CN1153386C - 用于数字信道化和解信道化的方法和系统 - Google Patents

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Abstract

本发明总的涉及数字领域滤波、分样或内插和频率变换，特别是在宽带多信道接收机、信道化和发射机、解信道化的结构中的使用。本发明可被描述为一种将附加的信号处理与进一步修正的快速卷积算法相组合的方法。对于原先的修正的快速卷积算法的这种修正使它成为在计算成本和灵活性方面非常适用的信道化器/解信道化器结构，以用于多于几个的信道的无线通信系统。通过在修正的快速卷积算法块与附加的信号处理块之间智能地分裂滤波能力，在这两个块之间创造最佳协同作用，它使得FFT可以减少成本、减少延时、和减小尺寸。其优点在任何同时处理多信道的系统中是特别有用的，特别是在对延时和输入FFT尺寸都有严格要求的地方。

Description

用于数字信道化和解信道化的方法和系统
                         技术领域
本发明总的涉及数字领域中的滤波、分样或内插和频率变换的问题，以及更具体地涉及它在宽带多信道接收机、信道化和发射机、解信道化的结构中的应用。
                         背景技术
在用于蜂窝、地面移动无线装置(LMR)、卫星、无线局域网(WLAN)和其它通信系统中，许多接收和发射信道被同时处理。在将来，这也成为对于终端(即移动电话)适用的情形。在这些无线系统中，在接收机和发射机中分别存在有信道化和解信道化结构。信道化和解信道化可以被规定为所发射的和接收的信号的滤波、分样/内插和频率变换。
如图所示的传统的接收机结构可以按照射频(RF)信号被说明为由天线接收，然后由RF前端下变频为中频(IF)。RF前端包含诸如低噪声放大器(LNA)、滤波器和混频器那样的部件。想要的信道然后被接收机信道化器提取。信道化器也包含LNA、混频器和滤波器。
想要的信道然后在基带被RX基带处理单元处理。以便产生接收的数字数据流。现今，基带处理通常包含模拟-数字变换器(ADC)、数字滤波、分样、均衡、解调、信道译码、去交织、数据译码、定时提取等等。
图1所示的传统的发射机是接收机结构的对偶部分。发送的数据首先由TX基带处理单元处理，它包含数据编码、交织、信道编码、调制、内插滤波、数字-模拟变换(DAC)等等。基带信道然后通过发射解信道化器被变换成中频。发射解信道化器包含滤波器、混频器和低噪声放大器。IF信号然后被变换到RF，然后被RF前端所放大，RF前端包含混频器、滤波器和高功率放大器。
图1示出了对于单个信道接收机和发射机的传统的结构，它是对于终端(即，移动电话)应用是适合的。在基站方面，多信道是以相同的方式进行处理的。在接收机侧，路径将在某一点处被分裂，以便形成多个路径，从而用于每个被处理的信道。在发射机一侧，信道被分别单独地处理，然后，它们在某一点被组合，以便形成多信道信号。分裂和组合点是变化的，所以，可以产生各种各样的基站接收机和发射机结构。更具体地，传统的模拟和数字接口当前是处在信道化器与基带处理块之间的某个地方。
模拟信道化器/解信道化器的设计和制造都很复杂，因此很昂贵。所以，为了产生更便宜的和更容易产生的信道化器/解信道化器，未来的模拟和数字接口将处在RF前端与信道化器块之间的某个地方。将来的这种类型的射频接收机和发射机结构被叫做各种各样的名称，包括多标准无线电装置、宽带数字调谐器、或宽带无线电装置和软件无线电装置，它们都需要数字信道化器/解信道化器。
实际的数字信道化器/解信道化器结构(包含滤波、分样/内插和频率变换)在每个信道的功率消耗和占用面积方面是非常重要的。对于把尽可能多的信道集成在单个集成电路(IC)这一个重要目标，有几种已知的方式可以达到数字信道化/解信道化。
图2上显示了最明显的方法。这个接收机结构模仿一种传统的模拟信道化器的功能，它带有使用正弦/余弦发生器的同相和正交(IQ)频率变换、按照每个信道的分样和滤波。大多数分样滤波可以通过在运算成本低廉的CIC滤波器完成。变换这种结构的集成电路可以方便地从几个制造厂商提供。这个结构的对于发射机的对偶部分也是可能的。
IQ信道化器的灵活性在于，它可以同时处理许多标准，以及信道可以任意地被放置。它的主要的缺点在于，需要工作在高输入采样频率的IQ频率变换和随后对于每个信道的分样滤波器。这意味着，每个信道占用的面积和功率消耗是相当高的。
另一种信道化器的可能方案是在接收机内构建分样的滤波器组，如图3所示。这个方法可在许多(或全部)信道之间共用一个公共的多相滤波器。对于这个结构的硬件成本是很小的，因为它是在许多信道之间分裂的，以及可以达到良好的滤波。滤波器组也能很好地使用于发射机解信道化器，因为它们对信道进行内插和相加起来。在WO9528045“Wideband FFT Channeliser(宽带FFT信道化器)”中显示了这样的一个例子。许多卫星转发器也是根据这个原理构建的。虽然这些滤波器组可以重新配置成适合于不同的标准，但仍旧很难同时适应多个信道间隔。
分样滤波器组的每个信道具有低的成本，但这只是在所有的或大多数信道都被使用时。这种结构也是非常不灵活的，因为信道必须处在固定的频率网格上以及只有一种信道间隔是可能的。多个标准使得滤波器组概念需要多种采样速率，这是指对于同时的多个标准需要多种结构(包括ADC和信道化器)。
分样滤波器组的结构的一个变例(称为子采样的滤波器组)可以以灵活性为代价降低计算成本。例如，对于自适应信道分配、不规则的信道安排和跳频的需求阻碍了使用子采样的滤波器组，因为所有的信道必须同时可提供的。
第三种主要的信道化技术是基于重叠相加(OLA)或重叠保存(OLS)类型的快速卷积方案的。这应当与WO 9528045中使用的“重叠相加”和“重叠保存”术语区分开。该专利描述了从短时间富立叶变换得到的滤波器组(被称为重叠相加滤波器组)，它们是与快速卷积不同的，滤波器组和快速卷积是都使用FFT的两种不同的方法，然而，重叠相加滤波器组不使用FFT和IFFT这二者，而只是使用一个FFT和一个IFFT。快速卷积是使用循环卷积精确地执行线性卷积的一种方法，即，有限冲击响应(FIR)滤波。这种技术的优点在于，它比起实施线性卷积的传统形式具有较低的运算需求。然而，有可能修正基本快速卷积算法，以使得有可能同时分样/内插和频率变换，代价是只近似执行线性卷积。该修正也减小运算复杂性。如在“A Flexible on-boardDemultipl exer/Demodul ator(灵活的电路板上的解复用器/解调器)”，Proceedings of the 12th AIAA International CommunicationSatellite Systems Conference，1988，pp.299-303中描述的，独立应用的修正的快速卷积算法据称为是对于包含载波带宽的混合的系统的、运算上非常有效的技术，虽然这里讨论的技术限制于无线系统。
现有技术的独立应用的修正的快速卷积算法只执行所有的滤波，而不进行任何附加的信号处理。例如，上一段中的“Flexible on-boardDemultiplexer/Demodulator”在频域完成所有的滤波，而不分割滤波的作用。这个方法导致各种延时。然而，由于去向卫星和来自卫星的传输时间，延时是卫星系统的固有特性。这样，由于滤波方法引起的延时，比起如果在无线系统或蜂窝系统中使用独立应用的修正快速卷积算法时的结果来说，对系统的影响相当小。在大多数无线系统中，延时成为非常关键的因素，它应当尽可能多地减小。
被施加到接收机信道化器的独立应用的修正快速卷积算法把进入的数据信号切割成块，它们的大小取决于重叠的百分数(％重叠)和离散富立叶变换的长度(DFT)。随后执行DFT。截断的滤波器响应，也就是滤波器系数的数目(Ncoefficients)小于DFT的长度(NDFT)，直接在频域中被实施。这是通过把滤波器系数与选择的DFT输出的贮存体(bin)相乘而完成的。然后，该结果通过相等长度的逆离散富立叶变换(IDFT)加到截断的滤波器作为恢复想要的信道的时域样本而被处理。然后，这些块将根据％重叠而被重叠和组合。组合是相加该重叠段、重叠和相加的过程，或丢弃该重叠段、重叠和保存的过程。应当指出，重叠/相加和重叠/保存可被认为是两个极端，以及现有技术中有一些已知的方法处在这两个极端之间。
在独立应用的修正快速卷积算法中，频率响应的截断使它不同于标准快速卷积算法。它使得循环卷积算法现在只近似于线性卷积，然而通过仔细选择系数，误差可以保持为很小。频率响应的截断也执行按(Ncoefficients/NDFT)的因子的分样，以及频率变换通过把截断的滤波器系数放在相应的信道的中心而完成。
截断的频率响应也使得算法的信道特定的部分中的计算复杂性有显著的减小，这是除DFT以外的任何情形。实施频率滤波所需要的乘法数目和IDFT的大小可以近似地通过一个(Ncoefficients/NDFT)的因子而被减小。独立应用的修正快速卷积算法也可被应用到包含所有相同的属性的发射机解信道化器上。
可被应用到标准快速卷积的复杂性的其它的减小，也可以在这里应用到独立应用的修正快速卷积算法。例如，DFT是运算时的关键块。因为效率的原因，它通常以快速富立叶变换(FFT)形式实施的。另外，两个实数数据块可以在一个复数DFT处理器中同时被处理。然后，需要某些额外的加法器和存储器以用于后处理。这比起使用两个专用的实数DFT来说是更有效的。
也可以在DFT中通过使用削减而做到计算上的节省，因为只需要计算DFT输出的一部分。削减是指去除不影响输出的、DFT中的支路的处理过程。不需要的输出部分决不被计算。
如果滤波器频率响应的复数乘法被取代为在被组合形成想要的信道的时域样本以前进行实数乘法和IDFT输出数据块的随后的循环移位，则也可以达到计算的减少。循环移位量取决于％重叠和ID)FT的长度。
以上的系统还有一个问题，特别是在将来的、同时包括许多信道的接收和发送的系统中。如上所看到的，从几个信道到很大数目的信道中采用的数字信道化器的选择，是完全取决于目标无线通信系统的。通常，根据无线通信系统的需求在计算成本与灵活性之间的折衷，将可以作出选择哪个宽带信道化器算法的最终决定。在计算成本和灵活性方面，仍旧有很大的改进这些信道化器/解信道化器结构的空间，以便使它们可以更适合于在具有许多信道的系统中使用。
                         发明内容
本发明总的涉及数字领域中的滤波、分样或内插和频率变换的问题，以及更具体地涉及以上讨论的问题。按照本发明的解决这些问题的方法被归结为以下。
正如在上面看到的，对于当前的数字信道化/解信道化，仍旧存在有问题，特别是对于同时处理许多个信道的系统(例如，蜂窝、地面移动无线电装置、卫星、无线局域网(WLAN))。以上讨论的所有的方法(IQ频率变换、滤波器组、快速卷积、独立应用的修正的快速卷积)中，每个方法在它们的计算成本和/或灵活性方面具有它本身的缺点。
因此，本发明的一个目的是提供一种增加灵活性和减小在滤波、分样/内插和频率变换的结构上的成本的方法。本发明可被描述为一种将附加的信号处理与进一步修正的快速卷积算法相组合的方法。对于原先的修正的快速卷积算法的这种修正可以使它成为在计算成本和灵活性方面非常适用的信道化器/解信道化器结构，以便用于那些利用多于几个的信道的无线通信系统。
图4显示本发明的结构400。图上显示了可在接收机中使用的信道化器结构410，其中跟随在修正的快速卷积算法420后面的是信号处理块430。这个信号处理块430可包含数字控制振荡器(“NCO”)、时域或频域再采样、匹配信道滤波、CIC或半频带滤波器、快速卷积算法(标准的或独立修正的)等。
图4也显示了可在发射机中使用的解信道化器结构415，其中在修正的快速卷积算法425前面的是信号处理块435。这个信号处理块435可包含NCO、时域或频域再采样、匹配信道滤波、CIC或半频带滤波器、快速卷积算法(标准的或独立修正的)等。
正如上面指出的，现有技术独立应用的修正的快速卷积算法具有延时的问题。这些问题在它被设计来使用于的卫星系统中不是很大问题，但如果它被使用于诸如蜂窝系统的其它无线系统，则将是一个大问题。本发明减小每个信道滤波器响应的阶数。这导致多信道FFT(或IFFT)尺寸的减小，它减小了由于多信道FFT(或IFFT)引起的延时。另外，计算的复杂性被减小。因此，本发明解决了现有技术中的延时和计算复杂性的问题。
然而，每个信道滤波器的阶数的这种减小将使得它不足以在频率变换和分样期间去隔离各个特定的信道。对于隔离信道所必须的附加的滤波可以在FFT后(或在IFFT前)完成。所以，通过使得滤波器响应的阶数不足以隔离特定的信道然后再执行必要的FFT后(IFFT前)滤波，可以得到很大的优点。
本发明的一个发明方面因此可被描述为在修正的快速卷积算法与附加的信号处理块之间智能地分割滤波的作用。这种分割对于得到比其它的信道化/解信道化算法更低的计算成本和很大的灵活性是有特色的和非常重要的。在修正的快速卷积算法与附加的信号处理之间创建的最佳协同作用提供了FFT的成本降低、延时和尺寸的减小。
本发明的技术方案包括：
(一)用于从数据流提取信道的方法，所述方法包含修正的快速卷积算法，所述修正的快速卷积算法包含一个对于所有的信道所共有的公共信道部分，后面跟随一个信道特定的部分，所述信道特定的部分的特征在于：
选择围绕信道的中心频率的n个离散富立叶变换贮存体的一个范围；
把所述贮存体与频率响应相乘；
在这些n个数据点上执行NIDFT-点逆离散富立叶变换；以及执行信号处理步骤。
(二)用于将信道插入到数据流中的方法，所述方法包含修正的快速卷积算法，所述修正的快速卷积算法包含一个对于所有的信道所共有的公共信道部分，后面跟随一个信道特定的部分，其特征在于：
执行信号处理步骤；并且
所述信道特定的部分包括：
在所述数据流上执行NDFT-点离散富立叶变换；
把所述数据流与频率响应相乘；以及
围绕信道的中心频率插入一个范围的n个快速富立叶变换贮存体。
(三)用于从数据流提取一个信道的设备，所述设备包括修正的快速卷积算法装置和信号处理装置，所述修正的快速卷积算法装置包含一个对于所有的信道所共有的公共信道部分、和一个信道特定的部分，其特征在于：
所述公共信道部分包含
η％重叠块发生器；
多路复用装置；
用于执行NFFT-点快速富立叶变换的装置；
以及所述信道特定的部分包含：
用于执行选择和提取围绕信道的中心频率的贮存体的装置；
用于把所述贮存体与频率响应相乘的装置；
用于在n个数据点上执行NIDFT-点逆离散富立叶变换的装置；以及
η％重叠块组合器。
(四)用于把信道插入到数据流的设备，所述设备包括两个部分，即信号处理部分和修正的快速卷积算法部分，所述修正的快速卷积算法装置包含一个对于所有的信道所共有的部分，和一个信道特定的部分，其特征在于：
所述信道特定的部分包含
η％重叠块发生器；
用于执行离散富立叶变换的装置；
用于把所述离散富立叶变换的结果与滤波器频率响应相乘的装置；
用于围绕信道的中心频率插入贮存体的装置；
以及所述公共信道部分包含：
用于在所述贮存体上执行MIFFT-点逆快速富立叶变换的装置；
用于对来自所述逆快速富立叶变换的输出进行解多路复用的装置；以及
η％重叠块组合器。
本发明并不是根据任何特定的系统讨论的。它特别适合于在蜂窝、地面移动网(LMR)、卫星、无线局域网(WLAN)中的许多无线基站应用。然而，它并不限制于这些系统，以及一般地，它可被使用于那些对于延时和输入FFT尺寸有严格需要的、同时处理多信道的任何系统。另外，它并不限于基站中的使用，它也可以在也能够同时处理多个信道的未来的移动终端中被使用。
                         附图说明
现在参照仅仅作为例子给出的、和以附图显示的、本发明的优选实施例，更详细地描述本发明，其中：
图1是传统的射频发射机和接收机结构的图。
图2是现有技术IQ解调数字接收机的图。
图3是现有技术分样滤波器组的图。
图4是本发明的信道化器和解信道化器的总貌。
图5是总的被应用于接收机的本发明的第一级的图。
图6是总的被应用于发射机的本发明的第一级的图。
图7是η％重叠块发生器的图。
图8是η％重叠块组合器的图。
图9是DAMPS无线通信系统的计算成本相对于信道数的图。
图10是DAMPS无线通信系统的计算成本相对于灵活性的图。
                         具体实施方式
图4给出本发明的结构的总貌。本发明包含两级。第一级包含修正的快速卷积算法420和425，它执行滤波、再采样和下变频。在接收机中使用的信道化器结构410中，有修正的快速卷积算法420。在发射机中使用的解信道化器结构415中，也有修正的快速卷积算法425。
本发明的第二级是信号处理块430和435，它包含NCO(数字控制振荡器)、时域或频域再采样、滤波器(匹配信道，CIC或半频带)、快速卷积算法(标准的或独立修正的)、和复数滤波器等。在接收机中使用的信道化器结构410中，有信号处理块430。在发射机中使用的解信道化器结构415中，也有信号处理块435。
第二级的部件430和435被认为是对于数字信号处理技术中的那些技术人员所熟知的。第一级420和425是基于现有技术的独立应用的快速卷积算法的，但它在本发明中被进一步修改，如下面讨论的。这导致减小的FFT尺寸和减小的延时，如下面进一步讨论的那样。
图5上显示了本发明的第一级、修正的快速卷积算法的一般的实施例的图，它是按照本发明被进一步修改的，以及被应用于接收机中。输入信号505是从以前的处理过程(典型地ADC)进入的数据流，以及算法的DFT部件在优选实施例中是以FFT形式实施的。
数据流505首先由η％重叠块发生器510处理。这个处理过程是基于重叠百分数量、FFT的尺寸和重叠的类型(即是重叠/相加还是重叠/保存，如下面讨论的那样)。在重叠/相加的情况下，数据流被截断成长度NFFT*(1-η)的非重叠段，和被填充以NFFT*η个零，以便形成单个块。在重叠和保存的情况下，数据被截断成长度NFFT的块，它与先前的块有一段重叠，由NFFT*η的长度给出。
这些块只包含实数据，可以以多种不同的方式被相乘520，以便形成用于加到FFT算法的输入的复数信号525，例如z(t)＝x(t)+j*y(t)，其中X(t)和y(t)是两个接连的块。第二序列y(t)也可被旋转以便保存在存储器中。虽然这一级并不必要，但它有效地利用FFT算法；它包含缓冲存储器和某些控制逻辑。
然后完成FFT算法530。FFT算法在这里可以取多种形式；例如，用于这类高速计算的有效的实施方案使用FFT的2的幂次的流水线结构。FFT的输出535将不是按正确的次序。所以，贮存体选择和提取块540必须通过重新排序输出序列和只选择所需要的贮存体而补偿这一情形。所需要的贮存体的数目取决于滤波器系数560的数目。并且选择贮存体和从FFT输出中提取两个真实的结果X(k)和Y(k)(其中Z(k)＝A(k)+j*B(k))。
提取算法将取决于在FFT以前利用的多路复用技术。例如，对于50％重叠与相加，第二序列y(n)被旋转NFFT/2个点，以便存储在存储器中。所以，为了提取正确的X(k)和Y(k)，需要执行以下的方程：
X(k)＝[A(k)+A(N-k)]/2+j[B(k)-B(N-k)]/2
Y(k)＝{[B(k)+B(N-k)]/2+j[A(k)-A(N-k)]/2}×(-1)k
而对于25％重叠，第二序列y(n)被旋转NFFT/4个点，以便存储在存储器中。所以，为了提取正确的X(k)和Y(k)，需要执行以下的方程：
X(k)＝[A(k)+A(N-k)]/2+j[B(k)-B(N-k)]/2
Y(k)＝{[B(k)+B(N-k)]/2+j[A(k)-A(N-k)]/2}×(j)k
X和Y块现在以与它们在多路复用时的相同的次序被排序。这些块然后与滤波器系数560进行多路复用560。系数560的数目小于FFT的长度。逆离散富立叶变换(逆DFT或IDFT)570然后根据先前的乘法被完成。因为它不是关键的运算，IDFT的尺寸NIDFT不一定是2的幂次。
这些块被插入到η％重叠块组合器580。这些块根据它们的％重叠和它在被利用时是重叠/保存还是重叠/相加而被组合，如下面讨论的那样。对于重叠和相加或重叠和保存，这些块与先前的块互相重叠一段等于NIDFT*η的长度。对于长度和相加，该块的重叠部分被加到先前的块的相应的重叠部分，而对于重叠和保存，该块的重叠部分只是被丢弃。对于重叠和相加以及重叠和保存，不对该块的非重叠部分进行运算。
在图5上，也可以看到，本方法的某些段对于所有的信道590是公共的。对于所有信道公共的一个公共数据流到达(505)(第一步骤)。然后，对于所有的信道执行η％重叠块发生器(510)、多路复用步骤(520)、和FFT(530)。然后，从这些信道中提取贮存体(540)，其中包括选择围绕信道的中心频率的几个离散富立叶变换贮存体的一个范围，并且信道特定的部分包含用于执行选择和提取围绕信道的中心频率的贮存体的装置。以后的步骤是对于每个信道单独执行的信道特定项(595)。这样，乘法(550)、IDFT(570)、和η％重叠块组合器(580)步骤中的每个将对于每个信道分开地执行。
图6是按照本发明修正的、和应用于发射机的本发明的第一级，即修正的快速卷积算法的通用的实施例。输入信号是从先前的处理过程(典型地是ADC)进入的数据流605，如接收机中的情形那样，该算法的DFT部分不一定必需以FFT的形式(2的幂次)被实施。与图5不同，这里，输入数据流是对于一个信道特定的，而不是组合许多信道的数据流。
数据流605首先由η％重叠块发生器610处理。这个处理过程主要基于重叠百分数量、DFT的尺寸和重叠的类型，即是重叠/相加还是重叠/保存，如下面讨论的那样。在重叠/相加的情况下，数据流被截断成长度NFFT*(1-η)的非重叠段，并被填充以NFFT*η个零，以便形成单个块。在重叠和保存的情况下，数据被截断成长度NFFT的块，它与先前的块有一段重叠，由NFFT*η的长度给出。
离散富立叶变换(DFT)620然后根据先前的乘法被完成。因为它不是关键的运算，DFT的尺寸NDFT不一定是2的幂次。然而，DFT 620在这里也作为FFT被实施。与图5上的接收机相对照，DFT 620结构是小的而IFFT 660结构是大的，与接收机相反。
该块然后与滤波器频率系数640相乘(630)。频率滤波器系数640等价于频率响应的FFT。
下一个步骤是插入贮存体块650，其中包括围绕信道的中心频率插入一个范围的几个快速富立叶变换贮存体。贮存体是以下面的对称方式被插入到逆快速富立叶变换660的：Z(kstart+k)＝X(k)和Z(NIFFT-kstart-k)＝X’(k)。这里，对于一个信道的、要被插入的贮存体通过X(0)→X(N-1)被给出。X’(k)是X(k)的共轭复数。要被插入到的IFFT具有NIFFT个可能的复数贮存体，其编号从Z(0)→Z(NIFFT-1)。Kstart是要插入信道的第一贮存体的地方，以及k是从0→N-1的一个整数。
以对称方式插入块的结果是，只有来自IFFT的实数输出包含想要的结果。在虚数输出中没有有用的信息。因为唯一有用的输出是处在来自IFFT的实数输出中，重叠块组合器680只必须执行非常简单的运算。这是很重要的，因为重叠组合器680运行在最高的采样频率上，以及否则会对功率和尺寸有很大的影响。
插入贮存体650的另一个方法是把来自同一个信道的两个数据块多路复用在一起，这样，第一块x(k)给出IFFT的实数输出以及第二块y(k)给出IFFT的虚数输出。以下的方程显示出这是如何完成的：
Z(kstart+k)＝X(k)+jY(k)和Z(NIFFT-kstart-k)＝X’(k)+jY’(k).
来自所有的信道的贮存体然后被插入到IFFT 660，在其中完成IFFT算法。这些块然后被解多路复用(670)，以形成实数信号675，以便输入到η％重叠块组合器680去。
这些块根据它们的％重叠和它在被利用时是重叠/保存还是重叠/相加而被组合，如下面讨论的那样。对于重叠和相加或重叠和保存，这些块与先前的块互相重叠一段等于NIDFT*η的长度。对于长度和相加，块的重叠部分被加到先前的块的相应的重叠部分，而对于重叠和保存，块的重叠部分只是被丢弃。对于重叠和相加以及重叠和保存，不对该块的非重叠部分进行运算。
在图6上，也可以看到，本方法的某些部分对于所有的信道是公共的(690)以及某些部分是信道特定的(695)。对于一个信道特定的一个数据流605到达第一步骤。然后，对于该信道执行η％重叠块发生器(610)、FFT(620)和乘法(630)。接着，对于这个信道插入贮存体(650)，以后的步骤是对于所有的信道共同的(690)。这样，IFFT(660)、解多路复用(670)、和η％重叠块组合器(680)步骤中的每个将对于所有的信道被执行。
图7上显示了由η％重叠块发生器(图5的510、图6的610)处理的数据流的图。这个处理过程是基于重叠百分数量、FFT的尺寸和重叠的类型，即是重叠/相加还是重叠/保存，如下面讨论的那样。在重叠/相加的情况下(720)，数据流710被截断成长度NFFT*(1-η)的非重叠段731和741，和被填充以NFFT*η个零，732和742，以便形成接连的块730和740。在重叠和保存的情况下(750)，数据流710被截断成长度NFFT的块760和770，它们与先前的块有一段重叠，由NFFT*η的长度给出。
图8上显示了由η％重叠块组合器(图5的580、图6的680)处理的输出数据流的图。对于重叠和相加(820)或重叠或保存(850)，块830、840、860、870与先前的块有一段等于NIDFT*η的长度相重叠。对于重叠和相加(820)，块840的重叠部分841被添加(825)到先前的块830的相应的部分831，而对于重叠和保存(850)，块860、870的重叠部分861和871只是被丢弃(855)。对于重叠和相加(820)以及重叠和保存(850)，不对块860和870的非重叠部分进行运算。
在修正的快速卷积算法中，η％重叠、FFT的长度(NFFT)和频率系数的数目(NDFT)等参量的选择实质上是灵活的。为了使得这些参量最佳化，必须在无线通信系统需求与实际的实施方案问题(诸如功率消耗)之间细心地进行折衷。
图9显示在本发明方法与现有技术的方法之间的比较的结果。可以看到，当应用本发明作为无线通信系统中的信道化器时，本发明比起前面描述的现有技术(例如，IQ频率变换、滤波器组、OLA/OLS独立应用的快速卷积方案)具有更低的计算成本和更高的灵活性。这里的比较假设了适合于DAMPS蜂窝系统的实施方案的参量，虽然本发明并不限于这样的系统。在每个信道化器算法中涉及的参量的数目使得很难进行精确的比较。因而在这些技术之间实行这样一种公正的比较，以便达到计算复杂性(以每秒乘法次数(MPS)计)的了解。应当指出，虽然在以下的设计例子中输入采样速率是不同的，但所有的关于计算复杂性的数值都对于每秒6千万个样本(MSPS)的ADC采样速率被重新计算。
假定IQ信道化器910具有60MSPS的输入采样速率和194.4 kSPS的输出采样速率，按8倍比特率进行过采样。假定结构包含NCO、CIC滤波器、然后是一系列的半频带和信道滤波器。它具有每信道每秒约150百万次乘法的估计的成本，以及用图9的恒定的斜率的线画出。应当指出，NCO占了大约百分之七十的计算成本。
假定滤波器组算法920具有61.44MSPS的输入采样速率和60kHz的输出采样频率，即，这两个数值都与30kHz的信道分隔有关。应当指出，对比特率的倍数的再采样没有被包括在计算中，但将是必须的。滤波器组中多相滤波器和FFT的长度分别是8个抽头和2048点。滤波器的计算成本等于每个样本16次乘法，而FFT(假定五个四进制级和一个二进制级)的计算成本是每个样本10.5次乘法。其结果是1590MMPS的固定的计算成本，在图9上以水平线表示。应当指出，实际上，这条线将具有小的正的斜率。
假定独立应用的修正的快速卷积算法930具有49.766MSPS的输入采样速率和48.6kSPS的输出采样速率。假定算法利用50％重叠，65536点FFT和60点频率滤波器。需要大尺寸的FFT来执行必要的滤波。结构也需要NCO来把信道对准到DAMPS系统频率网格，即30kHz的信道间隔。估计的计算成本包含1045MMPS固定的成本加上每个信道的0.81MMPS的成本。也应当指出，由于大的FFT，在这样的算法中有大约2.2ms(毫秒)的延时。
现有技术表明，独立应用的修正的快速卷积算法已被使用于卫星系统，其中与这样的系统中的传输延时相比较，这个延时被认为是可接受的。这个延时量使得它与某些无线通信系统的需求不能兼容。另外，对于FFT的存储器需求是65535个复数字，按照20比特精度，这等于在RAM中的2.6兆比特。扭曲因子(相移)的数目至少是65536*0.75复数字，按照20比特精度，这等于RAM中的2兆比特。这些不寻常的芯片上的存储器需要非常大的面积，以及读出和写入到这些存储器令消耗很大量的功率。使用芯片外的存储器将需要很大的I/O总线，以及甚至消耗更大的功率。
假定本发明940具有49.7664MSPS的输入采样速率和48.6kSPS的输出采样速率。假定该算法的修正的快速卷积部分利用25％重叠、4096点FFT和32点频率滤波器。虽然现有技术经常将滤波器描述为截断的，正如这里所实施的，仅仅限制点的范围而不实际截断该响应。在修正的快速卷积部分的后面是NCO和时域滤波链，后者包含3个半频带滤波器和匹配信道(RRC)滤波器。估计的计算成本包含450MMPS固定的成本加上每个信道的6.2MMPS的成本。本发明克服了大型FFT的问题，现在，延时大约是0.2ms，以及FFT的存储器需求是非常适度的，很容易实施。
图9比较了四种信道化算法的计算成本。对于一个或两个信道，IQ信道化器910是最好的选择。对于这个例子，因为FFT的延时和尺寸，因而独立应用的修正的快速卷积算法930是完全不能应用的，所以本发明940具有多达约180个信道的最低的计算成本。然而，在一个对于滤波有较低的需求的不同的无线系统中(例如卫星系统)中独立应用的修正的快速卷积算法930则是更实际的，以及在这种情形下，本发明940具有最低多达约100信道的计算成本。
在计算成本方面，本发明940具有最低从几个信道到刚超过100个信道的计算成本。这与在通常使用的信道的数目方面对于无线通信系统的需求相一致，所以，在计算成本方面可以看到，它是最佳的信道化解决办法。也可以看到，在具有大约20个信道的典型的蜂窝系统中，本发明940提供这些方法中的最低的成本。
图10显示针对蜂窝系统中典型的信道数目(在10-100之间)，不同的信道化器算法的、按MMPS形式的计算成本相对于灵活性的关系。IQ信道化器1010在信道带宽不同于信道比特率时在选择采样频率方面是非常灵活的。多种标准是可能的，因为信道是独立地计算的，但这都会引起高的计算成本。
滤波器组算法1020具有较低的计算成本，但是以灵活性为代价的。也就是，采样速率必须是信道带宽的倍数，所以，必须利用某种形式的再采样，以便达到最后的信道比特率。该结构也不能应付这样两种信道带宽：其中一种带宽是另一种信道带宽的整数倍数，所以，滤波器组不能与多标准系统相兼容。同时的一个以上的不同信道带宽意味着：你必须将硬件复制到多达和可能包括ADC，即一个非常高成本的传统做法。不同时的一个以上的不同信道带宽意味着：你必须具有可重新编程的多相滤波器和FFT，即，附加的复杂性。
独立应用修正的快速卷积算法1030比起滤波器组算法1020更灵活，以及比起IQ信道化器1010具有较低的计算成本，然而必须记住，在本例中，在延时和存储器方面它实际上是不现实的。FFT必须被设计成足够长(在精确的频率分辨率方面)，以便应付最窄的信道带宽，因此，IDFT会变得更长，以便具有足够的输出带宽。这意味着，用于较宽的带宽信道的固定的和与信道有关的成本比起用于窄的带宽信道的成本高。
在灵活性方面，本发明1040包括修正的快速卷积算法1030的所有的优点，诸如应付同时的不同信道带宽的能力和信道带宽与信道比特率之间的灵活的关系。另外，它也去除了对于FFT长度的限制，因为它现在可以与信道带宽无关地被选择。在多标准系统中，FFT长度现在可被设计为在多信道带宽与不同的无线系统需求之间的折衷。对于多标准的成本将保持为低的。图10表明，本发明比起所有其它的技术不仅仅非常灵活，它对于从几个以上的信道直至100个信道，也具有最低的计算成本。
虽然这里作为例子只使用了一种无线通信系统DAMPS，但可以证明相同的结论可应用于其它的无线通信系统。另外，本发明也可应用于(但不是限于)其它的无线系统，诸如地面移动无线电装置(LMR)、卫星系统、和无线局域网(WLAN)。它也可应用于更一般的滤波问题中，其中几个信道或频率范围应当被分开或组合，例如子频带技术、编码、压缩等。当被应用到这些不同的系统和一般的滤波问题时，本发明提供较低的成本、减小的FFT和减小的延时。
上述的实施例仅仅用作为说明，而不是限制。本领域技术人员将会看到，可以对上述的实施例作出变更，而不背离本发明的精神和范围。本发明不应当被看作为限制于所描述的例子，而是应当看到其范围等同于以下的权利要求。

Claims (24)

1.用于从数据流提取信道的方法，所述方法包含修正的快速卷积算法，所述修正的快速卷积算法包含一个对于所有的信道所共有的公共信道部分，后面跟随一个信道特定的部分，所述信道特定的部分的特征在于：
选择围绕信道的中心频率的n个离散富立叶变换贮存体的一个范围；
把所述贮存体与频率响应相乘；和
在这些n个数据点上执行NIDFT-点逆离散富立叶变换；以及
所述用于从数据流提取信道的方法还包括执行信号处理步骤。
2.权利要求1的方法，其特征在于，其中：
所述修正的快速卷积算法的所述公共信道部分具有在所述数据流的重叠的块上执行NFFT-点快速富立叶变换的步骤。
3.权利要求2的方法，其特征在于，其中：
在所述修正的快速卷积算法中的所述公共信道部分中的所述NFFT-点快速富立叶变换是在以下步骤以前进行的：
第一，由η％重叠块发生器来处理所述数据流；以及
第二，多路复用所述数据流，以便形成复数信号；
而同时所述修正的快速卷积算法的所述信道特定的部分具有
执行所述贮存体的提取的第一步骤；
执行使所述贮存体与所述频率响应相乘的第二步骤；
执行在这些n个数据点上的NIDFT-点离散的逆富立叶变换的第三步骤；以及
执行由η％重叠块组合器处理所述数字数据流的第四步骤。
4.权利要求1的方法，其特征在于，其中
所述频率响应具有有限的范围。
5.权利要求3或4的方法，其中所述η％重叠块发生器的特征在于，其中：
所述的块通过使用重叠/相加过程而被产生，该过程把数据流截断成长度NFFT*(1-η)的非重叠段，并且被填充以NFFT*η个零，以便形成单个块。
6.权利要求3或4的方法，其中所述η％重叠块发生器的特征在于，其中：
所述的块通过使用重叠/保存处理过程而被产生，该过程把所述的数据流截断成一系列长度为NFFT的块，每个块与序列中先前的块有一段由NFFT*η的长度给出的重叠。
7.权利要求3或4的方法，其中所述η％重叠块组合器的特征在于，其中：
所述数据流通过使用重叠/相加过程而被处理，其中所述块与先前的块有一段长度等于NFFT*η的重叠，一个块的重叠部分被加到先前的块的相应的部分，从而产生所述的输出数据流。
8.权利要求3或4的方法，其中所述η％重叠块组合器的特征在于，其中：
所述数据流通过使用重叠/保存过程而被处理，其中所述块与先前的块有一段长度等于NFFT*η的重叠，这些块的重叠部分被丢弃，所述输出数据流由这些块的非重叠部分形成。
9.权利要求3或4的方法，其中所述多路复用步骤的特征在于，其中：
产生复数信号z(t)＝x(t)+j*y(t)，其中x(t)和y(t)是两个接连的块。
10.权利要求9的方法，其特征在于，其中：
所述序列y(t)也被旋转。
11.权利要求3的方法，其特征在于，其中：
所述NFFT-点快速富立叶变换是带有2的幂次的流水线结构，以及所述贮存体提取对来自快速富立叶变换的输出重新排序以及只选择所需要的贮存体。
12.用于将信道插入到数据流中的方法，所述方法包含修正的快速卷积算法，所述修正的快速卷积算法包含一个对于所有的信道所共有的公共信道部分，后面跟随一个信道特定的部分，其特征在于：
执行信号处理步骤；并且
所述信道特定的部分包括：
在所述数据流上执行NDFT-点离散富立叶变换；
把所述数据流与频率响应相乘；以及
围绕信道的中心频率插入一个范围的n个快速富立叶变换贮存体。
13.权利要求12的方法，其特征在于，其中：
所述修正的快速卷积算法的所述公共信道部分具有在所述数据流的重叠的块上执行NIFFT-点逆快速富立叶变换的步骤。
14.权利要求13的信道化器，其特征在于，其中：
所述修正的快速卷积算法的所述信道特定的部分具有
由η％重叠块发生器来处理所述数据流的第一步骤；
接着是所述的执行离散富立叶变换步骤；接着是
把所述离散富立叶变换的结果与滤波器频率响应相乘的第三步骤；以及
围绕信道的中心频率插入所述贮存体的第四步骤；
而在此同时所述修正的快速卷积算法的所述公共信道部分具有
执行NIFFT-点逆快速富立叶变换、接着是对来自NIFFT-点逆快速富立叶变换的输出进行解多路复用以便形成实数信号的第二步骤；以及
由η％重叠块组合器处理所述数字数据流的第三步骤。
15.权利要求12的方法，其特征在于，其中
所述频率响应具有有限的范围。
16.权利要求14或15的方法，其中所述η％重叠块发生器的特征在于，其中：
所述的块通过使用重叠/相加过程而产生，该过程把数据流截断成长度NFFT*(1-η)的非重叠段，和被填充以NFFT*η个零，以便形成单个块。
17.权利要求14或15的方法，其中所述η％重叠块发生器的特征在于，其中：
所述的块通过使用重叠/保存处理过程而产生，该过程把所述的数据流截断成一系列长度为NFFT的块，每个块与序列中先前的块有一段由NFFT*η的长度给出的重叠。
18.权利要求14或15的方法，其中所述η％重叠块组合器的特征在于，其中：
所述数据流通过使用重叠/相加过程而被处理，其中所述块与先前的块有一段长度等于NFFT*η的重叠，一个块的重叠部分被加到先前的块的相应的部分，以产生输出数据流。
19.权利要求14或15的方法，其中所述η％重叠块组合器的特征在于，其中：
所述数据流通过使用重叠/保存过程而被处理，其中所述块与先前的块有一段长度等于NFFT*η的重叠，这些块的重叠部分被丢弃，所述输出数据流由这些块的非重叠部分形成。
20.权利要求14或15的方法，其特征在于，其中：
所述贮存体以以下的对称方式被插入到所述快速富立叶变换：Z(kstart+k)＝X(k)和Z(NIFFT-kstart-k)＝X′(k)，kstart是其中信道的第一贮存体要被插入的地方，以及k是从0→N-1的一个整数，对于给定的信道，所述贮存体通过X(0)→X(N-1)被给出，其中X′(k)是X(k)的共轭复数并且以X(0)→X(N-1)的次序被插入到的所述逆快速富立叶变换中去。
21.权利要求14或15的方法，其特征在于，其中：
所述贮存体通过Z(kstart+k)＝X(k)+jY(k)和Z(NIFFT-kstart-k)＝X′(k)+jY′(k)被插入到所述快速富立叶变换中，kstart是其中信道的第一贮存体要被插入的地方，以及k是从0→N-1的一个整数，对于给定的信道，所述贮存体通过X(0)→X(N-1)被给出，其中X′(k)是X(k)的共轭复数并且以X(0)→X(N-1)的次序被插入到的所述逆快速富立叶变换。
22.权利要求1-4和12-15中之一的方法，其特征在于，其中：
所述信号处理块包含以下至少一个的组合：数字控制振荡器、时域再采样、频域再采样、匹配信道滤波器、数字滤波装置，标准快速卷积算法、和修正的快速卷积算法。
23.用于从数据流提取一个信道的设备，所述设备包括修正的快速卷积算法装置和信号处理装置，所述修正的快速卷积算法装置包含一个对于所有的信道所共有的公共信道部分、和一个信道特定的部分，其特征在于：
所述公共信道部分包含
η％重叠块发生器；
多路复用装置；
用于执行NFFT-点快速富立叶变换的装置；
以及所述信道特定的部分包含：
用于执行选择和提取围绕信道的中心频率的贮存体的装置；
用于把所述贮存体与频率响应相乘的装置；
用于在n个数据点上执行NIDFT-点逆离散富立叶变换的装置；以及
η％重叠块组合器。
24.用于把信道插入到数据流的设备，所述设备包括两个部分，即信号处理部分和修正的快速卷积算法部分，所述修正的快速卷积算法装置包含一个对于所有的信道所共有的部分，和一个信道特定的部分，其特征在于：
所述信道特定的部分包含
η％重叠块发生器；
用于执行离散富立叶变换的装置；
用于把所述离散富立叶变换的结果与滤波器频率响应相乘的装置；
用于围绕信道的中心频率插入贮存体的装置；
以及所述公共信道部分包含：
用于在所述贮存体上执行NIFFT-点逆快速富立叶变换的装置；
用于对来自所述逆快速富立叶变换的输出进行解多路复用的装置；以及
η％重叠块组合器。
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Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6266687B1 (en) * 1998-09-18 2001-07-24 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Flexibility enhancement to the modified fast convolution algorithm
US6324559B1 (en) 1998-10-16 2001-11-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Odd-transform fast convolution
FR2817100B1 (fr) * 2000-11-17 2003-08-22 Cit Alcatel Procede pour optimiser les performances d'un emetteur pour systeme de radiocommunications mobiles
GB2382506B (en) * 2001-11-22 2004-11-17 Ubinetics Ltd A data processing circuit
US7142607B2 (en) 2002-05-28 2006-11-28 Massachusetts Institute Of Technology Efficient subband channelizer and subband combiner with oversampled subbands
US7388932B1 (en) * 2002-12-30 2008-06-17 Broadlogic Network Technologies, Inc. Fully parallel multi-channel demodulator
US7688904B2 (en) * 2005-05-12 2010-03-30 Intellon Corporation Generating signals for transmission of information
KR100810280B1 (ko) * 2005-05-27 2008-03-06 삼성전자주식회사 주파수 오버레이 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 시스템
US7620673B2 (en) * 2005-09-19 2009-11-17 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Complimentary discrete fourier transform processor
US9106394B1 (en) * 2006-02-24 2015-08-11 The United States of America as presented by the Secretary of the Navy Signal event detection system
KR100790534B1 (ko) * 2006-08-01 2008-01-02 주식회사 몬도시스템즈 컨벌루션 중첩-보류 기법이 적용되는 신호처리 장치 및방법
US8041477B2 (en) * 2006-11-21 2011-10-18 Lockheed Martin Corporation Methods and apparatus for providing access to vehicle electronic systems
JP4900201B2 (ja) * 2007-11-16 2012-03-21 富士通株式会社 無線送信装置
US8395986B2 (en) * 2007-12-20 2013-03-12 Intel Mobile Communications GmbH Transmitter and receiver
JP2011004264A (ja) * 2009-06-19 2011-01-06 Fujitsu Ltd ディジタル信号処理装置およびディジタル信号処理方法
US8761280B1 (en) * 2010-10-20 2014-06-24 Fredric J. Harris Fragmentation channelizer
ES2589278T3 (es) * 2011-09-09 2016-11-11 Per Vices Corporation Sistemas y procedimientos para realizar la demodulación y la modulación en radios definidas por software
US9716573B2 (en) 2014-06-13 2017-07-25 Futurewei Technologies, Inc. Aggregated touchless wireless fronthaul
US11336496B2 (en) * 2014-10-02 2022-05-17 Stmicroelectronics Sa Real time OFDM transmission system
CN107113257B (zh) 2015-01-30 2020-07-10 南通数动互联科技有限公司 数据处理的方法和装置
US10027413B2 (en) 2015-06-18 2018-07-17 Futurewei Technologies, Inc. Cascaded waveform modulation with an embedded control signal for high-performance mobile fronthaul
CN107544943B (zh) * 2017-08-28 2021-02-19 湖南时变通讯科技有限公司 一种基于fft库函数的部分频点的计算方法及装置
US10511380B2 (en) * 2017-12-20 2019-12-17 Raytheon Company System and method for efficient wideband code division multiplexing in subband domain
CN111262807B (zh) * 2018-11-30 2021-07-16 华为技术有限公司 一种数据流复用的方法及终端

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4141072A (en) * 1976-12-28 1979-02-20 Xerox Corporation Frequency domain automatic equalizer using minimum mean square error correction criteria
GB2134286B (en) * 1983-01-26 1986-05-14 Schlumberger Electronics Apparatus for and method of random vibration control
ATE131948T1 (de) * 1987-08-21 1996-01-15 Commw Scient Ind Res Org Transformationsverarbeitungsschaltung
GB9104186D0 (en) * 1991-02-28 1991-04-17 British Aerospace Apparatus for and method of digital signal processing
US5365470A (en) * 1993-02-10 1994-11-15 Trw Inc. Fast fourier transform multiplexed pipeline
US5606575A (en) * 1993-10-29 1997-02-25 Airnet Communications Corporation FFT-based channelizer and combiner employing residue-adder-implemented phase advance
US5537435A (en) * 1994-04-08 1996-07-16 Carney; Ronald Transceiver apparatus employing wideband FFT channelizer with output sample timing adjustment and inverse FFT combiner for multichannel communication network
US5671168A (en) * 1995-07-06 1997-09-23 Technion Research & Development Foundation Ltd. Digital frequency-domain implementation of arrays
US5886749A (en) * 1996-12-13 1999-03-23 Cable Television Laboratories, Inc. Demodulation using a time domain guard interval with an overlapped transform

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