JP6851554B1 - 電力変換装置および空気調和機 - Google Patents

Abstract

電力変換装置の外部に伝搬するノイズを低減する。電力変換装置は、少なくとも１つの外部電極（１−４）と、スイッチング素子（６）と、少なくとも１つの外部電極（１−２）とスイッチング素子（６）との間に接続されるノイズフィルタ（５）と、少なくとも１つの外部電極（１−２）とノイズフィルタ（５）とを接続する、少なくとも１つの第１配線（１００−１０１）と、ノイズフィルタ（５）とスイッチング素子（６）とを接続する第２配線（１０３）と、第２配線（１０３）に取り付けられた磁性体フィルタ（７）とを備える。ノイズフィルタ（５）の減衰特性をＡ［ｄＢ］とし、少なくとも１つの第１配線（１００−１０１）と、スイッチング素子（６）および磁性体フィルタ（７）間に位置する第２配線（１０３）との空間結合による減衰特性をＢ［ｄＢ］とした場合に、減衰特性Ａおよび減衰特性ＢはＢ＜Ａの関係を満足する。

Description

本開示は、電力変換装置および空気調和機に関する。

特開２００９−２５０５２１号公報（特許文献１）に記載される電力変換装置においては、インバータのスイッチング素子とインダクタとが離れた位置に配置される場合、スイッチング素子とインダクタとの間をケーブルで接続する。その際、インバータのノイズ対策として、ケーブルにはケーブルを伝搬するノイズを抑制するためにフェライトコアが取り付けられる。

特開２００９−２５０５２１号公報

しかしながら、特許文献１に記載される電力変換装置では、電力変換装置を構成するスイッチング電源に起因する電磁ノイズ（以下、「ノイズ」とも称する）が電力変換装置に設けられたノイズフィルタを通って電力変換装置外部に伝搬する以外に、空間を伝搬して電力変換装置の外部へ伝搬する経路が生じる。その結果、所望の減衰特性を出すために設計したノイズフィルタを電力変換装置に組み込むと、所望の減衰特性が劣化するといった課題があった。

本開示はこのような課題を解決するためになされたものであって、本開示の目的は、電力変換装置の外部に伝搬するノイズを低減することである。

本開示に係る電力変換装置は、少なくとも１つの外部電極と、スイッチング素子と、少なくとも１つの外部電極とスイッチング素子との間に接続されるノイズフィルタと、少なくとも１つの外部電極とノイズフィルタとを接続する、少なくとも１つの第１配線と、ノイズフィルタとスイッチング素子とを接続する第２配線と、第２配線に取り付けられた磁性体フィルタとを備える。ノイズフィルタの減衰特性をＡ［ｄＢ］とし、少なくとも１つの第１配線と、スイッチング素子および磁性体フィルタ間に位置する第２配線との空間結合による減衰特性をＢ［ｄＢ］とした場合に、減衰特性Ａおよび減衰特性ＢはＢ＜Ａの関係を満足する。

本開示によれば、ノイズフィルタを通って電力変換装置の外部に伝搬するノイズを増加させることができる。その結果、電力変換装置に組み込んでも設計どおりのノイズフィルタの減衰特性を出すことができるため、電力変換装置の小型および低コスト化を実現することができる。

実施の形態１に従う電力変換装置の第１例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置の第２例を示す図である。 スイッチング素子に印加される電圧の時間波形を概略的に示す図である。 図３に示す時間波形をフーリエ変換して得られる周波数スペクトラムを概略的に示す図である。 ノイズフィルタの第１構成例を示す図である。 ノイズフィルタの第２構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置が適用された昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置が適用された昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置が適用された降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置が適用された昇降圧コンバータの構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置が適用された四象限コンバータの構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置が適用された四象限コンバータの構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置が適用されたフルブリッジコンバータの構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置が適用されたＡＣ−ＤＣコンバータの第１の構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置が適用されたＡＣ−ＤＣコンバータの第２の構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置が適用されたＤＣ−ＡＣコンバータの第１の構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置が適用されたＤＣ−ＡＣコンバータの第２の構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置が適用されたＤＣ−ＡＣコンバータの第３の構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置が適用されたＤＣ−ＡＣコンバータの第４の構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置が適用されたＤＣ−ＡＣコンバータの第５の構成例を示す図である。 ２配線間の相互インダクタンスを説明する図である。 ２本のケーブル間の磁気結合を説明する図である。 ノイズフィルタが搭載された電力変換装置の構成例を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置をプリント基板上に実装した第１例を示す平面図である。 実施の形態１に従う電力変換装置における雑音端子電圧の測定結果を示す図である。 実施の形態１に従う電力変換装置をプリント基板上に実装した第２例を示す平面図である。 ノイズフィルタからコモンモード成分に影響する部品を抜き出して示した回路図である。 図２７に示すノイズフィルタのコモンモードに対する減衰特性の測定結果を示す図である。 ノイズフィルタからノーマルモード成分に影響する部品を抜き出して示した図である。 図２９に示すノイズフィルタのノーマルモードに対する減衰特性の測定結果を示す図である。 相互インダクタンスとノイズフィルタのコモンモード成分に対する特性とを比較した結果を示す図である。 実施の形態４に従う導体板を用いた電力変換装置の一例を示す斜視図である。 実施の形態５に従う磁気シールドを用いた電力変換装置の一例を示す斜視図である。 常磁性体および強磁性体におけるシールド効果の測定結果を示す図である。 空気調和機の第１の構成例を模式的に示す図である。 空気調和機の第２の構成例を模式的に示す図である。 フェライトコアのケーブルへの取り付け位置を説明するための回路図である。 空気調和機の第３の構成例を模式的に示す図である。 実施の形態９に従うケーブルの構成例を示す断面斜視図である。 ２配線の並走距離および配線間距離と相互インダクタンスとの関係を示す図である。 太陽光パネルと蓄電池との間に電力変換装置を配置する構成例を示す図である。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。以下では、複数の実施の形態について説明するが、各実施の形態で説明された構成を適宜組み合わせることは出願当初から予定されている。なお、図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に従う電力変換装置の第１例を示す図である。図１を参照して、第１例に従う電力変換装置は、外部電極１〜４と、ノイズフィルタ５と、スイッチング素子６と、磁性体フィルタ７と、第１配線１００，１０１と、第２配線１０３と、第３配線１０６，１０７とを備える。

第１配線１００は、外部電極１とノイズフィルタ５の第１入力端子５ａとの間に接続される。第１配線１０１は、外部電極２とノイズフィルタ５の第２入力端子５ｂとの間に接続される。

第３配線１０６は、ノイズフィルタ５の第１出力端子５ｃと外部電極３との間に接続される。第３配線１０７は、ノイズフィルタ５の第２出力端子５ｄと外部電極４との間に接続される。

磁性体フィルタ７の第１端子は、第３配線１０６に接続される。第２配線１０３は、磁性体フィルタ７の第２端子とスイッチング素子６の第１端子との間に接続される。スイッチング素子の第２端子は、第３配線１０７に接続される。すなわち、磁性体フィルタ７、第２配線１０３およびスイッチング素子６は、第３配線１０６および第３配線１０７の間にこの順に直列に接続される。このとき、第１配線１００、第３配線１０６および第２配線１０３の間には電気的な導通があり、かつ、第１配線１０１および第３配線１０７の間には電気的な導通があるものとする。ここで、電気的な導通があるとは、直流抵抗が無限大であること、現実的にはテスター等で測定したときの抵抗値が少なくとも１ＭΩよりも小さいことを意味する。

第１例において、ノイズフィルタ５の入出力間の減衰特性をＡとする。第１配線１００と第２配線１０３との磁気結合および、第１配線１０１と第２配線１０３との磁気結合のうち、磁気結合が大きい方において、配線間の空間伝搬による減衰特性をＢとする。

なお、本願明細書において、フィルタの減衰特性とは、フィルタに入力される電磁ノイズ（以下、単に「ノイズ」とも称する）の電力に対する、フィルタから出力されるノイズの電力の比に比例する特性をいう。すなわち、ノイズフィルタ５および空間伝搬における減衰特性が大きいということは、入力されるノイズの電力に対して、出力されるノイズの電力が小さくなることを意味する。

一般的に、入力されるノイズの電力に対する出力されるノイズの電力の比は、入力１に対して出力が１／１０００など、非常に小さい値となるため、対数を用いて表される。具体的には、入力されるノイズの電力をＷｉｎ［Ｗ］とし、出力されるノイズの電力をＷｏｕｔ［Ｗ］とすると、１０×ｌｏｇ_１０（Ｗｏｕｔ／Ｗｉｎ）で表現される。

第１例では、減衰特性Ｂが減衰特性Ａよりも小さくなるように（Ｂ＜Ａ）、第１配線１００，１０１、第２配線１０３および磁性体フィルタ７を配置する。例えば、ノイズフィルタ５の減衰特性ＡをＡ＝Ｗｏｕｔ／Ｗｉｎ＝０．００１とし、空間伝搬による減衰特性ＢをＢ＝Ｗｏｕｔ／Ｗｉｎ＝０．０００１とすると、Ｂ＜Ａの関係を満たす。減衰特性を対数で表わした場合においても、減衰特性Ａは１０×ｌｏｇ_１０（Ａ）＝−３０ｄＢとなり、減衰特性Ｂは１０×ｌｏｇ１０（Ｂ）＝−４０ｄＢとなり、Ｂ＜Ａの関係を満たす。

なお、ノイズ電力は電圧の二乗または電流の二乗に比例するため、上記の関係を電圧比または電流比で表わすこともできる。この場合は、２０×ｌｏｇ_１０（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）のように表すことができる。ただし、周波数に対する波長を考慮し、波長に対して寸法が同程度になる場合には分布定数として考える。そのような分布定数においては、測定点の位置に依存して電圧および電流の値が異なるため、一般的には、分布定数回路においても一定になる電力（電流×電圧）で考えるのが望ましい。Ｓパラメータ（散乱行列、Scattering Parameterとも称する）は、この考え方に従っている。Ｓパラメータを測定するためには、ネットワークアナライザまたはそれを応用した手法（例えばインピーダンスアナライザ）などが用いられる。Ｓパラメータ以外に、ＬＣＲメータを用いた手法または、ＴＤＲ（Time Domain Reflectometry）法を用いることも可能である。

図２は、実施の形態１に従う電力変換装置の第２例を示す図である。図２を参照して、第２例に従う電力変換装置は、図１に示す第１例に従う電力変換装置に対して、リアクトル８を加えたものである。

リアクトル８は、第１端子が第３配線１０６に接続され、第２端子が第２配線１０５の第１端子に接続される。第２配線１０５の第２端子は磁性体フィルタ７の第１端子に接続される。第２配線１０４は、第１端子が磁性体フィルタ７の第２端子とスイッチング素子６の第１端子との間に接続される。スイッチング素子６の第２端子は第３配線１０７に接続される。すなわち、リアクトル８、第２配線１０５、磁性体フィルタ７、第２配線１０４およびスイッチング素子６は、第３配線１０６および第３配線１０７の間にこの順に直列に接続される。

第２例において、ノイズフィルタ５の減衰特性をＡとする。第１配線１００と第２配線１０４との空間結合および、第１配線１０１と第２配線１０４との空間結合のうち、空間結合が大きい方において、配線間の空間伝搬による減衰特性をＢとする。第２例では、減衰特性Ｂが減衰特性Ａよりも小さくなるように（Ｂ＜Ａ）、第１配線１００，１０１、第２配線１０４および磁性体フィルタ７を配置する。

次に、上述した第１例および第２例に従う電力変換装置の具体的構成および動作について説明する。

＜外部電極＞
第１例および第２例に従う電力変換装置は、単相２線入力および単相２線出力の回路構成を有している。このような回路構成においては、外部電極１，２にバッテリ、商用電源または太陽光パネルなどの給電装置あるいは、後述するＡＣ−ＤＣコンバータのような電力変換装置が接続され得る。これらの装置によって外部電極１，２に電力が供給される。外部電極３，４は、電力変換装置により生成された電力を出力する電極（端子）であり、直流電力または交流電力、あるいは直流電力が重畳された交流電力を出力する。

漏洩電流あるいは、対地間コンデンサまたは電力変換装置および筐体間の寄生容量により伝搬する交流電流を除けば、キルヒホッフの法則に従い、外部電極１，２に入力された電流は、外部電極２から逆向きに等しい電流値で出力される。外部電極３，４には、回転機またはバッテリなどの負荷、あるいはＤＣ−ＤＣコンバータまたはＡＣ−ＤＣコンバータなどの電力変換装置が接続され得る。

第１例および第２例では、外部電極１，２を単相２線入力とし、外部電極３，４を単相２線出力としているが、入力および出力ともに、外部電極の数を変更することによって、一般的な単相３線、３相３線および３相４線などに対応することも可能である。いずれの構成においても実施の形態１による効果を得ることができる。

＜伝導ノイズの伝搬経路＞
第２例に従う電力変換装置において、伝導ノイズは、スイッチング素子６がオンまたはオフする瞬間に発生するノイズ（スイッチングノイズ）に起因する。図２に矢印で示すように、ノイズは、スイッチング素子６から第２配線１０４、磁性体フィルタ７、第２配線１０５、リアクトル８、第３配線１０６、ノイズフィルタ５および第３配線１０７からなる第１伝搬経路Ｐ１を通ってスイッチング素子６に戻る。第１伝搬経路Ｐ１においてノイズフィルタ５で除去しきれなかったノイズは、第２伝搬経路Ｐ２を通る。第２伝搬経路Ｐ２は、スイッチング素子６から第２配線１０４、磁性体フィルタ７、第２配線１０５、リアクトル８、第３配線１０６、ノイズフィルタ５および第１配線１００を通って外部電極１に流れ、外部電極２、第１配線１０１、ノイズフィルタ５および第３配線１０７を通ってスイッチング素子６に戻る経路である。

さらに、外部電極３，４から負荷側に流れるノイズは、第３伝搬経路Ｐ３を通る。第３伝搬経路Ｐ３は、スイッチング素子６から第２配線１０４、磁性体フィルタ７、第２配線１０５、リアクトル８および第３配線１０６を通って外部電極３に流れ、外部電極３，４に接続される負荷を経由した後、外部電極４および第３配線１０７を通ってスイッチング素子６に戻る経路である。

このように、伝導ノイズはノイズフィルタ５および配線を経由して伝搬する。他の電力変換装置においても同様に考えることができる。

＜スイッチング素子＞
スイッチング素子６には半導体素子が用いられる。半導体素子のうち、電力変換装置に使われる半導体素子は「パワー半導体素子」とも称される。パワー半導体素子には、ダイオードのように整流作用を有するもの、アンプのように増幅作用を有するもの、または電流を導通／遮断する作用を有するものなどがある。スイッチング素子６は、整流作用および、電流を導通／遮断する作用を有するパワー半導体素子である。

パワー半導体素子の材料には、Ｓｉ（珪素）の他、ＳｉＣ（炭化珪素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＯ（酸化珪素）、Ｃ（炭素）などのワイドバンドギャップ半導体を用いることができる。また、パワー半導体素子の構造には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）またはＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect
Transistor）などを用いることができる。

スイッチング素子６（パワー半導体素子）は、プリント基板上に実装される。プリント基板は、ガラス・エポキシ（ＦＲ−４：Flame Retardant Type ４）または紙フェノール（ＦＲ−１，２）、紙エポキシ（ＦＲ−３）、ガラス・コンポジット（ＣＥＭ３）などで形成された誘電体上に、銅またはアルミニウムなどの導体からなる配線を形成したものである。例えば、ＦＲ−４とは、ガラス繊維の布にエポキシ樹脂を浸み込ませたものであり、４程度の比誘電率を有している。

スイッチング素子６が発生するリンギングなどを低減するために、スナバ回路を用いることもできる。ただし、スナバ回路を用いると電力変換効率が低下するため注意が必要である。また、スイッチング素子６の放熱のために、放熱フィンなどの放熱機構を設けることもできる。

次に、スイッチング素子６の動作と、その動作により発生する周波数特性との関係について説明する。

図３は、スイッチング素子６に印加される電圧の時間波形を概略的に示す図である。
スイッチング素子６がＩＧＢＴである場合、図示しないゲート駆動回路からのゲート信号がオンされると、スイッチング素子６がターンオンされ、コレクタ−エミッタ間電圧が０％に下降するとともに、コレクタ−エミッタ間に電流が流れる。一方、ゲート信号がオフされると、スイッチング素子６がターンオフされ、電流が遮断されるとともに、コレクタ−エミッタ間電圧が１００％まで上昇する。これにより、図３に示すような波形を作り出すことができる。スイッチング素子６がＭＯＳＦＥＴである場合には、ゲート駆動回路から入力されるゲート信号のオンオフに応じて、ドレイン−ソース間の電流が導通または遮断される。

なお、パワー半導体素子の材料にＳｉを用いる場合には、絶縁耐圧を得るためにスイッチング素子６をＩＧＢＴで構成することができる。一方、材料にワイドバンドギャップ半導体を用いる場合には、材料特性として絶縁耐圧が高いため、スイッチング素子６を、高速駆動しやすいＭＯＳＦＥＴで構成することができる。

このようにパワー半導体素子は、ゲート信号をオン／オフすることによって、電流を導通／遮断させるスイッチとなるため、スイッチング素子と呼ばれる。そして、スイッチング素子を動作させることでスイッチング素子に接続されるリアクトル（コイル、インダクタまたはインダクタンスとも称する）に磁気エネルギーを蓄積し、かつ、リアクトルから磁気エネルギーを放出させることによって、所望の出力電力を生成することができる。

スイッチング素子の動作周波数（以下、駆動周波数とも称する）は、Ｓｉ半導体の場合、スイッチング損失で発生する熱と放熱との関係から、通常、約１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度に設定される。一方、ワイドバンドギャップ半導体の場合、駆動周波数は、通常、約３０ｋＨｚ〜１ＭＨｚ程度に設定される。

ただし、電力変換装置の出力電圧または出力電流が大きい場合には、出力電圧または出力電流が小さい場合に比べてスイッチング損失が大きくなるため、駆動周波数を低下させることがある。なお、本願明細書において、出力電圧が高いとは、直流３００Ｖ以上の電圧を指すものとする。

また、本実施の形態において、スイッチング素子は、半導体と、半導体から伸びたボンディングワイヤと、ボンディングワイヤに接続するリード線との組み合わせで構成されると考え、ボンディングワイヤおよびリード線も第２配線の一部と考えても構わない。

スイッチング素子６がＩＧＢＴである場合、コレクタ−エミッタ間電圧は、ターンオン時には３０ｎｓ〜１００ｎｓ程度の時間内に５００Ｖから０Ｖまで低下し、ターンオフ時には３０ｎｓ〜１００ｎｓ程度の時間内に０Ｖから５００Ｖまで増加する。一方、スイッチング素子６がＭＯＳＦＥＴである場合には、ドレイン−ソース間電圧は、ターンオン時には数ｎｓ〜３０ｎｓ程度の時間内に５００Ｖから０Ｖまで低下し、ターンオフ時には数ｎｓ〜３０ｎｓ程度の時間内に０Ｖから５００Ｖまで上昇する。

なお、リンギングを除けば、電流は、上述した電圧の時間変化とは反対の時間変化を示す。したがって、スイッチング素子６のターンオン時には、電圧が０Ｖに低下するとともに、電流が０Ａから数１０Ａまで増加する。このときの電圧および電流の時間波形は、図３に示すような台形波状となる。

図３において、電圧波形の１周期Ｔ_０は、スイッチング素子６の駆動周波数の逆数に相当する。図３の例では、電圧の立ち上がり時間を０％から１００％までの時間（時刻−ｔ２／２から時刻−ｔ１／２までの時間）とし、電圧の立ち下がり時間を１００％から０％までの時間（時刻ｔ１／２から時刻ｔ２／２までの時間）としているが、立ち上がり時間および立ち下がり時間の定義はこれに限定されない。

なお、実際のスイッチング動作においては、立ち上がり時および立ち下がり時にリンギング（オーバーシュートおよびアンダーシュート）が生じるため、電圧および電流の時間波形は理想的には台形波状とはならない場合がある。リンギングは、台形波に重畳した高周波成分（ノイズ）であり、配線の残留インダクタンスなどの機器の設計に専ら依存する。したがって、本実施の形態ではリンギングを無視し、電圧および電流の時間波形を理想的な台形波として扱うことにする。

図４は、図３に示す時間波形をフーリエ変換して得られる周波数スペクトラムを概略的に示す図である。図４に示す周波数スペクトラムは、横軸を周波数とし、縦軸を電圧として両対数を取ったものである。

フーリエ変換は、時間波形の両端が等しい値（通常、０Ｖまたは０Ａ）である状態で行なうものとする。時間波形の両端が等しい値ではない場合には、ハミング窓またはハニング窓などの窓関数を時間波形に施すこととする。

図４に示す周波数スペクトラムは、周波数が０［Ｈｚ］〜１／（πＴ_０）［Ｈｚ］の範囲では振幅が一定となっている。周波数が１／（πＴ_０）［Ｈｚ］〜１／｛π（ｔ２−ｔ１）｝［Ｈｚ］の範囲では、周波数が１０倍になると振幅の包絡線が−２０ｄＢ低下している（これを−２０ｄＢ／ｄｅｃとも表記する）。周波数が１／｛π（ｔ２−ｔ１）｝［Ｈｚ］以上の範囲では、振幅の包絡線が−４０ｄＢ／ｄｅｃ低下している。

このように、スイッチング動作時における電圧または電流の時間波形は、低周波数成分から高周波数成分までの幅広い周波数成分を有している。このうちの１／（πＴ_０）［Ｈｚ］以上の周波数成分がノイズに該当しており、低減すべき対象となる。

なお、ノイズを過小評価しないように、時間波形の立ち上がり時間と立ち下がり時間とが異なる場合には、より短い方の時間を用いて周波数成分を計算することが好ましい。または、包絡線ではなく、フーリエ変換後の波形を用いて評価してもよい。

＜リアクトル＞
第２例に従う電力変換装置（図２参照）において、スイッチング素子６およびリアクトル８間の配線は、当該配線を構成するプリント基板上の配線パターンおよびケーブルの配線長ができるだけ短くなるように設計することが求められる。

しかしながら、リアクトル８は、放熱のために放熱板または放熱フィンに近接させて配置されるため、実際には、プリント基板上に実装されたスイッチング素子６とは離れて配置されることが多い。また、リアクトル８は鉄系材料などの磁性体で形成され、その重量が大きいことから、プリント基板の変形を回避するために、プリント基板の外部にリアクトル８が配置される場合がある。本実施の形態において、リアクトル８は、磁性体に巻き付けられた配線部およびその配線部から伸びたリード線によって構成されていると考え、リード線も第２配線の一部と考えても構わない。

このような場合には、第２例に示すように、スイッチング素子６とリアクトル８との間に磁性体フィルタ７を実装することができる。具体的には、ノイズフィルタ５の減衰特性を考慮して、スイッチング素子６および磁性体フィルタ７間の第２配線１０４を構成する配線パターンまたはケーブルの配線長および配線の引き回しなどを設計する。

このとき、第２配線１０４と第１配線１００，１０１との磁気結合によるノイズの伝搬特性（減衰特性Ｂ）を低下させて、ノイズフィルタ５の減衰特性Ａよりも小さくする（Ｂ＜Ａ）。より好ましくは、Ｂ［ｄＢ］＋６ｄＢ＜Ａ［ｄＢ］となるように、減衰特性Ｂを設計する。このように６ｄＢ以上のマージンを設けて減衰特性Ｂを設定することにより、ケーブルおよび配線パターンの引き回しなどの製造誤差または測定誤差を考慮した上で、減衰特性Ａと減衰特性Ｂとの間に有意な差を生じさせることができる。

＜磁性体フィルタ＞
磁性体フィルタ７の周波数特性は、一般的にその材料によって変化する。磁性体フィルタ７には、スイッチング素子６の駆動周波数に応じて、Ｍｎ−Ｚｎ系フェライトおよびＮｉ−Ｚｎ系フェライトなどが用いられる。Ｍｎ−Ｚｎ系フェライトは、約１ｋＨｚ〜１ＭＨｚ程度のノイズを低減できる。Ｎｉ−Ｚｎ系フェライトは、約１ＭＨｚ〜３００ＭＨｚ程度のノイズを低減できる。さらに、磁性体フィルタ７の材料または形状を最適化することにより、特定の周波数帯域において大きなインピーダンスを有する磁性体フィルタ７を形成することも可能である。

第１例（図１参照）の第２配線１０３および第２例（図２参照）の第２配線１０４，１０５には、磁性体フィルタ７として、ノーマルモードチョークコイルまたはフェライトビーズなどを実装することができる。あるいは、フェライトコアのように、第２配線１０４および第２配線１０５を接続した状態でケーブルが巻き付けられることによって、磁性体フィルタ７を非接触に実装することができる。

なお、磁性体は電流容量が増えると磁気飽和する可能性があるため、磁性体フィルタ７には、電力変換装置の最大定格電流で磁気飽和しないものが用いられる。磁性体にギャップ（空隙）を設ける、または、磁性体に比透磁率が小さいものを用いることによって、磁気飽和を回避することができる。あるいは、磁性体に放熱機構を設ける、または、磁性体の断面積が大きいものを用いることによって、磁気飽和を回避することも可能である。さらに、東芝マテリアル社製のスパイクキラー（アモルファス磁性体）のように、飽和しにくく、磁気エネルギーを保持しにくく、かつ、電流オフ時の逆起電力が小さい（ノイズが小さい）磁性体を用いることもできる。

磁性体フィルタ７にはギャップが形成されていてもよい。配線を磁性体フィルタ７に取り付ける際の巻き方には、線間の寄生容量を考慮する必要がない場合、キャンセル巻またはバイファラ巻などを用いることができる。また、ケーブル等へ磁性体フィルタ７を後付けできるように、分割型のフェライトコアを用いてもよい。

磁性体フィルタ７のインピーダンスの周波数特性は、目的の周波数におけるインピーダンスが大きい方が望ましい。磁性体フィルタ７のインピーダンスは、磁性体フィルタ７の自己インダクタンスをＬとすると、２πｆＬ（ｆは周波数［Ｈｚ］）で与えられる。ただし、ケーブルの自己インダクタンスは１ｎＨ／ｍｍ程度であり、磁性体フィルタ７の自己インダクタンスに比べて小さいため、磁性体フィルタ７のインダクタンス値によらず、磁性体フィルタ７による効果を得ることができる。

＜ノイズフィルタ＞
ノイズフィルタ５には、少なくともコモンモードチョークコイル、ノーマルモードチョークコイル、線間コンデンサ（Ｘコンデンサとも称する）、対地間コンデンサ（Ｙコンデンサとも称する）および抵抗素子のうちの少なくとも１つを用いることができる。なお、バリスタまたはアレスタなどの誘電雷対策に用いられる部品は数０．１ｐＦ〜数１００ｐＦ程度の容量成分を有するため、これらの部品を線間コンデンサまたは対地間コンデンサとして用いることができる。

図５は、ノイズフィルタ５の第１構成例を示す図である。図５に示すように、第１構成例に従うノイズフィルタ５は、入力端子９，１０、出力端子１１，１２、線間コンデンサ１３−１，１３−２，１３−３、対地間コンデンサ１４−１，１４−２，１４−３，１４−４，１４−５，１４−６および、コモンモードチョークコイル１５−１，１５−２を有する。以下の説明では、線間コンデンサ１３−１，１３−２，１３−３を総称して、線間コンデンサ１３とも称する。対地間コンデンサ１４−１，１４−２，１４−３，１４−４，１４−５，１４−６を総称して、対地間コンデンサ１４とも称する。コモンモードチョークコイル１５−１，１５−２を総称して、コモンモードチョークコイル１５とも称する。

入力端子９は外部電極１に接続され、入力端子１０は外部電極２に接続される。出力端子１１は外部電極３に接続され、出力端子１２は外部電極４に接続される。対地間コンデンサ１４は電力変換装置の基準電位となるような筐体またはプリント基板内での基準電位であればよく、必ずしもアース（グラウンド、接地電位）に接続する必要はない。対地間コンデンサ１４を多段に配置することによってノイズの減衰特性を向上させることができる。また、線間に対して２個の対地間コンデンサ１４を直列に接続することによって、線間コンデンサの一部としても機能させることができる。

図６は、ノイズフィルタ５の第２構成例を示す図である。図６に示すように、第２構成例に従うノイズフィルタ５は、入力端子９，１０、出力端子１１，１２、線間コンデンサ１３−１，１３−２、対地間コンデンサ１４、コモンモードチョークコイル１５および、ノーマルモードチョークコイル１６を有する。

チョークコイルは、磁気飽和しないように、流れる電流よりも許容電流が大きいものを用いる。特にノーマルモードチョークコイルは磁気飽和してフィルタとしての特性を大幅に悪化させてしまうおそれがあるため、最大定格電流が流れても磁気飽和しないように設計することが望ましい。

なお、図５および図６では、単相２線のノイズフィルタを示したが、単相３線、３相３線、３相４線などのノイズフィルタでも同様に設計することができる。

＜ケーブル＞
実施の形態１に従う電力変換装置において、プリント基板の外部で部品間を接続するために用いられるケーブルについて説明する。

ケーブルは、単線および、リッツ線などの撚り線のいずれであってもよい。ケーブルの材料には一般的に導電率が高い銅、アルミニウムまたは鉄が用いられるが、これらの合金または別の材料を用いてもよい。導線の線径は、最大定格電流を流すことができる線径であればよい。導線の外周を被覆する被覆部材の厚さおよび材料は限定されない。ただし、導線の絶縁破壊耐圧が約１ｋＶ／ｍｍであることを考慮して、被覆部材の絶縁破壊耐圧がこれよりも小さくならないようにする必要がある。

ケーブルとプリント基板、または、ケーブルとリアクトルとを接続するときには、ケーブルの先端にファストン端子などのコネクタが圧着、ネジ止めまたは半田付けなどで取り付けられる。２本のケーブルを接続するときには、端子台または、ボルトおよびナットなどを用いることができる。ただし、ケーブルと他の部品との接続が弱いと接触抵抗が大きくなり、熱によってケーブルまたは部品が破損する可能性がある。そのため、接触抵抗が小さくなるようにケーブルと他の部品とを接続する必要がある。具体的には、部品間の接触力をＦｔｃ［Ｎ］とし、接触抵抗をＲｔｃ［Ω］とすると、Ｒｔｃは１／√Ｆｔｃに比例する。すなわち、接触力が大きくなるに従って接触抵抗が小さくなる。

＜負荷＞
実施の形態１に従う電力変換装置の外部電極３，４には、負荷として、別の電力変換装置、回転機（モータ、コンプレッサなど）または、２次電池が接続される。あるいは、外部電極３，４には、電力を消費して演算を実行するＩＣ、電熱線などの電気ヒータ、光源、またはセンサ類が接続される。

＜ノイズ設計の対象＞
「伝導ノイズ」は、一般に、電力変換装置が搭載される電子機器の外部に接続される電源線などのケーブルを経由して伝搬する高周波信号をいう。「放射ノイズ」は、一般に、機器の外部に空間を経由して伝搬する高周波信号をいう。伝導ノイズは、雑音端子電圧、伝導エミッション、伝導ＥＭＩ、伝導妨害波、妨害電力、雑音電力などとも称される。放射ノイズは、放射エミッション、放射ＥＭＩ、放射妨害波、妨害波電力などとも称される。

ノイズ試験であるＥＭＣ試験に関しては、法律または法令によって、電子機器の種別ごとに測定方法および限界値についての規格が定められている。そのため、実施の形態１では代表的な規格を述べる。ただし、実施の形態１は他の規格にも有効である。

伝導ノイズの測定では、ピーク（ＰＫ）検波、準ピーク（ＱＰ）検波、平均値（ＡＶ）検波が一般的に用いられる。疑似電源回路網（ＬＩＳＮまたはＡＭＮとも称される）の出力をスペクトラムアナライザまたはＥＭＩレシーバなどの測定器で測定することにより、伝導ノイズを測定する。

放射ノイズの測定では、電子機器から１ｍ〜１０ｍの距離を離して受信アンテナを設置し、電子機器から出力される電磁波を受信アンテナで受信する。アンテナ端電圧をピーク（ＰＫ：ＰＥＡＫ）検波、準ピーク（ＱＰ：ＱＵＡＳＩ ＰＥＡＫ）検波、平均値（ＡＶ：ＡＶＥＲＡＧＥ）検波に従って測定するとともに、水平偏波または垂直偏波を測定する。さらに、電波の指向性を考慮して、ターンテーブルまたは、ハイトパターン測定用の装置を用いた測定を行なう。

規格としては、ＣＩＳＰＲ（Comite International Special des Perturbations Radioelectriques；国際無線障害特別委員会）１１、ＣＩＳＰＲ１４、ＣＩＳＰＲ１５、ＣＩＳＰＲ２５、ＣＩＳＰＲ３２、ＩＥＣ（International Electrotechnical Commission；国際電気標準会議）などがある。日本国内では、電気用品安全法がある。

例えばＩＥＣでは、１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚの範囲において伝導ノイズの規格が定められている。ＩＥＣでは、さらに、３０ＭＨｚ〜１ＧＨｚの範囲において放射ノイズの規格が定められている。

高周波ノイズは電子機器の動作を妨げるおそれがあるとともに、電子機器内部の電子回路を破壊させるおそれがあるため、これらの不具合が生じないように規格が定められている。例えば空気調和機においては、電気用品安全法では５００ｋＨｚ以上の範囲においてスイッチングノイズの規格が定められており、ＣＩＳＰＲでは１５０ｋＨｚ以上の範囲においてスイッチングノイズの規格が定められている。実施の形態１に従う電力変換装置によれば、これらの周波数範囲でのノイズを低減させることができる。

＜コンバータの種類＞
実施の形態１に従う電力変換装置は、スイッチング素子６にパワー半導体素子を用いることにより、以下に示す４種類の電力変換器を構築することができる。

第１の電力変換器はＤＣ−ＡＣ変換器（インバータとも称する）であり、圧縮機を含むモータまたはコイルなどの駆動電力を生成する。第２の電力変換器はＡＣ−ＤＣコンバータであり、商用電源から二次電池などを充電するために用いられる。第３の電力変換器はＤＣ−ＤＣコンバータであり、所望の直流電圧を出力するように昇圧動作および／または降圧動作を行なう。第４の電力変換器はＡＣ−ＡＣ変換器（マトリックスコンバータとも称する）であり、所望の周波数のＡＣ電源を生成することができる。

なお、電力変換装置は、複数種類の電力変換器を組み合わせた構成とすることができる。例えばＡＣ−ＤＣ変換器とＤＣ−ＡＣ変換器とを組み合わせることによって、電力変換装置は、商用交流電源（ＡＣ）から回転機を駆動するための任意の周波数の交流電流（ＡＣ）を生成することができる。さらに、ＡＣ−ＤＣ変換器と、昇圧用ＤＣ−ＤＣ変換器と、ＤＣ−ＡＣ変換器とを用いることで、電力変換効率の高い変換器を構成することができる。

上記電力変換器に含まれるスイッチング素子のオンオフを制御するために、一般的に、ゲート駆動ＩＣが用いられる。ゲート駆動ＩＣは、スイッチング素子のゲート電圧またはゲート電流を制御するように構成される。

上記４種類の電力変換器には、入力と出力とが非絶縁であるものと、入力と出力とが絶縁されているものとがある。実施の形態１では明記しない限り、非絶縁型の電力変換器を用いるものとする。なお、絶縁型の電力変換器を用いても、実施の形態１による効果を得ることができる。

（１）ＤＣ−ＤＣコンバータ
ＤＣ−ＤＣコンバータのうち、小型で電子機器の電源などに用いられるものは、スイッチングレギュレータとも称される。実施の形態１に従う電力変換装置は、スイッチングレギュレータに適用することができる。なお、スイッチングレギュレータの制御は、電流連続モード、電流不連続モードおよび電流臨界モードのいずれであってもよい。

以下では、実施の形態１に従う電力変換装置の適用例として、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータおよび４象限チョッパ回路の各々について順番に説明する。

（１−１）昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ
図７は、実施の形態１に従う電力変換装置が適用された昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の構成例を示す図である。図７に示す昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、第２例に従う電力変換装置（図２参照）に対して、ダイオード１７および平滑コンデンサ１８を追加したものである。ダイオード１７は、アノードが第２配線１０５に接続され、カソードが第３配線１０６に接続される。平滑コンデンサ１８は、第３配線１０６および第３配線１０７の間に接続される。

リアクトル８は、スイッチング素子６のターンオンに応じて、外部電極１を経由して供給される直流電源のエネルギーを磁気エネルギーとして蓄積する。スイッチング素子６がターンオフされると、リアクトル８は、蓄積される磁気エネルギーを放出する。放出された磁気エネルギーは直流電源の出力電圧に重畳されるため、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源の出力電圧よりも高い電圧を出力することができる。

電圧の出力時には、平滑コンデンサ１８の両端にも電圧が印加されるため、平滑コンデンサ１８に電気エネルギーが蓄積される。出力電圧が低下すると、平滑コンデンサ１８は蓄積されている電気エネルギーを放出する。これにより、出力電圧を安定化させることができる。平滑コンデンサ１８には数１００ｎＦ〜数１０ｍＦ程度の容量を有するコンデンサを用いることができる。

ダイオード１７は、スイッチング素子６がオフ状態のときに、平滑コンデンサ１８から入力側に電流が流れることを防止するために設けられている。これにより、出力電圧の低下を抑制することができる。ダイオード１７は還流ダイオードとも称される。

図７の例では、第２配線１０４を介してスイッチング素子６と直列に磁性体フィルタ７が接続される。磁性体フィルタ７は、第２配線１０５を介してリアクトル８およびダイオード１７に接続される。この構成において、磁性体フィルタ７、ダイオード１７およびリアクトル８は、同一基板上に近接して配置されることが望ましい。ただし、上述したように、放熱および重量を考慮してリアクトル８を、スイッチング素子６およびダイオード１７が実装されたプリント基板の外部に配置する場合には、リアクトル８と磁性体フィルタ７およびダイオード１７とはケーブルにより接続されることになる。したがって、磁性体フィルタ７は必ずしもプリント基板上に実装されていなくてもよい。

図７の例では、リアクトル８はノイズフィルタ５を介して外部電極１に接続されるため、リアクトル８およびノイズフィルタ５を合わせた減衰特性を、ノイズフィルタ５の減衰特性とみなすことができる。ただし、リアクトル８の周囲には強い磁場が形成されるため、リアクトル８とノイズフィルタ５とを数ｍｍ〜数ｃｍ程度に近接させる場合には、ノイズフィルタ５単体の減衰特性と、ノイズフィルタ５とリアクトル８との磁気結合を含めた空間結合による減衰特性とを比較する必要がある。後者の減衰特性における減衰量に、ノイズフィルタ５単体の減衰量に対する有意差が得られない場合には、シールド等を設けることが必要となる。

このように、第２配線１０５の一部としてリアクトル８を構成する配線、第２配線１０５の一部としてダイオード１７を構成する配線、第２配線１０４の一部としてスイッチング素子６を構成する配線を考慮しても構わない。特に、リアクトル８はノイズフィルタ５を構成する磁性体との磁気結合がしやすいため、上述したように磁気結合しやすい箇所に関しては、本実施の形態に係る減衰特性に従って、磁性体フィルタ等の設計する必要がある。

図８は、実施の形態１に従う電力変換装置が適用された昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の構成例を示す図である。

図８に示す第２の構成例は、図７に示す第１の構成例と比較して、磁性体フィルタ７の位置が異なっている。第２の構成例では、磁性体フィルタ７は、第２配線１０４を介してスイッチング素子６およびダイオード１７に接続される。

第２の構成例は、スイッチング素子６およびダイオード１７を接続する第２配線１０４の長さに比べて、スイッチング素子６およびリアクトル８を接続する第２配線１０４および第２配線１０４の合計長さが長くなる場合に適用することができる。

特に、リアクトル８がスイッチング素子６と同一基板上に配置されず、ケーブルによってリアクトル８とスイッチング素子６とが接続される場合には、当該ケーブルにフェライトコアなどの磁性体フィルタ７が設けられる。

また、図７では、第２配線１０４を流れる電流が大きいため、抵抗成分が大きい磁性体フィルタ７を用いると、磁性体フィルタ７の発熱によって電力変換効率が低下する。一方、抵抗成分を小さくしつつインピーダンス成分を大きくするために、インダクタンス成分が大きい磁性体フィルタ７を用いると、スイッチング素子６がオフした瞬間に、磁性体フィルタ７に蓄積した磁気エネルギーが電圧源となる。その結果、スイッチング素子６の両端に逆起電力がかかるとともに、スイッチング素子６の両端の寄生容量によるノイズの伝搬経路が形成されるため、スイッチングノイズを発生させやすくなる。そのため、磁性体フィルタ７には、抵抗成分が小さく、かつ磁気エネルギーを保持しにくいものが望ましい。

一方、図８のようにリアクトル８と直列に磁性体フィルタ７を配置する場合、磁性体フィルタ７に蓄積した磁気エネルギーが流れる電流経路においては、スイッチング素子６の両端のインピーダンスおよび外部電極３，４に接続される負荷回路のインピーダンスよりも、ダイオード１７および平滑コンデンサ１８の直列回路のインピーダンスの方が小さくなるため、スイッチング素子６の両端に逆起電力が発生しにくい。すなわち、スイッチングノイズを発生させにくくすることができる。したがって、第２配線１０４と第１配線１００，１０１との磁気結合を許容できるのであれば、図８のように磁性体フィルタ７を配置することが望ましい。

（１−２）降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ
図９は、実施の形態１に従う電力変換装置が適用された降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示す図である。

図９に示す降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、上述した昇圧コンバータと同様、スイッチング素子６のオン状態においてリアクトル８に磁気エネルギーが蓄積される。このとき、ダイオード１７（還流ダイオード）の逆流防止作用により、リアクトル８にのみ電流が流れる。スイッチング素子６をターンオフすると、リアクトル８に蓄えられた磁気エネルギーが負荷に放出される。ただし、昇圧時とは異なり、電源側の電圧および電流がスイッチング素子６によって遮断されているため、スイッチング素子６のオンデューティに応じた任意の電圧に降圧された電圧を出力することができる。

図９に示す降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング素子６とノイズフィルタ５との間にリアクトル８が接続されないため、ノイズフィルタ５の減衰特性と、第２配線１０４と第１配線１００または１０１との空間結合による減衰特性とを比較する。空間結合の減衰特性がノイズフィルタ５の減衰特性よりも小さくなるように必要がある。

図９の例では、スイッチング素子６とリアクトル８との間に磁性体フィルタ７を実装することにより、空間結合による減衰特性をノイズフィルタ５の減衰特性よりも小さくすることができる。これにより、ノイズフィルタ５の見かけ上の減衰特性を高めることが可能となる。

（１−３）昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ
図１０は、実施の形態１に従う電力変換装置が適用された昇降圧コンバータの構成例を示す図である。

図１０に示す昇降圧コンバータは、図７に示した昇圧コンバータと類似しているが、リアクトル８に蓄積された磁気エネルギーの放出時に外部電極１，２間に電源が接続されていない点が、昇圧コンバータとは異なる。このような構成とすることにより、昇降圧コンバータは、出力電圧を０以上に制御することができるため、昇圧回路および降圧回路のいずれにも用いることができる。ただし、リアクトル８に、インダクタンス値の大きいものを用いる必要がある。

昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、第２配線１０４に磁性体フィルタ７を接続する。磁性体フィルタ７を、第２配線１０５を介してダイオード１７およびリアクトル８に接続する。ただし、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、リアクトル８がスイッチング素子６と同一基板上に配置されず、ケーブルによってリアクトル８とスイッチング素子６とが接続される場合には、当該ケーブルにフェライトコアなどの磁性体フィルタ７が設けられる。

（１−４）四象限コンバータ
図１１は、実施の形態１に従う電力変換装置が適用された四象限コンバータの構成例を示す図である。四象限コンバータは、直流出力電圧の正（出力）および負（入力）、ならびに、出力電流の正負のいずれの組合せでも出力できる回路である。

図１１に示す四象限コンバータは、複数のスイッチング素子のオンオフを制御することによって、正方向（外部電極３から外部電極４の向きに電流が流れる方向）の力行および回生、ならびに負方向（外部電極４から外部電極３の向きに電流が流れる方向）の力行および回生の４種類の動作を実行可能に構成される。

図１１の例では、四象限コンバータは、４個のスイッチング素子６−１〜６−４と、リアクトル８と、４個の磁性体フィルタ７−１〜７−４と、ノイズフィルタ５とを有する。四象限コンバータは、第１配線１００，１０１と、第２配線１０４，１０５，１０９〜１１２と、第３配線１０６，１０７とを有する。

磁性体フィルタ７−１は、第２配線１０４を介してスイッチング素子６−１に接続され、第２配線１１１を介してリアクトル８に接続される。磁性体フィルタ７−２は、第２配線１０５を介してスイッチング素子６−２に接続され、第２配線１１１を介してリアクトル８に接続される。磁性体フィルタ７−３は、第２配線１０９を介してスイッチング素子６−３に接続され、第２配線１１２を介してリアクトル８に接続される。磁性体フィルタ７−４は、第２配線１１０を介してスイッチング素子６−４に接続され、第２配線１１２を介してリアクトル８に接続される。

上記構成とすることにより、第２配線１０４、第２配線１０５、第２配線１０９および第２配線１１０の各々と、第１配線１００，１０１との空間結合を低減することができる。これにより、空間結合による減衰特性をノイズフィルタ５の減衰特性よりも小さくすることができるため、実質的にノイズフィルタ５の減衰特性を高めることができる。

このような構成は、磁性体フィルタ７−１〜７−４を接続する位置とともに、第１配線１００，１０１および第２配線１０４，１０５，１０９，１１０の引き回しによって、これを実現することができる。ただし、４個のスイッチング素子６−１〜６−４の全てに対して磁性体フィルタ７を設ける必要がない。例えば第１配線１００，１０１と第２配線１０４，１０５，１０９，１１０のいずれかとの間の配線距離を離すことができる場合には空間結合を低減させることができるため、一部のスイッチング素子にのみ磁性体フィルタ７を設ける構成とすることができる。

さらに、第２配線１０４，１０５および第１配線１００，１０１間の空間結合ならびに、第２配線１１０，１１２および第１配線１００，１０１間の空間結合が、本実施の形態の条件を満たす場合においては、図１２のように、第２配線１０４，１０５とリアクトル８との間の第２配線１１１の間に磁性体フィルタ７−１を取り付けるとともに、第２配線１１０，１１２と外部電極４との間に磁性体フィルタ７−２を取り付けても構わない。

それに加えて、第３配線１０６，１０７および第１配線１００，１０１間の空間結合が本実施の形態の条件を満たす場合においては、第２配線１０６，１０７に磁性体フィルタ７−３，７−４を取り付けても構わない。

また、図１２では第２配線１０６，１０７の各々に磁性体フィルタを取り付ける構成を示しているが、１つの磁性体部品（例えば、リング状コア）に対して、第２配線１０６，１０７を巻き付ける構成、すなわち、コモンモードフィルタとする構成としてもよい。同様に、第２配線１１０，１１２においても、１つの磁性体部品に対して第２配線１１０，１１２を巻き付ける構成としてもよい。

（１−５）フルブリッジコンバータ
図１３は、実施の形態１に従う電力変換装置が適用されたフルブリッジコンバータの構成例を示す図である。

図１３に示すフルブリッジコンバータでは、図１１に示した四象限コンバータと同様に、４個のスイッチング素子６−１〜６−４の各々に対して磁性体フィルタ７−１〜７−４が設けられる。フルブリッジコンバータは、四象限コンバータと比較して、変圧器１９、平滑コンデンサ１８およびダイオードブリッジ２０を有する点が異なる。

変圧器１９は、第２配線１１１と第２配線１１２との間に接続される。変圧器１９の１次巻線はリアクトルとみなすことができるため、実施の形態１に従う電力変換装置を適用することができる。変圧器１９の二次巻線にはダイオードブリッジ２０が接続されている。ダイオードブリッジ２０により全波整流された電圧は、リアクトル８および平滑コンデンサ１８を通ることによって直流電圧に変換される。フルブリッジコンバータを使うことによって、容易に数ｋＶ程度の直流電圧を作り出すことができる。

図示は省略するが、他の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータである、フライバックコンバータ、フォワードコンバータなどにも、スイッチング素子とリアクトルとの間に磁性体フィルタを設けることによって、空間結合により伝搬するノイズを低減することができる。この結果、ノイズフィルタ５の減衰特性の低下を抑制することができる。

＜ＡＣ−ＤＣコンバータ＞
図１４は、実施の形態１に従う電力変換装置が適用されたＡＣ−ＤＣコンバータの第１の構成例を示す図である。

図１４参照して、ＡＣ−ＤＣコンバータは、４つのスイッチング素子６−１〜６−４を有する。４つのスイッチング素子６−１〜６−４に対応して、４つの磁性体フィルタ７−１〜７−４が設けられている。

磁性体フィルタ７−１〜７−４によって第１配線１００，１０１と第２配線１０４，１０５，１０９，１１０との空間結合により伝搬するノイズを低減することができる。特に、スイッチング素子６とこれに対応する磁性体フィルタ７との距離が数ｃｍ程度と短い場合において、効率よく空間結合を低減させることができる。

ＡＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子の代わりに、ダイオードブリッジにより構成される場合がある。ただし、大電流が流れるスイッチング回路には、ダイオードの閾値電圧（抵抗成分）による損失が大きいため、ダイオードブリッジは不向きである。そのため、スイッチング素子の一部にダイオードを用いる場合、またはダイオードブリッジの一部にスイッチング素子を用いる場合（例えば、トーテムポール型ＡＣ−ＤＣコンバータ）においては、実施の形態１に従う電力変換装置を適用することができる。

図１５は、実施の形態１に従う電力変換装置が適用されたＡＣ−ＤＣコンバータの第２の構成例である昇圧チョッパ複合整流回路を示す図である。

図１５に示すように、昇圧チョッパ複合整流回路は、４つのダイオード１７−１〜１７−４からなるダイオードブリッジにより交流電圧を全波整流した後、リアクトル８によって直流電圧に変換する。さらに、直流電圧を、スイッチング素子６、ダイオード１７および平滑コンデンサ１８からなる昇圧回路によって昇圧させる。

図１５の例においても、スイッチング素子６とリアクトル８との間に磁性体フィルタ７を設けることにより、第２配線１０４と第１配線１００，１０１との間の空間結合を低減することができる。これにより、外部電極１，２間に流れるノイズを低減させることができるため、ノイズフィルタ５の減衰特性の低下を抑制することができる。

＜ＤＣ−ＡＣコンバータ＞
図１６は、実施の形態１に従う電力変換装置が適用されたＤＣ−ＡＣコンバータの第１の構成例を示す図である。図１７は、実施の形態１に従う電力変換装置が適用されたＤＣ−ＡＣコンバータの第２の構成例を示す図である。

図１６は、単相インバータに実施の形態１に従う電力変換装置を適用した構成例であり、図１７は三相インバータに実施の形態１に従う電力変換装置適用した構成例である。単相インバータと三相インバータとの間で磁性体フィルタ７の取り付け方に違いがないことから、以下では、図１６に示す第１の構成例について説明する。

単相インバータにおいても、上記のＤＣ−ＤＣコンバータと同様、第２配線１０４，１０５，１０９，１１０の各々と第１配線１００，１０１との空間結合を低減するために磁性体フィルタ７−１〜７−４が設けられる。

磁性体フィルタ７がない場合、スイッチング素子６−１のノイズは第２配線１０４を通って外部電極３に伝搬され、外部電極３，４間に接続される負荷を経由して外部電極４から戻ってくる。このようにノイズの伝搬経路が長くなるため、第１配線１００，１０１との間に多くの空間結合を発生させることになる。その結果、ノイズフィルタ５単体の減衰特性に比べて、ノイズフィルタ５をスイッチング素子６−１〜６−４に接続した場合の減衰特性を悪化させることになる。

本実施の形態では、図１６に示すように、スイッチング素子６−１〜６−４に対して磁性体フィルタ７−１〜７−４をそれぞれ設けることにより、ノイズフィルタ５の減衰特性の悪化を抑制することができる。

この場合においても、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータで記載したとおり、抵抗成分が大きい磁性体フィルタ７−１〜７−４を用いると、変換効率の低下が起こる。また、インダクタンス成分が大きい磁性体フィルタ７−１〜７−４を用いると、スイッチング素子６−１〜６−４のオフ時に、磁性体フィルタ７−１〜７−４に蓄積した磁気エネルギーが電圧源となる。その結果、スイッチング素子６−１〜６−４の各々の両端に逆起電力がかかるとともに、スイッチング素子６−１〜６−４の各々の両端の寄生容量によるノイズの伝搬経路が形成されるため、スイッチングノイズを発生させやすくなる。したがって、磁性体フィルタ７−１〜７−４には抵抗成分が小さく、かつ磁気エネルギーを保持しにくいものが望ましい。

また、各スイッチング素子の近傍に磁性体フィルタを取り付ける構成に代えて、図１８に示すように、本実施の形態における空間結合を満たすのであれば、第２配線１１１，１１２に磁性体フィルタ７−１，７−２をそれぞれ取り付ける構成としてもよい。これにより、磁性体フィルタの個数を減らすことができる。

さらに、図１９に示すように、図１８に示した磁性体フィルタ７−１，７−２に代えて、第２配線１１１，１１２を１つの磁性体フィルタ７−１に巻き付けた構成としてもよい。

または、図２０に示すように、図１９に示した磁性体フィルタ７−１に加えて、スイッチング素子６−１〜６−４とノイズフィルタ５との間に本実施の形態における空間結合を満たすように、磁性体フィルタ７−２を設ける構成としてもよい。磁性体フィルタ７−２は、１つの磁性体フィルタに対して第３配線１０６，１０７を通したコモンモードフィルタとして記載しているが、他の例と同様、磁性体フィルタを分割して、第３配線１０６，１０７の各々にノーマルモードフィルタとして取り付ける構成としてもよい。

＜ＡＣ−ＡＣコンバータ＞
図示は省略するが、ＡＣ−ＡＣコンバータに対しても、実施の形態１に従う電力変換装置を適用することができる。ＡＣ−ＡＣコンバータには、サイクロコンバータ、マトリクスコンバータなどがある。これらのコンバータにもスイッチング素子を用いることから、スイッチング素子に近接して磁性体フィルタを設けることによって、空間結合を低減することができ、結果的にノイズフィルタ５の減衰特性を改善することができる。

＜相互インダクタンス＞
次に、２配線間の磁界結合による空間結合について説明する。

配線に電流が流れると、ビオ・サバールの法則に従い、配線の周囲に電流の振幅に比例する磁場が形成される。配線に流れる電流Ｉがノイズを含む交流電流である場合、時間変化により電磁誘導により磁場が発生する。そして、この磁場は、レンツの法則に従い、配線に起電力Ｖを誘導する。電流Ｉが流れる配線に起電力Ｖを生じさせる現象は自己誘導と称される。電流Ｉが流れる配線の周囲の配線に起電力Ｖを生じさせる現象は相互誘導と称される。自己誘導によるインダクタンスは自己インダクタンスと称され、相互誘導によるインダクタンスは相互インダクタンスと称される。

実施の形態１では、相互インダクタンスが引き起こすノイズの空間伝搬を低減する方法を示す。図２１を用いて、２つの閉磁路（閉回路）２２−１および２２−２間の磁気結合による相互インダクタンスを説明する。なお、本実施の形態における磁気結合とは相互インダクタンスを意味する。

相互インダクタンスの導出にはノイマンの公式を利用する。相互インダクタンスをＭとすると、相互インダクタンスＭは次式（１）で表わされる。

相互インダクタンスＭが求められることにより、配線２２−１に流れる電流をＩ１とすると、相互誘導により配線２２−２に生じる誘導起電力Ｖは次式（２）で表わすことができる。

式（２）において、ｄは微小量を示しており、ｄｔは微小時間を示しており、ｄＩ１／ｄｔは微小時間における電流の変化を示している。この電流の変化は、ノイズ電流の時間変化と考えることができる。

図２２は、２本のケーブル２６−１，２６−２間の磁気結合を説明する図である。ケーブル２６−１，２６−２の磁気結合による相互インダクタンスＭは、上記式（１）によって導出することができる。ケーブル２６−１，２６−２は、実施の形態１に従う電力変換装置における第１配線１００，１０１および第２配線１０３をそれぞれ表している。

ケーブル２６−１，２６−２の中心間距離２８をｇ［ｍ］とし、各ケーブルの長さ２７をＬ［ｍ］とすると、相互インダクタンスＭは次式（３）にて表わすことができる。

＜磁界結合による誘導電圧＞
自己誘導による誘導起電力Ｖは、配線に流れる電流をＩとし、自己インダクタンスをＬとすると、Ｖ＝Ｌ・ｄＩ／ｄｔで表わすことができる。また、相互誘導による誘導起電力Ｖは、相互インダクタンスをＭとすると、Ｖ＝Ｍ・ｄＩ／ｄｔで表わすことができる。

このように配線に流れる電流（ノイズ成分を含む）の時間変化ｄＩ／ｄｔが０ではない場合、一方の配線に流れるノイズ電流によって、周囲の配線を含む導体にノイズ電圧を発生させる。このノイズ電圧はさらに、導体または空間を経由して回路を形成し、当該回路のインピーダンスによりノイズ電流を発生させる。

実施の形態１では、スイッチング素子６およびリアクトル８間の第２配線１０３と、外部電極１，２およびノイズフィルタ５間の第１配線１００，１０１との磁界結合を低減させることにより、第２配線に流れるノイズ電流が、第１配線に混入しないようにする。このように配線間の磁界結合を考慮してノイズフィルタ５および磁性体フィルタ７の位置、ならびに配線の引き回しを設計することは、従来技術にはない概念である。

磁界結合を低減するため、実施の形態１に従う電力変換装置では、スイッチング素子６とリアクトル８とを接続する第２配線１０３に対して、スイッチング素子６に近接するように磁性体フィルタ７を設ける構成とする。さらに、第２配線１０３と、外部電極１，２およびノイズフィルタ５を接続する第１配線１００，１０１との配線間距離を離す構成とする。

理論的には配線間距離を離すことによって、磁界結合によるノイズの伝搬量が低減するが、実際の設計では、ノイズフィルタ５の減衰特性に比べて、磁界結合により空間を伝搬するノイズの減衰特性が小さくなるように、相互インダクタンスＭを設計する。

＜寄生容量および浮遊容量＞
２以上の導体間には必ず寄生容量（浮遊容量とも称する）が発生する。本実施の形態では、簡単のため２つの導体を考える。

２導体間に発生する寄生容量はコンデンサと同じ原理により発生する。すなわち、寄生容量をＣとすると、Ｃ＝εＳ／ｄで与えられる。ただし、εは誘電率、Ｓは２導体の対向面積、ｄは２導体間の距離である。

２導体間に生じる電位差をＶとすると、寄生容量Ｃによって導体間の空間に蓄えられる電荷ＱはＱ＝ＣＶとなる。第１の導体にＱ成分が発生し、第２の導体に−Ｑ成分が発生する。導体にノイズが重畳している場合には、電位差Ｖが時間とともに変化するため、電位差Ｖの一次微分ｄＶ／ｄｔは０ではない値を持つことになる。Ｃが一定である条件の下では、ｄＱ／ｄｔ＝Ｃ・ｄＶ／ｄｔが成り立つ。ｄＱ／ｄｔ＝Ｉであるため、Ｉ＝Ｃ・ｄＶ／ｄｔで表わされるノイズ電流が第１の導体から第２の導体に流れることが分かる。

なお、寄生容量Ｃについては、各導体の形状または誘電率が変化しない限り変化しない、あるいは、変化してもその変化量はｄＱ／ｄｔに比べて十分に小さいため、無視することができる。よって、Ｃは一定と考えることができる。

負荷によって２導体間に大きな電圧が印加される場合には、電界結合の影響を無視できなくなる。大きな電圧がかかる系においては、コネクタも大きくなる。その結果、スイッチング素子６またはリアクトル８と、コネクタとの距離が近づく場合がある。このような系においては、磁界結合だけでなく、電界結合に関しても考慮する必要がある。その対策としては、コネクタを、スイッチング素子６またはリアクトル８との空間的な距離が離れた位置に配置する。これにより、コネクタとスイッチング素子６またはリアクトル８との電界結合によるノイズ電流の混入量を低減する。

＜実機での説明＞
次に、実施の形態１に従う電力変換装置の効果を、実機にて検証した結果を説明する。

図２３は、図５に示すノイズフィルタ５が搭載された電力変換装置の構成例を示す図である。図２３の例では、ノイズフィルタ５は、線間コンデンサ、対地間コンデンサ、コモンモードチョークコイル、ノーマルモードチョークコイル、ダイオード、抵抗および、バリスタまたはアレスタなどの静電気対策部品を複数組み合わせて構成される。対地間コンデンサは、電力変換装置の筐体に取り付けられる。筐体がない場合、対地間コンデンサは基準電位になる箇所に取り付けられる。

図２４は、実施の形態１に従う電力変換装置をプリント基板上に実装した第１例を示す平面図である。図２４の例では、プリント基板４３上には、ノイズフィルタ５、コンバータ回路４０、リアクトル８、インバータ回路３１および制御回路４１が実装される。コンバータ回路４０には、スイッチング素子６が実装される。リアクトル８とプリント基板４３とは第２配線１０４によって接続される。第２配線１０４上には、磁性体フィルタ７としてフェライトコア３０が実装されている。

プリント基板４３には、外部電源を外部電極９，１０に接続するための第１配線１００，１０１が実装されている。この第１配線１００，１０１と第２配線１０４との磁界結合を低減するために、フェライトコア３０の位置および／または、第１配線１００，１０１および第２配線１０４の引き回しが設計される。

インバータ回路３１の出力端子１１，１２には、第３配線１１４，１１５がそれぞれ接続される。第３配線１１４，１１５には負荷（図示せず）が接続される。

図２５は、図２３および図２４に示す実施の形態１に従う電力変換装置における雑音端子電圧の測定結果を示す図である。図２５の横軸は周波数を示し、縦軸は雑音端子電圧を示す。なお、試験条件はＣＩＳＰＲ１４に従っている。なお、磁性体フィルタ７としてフェライトコア３０が用いられる。

実施の形態１による効果を確認するため、図２４の例では、第１配線１００，１０１の各々と第２配線１０４との距離を初期値である３０ｃｍから５０ｃｍに広げている。さらに、フェライトコア３０と、コンバータ回路４０のスイッチング素子６との距離を初期値である３０ｃｍから１０ｃｍに縮めている。

フェライトコア３０には、非分割トロイダルタイプのフェライトを用いている。当該フェライトのインピーダンスＺは、３０ＨｚにてＺ＝１３９Ω、５０ＭＨｚにてＺ＝１６４Ω、１００ＭＨｚにてＺ＝１９７Ωである。フェライトは、第２配線１０４に対してバイファラ巻で２巻されている。

図２５中の波形３３は、実施の形態１に従う電力変換装置の雑音端子電圧の測定結果を示し、波形３４は初期状態の電力変換装置の雑音端子電圧の測定結果を示す。波形３２は、ＣＩＳＰＲ１４にて定められている規格の限界値を示す。

図２５の測定結果によれば、７ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲において１０ｄＢ以上の効果が現れていることが分かる。一方、０．１ＭＨｚ〜７ＭＨｚ、２０ＭＨｚ〜３０ＭＨｚの範囲では効果がみられないが、この周波数範囲では電力変換装置以外の機器が発生するノイズ成分が測定されることによる。

図２４の例では、スイッチング素子６にＧａＮパワー半導体素子を用いている。そのため、筐体の大きさ、リアクトル８のインダクタンスおよび、リアクトル８と筐体との間の寄生容量等の影響により１０ＭＨｚ付近に共振が発生している。

近年、スイッチング素子６の高速化に伴い、１０ＭＨｚ帯域のノイズが発生しやすくなっている。この１０ＭＨｚ帯域のノイズに対しては、ノイズフィルタを複数組み合わせた従来の多段回路あるいは、コモンモードチョークコイルまたはノーマルモードチョークコイルを用いても、ノイズ低減効果を得ることが難しくなっている。これは、空間結合によってノイズフィルタを経由せずに電力変換装置の外部に伝搬するノイズが多く発生するためである。実施の形態１では、上述したように、磁性体フィルタ７の設置および配線間距離の設計によって空間結合を低減したことにより、ノイズフィルタ５を経由せずに電力変換装置の外部へ伝搬するノイズを低減することができる。

図２６は、実施の形態１に従う電力変換装置をプリント基板上に実装した第２例を示す平面図である。図２６の例では、プリント基板４３上には、ノイズフィルタ５、インバータ回路３１、コンバータ回路４０、リアクトル８および平滑コンデンサ１８が実装されている。第１配線１００，１０１は外部の交流電源とノイズフィルタ５との間に接続される。交流電源からの電力はノイズフィルタ５を経由してインバータ回路３１に供給される。インバータ回路３１は交流電力を直流電力に変換して出力する。コンバータ回路４０は、この直流電力を任意の周波数の交流電力に変換し、第３配線１１４，１１５を経由して負荷に供給する。

図２６の構成において、リアクトル８および平滑コンデンサ１８はその重量および発熱を考慮して、プリント基板４３とは別のプリント基板に搭載されている。コンバータ回路４０は、第２配線１０４，１１９によってリアクトル８に接続されるとともに、配線によって平滑コンデンサ１８が搭載された基板に接続される。このような配線においても、磁性体フィルタ７であるフェライトコア３０をコンバータ回路４０に近づけることにより、磁気結合を制御することが可能である。

なお、ノイズフィルタ５およびコンバータ回路４０はプリント基板４３の上面に搭載され、リアクトル８および平滑コンデンサ１８はプリント基板４３の下側に配置されている。これは、温かい空気は上方に流動するため、熱に弱いリアクトル８や平滑コンデンサ１８を温めないようにし、熱によるリアクトル８のインダクタンス値の低下または、平滑コンデンサ長寿命化を目的としている。そのため、これらの部品を第１配線１００，１０１から離して配置するのは困難である。

また、第１配線１００，１０１に関しては、通常、端子台を経由して接続するが、雨などの水滴がかかると短絡または腐食する可能性が増加するため、直接雨がかかりにくい大地に近い側に配置される。そのため、第１配線１００，１０１をリアクトル８および平滑コンデンサ１８から離して配置することが困難である。

そのため、実施の形態１では、第２配線１０４にフェライトコア３０を取り付け、磁気結合によるノイズを除去することにより、ノイズフィルタ５の見かけ上の特性を改善させている。なお、図２６の例では、フェライトコア３０を第２配線１０４のみに取り付ける構成としているが、第２配線１０４および第２配線１１９を１つのフェライトコア３０に対して巻き付けても構わない。周波数が１００ＭＨｚ以下である場合には、１ターンだけでなく、複数ターン巻くことによって、フェライトコア３０の効果を高めることができる。一方、周波数が１００ＭＨｚ以上である場合には、フェライトコア３０に対して配線を複数回巻くことにより、巻き付けた配線間の電界結合が増え、フェライトコア３０の見かけ上の特性が劣化したようになるため、１ターン〜３ターン程度とすることが望ましい。

実施の形態２．
実施の形態２では、ノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズについて説明する。

＜ノーマルモード＞
ノーマルモードノイズとは、ノイズ源であるスイッチング素子が電源線に対して直列に接続され、電源電流と同じ方向に沿ってノイズが電流として流れる状態のノイズをいう。電流の往きと戻りとが逆相（位相が１８０度異なる）ことから、ノーマルモードまたはディファレンシャルモードとも呼ばれる。

＜コモンモード＞
コモンモードノイズとは、電源線に対して同じ方向に流れる電流が同相（位相が一致する）ことから、コモンモードとも呼ばれる。

単相の電源線の場合、同相に流れるノイズ源起因の電流であり、そのコモンモードノイズの戻りは筐体とプリント基板との間、筐体と回転機との間の浮遊容量、または対地コンデンサなどを経由して、ノイズ源に戻ってくる。

＜ノーマルモード、コモンモードに対するノイズフィルタの特性＞
実施の形態２では、実施の形態１で示した空間結合によるノイズの伝搬、すなわち空間を伝搬することにより減衰特性をＢとし、コモンモードに対するノイズフィルタ５の減衰特性をＣとすると、Ｂ＜Ｃとなるように、Ｂの値を構造設計によって決定する。

図２７は、図５に示したノイズフィルタ５から、コモンモード成分に影響する部品を抜き出して示した回路図である。線間コンデンサおよびノーマルモードチョークコイルなどのコモンモード成分に影響のない部品については除去して考えることができる。

図２８は、図２７に示すノイズフィルタのコモンモードに対する減衰特性の測定結果を示す図である。図２８の横軸は周波数を示し、縦軸は減衰特性を示す。図２８の波形３５に示すように、例えば１ＭＨｚにおいて、−７５ｄＢのコモンモードノイズに対する減衰特性が得られている。

なお、ノイズフィルタの測定には、ベクトルネットワークアナライザまたはインピーダンスアナライザを用いることができる。図２８の測定では、ベクトルネットワークアナライザ（製品名：Ｅ５０６１Ｂ、Ｋｅｙｓｉｇｈｔ社製）を用いた。

図２９は、図５のノイズフィルタ５から、ノーマルモード成分に影響する部品を抜き出して示した図である。線間コンデンサおよびノーマルモードチョークコイルはノーマルモードに効果があるが、それ以外にも、コモンモードチョークコイルの漏れインダクタンス成分および対地間コンデンサは直列コンデンサとなるため、線間コンデンサとみなすことができる。

図３０は、図２９に示すノイズフィルタのノーマルモードに対する減衰特性の測定結果を示す図である。図３０の横軸は周波数を示し，縦軸は減衰特性を示す。図３０の波形３７に示すように、例えば１ＭＨｚにおいて、−８２ｄＢのノーマルモードノイズに対する減衰特性が得られている。

＜空間結合によるノイズの伝搬＞
第１配線１００と第１配線１０１とは、通常、数ｃｍ以内に近接して伴走されることが多い。これは、製造しやすさのために第１配線１００，１０１を束ねて機器内に配置すること、および、機器内に設けた突起部に第１配線１００，１００を固定することが多いためである。

しかし、実施の形態１で示したように空間結合によってノイズが伝搬する場合、第１配線１００および第１配線１０１が近接して伴走している状態と同じ磁気結合が得られやすい。特に、磁気結合が２つの配線間で互いに等しい場合には、２つの配線に対して均等に誘導電圧が発生するため、同相成分であるコモンモード成分が支配的となる。そのため、空間結合によるノイズの伝搬はコモンモードノイズを発生させやすい。

一方、ノーマルモードノイズが発生するのは、ケーブルの配線長の違いまたは、第１配線１００と第１配線１０１との両端のインピーダンス（例えばノイズフィルタ５のインピーダンス）の違いに起因する。第１配線１００および第１配線１０１の位相がずれることにより、コモンモードノイズからノーマルモードノイズに変化することによっても、ノーマルモードノイズが起こり得る。その他にも、第１配線１００および第２配線１０４間の距離が、第１配線１０１および第２配線１０４間の距離と異なる場合、または、第１配線１００および第２配線１０４の向きが第１配線１０１および第２配線１０４の向きと異なる場合において、ノーマルモードノイズが増加する。

図３１は、実施の形態１で示した相互インダクタンスＭ（式（３））と、図２８に示したノイズフィルタのコモンモード成分に対する特性とを比較した結果を示す図である。

図２８に示したノイズフィルタの場合、相互インダクタンスＭがＭ＝０．０１ｎＨであれば、ノイズフィルタのコモンモード成分よりも磁気結合によるノイズの伝搬時の減衰特性を小さくすることができる。

相互インダクタンスＭを表す式（３）によれば、例えばスイッチング素子６と磁性体フィルタ７と間の距離を１ｃｍとし、第１配線１００，１０１と第２配線１０４との間の距離を０．５ｍ以上離して配置することで、Ｍ＜０．０１ｎＨとすることができる。逆に、Ｍ＝０．０１ｎＨを得ようとする場合には、スイッチング素子６と磁性体フィルタ７との距離を１ｃｍ以下にして、第１配線１００，１０１と第２配線１０４との間の距離を０．５ｍ以上離す必要がある。

なお、２つの配線の向きが平行でない場合または、２つの配線がねじれの関係にある場合においては、相互インダクタンスＭは、式（３）から得られるＭよりも小さくなる。ただし、その場合には両者間の最接近している距離における相互インダクタンスＭ０に対して、２つの配線の向きがなす角をθとすると、Ｍ０・ｃｏｓθを近似値として相互インダクタンスＭを算出することができる。

実施の形態３．
実施の形態３ではノイズフィルタ５の周波数特性を考慮した設計について説明する。

ノイズフィルタ５は、図２５に示した伝導ノイズの測定結果のように周波数特性を有している。また、実施の形態１で示したとおり、ノイズの規格で決められている限度値（例えば、図２５のＣＩＳＰＲ１４に対する限度値３２）には周波数特性がある。

ここで、ノイズフィルタ５の周波数特性と、限界値の周波数特性とを比較すると、ノイズの規格を上回る周波数帯域に対してのみ、実施の形態１で示す第１配線および第２配線間の相互インダクタンスならびに寄生容量による空間結合による減衰特性Ｂが、ノイズフィルタ５の減衰特性Ａに対して、Ｂ＜Ａとなることを示している。

例えば図２５においては、７〜１０ＭＨｚの周波数帯域におけるノイズが規格に対して厳しく、７〜１０ＭＨｚの周波数帯域のノイズを積極的に低減するようにノイズフィルタ５の設計を行なっている。すなわち、そのような周波数帯域に対してのみ、ノイズフィルタ５の減衰特性Ａよりも、第１配線１００，１０１と第２配線１０３間の空間結合によるノイズの減衰特性ＢがＢ＜Ａとなるように、第１配線１００，１０１および第２配線１０３の引き回しと、磁性体フィルタ７の配置を決定するものである。

なお、上記のように単一の周波数帯域（７〜１０ＭＨｚ）だけでなく、複数の周波数帯域（例えば、７〜１０ＭＨｚと５００ｋＨｚ〜１ＭＨｚとの両方の周波数帯域）になっていても構わない。

このような概念は、試作をする前の設計段階で設計に組み込むのが望ましい。そのため、以下に、試作をする前の設計段階で共振周波数を予測する手法について説明する。

共振周波数を予測するには、ノイズ源となるスイッチング素子６の周波数特性、ノイズの伝搬経路の周波数特性、受信ポート（伝導ノイズの場合はＬＩＳＮの周波数特性、放射ノイズの場合はアンテナ自体の周波数特性）を把握する必要がある。

ノイズ源となるスイッチング素子６の周波数特性は、実施の形態１の図３および図４で示したとおり、設計段階で見積もることができる。受信ポートは、ＬＩＳＮなどの決まった測定器を用いるため、周波数特性を把握することができる。

一方、課題となるのは、ノイズの伝搬経路の周波数特性である。ノイズは、基本的には回路図の伝搬経路を伝搬するが、それ以外にも寄生成分を考慮する必要がある。この寄生成分に関しては、例えば、等価回路算出ソフトウェア（製品名：Ｑ３Ｄ、Ａｎｓｙｓ社製）を用いることにより、ノイズの伝搬経路のインピーダンスを算出することができる。ノイズ伝搬経路の周波数特性は、Ｑ３Ｄ以外にも、電磁界シミュレータ（例えば、製品名：ＨＦＳＳ、Ａｎｙｓｙｓ社製、製品名：ＭＷｓｔｕｄｉｏ、ＣＳＴ社製、製品名：ＦＥＭＴＥＴ、ムラタソフトウェア社製など）を用いても予測することができる。

そして、スイッチング素子６の持つ周波数成分と、ノイズの伝搬経路の周波数特性と、受信ポートでの周波数特性とを組み合わせることで、測定点である疑似電源回路網（ＡＭＮ：Artificial Mains Networkまたは、ＬＩＳＮ：Line Impedance Stabilization Networkとも呼ばれる）に生じるノイズを見積もることができる。

なお、寄生成分を算出する際、シミュレータを用いなくても、配線および筐体などの物理的な長さに起因する自己インダクタンスを、理論式から概算することができる。具体的には、算出方法に関しては、自己インダクタンスも相互インダクタンスと同様に、ノイマンの公式から概算値を算出することができる。

筐体および基板上の配線またはＩＣ間の寄生容量、筐体および配線間の寄生容量、筐体および負荷間の寄生容量、ノイズフィルタ５のコンデンサが持つキャパシタンス、および合成容量として測定対象の持つキャパシタンスを算出することができる。その結果、上記のインダクタンス成分とキャパシタンス成分とが組み合わされ、ノイズ源であるスイッチング素子６から見たとき、直列または並列に接続されることになる。

直列に接続される場合には、直列共振の周波数帯域ではインピーダンスが０に近づいて見える。並列に接続される場合には並列共振の周波数帯域ではインピーダンスが無限大に近づいて見える。そのような直列共振と並列共振とが複数組み合わされることにより、ノイズの伝搬経路は、複数の周波数帯域で共振を持つインピーダンス特性を持つことになる。その結果から、これらの周波数帯域における空間結合による減衰量を、ノイズフィルタ５の減衰量よりも小さくすることで、ノイズ測定箇所に混入するノイズを低減することができる。これにより、設計段階で共振周波数を予測できるため、本実施の形態で低減すべき周波数帯域を把握することができる。その結果、空間結合を減らすための配線の制約を減らすことができるため、より低コストで小型な電力変換装置を提供することができる。

実施の形態４．
図３２は、実施の形態４に従う導体板４５を用いた電力変換装置の一例を示す斜視図である。図３２に示すように、プリント基板４３には、コンバータ回路４０、インバータ回路３１、制御回路４１、コネクタ３９−１，３９−２，３９−３および、導体板４５が実装されている。

コネクタ３９−１は、商用電源４４（図示せず）に接続されるケーブル３８−１とプリント基板４３とを接続する。ケーブル３８−１は、図１に示す第１配線１００，１０１に相当する。

ノイズフィルタ５はコネクタ３９−１に接続され、コンバータ回路４０はノイズフィルタ５に接続される。インバータ回路３１は、コンバータ回路４０から出力される直流電力を交流電力に変換する。制御回路４１は、コンバータ回路４０およびインバータ回路３１を制御する。

コネクタ３９−２は、プリント基板４３の外部に実装されているリアクトル８（図示せず）に接続されるケーブル３８−２と、コンバータ回路４０とを接続する。ケーブル３８−２は、図１に示す第２配線１０３に相当する。コネクタ３９−３は、回転機等の負荷に接続されるケーブル３８−３とインバータ回路３１とを接続する。

導体板４５は、プリント基板４３上のグラウンド、または、プリント基板４３の周囲の金属筐体（図示せず）に接続される。あるいは、導体板４５は、プリント基板４３上のグラウンドに接続され、かつ、別のケーブルを用いて金属筐体に接続される構成としてもよい。

導体板４５とグラウンドとは多点で接続することが望ましい。導体板４５とグラウンドとは、はんだ付け、ネジ、バネ、ボルトおよびナット、圧着またはコネクタ等を用いて接続することができる。

なお、導体板４５は、１枚の平面板に限定されず、曲がっていてもよく、複数枚で構成されていてもよい。また、導体板４５は、プリント基板４３に対して垂直に取り付けなくても構わない。

導体板４５は、少なくとも、第２配線１０３において、スイッチング素子６と、フェライトコアを含む磁性体フィルタ７との間に設けられる。図３２の例では、導体板４５をスイッチング素子６と磁性体フィルタ７とを接続する第２配線１０３側に設けているが、ノイズフィルタ５と外部端子とを接続する第１配線１００，１０１側に導体板４５を接続しても構わない。

導体板４５の厚さは限定されるものではない。導体板４５が振動等で意図せずして外れた場合に短絡しないようにするため、導体板４５の表面を誘電体で覆うのが望ましい。

なお、図３２の例では、コネクタ３９−２，３９―３とコンバータ回路４０およびインバータ回路３１との間に導体板４５を実装しているが、コンバータ回路４０およびインバータ回路３１と、ノイズフィルタ５および制御回路４１との間に導体板４５を実装しても構わない。

また、図３２の例のように、コネクタ３９―１と、コネクタ３９−２，３９−３とは、プリント基板４３上の対角、またはプリント基板４３の長辺の両端に取り付けるのが望ましい。これにより、ケーブル３８−１（図１での第１配線１００，１０１に相当）とケーブル３８−２（図１での第２配線１０３に相当）との間の距離を離すことができるとともに、導体板４５を配置するスペースを確保することができる。

実施の形態５．
図３３は、実施の形態５に従う磁気シールド４７を用いた電力変換装置の一例を示す斜視図である。図３３の構成例は、図３２に示した実施の形態４に従う導体板４５に、強磁性体からなる磁気シールド４７を用いたものである。強磁性体には、鉄、コバルト、ニッケル等を含んだ合金がある。

図３３の例では、プリント基板４３上のグラウンドまたは金属筐体が強磁性体である場合には、磁気シールド４７は磁石にくっつくという特徴を利用して、磁気シールド４７をプリント基板４３上のグラウンドまたは金属筐体（図示せず）に対して取り付けても構わない。

磁気シールド４７は、プリント基板４３上のグラウンドまたは金属筐体と導通していなくてもよい。すなわち、グラウンドおよび金属筐体から磁気シールド４７が絶縁（すなわち、直流抵抗が十分に大きいことを意味する）されていても構わない。

図３４は、常磁性体（銅、アルミ等）および強磁性体におけるシールド効果の測定結果を示す図である。図３４の測定では、常磁性体と強磁性体とをグラウンドから絶縁した状態とし、各々が直径５０ｍｍで１０巻された２つのループプローブを、５ｍｍの距離を離してループ面を対向させて配置する。この状態で、２つのループプローブ間の空間結合を測定する。測定では、（１）２つのループプローブ間に導体板を配置しない場合、（２）２つのループプローブ間に常磁性体を配置する場合、（３）２つのループプローブ間に強磁性体を配置する場合の各々について、減衰特性を測定した。なお、常磁性体は、厚さ１ｍｍのアルミ板である。強磁性体は厚さ１ｍｍの鉄板である。

図３４のグラフにおいて、波形４８は（１）導体板を配置しない場合の減衰特性を示し、波形４９は（２）常磁性体を配置する場合の減衰特性を示し、波形５０は（３）強磁性体を配置する場合の減衰特性を示している。

図３４に示すように、１０ＭＨｚよりも低い周波数帯域では、常磁性体の方が強磁性体よりも空間結合を低減できることがわかる。特に、低速で動作させるＩＧＢＴなどは１ＭＨｚ以下のノイズが問題となることが多い。そのような場合においては、常磁性体でできたシールド板金を用いることで、配線間の空間結合を低減させることができる。

なお、磁気シールド４７の場合、必ずしもグラウンドに接続する必要がないため、振動等で磁気シールドが意図せず外れかけても短絡の可能性を減らすことができる。また、金属筐体がない電力変換装置に対してもシールドを設けることができるため、磁気結合を低減させることができる。さらに、磁気シールド４７によれば、配置の自由度を上げられるとともに、はんだ付けまたはネジ締めの工程を減らすことができるため、安価にノイズフィルタ５の減衰特性を高めることができる。

また、実施の形態４と同様に、図３３の構成例において、磁気シールド４７の取り付け位置は、第２配線１０３側に近接していても第１配線１００，１０１側に近接していても構わない。

実施の形態６．
実施の形態６および７では、実施の形態４で示した電力変換装置の適用例について説明する。

図３５は、図３２に示した電力変換装置を搭載した空気調和機の第１の構成例を模式的に示す図である。

図３５に示すように、空気調和機の室外機５１は、ファン５２と、仕切り板５３と、圧縮機５４と、プリント基板４３とを有する。ファン５２が配置される空間と、圧縮機５４およびプリント基板４３が配置される空間とは、仕切り板５３によって分離されている。コンバータ用のリアクトル８は、放熱のために、仕切り板５３の導体部分に取り付けられている。なお、リアクトル８の取り付け位置はこれに限定されるものではない。

圧縮機５４は、室外機５１の底面に配置されている。圧縮機５４は、ケーブル３８−３を介してプリント基板４３に接続される。プリント基板４３は、ケーブル３８−２を介してリアクトル８に接続される。

ケーブル３８−２には、磁性体フィルタ７としてフェライトコア３０が設置されている。フェライトコア３０は、プリント基板４３上のスイッチング素子６（図示せず）に近接して配置される。ケーブル３８−３は、ケーブル３８−２に対し、図中の奥行き方向に離間して配置される。ケーブル３８−１は、プリント基板４３から室外機５１の商用電源４４（図示せず）に接続されている。

図３５の例では、伝導ノイズを測定する際には、室外機５１をＬＩＳＮに接続した後に、室外機５１を商用電源に接続するように構成される。

導体板４５（または磁気シールド４７）は、ケーブル３８−２とケーブル３８−１との間および、ケーブル３８−３とケーブル３８−１との間に設けられる。これにより、ケーブル３８−２およびケーブル３８−１間の空間結合を低減するとともに、ケーブル３８−３およびケーブル３８−１間の空間結合を低減している。

図３５のような構成とすることにより、商用電源４４から見てケーブル３８−１の先に取り付けられるノイズフィルタ５のノイズ減衰特性を改善することができる。なお、一般的な空気調和機においては、ケーブル３８−１とケーブル３８−２との間の距離は０．３ｍ以上であることが望ましい。また、プリント基板４３上のスイッチング素子６とフェライトコア３０の間の配線間距離は３ｃｍ以下が望ましく、導体板４５（または磁気シールド４７）がある場合には、当該配線間距離は１０ｃｍ以下になることが望ましい。

実施の形態７．
図３６は、図３２に示した電力変換装置を搭載した空気調和機の第２の構成例を模式的に示す図である。

図３６に示すように、第２の構成例においても、図３５に示した第１の構成例と同様に、ファン５２が配置される空間と、プリント基板４３および圧縮機５４が配置される空間とは仕切り板５３によって分離されている。

リアクトル８は、仕切り板５３に取り付けられている。第２の構成例では、プリント基板４３と商用電源４４とを接続するケーブルに、ツイストケーブル５５−１が用いられている。また、プリント基板４３上のスイッチング素子６（図示せず）とリアクトル８とを接続するケーブルに、ツイストケーブル５５−２が用いられている。

一方、プリント基板４３上のインバータ回路（図示せず）と圧縮機５４とを接続するケーブル３８−３は、ツイストケーブルでなくてもよい。これは、一般的な室外機５１では、インバータはリアクトル８を使うコンバータよりも低速であることが多いことによる。

プリント基板４３と各ケーブルとは端子台を用いて接続することができる。この場合、室外機５１内に配設されるケーブルにのみツイストケーブルを用いてもよい。ツイストケーブルのツイストピッチは、通常、１０ｍｍ〜５０ｍｍ程度が望ましい。

このような構成とすることにより、ツイストケーブル５５−２からツイストケーブル５５−１に混入するノイズのうち、ノーマルモード成分を低減することができる。これは、ツイストケーブルを構成する２本以上の導線に等しくノイズが混入するため、コモンモード成分が支配的になるためである。

スイッチング素子６は通常、ノーマルモードで動作している。コモンモードは、ノーマルモード電流が流れる配線または部品が非対称な伝搬経路になることによって生じる。そのため、スイッチング素子６が出力するノイズ成分としてはノーマルモード成分が支配的である。本構成例によれば、ノイズのノーマルモード成分の空間伝搬をツイストケーブルによって低減させることができる。

実施の形態８．
実施の形態８では、磁性体フィルタ７を構成するフェライトコア３０のケーブルへの取り付け位置について説明する。

図３７は、フェライトコアのケーブルへの取り付け位置を説明するための回路図である。実施の形態８では、ケーブルに対し、フェライトコア３０の取り付け位置を示す印を付する構成とする。具体的には、ノイズ源であるスイッチング素子６からフェライトコア３０までの距離を一定にするために、ケーブルにフェライトコア３０の取り付け位置を記す印を設ける。図３７の例では、ケーブルにフェライトコア３０を巻き始める開始位置を記した印５６を設ける。そして、フェライトコア３０に対してケーブルを２巻以上することで、ケーブルに対してフェライトコア３０が移動しにくくする。

なお、印５６としてクリップなどの付け外し可能な部材を用いることにより、ケーブルを巻き付けた後に印５６を取り外してもよい。また、印５６の形状についても限定されない。フェライトコア３０に対するケーブルの巻き付けは、手作業であってもよく、ロボットアームなど機械を用いても構わない。

実施の形態９．
実施の形態９では、図３８を用いて、フェライトコアを固定する方法を説明する。

図３８は、図３２に示した電力変換装置を搭載した空気調和機の第３の構成例を模式的に示す図である。図３８に示す空気調和機の室外機は、図３５に示した空気調和機の第１の構成例における室外機と基本的構成が同じである。

室外機に取り付けるフェライトコア３０は、５〜２００ｇのものを用いることができる。重量のあるフェライトコア３０をケーブルに取り付けることによって、フェライトコア３０がプリント基板４３にぶら下がる構造となる場合がある。このような場合には、プリント基板４３またはプリント基板４３上のコネクタに対して力が加わるため、プリント基板４３から部品が剥がれる、またはプリント基板４３からケーブルが外れてしまう可能性がある。

このような不具合を回避するために、フェライトコア３０を固定する。図３８の例では、仕切り板５３に孔を形成し、この孔を貫通して延びる固定部材５７を用いて、フェライトコア３０を仕切り板５３に固定する。フェライトコア３０は、仕切り板５３に代えて、プリント基板４３に固定する構成としてもよい。

なお、固定部材５７は、短絡等を防ぐために誘電体が望ましいが、どのような材質であっても構わない。また、図３５、図３６および図３８の例では、フェライトコア３０をプリント基板４３からぶら下げる構造になっているが、別の空気調和機または電力変換装置においては、プリント基板４３の上方にフェライトコア３０を離間して配置する構造にする必要がある場合がある。その場合は、固定部材５７を、筐体またはプリント基板４３から起立させて、フェライトコア３０を固定する構造を採用することができる。

実施の形態１０．
図３９は、実施の形態９に従うケーブルの構成例を示す断面斜視図である。実施の形態９に従うケーブルは、ノーマルモードのノイズを低減するためのシールド構造を有する。

図３９に示すように、電源が単相２線の電源である場合、ケーブルは、２つの芯線５８の外周が、導体で形成された外導体５９によって囲まれた構造となっている。この芯線５８は、上記の実施の形態で述べたコネクタまたは端子台に取り付けられる。

外導体５９は、第１の端部が電力変換装置の金属筐体に接続されるとともに、第２の端部がプリント基板上のグラウンドに接続される。なお、プリント基板上のグラウンドは、基準電位であり、通常、金属筐体と導通されている。

実施の形態９に従うケーブルは、図１の第１配線１００，１０１および第２配線１０３の少なくともいずれかの配線に対して適用される。これにより、ノーマルモード成分およびコモンモード成分のノイズが、空間伝搬を介して授受されることを抑制することができる。

さらに、芯線５８が２本以上の場合には、図３６に示した実施の形態７と組み合わせることにより、ツイストケーブル５５−１，５５−２に対してシールド構造を設ける構成とすることができる。

ただし、本実施の形態に従うプリント基板４３には、両面基板が使われることが多く、その場合においては、電流のリターン経路となるグラウンド（基準電位）が面ではなく、Ｙコンデンサが取り付けられたグラウンド配線である場合がある。そのような場合、グラウンド配線にケーブルの外導体５９を接続することになる。この構造は、一般的にはピグテール構造と呼ばれており、ケーブルのシールド特性を劣化させるものである。この場合には、プリント基板４３を多層基板にすることが望ましい。あるいは、プリント基板４３の外側を導体（シールド）で覆い、そのシールドに対してケーブルの外導体５９を接続することが望ましい。

ただし、実施の形態１で説明したとおり、各製品のノイズの規格によるため、ピグテール構造であってもシールドケーブルを用いるだけで、特性の改善は期待できるため、ピグテール構造であってもシールドを設けるのが望ましい。

実施の形態１１．
図４０は、上記式（３）を用いて、２つの配線の並走距離および配線間距離による相互インダクタンスの概算値を算出した結果を示す図である。図４０のグラフの横軸は２つの配線の並走距離を示し、縦軸は相互インダクタンスを示す。

図４０に示すように、相互インダクタンスは、配線間距離ｇａｐによらず、並走距離が長くなるほど大きくなる。一方、相互インダクタンスは、配線間距離ｇａｐを大きくするほど小さくなる。

例えばノイズの減衰特性を、１ＭＨｚにて−２０ｄＢ〜−６０ｄＢ程度にしたい場合を想定する。この場合、ノーマルモードおよびコモンモードの各々について、上述した設計が行なわれる。なお、筐体の大きさによっては２つの配線の距離を離すことができない場合がある。このような場合であっても、配線間距離は０．２ｍ〜０．５ｍ程度離すことが望ましい。また並走距離は０．１ｍ以下にすることが望ましい。

さらに、２つの配線が並走しないように、図１に示す第１配線１００，１０１と第２配線１０３とが同一の金属筐体に近接する場合には、第１配線１００と金属筐体との間の距離を０．１ｍ以上とし、第２配線１０３と金属筐体との間の距離を０．１ｍ以上とすることが望ましい。

実施の形態１２．
上述した実施の形態では、伝導ノイズを低減する方法について説明したが、本実施の形態に従うと、放射ノイズも低減することができる。例えば、図３５、図３６および図３８に示した空気調和機の構成例においては、空気調和機の外部は金属筐体で覆われている。また、導体板４５（または磁気シールド４７）によって放射ノイズが発生しにくい構造となっている。

空間伝搬によって金属筐体の外部に接続されるケーブルにノイズが重畳した場合には、室外機５１の外部にノイズが放出されることになる。一般に、放射ノイズの規格は、１２０ｋＨｚにて０ｄＢμＶのように非常に小さい。なお、この規格は、ＥＭＩレシーバを用いて、１２０ｋＨｚのバンドパスフィルタを通過するノイズを測定したときの電力に相当する。放射ノイズの規格が非常に小さいため、そのような２次放射によるノイズが問題となることもある。また、空気調和機およびその他の電子機器においては、金属筐体の一部に樹脂が用いられることが多くなっている。そのため、筐体のシールド効果が得られないことがある。

本実施の形態によれば、外部電源に接続するケーブルにノイズを混入させにくくできるため、雑音端子電圧だけでなく放射ノイズもあわせて低減させることが可能となる。

実施の形態１３．
図４１は、太陽光パネルと蓄電池との間に電力変換装置を配置する構成例を示す図である。図４１の構成例では、太陽光パネル６０により生成される直流電力を蓄電池等の電力貯蔵装置に充電するためには、直流電力の電圧値を適正な電圧値に昇圧／降圧する必要がある。また、スマートグリッドなどの電力の授受を行なうシステムにおいては、多くの場合、交流電流に変換してから電力を出力する必要があるため、直流電力から交流電力にインバータ（ＤＣ−ＡＣコンバータ）で変換する必要がある。

このように空気調和機や太陽光発電装置だけでなく、電力変換装置とノイズフィルタを有する全ての電力機器に対して本実施の形態に従う電力変換装置を適用することができる。

今回開示された各実施の形態は、技術的に矛盾しない範囲で適宜組み合わせて実施することも予定されている。そして、今回開示された実施の形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１〜４ 外部電極、５ ノイズフィルタ、６ スイッチング素子、７ 磁性体フィルタ、８ リアクトル、９，１０ 入力端子、１１，１２ 出力端子、１３ 線間コンデンサ、１４ 対地間コンデンサ、１５ コモンモードチョークコイル、１６ ノーマルモードチョークコイル、１７ ダイオード、１８ 平滑コンデンサ、１９ 変圧器、２０ ブリッジ整流回路、２１ 外部電極、３０ フェライトコア、３１ インバータ回路、３８ ケーブル、３９ コネクタ、４０ コンバータ回路、４１ 制御回路、４２ 負荷、４３
プリント基板、４４ 商用電源、４５ 導体板、４７ 磁気シールド、５１ 室外機
５７ 固定部材、５８ 芯線、５９ 外導体、１００，１０１ 第１配線、１０３〜１０５，１０９〜１１２，１１６〜１１９ 第２配線、１０６〜１０８，１１３〜１１５ 第３配線。

Claims (22)

1. 少なくとも１つの外部電極と、
   スイッチング素子と、
   前記少なくとも１つの外部電極と前記スイッチング素子との間に接続されるノイズフィルタと、
   前記少なくとも１つの外部電極と前記ノイズフィルタとを接続する、少なくとも１つの第１配線と、
   前記ノイズフィルタと前記スイッチング素子とを接続する第２配線と、
   前記第２配線に取り付けられた磁性体フィルタとを備え、
   前記ノイズフィルタの減衰特性をＡ［ｄＢ］とし、前記少なくとも１つの第１配線と、前記スイッチング素子および前記磁性体フィルタ間に位置する前記第２配線との空間結合による減衰特性をＢ［ｄＢ］とした場合に、減衰特性Ａおよび減衰特性ＢはＢ＜Ａの関係を満足する、電力変換装置。
2. 前記少なくとも１つの外部電極と前記スイッチング素子との間に接続されるリアクトルをさらに備え、
   前記ノイズフィルタは、前記少なくとも１つの外部電極と前記リアクトルとの間に接続され、
   前記第２配線は、前記リアクトルと前記スイッチング素子との間に接続され、
   前記減衰特性Ｂは、前記少なくとも１つの第１配線と、前記磁性体フィルタおよび前記スイッチング素子間に位置する前記第２配線との空間結合による減衰特性を含む、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記減衰特性Ａは、コモンモードノイズに対する前記ノイズフィルタの減衰特性である、請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記減衰特性Ａは、少なくとも１つの周波数における前記ノイズフィルタの減衰特性を含み、
   前記減衰特性Ｂは、前記少なくとも１つの周波数における前記空間結合による減衰特性を含む、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記少なくとも１つの外部電極は、複数の外部電極を含み、
   前記少なくとも１つの第１配線は、複数の第１配線を含み、
   前記減衰特性Ｂは、前記複数の第１配線の各々と、前記スイッチング素子および前記磁性体フィルタ間に位置する前記第２配線との空間結合による減衰特性のうちの最大値に相当する、請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記スイッチング素子および前記磁性体フィルタ間に位置する前記第２配線と、前記第１配線との間に配置された磁気シールドをさらに備える、請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 第１の金属筐体と、
   前記スイッチング素子および前記磁性体フィルタ間に位置する前記第２配線と、前記第１配線との間に配置され、前記第１の金属筐体に接続される導体板とをさらに備える、請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記磁性体フィルタは、フェライトコアを含む、請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 入力端子と、
   出力端子と、
   少なくとも前記スイッチング素子、前記ノイズフィルタ、前記入力端子および前記出力端子が実装されたプリント基板と、
   前記入力端子に前記プリント基板上で接続された第１コネクタと、
   前記出力端子に前記プリント基板上で接続された第２コネクタとをさらに備え、
   前記第１コネクタおよび前記第２コネクタは、前記プリント基板の対角、または前記プリント基板の長辺の両端に配置される、請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記第１配線と、前記スイッチング素子および前記磁性体フィルタ間に位置する前記第２配線との少なくとも一方は、ツイストケーブルを含む、請求項１から９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記第１配線および前記第２配線の少なくとも一方は、シールドケーブルを含む、請求項１から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 少なくとも前記スイッチング素子および前記ノイズフィルタが実装されたプリント基板と、
    少なくとも前記プリント基板を収容する筐体と、
    前記プリント基板または前記筐体に前記フェライトコアを固定するための固定部材とをさらに備える、請求項８に記載の電力変換装置。
13. 前記第２配線には、前記フェライトコアの取り付け位置が分かる印が付けられている、請求項８に記載の電力変換装置。
14. 前記第２配線の一部は、前記リアクトルを構成する金属配線を含む、請求項２に記載の電力変換装置。
15. 前記第２配線の一部は、前記スイッチング素子を構成する金属配線を含む、請求項１から１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
16. 前記第１配線と前記第２配線との間の距離が０．３ｍ以上離れている場合において、前記スイッチング素子と前記磁性体フィルタとの間の距離は３ｃｍ以下である、請求項１から１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
17. 前記第１配線と前記第２配線との間の距離が０．３ｍ以上離れており、前記第１配線および前記第２配線の間に前記磁気シールドが配置されている場合において、前記スイッチング素子と前記磁性体フィルタとの間の距離は１０ｃｍ以下である、請求項６に記載の電力変換装置。
18. 前記第１配線と前記第２配線との間の距離が０．３ｍ以上離れており、前記第１配線および前記第２配線の間に前記導体板が配置されている場合において、前記スイッチング素子と前記磁性体フィルタとの間の距離は１０ｃｍ以下である、請求項７に記載の電力変換装置。
19. 前記第１配線と前記第２配線との間の距離は０．２ｍ以上離れており、そのうちの前記第１配線および前記第２配線の並走距離は０．１ｍ以下である、請求項１から１８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
20. 前記第１配線および前記第２配線の周囲に第２の金属筐体が配置されている場合において、前記第１配線と前記第２の金属筐体との間の距離が０．１ｍ以上であり、前記第２配線と前記第２の金属筐体との間の距離が０．１ｍ以上である、請求項１から１９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
21. 請求項１から２０のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
    ファンと、
    圧縮機とを備え、
    前記第１配線と、前記スイッチング素子および前記磁性体フィルタ間に位置する前記第２配線との間の距離は０．１ｍ以上である、空気調和機。
22. 前記減衰特性Ａおよび前記減衰特性Ｂは、Ｂ＋６［ｄＢ］＜Ａ［ｄＢ］の関係を満足する、請求項２１に記載の空気調和機。

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