级电路、或者共模扼流线圈或正常模式扼流线圈，也难以得到噪声降低效果。这是因为，由于空间耦合而大量地发生不经由噪声滤波器而传输到电力变换装置的外部的噪声。在实施方式1中，如上所述通过磁性体滤波器7的设置以及布线间距离的设计来降低空间耦合，由此能够降低不经由噪声滤波器5而传输到电力变换装置的外部的噪声。

图26是示出将实施方式1所涉及的电力变换装置安装到印刷基板上的第2例的平面图。在图26的例子中，在印刷基板43上安装有噪声滤波器5、逆变器电路31、转换器电路40、电抗器8以及平滑电容器18。第1布线100、101连接于外部的交流电源与噪声滤波器5之间。来自交流电源的电力经由噪声滤波器5而被供给到逆变器电路31。逆变器电路31将交流电力变换为直流电力而输出。转换器电路40将该直流电力变换为任意的频率的交流电力，并经由第3布线114、115而供给到负载。

在图26的结构中，电抗器8以及平滑电容器18考虑其重量以及发热而搭载到与印刷基板43不同的印刷基板。转换器电路40通过第2布线104、119而与电抗器8连接，并且通过布线而与搭载有平滑电容器18的基板连接。即使在这样的布线中，通过使作为磁性体滤波器7的铁氧体磁芯30靠近转换器电路40，也能够控制磁耦合。

此外，噪声滤波器5以及转换器电路40搭载于印刷基板43的上表面，电抗器8以及平滑电容器18配置于印刷基板43的下侧。其目的在于，由于热空气向上方流动，所以防止抗热能力弱的电抗器8、平滑电容器18变热，降低由热所致的电抗器8的电感值，或者延长平滑电容器的寿命。因此，难以将这些部件以远离第1布线100、101的方式配置。

另外，关于第1布线100、101，通常经由端子板来连接，但在被淋上雨等的水滴时发生短路或者腐蚀的可能性增加，所以配置于不易直接被淋上雨的靠近大地的一侧。因此，难以将第1布线100、101以远离电抗器8以及平滑电容器18的方式配置。

因此，在实施方式1中，通过将铁氧体磁芯30安装到第2布线104，去除由磁耦合所致的噪声，由此改善噪声滤波器5的表观上的特性。此外，在图26的例子中，构成为将铁氧体磁芯30仅安装到第2布线104，但也可以针对1个铁氧体磁芯30缠绕第2布线104以及第2布线119。在频率是100MHz以下的情况下，通过并非卷绕1匝而是卷绕多匝，能够提高铁氧体磁芯30的效果。另一方面，在频率是100MHz以上的情况下，针对铁氧体磁芯30将布线卷绕多次，由此所缠绕的布线之间的电场耦合会增加，铁氧体磁芯30的表观上的特性会变差，因此优选设为1匝～3匝程度。

实施方式2.

在实施方式2中，说明正常模式噪声以及共模噪声。

<正常模式>

正常模式噪声是指，针对电源线串联地连接作为噪声源的开关元件、且噪声作为电流沿着与电源电流相同的方向而流动的状态的噪声。电流的前进(forward)和返回(return)逆相(相位相差180度)，所以还被称为正常模式或者差模(differential mode)。

<共模>

共模噪声是指针对电源线在相同的方向上流过的电流同相(相位一致)，所以还被称为共模。

在单相的电源线的情况下，是在同相中流过的噪声源所引起的电流，其共模噪声的返回是经由框体与印刷基板之间、框体与旋转电机之间的杂散电容、或者对地电容器等而返回到噪声源。

<噪声滤波器针对正常模式、共模的特性>

在实施方式2中，在将实施方式1所示的由空间耦合所致的噪声的传输、即由于在空间中传输而引起的衰减特性设为B，并将噪声滤波器5针对共模的衰减特性设为C时，以成为B<C的方式，通过构造设计来决定B的值。

图27是从图5所示的噪声滤波器5抽出影响共模分量的部件而示出的电路图。关于线间电容器以及正常模式扼流线圈等不影响共模分量的部件，可以去除来考虑。

图28是示出图27所示的噪声滤波器的针对共模的衰减特性的测定结果的图。图28的横轴表示频率，纵轴表示衰减特性。如图28的波形35所示，例如在1MHz下可得到-75dB的针对共模噪声的衰减特性。

此外，在噪声滤波器的测定中，能够使用矢量网络分析器或者阻抗分析器。在图28的测定中，使用矢量网络分析器(产品名：E5061B，Keysight公司制造)。

图29是从图5的噪声滤波器5抽出影响正常模式分量的部件而示出的图。线间电容器以及正常模式扼流线圈对正常模式有效果，但除此以外，共模扼流线圈的泄漏电感分量以及对地电容器会成为串联电容器，所以可视为线间电容器。

图30是示出图29所示的噪声滤波器的针对正常模式的衰减特性的测定结果的图。图30的横轴表示频率，纵轴表示衰减特性。如图30的波形37所示，例如在1MHz下可得到-82dB的针对正常模式噪声的衰减特性。

<由空间耦合所致的噪声的传输>

第1布线100和第1布线101通常以靠近几cm以内的方式走线的情形较多。这是因为，为了易于制造而将第1布线100、101捆成束来配置于设备内、以及将第1布线100、100固定到设置于设备内的突起部的情形较多。

但是，在如实施方式1所示噪声由于空间耦合而传输的情况下，易于得到与第1布线100以及第1布线101靠近而走线的状态相同的磁耦合。特别是，在磁耦合在2个布线之间相互相等的情况下，针对2个布线而均等地发生感应电压，所以作为同相分量的共模分量成为支配性。因此，由空间耦合所致的噪声的传输易于发生共模噪声。

另一方面，由于电缆的布线长度的差异、或者第1布线100和第1布线101的两端的阻抗(例如噪声滤波器5的阻抗)的差异而发生正常模式噪声。通过使第1布线100以及第1布线101的相位偏移，从共模噪声变化为正常模式噪声，由此也可能引起正常模式噪声。除此以外，在第1布线100以及第2布线104之间的距离与第1布线101以及第2布线104之间的距离不同的情况、或者第1布线100以及第2布线104的朝向与第1布线101以及第2布线104的朝向不同的情况下，正常模式噪声会增加。

图31是示出比较实施方式1所示的互感M(式(3))和图28所示的噪声滤波器的针对共模分量的特性而得到的结果的图。

在图28所示的噪声滤波器的情况下，如果互感M是M＝0.01nH，则相比于噪声滤波器的共模分量，能够减小通过磁耦合来传输噪声时的衰减特性。

根据表示互感M的式(3)，例如通过将开关元件6与磁性体滤波器7之间的距离设为1cm，并使第1布线100、101与第2布线104之间的距离相隔0.5m以上来配置，从而能够设为M<0.01nH。相反地，在想要得到M＝0.01nH的情况下，需要将开关元件6与磁性体滤波器7之间的距离设为1cm以下，使第1布线100、101与第2布线104之间的距离相隔0.5m以上。

此外，在2个布线的朝向并非是平行的情况、或者2个布线处于绞合的关系的情况下，互感M小于从式(3)得到的M。但是，在该情况下，相对于两者之间的最接近的距离下的互感M0，在将2个布线的朝向所成的角设为θ时，能够将M0·cosθ作为近似值来计算互感M。

实施方式3.

在实施方式3中说明考虑了噪声滤波器5的频率特性的设计。

噪声滤波器5如图25所示的传导噪声的测定结果那样具有频率特性。另外，如实施方式1所示，在由噪声的标准所规定的限度值(例如针对图25的CISPR14的限度值32)中有频率特性。

在此，在比较噪声滤波器5的频率特性和界限值的频率特性时，仅针对超过噪声的标准的频带，实施方式1所示的由第1布线以及第2布线之间的互感以及寄生电容形成的空间耦合所致的衰减特性B相对噪声滤波器5的衰减特性A而成为B<A。

例如，在图25中，7～10MHz的频带中的噪声相对于标准而言严格，以积极地降低7～10MHz的频带的噪声的方式设计了噪声滤波器5。即，仅针对这样的频带，以使由第1布线100、101与第2布线103之间的空间耦合所致的噪声的衰减特性B相比于噪声滤波器5的衰减特性A而成为B<A的方式，决定第1布线100、101及第2布线103的路线和磁性体滤波器7的配置。

此外，不仅如上所述是单一的频带(7～10MHz)，而且也可以是多个频带(例如7～10MHz和500kHz～1MHz这两方的频带)。

优选为在试制前的设计阶段将这样的概念引入到设计。因此，以下说明在试制前的设计阶段预测谐振频率的方法。

为了预测谐振频率，需要掌握成为噪声源的开关元件6的频率特性、噪声的传输路径的频率特性、接收端口(在传导噪声的情况下是LISN的频率特性，在放射噪声的情况下是天线自身的频率特性)。

如实施方式1的图3以及图4所示，能够在设计阶段估算成为噪声源的开关元件6的频率特性。接收端口使用LISN等的所决定的测定器，所以能够掌握频率特性。

另一方面，成为课题的是噪声的传输路径的频率特性。噪声基本上在电路图的传输路径中传输，但除此以外还需要考虑寄生分量。关于该寄生分量，例如通过使用等效电路计算软件(产品名：Q3D，Ansys公司制造)，能够计算噪声的传输路径的阻抗。除了Q3D以外，还能够使用电磁场模拟器(例如产品名：HFSS，Anysys公司制造；产品名：MWstudio，CST公司制造；产品名：FEMTET，Murata Software公司(Murata Software Co.,Ltd)制造等)来预测噪声传输路径的频率特性。

并且，通过组合开关元件6具有的频率分量、噪声的传输路径的频率特性、以及接收端口中的频率特性，能够估算在作为测定点的虚拟电源回路网(还称为AMN：ArtificialMains Network(人工电源网络)；或者LISN：Line Impedance Stabilization Network(线路阻抗稳定网络))中产生的噪声。

此外，在计算寄生分量时，即使不使用模拟器，也能够根据理论式来概算由布线以及框体等的物理长度所引起的自感。具体而言，关于计算方法，自感也与互感同样地能够根据诺依曼公式来计算概算值。

作为框体以及基板上的布线或者IC之间的寄生电容、框体以及布线之间的寄生电容、框体以及负载之间的寄生电容、噪声滤波器5的电容器具有的电容、以及合成电容，能够计算测定对象具有的电容。其结果，组合上述电感分量和电容分量，在从作为噪声源的开关元件6观察时，会视作串联或者并联地连接。

在串联地连接的情况下，在串联谐振的频带下阻抗看起来接近0。在并联地连接的情况下，在并联谐振的频带下阻抗看起来接近无限大。通过将这样的串联谐振和并联谐振组合多个，噪声的传输路径拥有在多个频带中具有谐振的阻抗特性。根据其结果，使这些频带中的空间耦合所致的衰减量小于噪声滤波器5的衰减量，从而能够降低混入到噪声测定部位的噪声。由此，能够在设计阶段预测谐振频率，所以在本实施方式中能够掌握应降低的频带。其结果，能够减少用于降低空间耦合的布线的制约，所以能够提供成本更低且小型的电力变换装置。

实施方式4.

图32是示出实施方式4所涉及的使用导体板45的电力变换装置的一个例子的立体图。如图32所示，在印刷基板43中安装有转换器电路40、逆变器电路31、控制电路41、连接器39-1、39-2、39-3以及导体板45。

连接器39-1将连接于商用电源44(未图示)的电缆38-1和印刷基板43进行连接。电缆38-1与图1所示的第1布线100、101相当。

噪声滤波器5与连接器39-1连接，转换器电路40与噪声滤波器5连接。逆变器电路31将从转换器电路40输出的直流电力变换为交流电力。控制电路41控制转换器电路40以及逆变器电路31。

连接器39-2连接与安装于印刷基板43的外部的电抗器8(未图示)连接的电缆38-2和转换器电路40。电缆38-2与图1所示的第2布线103相当。连接器39-3连接与旋转电机等负载连接的电缆38-3和逆变器电路31。

导体板45连接于印刷基板43上的接地、或者印刷基板43的周围的金属框体(未图示)。或者，导体板45也可以构成为与印刷基板43上的接地连接，并且使用其它电缆而与金属框体连接。

导体板45和接地优选为多点连接。能够使用锡焊、螺丝、弹簧、螺栓以及螺母、压接或者连接器等来连接导体板45和接地。

此外，导体板45不限定于1张平面板，也可以弯曲，还可以由多张构成。另外，导体板45也可以并非是针对印刷基板43垂直地安装。

导体板45至少在第2布线103中设置于开关元件6与包括铁氧体磁芯的磁性体滤波器7之间。在图32的例子中，将导体板45设置到连接开关元件6和磁性体滤波器7的第2布线103侧，但也可以将导体板45连接到将噪声滤波器5和外部端子进行连接的第1布线100、101侧。

不限定导体板45的厚度。为了防止在导体板45由于振动等而意外地脱落的情况下发生短路，优选为用电介体来覆盖导体板45的表面。

此外，在图32的例子中，在连接器39-2、39-3与转换器电路40以及逆变器电路31之间安装有导体板45，但也可以在转换器电路40以及逆变器电路31与噪声滤波器5以及控制电路41之间安装导体板45。

另外，如图32的例子那样，连接器39-1和连接器39-2、39-3优选为安装到印刷基板43上的对角、或者印刷基板43的长边的两端。由此，能够使电缆38-1(与图1中的第1布线100、101相当)与电缆38-2(与图1中的第2布线103相当)之间的距离变远，并且能够确保配置导体板45的空间。

实施方式5.

图33是示出实施方式5所涉及的使用磁屏蔽件47的电力变换装置的一个例子的立体图。在图33的结构例中，在图32所示的实施方式4所涉及的导体板45中使用了由铁磁性体构成的磁屏蔽件47。在铁磁性体中，有包含铁、钴、镍等的合金。

在图33的例子中，在印刷基板43上的接地或者金属框体是铁磁性体的情况下，也可以利用磁屏蔽件47吸附到磁铁这样的特征，针对印刷基板43上的接地或者金属框体(未图示)安装磁屏蔽件47。

磁屏蔽件47也可以不与印刷基板43上的接地或者金属框体导通。即，也可以使磁屏蔽件47从接地以及金属框体绝缘(即，意味着直流电阻足够大)。

图34是示出顺磁性体(铜、铝等)以及铁磁性体中的屏蔽效果的测定结果的图。在图34的测定中，使顺磁性体和铁磁性体成为从接地绝缘的状态，将各自的直径为50mm且卷绕10匝的2个环路探测器(loop probe)以相隔5mm的距离且使环路面相向的方式配置。在该状态下，测定2个环路探测器之间的空间耦合。在测定中，关于(1)在2个环路探测器之间未配置导体板的情况、(2)在2个环路探测器之间配置顺磁性体的情况、(3)在2个环路探测器之间配置铁磁性体的情况，分别测定了衰减特性。此外，顺磁性体是厚度为1mm的铝板。铁磁性体是厚度为1mm的铁板。

在图34的曲线图中，波形48表示(1)未配置导体板的情况的衰减特性，波形49表示(2)配置顺磁性体的情况的衰减特性，波形50表示(3)配置铁磁性体的情况的衰减特性。

如图34所示，可知在比10MHz低的频带中，顺磁性体相比于磁性体而言能够降低空间耦合。特别是，在低速地动作的IGBT等中，1MHz以下的噪声成为问题的情形较多。在这样的情况下，通过使用由顺磁性体形成的屏蔽钣金，能够降低布线之间的空间耦合。

此外，在磁屏蔽件47的情况下，无需一定与接地连接，所以即使磁屏蔽件由于振动等而意外地脱落，也能够减少短路的可能性。另外，针对没有金属框体的电力变换装置也能够设置屏蔽件，所以能够降低磁耦合。而且，根据磁屏蔽件47，能够提高配置的自由度，并且减少锡焊或者螺丝紧固的工序，所以能够低成本地提高噪声滤波器5的衰减特性。

另外，与实施方式4同样地，在图33的结构例中，磁屏蔽件47的安装位置既可以靠近第2布线103侧，也可以靠近第1布线100、101侧。

实施方式6.

在实施方式6以及7中，说明实施方式4所示的电力变换装置的应用例。

图35是示意地示出搭载有图32所示的电力变换装置的空气调节机的第1结构例的图。

如图35所示，空气调节机的室外机51具有风扇52、隔板53、压缩机54以及印刷基板43。配置风扇52的空间和配置压缩机54及印刷基板43的空间被隔板53分离。转换器用的电抗器8为了散热而安装到隔板53的导体部分。此外，电抗器8的安装位置不限于此。

压缩机54配置于室外机51的底面。压缩机54经由电缆38-3而与印刷基板43连接。印刷基板43经由电缆38-2而与电抗器8连接。

在电缆38-2中，作为磁性体滤波器7而设置有铁氧体磁芯30。与印刷基板43上的开关元件6(未图示)靠近地配置铁氧体磁芯30。针对电缆38-2，在图中的纵深方向上离开地配置电缆38-3。电缆38-1从印刷基板43连接到室外机51的商用电源44(未图示)。

在图35的例子中，构成为在测定传导噪声时，在将室外机51连接到LISN后将室外机51连接到商用电源。

导体板45(或者磁屏蔽件47)设置于电缆38-2与电缆38-1之间、以及电缆38-3与电缆38-1之间。由此，降低电缆38-2以及电缆38-1之间的空间耦合，并且降低电缆38-3以及电缆38-1之间的空间耦合。

通过设为如图35那样的结构，能够改善在从商用电源44观察时安装于电缆38-1的前端的噪声滤波器5的噪声衰减特性。此外，在一般的空气调节机中，电缆38-1与电缆38-2之间的距离优选为是0.3m以上。另外，印刷基板43上的开关元件6与铁氧体磁芯30之间的布线间距离优选为3cm以下，在有导体板45(或者磁屏蔽件47)的情况下，该布线间距离优选为是10cm以下。

实施方式7.

图36是示意地示出搭载有图32所示的电力变换装置的空气调节机的第2结构例的图。

如图36所示，在第2结构例中，也与图35所示的第1结构例同样地，配置风扇52的空间和配置印刷基板43以及压缩机54的空间被隔板53分离。

电抗器8安装于隔板53。在第2结构例中，在连接印刷基板43和商用电源44的电缆中使用绞合电缆55-1。另外，在将印刷基板43上的开关元件6(未图示)和电抗器8进行连接的电缆中使用绞合电缆55-2。

另一方面，将印刷基板43上的逆变器电路(未图示)和压缩机54进行连接的电缆38-3也可以并非是绞合电缆。这是因为，在一般的室外机51中，逆变器相比于使用电抗器8的转换器而言是低速的情形较多。

印刷基板43和各电缆能够使用端子板来连接。在该情况下，也可以仅在配设于室外机51内的电缆中使用绞合电缆。绞合电缆的绞合间距通常优选为10mm～50mm程度。

通过设为这样的结构，能够减少从绞合电缆55-2混入到绞合电缆55-1的噪声之中的正常模式分量。这是因为，噪声平均地混入到构成绞合电缆的2根以上的导线，所以共模分量成为支配性。

开关元件6通常以正常模式动作。由于流过正常模式电流的布线或者部件成为非对称的传输路径，从而产生共模。因此，作为开关元件6所输出的噪声分量，正常模式分量占据支配性。根据本结构例，能够通过绞合电缆来减少噪声的正常模式分量的空间传输。

实施方式8.

在实施方式8中，说明构成磁性体滤波器7的铁氧体磁芯30向电缆的安装位置。

图37是用于说明铁氧体磁芯向电缆的安装位置的电路图。在实施方式8中，构成为针对电缆附加表示铁氧体磁芯30的安装位置的记号。具体而言，为了使作为噪声源的开关元件6至铁氧体磁芯30的距离成为恒定，对电缆设置表示铁氧体磁芯30的安装位置的记号。在图37的例子中，对电缆设置表示开始卷绕铁氧体磁芯30的开始位置的记号56。并且，通过针对铁氧体磁芯30将电缆卷绕2匝以上，从而使铁氧体磁芯30相对于电缆而不易移动。

此外，也可以使用夹子等可拆卸的构件作为记号56，从而在缠绕电缆后拆卸记号56。另外，记号56的形状也并未被限定。电缆针对铁氧体磁芯30的缠绕既可以是手动作业，也可以使用机械臂等机械。

实施方式9.

在实施方式9中，使用图38来说明固定铁氧体磁芯的方法。

图38是示意地示出搭载有图32所示的电力变换装置的空气调节机的第3结构例的图。图38所示的空气调节机的室外机的基本结构与图35所示的空气调节机的第1结构例中的室外机相同。

安装于室外机的铁氧体磁芯30能够使用5～200g的磁芯。由于将有重量的铁氧体磁芯30安装到电缆，从而有时成为铁氧体磁芯30悬吊于印刷基板43的构造。在这样的情况下，针对印刷基板43或者印刷基板43上的连接器施加力，所以存在部件从印刷基板43剥离、或者电缆从印刷基板43脱落的可能性。

为了避免这样的不良现象，固定铁氧体磁芯30。在图38的例子中，在隔板53中形成孔，使用贯通该孔而延伸的固定构件57，将铁氧体磁芯30固定到隔板53。铁氧体磁芯30也可以构成为固定到印刷基板43来代替隔板53。

此外，固定构件57为了防止短路等而优选为电介体，但可以是任意的材质。另外，在图35、图36以及图38的例子中，成为使铁氧体磁芯30从印刷基板43悬吊的构造，但在其它空气调节机或者电力变换装置中，有时需要设为在印刷基板43的上方隔开距离来配置铁氧体磁芯30的构造。在该情况下，能够采用使固定构件57从框体或者印刷基板43竖立来固定铁氧体磁芯30的构造。

实施方式10.

图39是示出实施方式9所涉及的电缆的结构例的剖面立体图。实施方式9所涉及的电缆具有用于降低正常模式的噪声的屏蔽构造。

如图39所示，在电源是单相2线的电源的情况下，电缆成为2个芯线58的外周被由导体形成的外导体59包围的构造。该芯线58安装于在上述实施方式中叙述的连接器或者端子板。

外导体59的第1端部与电力变换装置的金属框体连接，并且外导体59的第2端部与印刷基板上的接地连接。此外，印刷基板上的接地是基准电位，通常与金属框体导通。

针对图1的第1布线100、101以及第2布线103的至少任一个布线应用实施方式9所涉及的电缆。由此，能够抑制经由空间传输来输送和接收正常模式分量以及共模分量的噪声。

而且，在芯线58是2根以上的情况下，通过与图36所示的实施方式7组合，能够构成为针对绞合电缆55-1、55-2设置屏蔽构造。

但是，在本实施方式所涉及的印刷基板43中，使用两面基板的情形较多，在该情况下，有时成为电流的返回路径的接地(基准电位)不是面，而是安装有Y电容器的接地布线。在这样的情况下，对接地布线连接电缆的外导体59。该构造一般被称为尾纤构造(pigtailstructure)，使电缆的屏蔽特性变差。在该情况下，优选为将印刷基板43设为多层基板。或者，优选为用导体(屏蔽件)覆盖印刷基板43的外侧，针对该屏蔽件连接电缆的外导体59。

但是，如在实施方式1中说明那样，由于取决于各产品的噪声的标准，所以即便是尾纤构造，仅通过使用屏蔽电缆(shielded cable)就能够期待改善特性，所以优选为即便是尾纤构造也设置屏蔽件。

实施方式11.

图40是示出使用上述式(3)来计算由2个布线的并行距离以及布线间距离形成的互感的概算值而得到的结果的图。图40的曲线图的横轴表示2个布线的并行距离，纵轴表示互感。

如图40所示，互感不依赖于布线间距离gap，并行距离越长则变得越大。另一方面，越增大布线间距离gap，则互感变得越小。

例如，设想希望使噪声的衰减特性在1MHz下成为-20dB～-60dB程度的情况。在该情况下，关于正常模式以及共模分别进行上述设计。此外，根据框体的大小，有时无法使2个布线的距离变远。即使在这样的情况下，布线间距离也优选为相隔0.2m～0.5m程度。另外，并行距离优选为是0.1m以下。

而且，在以使2个布线不并行的方式使图1所示的第1布线100、101和第2布线103靠近同一金属框体的情况下，优选为使第1布线100与金属框体之间的距离成为0.1m以上，使第2布线103与金属框体之间的距离成为0.1m以上。

实施方式12.

在上述实施方式中，说明了降低传导噪声的方法，但根据本实施方式，还能够降低放射噪声。例如，在图35、图36以及图38所示的空气调节机的结构例中，用金属框体覆盖空气调节机的外部。另外，成为由于导体板45(或者磁屏蔽件47)而不易发生放射噪声的构造。

在由于空间传输而在与金属框体的外部连接的电缆中重叠有噪声的情况下，噪声被释放到室外机51的外部。一般而言，放射噪声的标准在120kHz下如0dBμV那样非常小。此外，该标准与使用EMI接收器来测定经过120kHz的带通滤波器的噪声时的电力相当。放射噪声的标准非常小，所以由于这样的2次放射引起的噪声有时也成为问题。另外，在空气调节机以及其它电子设备中，在金属框体的一部分中使用树脂的情形变多。因此，有时得不到框体的屏蔽效果。

根据本实施方式，能够使噪声不易混入到与外部电源连接的电缆，所以不仅是噪声端子电压，而且还能够一并降低放射噪声。

实施方式13.

图41是示出在太阳能面板与蓄电池之间配置电力变换装置的结构例的图。在图41的结构例中，为了将由太阳能面板60生成的直流电力充电到蓄电池等电力储藏装置，需要将直流电力的电压值升压/降压为适当的电压值。另外，在智能电网等的进行电力的输送和接收的系统中，在多数情况下需要变换为交流电流后输出电力，所以需要用逆变器(DC-AC转换器)从直流电力变换为交流电力。

这样不仅是空气调节机、太阳能发电装置，而且能够针对具有电力变换装置和噪声滤波器的所有的电力设备应用本实施方式所涉及的电力变换装置。

本次公开的各实施方式还预想在技术上不矛盾的范围中适当组合来实施。并且，应理解本次公开的实施方式在所有的方面只是例示而并非是限制性的。本公开的范围并非是上述实施方式的说明而是通过权利要求书来示出，并旨在包括与权利要求书均等的意义以及范围内的所有的变更。

Claims (17)

1.一种电力变换装置，具备：

至少一个外部电极；

开关元件；

噪声滤波器，连接于所述至少一个外部电极与所述开关元件之间；

至少一个第1布线，连接所述至少一个外部电极和所述噪声滤波器；

第2布线，连接所述噪声滤波器和所述开关元件；以及

磁性体滤波器，安装于所述第2布线，

在将所述噪声滤波器的衰减特性设为A[dB]、并将由所述至少一个第1布线和位于所述开关元件以及所述磁性体滤波器之间的所述第2布线的空间耦合所致的衰减特性设为B[dB]的情况下，衰减特性A以及衰减特性B满足B<A的关系。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，

所述电力变换装置还具备电抗器，该电抗器连接于所述至少一个外部电极与所述开关元件之间，

所述噪声滤波器连接于所述至少一个外部电极与所述电抗器之间，

所述第2布线连接于所述电抗器与所述开关元件之间，

所述衰减特性B包括由所述至少一个第1布线和位于所述磁性体滤波器以及所述开关元件之间的所述第2布线的空间耦合所致的衰减特性。

3.根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其中，

所述衰减特性A是所述噪声滤波器针对共模噪声的衰减特性。

4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述衰减特性A包括至少一个频率下的所述噪声滤波器的衰减特性，

所述衰减特性B包括由所述至少一个频率下的所述空间耦合所致的衰减特性。

5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述至少一个外部电极包括多个外部电极，

所述至少一个第1布线包括多个第1布线，

所述衰减特性B与由所述多个第1布线的各个第1布线和位于所述开关元件以及所述磁性体滤波器之间的所述第2布线的空间耦合所致的衰减特性之中的最大值相当。

6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述电力变换装置还具备磁屏蔽件，该磁屏蔽件配置于位于所述开关元件以及所述磁性体滤波器之间的所述第2布线与所述第1布线之间。

7.根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述电力变换装置还具备：

金属框体；以及

导体板，配置于位于所述开关元件以及所述磁性体滤波器之间的所述第2布线与所述第1布线之间，并与所述金属框体连接。

8.根据权利要求1至7中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述磁性体滤波器包括铁氧体磁芯。

9.根据权利要求1至8中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述电力变换装置还具备：

输入端子；

输出端子；

印刷基板，至少安装有所述开关元件、所述噪声滤波器、所述输入端子以及所述输出端子；

第1连接器，在所述印刷基板上与所述输入端子连接；以及

第2连接器，在所述印刷基板上与所述输出端子连接，

所述第1连接器以及所述第2连接器2配置于所述印刷基板的对角或者所述印刷基板的长边的两端。

10.根据权利要求1至9中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述第1布线和位于所述开关元件以及所述磁性体滤波器之间的所述第2布线中的至少一方包括绞合电缆。

11.根据权利要求1至10中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述第1布线以及所述第2布线中的至少一方包括屏蔽电缆。

12.根据权利要求8所述的电力变换装置，其中，

所述电力变换装置还具备：

印刷基板，至少安装有所述开关元件以及所述噪声滤波器；

框体，至少收容所述印刷基板；以及

固定构件，用于将所述铁氧体磁芯固定到所述印刷基板或者所述框体。

13.根据权利要求8所述的电力变换装置，其中，

对所述第2布线附加有标明所述铁氧体磁芯的安装位置的记号。

14.根据权利要求2至13中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述第2布线的一部分包括构成所述电抗器的金属布线。

15.根据权利要求1至14中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述第2布线的一部分包括构成所述开关元件的金属布线。

16.一种空气调节机，具备：

权利要求1至15中的任意一项所述的电力变换装置；

风扇；以及

压缩机，

所述第1布线与位于所述开关元件以及所述磁性体滤波器之间的所述第2布线之间的距离是0.1m以上。

17.根据权利要求16所述的空气调节机，其中，

所述衰减特性A以及所述衰减特性B满足B+6[dB]<A[dB]的关系。

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