CN1332910A

CN1332910A - 用于多标准通信终端的电路装置

Info

Publication number: CN1332910A
Application number: CN99815237A
Authority: CN
Inventors: M·德特施; P·容; J·普莱钦格; P·施米德特; S·梅尔加德特
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG; Intel Deutschland GmbH
Priority date: 1998-12-30
Filing date: 1999-12-30
Publication date: 2002-01-23
Anticipated expiration: 2019-12-30
Also published as: JP2002534896A; KR20010089742A; US20020003844A1; DE59907756D1; WO2000041322A1; ATE254360T1; US6697438B2; EP1142144B1; EP1142144A1; CN1134902C

Abstract

一种用于多标准通信终端的电路装置,该装置具有一个用于接收无线电信号(FS1,FS2)的且带有接收混频级(2)的高频部分(1),以及一个后接在该高频部分(1)上的信号处理电路(3;3’),该信号处理电路具有模数转换器(3.1)和数字滤波器(3.2.1)。所述数字滤波器(3.2.1)的通带宽度是可变的。在工作中,根据为无线电接收信号(FS1,FS2)所选择的系统标准(S1,S2)来调整所述的通带宽度。

Description

用于多标准通信终端的电路装置

本发明涉及一种如权利要求1的前序部分所述的用于多标准通信终端的电路装置。

在如今常规的通信系统中，尤其是在那些实现无线通信的系统中，需要接收预定带宽B的模拟信号。该带宽B是系统规定的。譬如，在全球移动通信系统(GSM)中的信号带宽B为200kHz，而在CDMA(码分多址)系统IS-95中该带宽为1.25MHz。

已经公知一些多标准设备(也称多频带设备)，它们可以支持多个系统标准，譬如既支持GSM又支持IS-95。该设备为每个系统标准使用一个自己的、由标准规定的模数(A/D)转换器，且在数字范围内，该转换器上接有一个相应最优化的同样由标准规定的选择滤波器。这些模数转换器各自对带宽为B’的信号进行数字化，其中该带宽B’大于所述带宽B。所述选择滤波器对每次所需的由标准规定的带宽B进行频带限制，并对采样速率进行抽减(缩减采样速率)。由模数转换器和选择滤波器构成的每个组合都是固定地预定的。

在这种已知的通信终端中有个缺点，就是使用由标准规定的模数转换器和所属由标准规定的选择滤波器会带来较大的硬件费用。该设备的另一缺点在于，事后引入其它系统标准通常只能通过改变硬件层来实现。

本发明所基于的任务在于，创造一种用于多标准通信终端的电路装置，它可以利用较低的硬件费用来实现。在用该多标准通信终端而接收的系统标准方面，该电路装置尤其可提供较高的灵活性。

本发明所基于的上述任务由权利要求1的特征部分来实现。

由于所述数字滤波器的通带宽度的可变性，可以利用该滤波器实现由标准规定的频带限制，其中一个或同一个数字滤波器被用于所有接收的系统标准的带宽限制。由此可以减少硬件费用，原因是不再需要为每个系统标准设立一个自己的、为该标准而设计的数字滤波器。

此外，利用滤波器合适的编程功能性，还可以实现在事后引入需添加的系统标准。由此提高了多标准通信终端的灵活性和功能范围。

一方面，所选的系统标准可以以自动的方式进行确定，其中，由所述的电路装置通过分析相应的HF输入信号、特别是无线电信号来识别所接收的系统标准，并随后对与该被识别的系统标准相应的、数字滤波器的通带宽度进行调整。于是，当系统标准有局部变化时，总是可以负责将所述的多标准通信终端调整到该局部的系统标准。另一方面，也可以由用户自己来选择系统标准。如果存在多个系统标准的无线电信号，则这需要用户在不同的标准、譬如GSM和IS-95之间有目的地进行选择。由于不同的系统标准通常也是基于不同的网络和不同的网络运营商，所以用户也可以在网络的不同功能特征和网络运营商提供的功能或业务之间进行选择。

此处采用的概念“系统标准”应以较宽的意义来理解。如果系统采用不同带宽的HF输入信号(无线电信号)，则(至少)一直会有此处所采用的语言用法所述的不同系统标准。

所述通过下混频产生的模拟接收信号既可以是基带信号，也可以是中间频率范围(譬如GSM中的300MHz)内的信号。换句话说，本发明既包括按零拍原理工作的、用于“直接转换收信机”的电路装置，还包括用于外差式收信机的电路装置。

优选地，所述选择单元另外还包括一种可变化地缩减采样速率的采样速率缩减电路，其中根据所需的系统标准来确定所述在工作中被调整的采样速率缩减。通过该措施，除了所述由标准规定的频带限制之外，还按标准规定来缩减采样速率。由此，可以如此地调整选择单元输出端上的采样速率，使得它在符号速率和信号动态方面能够满足各个系统标准的不同要求。

所述数字滤波器在结构上可以以不同的方式来实现。

在本发明的第一优选实施方案变型中，所述的数字滤波器被构造成具有系数输入端的集成电路形式，以便调整滤波器系数。通过输入给某一系统标准所分配的滤波器系数，便可以(按系统标准规定)对该滤波器进行配置。为了存储该滤波器系数，在所述集成电路内包含了一个与所述系数输入端进行通信的移位寄存器。

在第二优选实施方案变型中，所述数字滤波器包括一种可编程的、其中存放有表格的只读存储器(EEPROM)，所述表格给每个系统标准分配一组滤波器系数。在该情形下，所需的滤波器系数已包含在所述数字滤波器芯片内，且只须通过从外边进行选择便可以调用所需的系数组。在该变型方案中，通过对所述只读存储器进行再编程(也即存储新的系数组)来使数字滤波器与新的系统标准相匹配，这是比较有利的。

为了实施表示该滤波的运算操作，该滤波器可以包括固定接线的数字电路，譬如加法器、乘法器、移位寄存器，等等。在此，具体的电路结构确定了所述滤波器的类型(譬如串联、并联、FIR、IIR，等等)。另一种可能性在于，所述的数字滤波器被构造为可编程的信号处理器形式。在该情形下，所采用的滤波器类型首先是可变的，而且还可以通过对信号处理进行编程来规定该滤波器类型。

可以采用FIR和/或IIR滤波器来作为所述的数字滤波器。IIR滤波器比FIR滤波器具有更高的选择性和更低的计算需要量，但后者另外也有个优点，即它总是具有一个极小的变化陡度，并与所述系数的选择无关，也就是说对于所有系统标准它都有同样好的稳定性能。

从计算费用尽可能低的观点来看，可以用如下特征来有利地实现所述的数字滤波器：该数字滤波器由多个单个的滤波器构成，所述的采样速率缩减电路由多个单个的采样速率缩减电路构成，以及所述的单个滤波器和单个的采样速率缩减电路交替地串联排列。

为了提高转换精度，优选采用尤其是三阶的Δ∑模数转换器作为所述的模数转换器。由此可以大大减小量化误差，并由此改善了所述选择单元的输出端处的信噪比。

本发明的其它优选扩展方案由从属权利要求给出。

下面参考附图并借助实施例来阐述本发明；在附图中：

图1示出了本发明用于零拍收信机的电路装置的框图；

图2示出了选择单元的框图；

图3示出了并联的FIR滤波器的框图；

图4示出了具有可编程只读存储器的串联FIR滤波器的框图；

图5以过采样为函数的形式示出了普通模数转换器和Δ∑模数转换器的信噪比(SNR)图；以及

图6示出了选择单元输出端处的信号动态与选择单元输出端的采样速率之间的依赖关系图。

图1示出了本发明的电路装置，正如其可以应用在通信终端、譬如移动无线电系统的移动台内一样。

电路装置的高频部分1包含有具有自动放大调整1.1的放大器，其信号输入端与接收天线6相连。

由接收天线6接收从未示出的基站所发射出的无线电信号FS1和FS2。该两个无线电信号FS1和FS2基于的是不同的移动无线电标准S1和S2。不同移动无线电标准的例子有US美洲标准AMPS(高级移动电话业务)和IS-95(暂行标准95)或泛欧洲标准GSM及其变型DCS1800(数字蜂窝系统1800)。因此，如果S1和S2具有不同的带宽BS1和BS2，则就是指不同的系统标准S1和S2。但是，系统标准S1、S2通常还要以许多其它参数来进行区分，譬如载波频率、多路接入的方式、比特率、调制方式、信源及信道编码等等。

无线电信号FS1和FS2在放大器1.1中被放大。放大器1.1在其输出端上提供一个模拟的、对应于叠加接收无线电信号(FS1，FS2)的HF接收信号。该HF接收信号被输入到两个并联的第一和第二下混频器2.1及2.2的输入端。

两个下混频器2.1和2.2的混频f_M由本地振荡器7的混频信号8来提供。混频信号8被直接输入到第一下混频器2.1，而该信号在输入到第二下混频器2.2之前要经过90°移相器2.3。从第一下混频器2.1输出的经下混频的模拟接收信号9通常被称为同相(I)接收信号，而从所述第二下混频器2.2输出的移相模拟接收信号9’被称为正交(Q)接收信号。

所述两个下混频器2.1和2.2以及所述的90°移相器2.3一起组成了图1中用点划线画出的接收混频级2。

所述模拟的I及Q接收信号9、9’的进一步处理是相同的。因此，下面只借助模拟的I接收信号9来进行讲述。另外，为了简化叙述，只考察基带范围，也就是说基于零拍收信机。下面的说明也可以以类似的方式应用到外差式收信机，其中用中间频率范围来代替所述的基带范围，并且考虑用一种具有可变通带宽度的带通滤波器来代替下面还将详细讲述的、具有可变通带宽度的数字低通滤波器。

所述模拟的I接收信号9被输入到模拟低通滤波器10中。该低通滤波器10按带宽B’对接收信号进行第一频带限制。所述带宽B’不是由标准规定的，所以它必须大于整个接收无线电信号FS1、FS2的带宽BS1、BS2的最大者。

由模拟低通滤波器10(或在Q支路方面是由模拟低通滤波器10’)输出的模拟I接收信号11(或模拟Q接收信号11’)被输入到信号处理电路3(或3’)中。该信号处理电路3在输入侧具有一个Δ∑模数转换器3.1和后接于其上的选择单元3.2。

所述Δ∑模数转换器3.1用采样频率f_A对该模拟I接收信号11进行采样。为了实现较高的转换精度，所述Δ∑模数转换器3.1以过采样的方式进行工作，也就是说f_A＞2B’。

Δ∑模数转换器3.1可以为一阶或高阶的转换器。阶数越高，转换精度也越高-但利用高阶也提高了计算费用。三阶Δ∑模数转换器3.1能够为本发明在转换精度和计算费用之间实现较好的折中。Δ∑模数转换器的构造基本上是已知的，因此在下文不再作详述。

由Δ∑模数转换器3.1输出的数字接收信号12被输入到选择单元3.2的数字滤波器3.2.1中。按照本发明，该数字滤波器3.2.1具有可变动调节的通带宽度DB。

另外，所述选择单元3.2还具有一种采样速率缩减运算器3.2.2。由该采样速率缩减运算器3.2.2来实现把选择单元3.2的输入端处的采样速率f_A降低到选择单元3.2的输出端处的采样速率f_B。

为了调整所述数字(低通)滤波器3.2.1的通带宽度DB，设置了一个控制单元5，由该单元向滤波器3.2.1输入带宽调整信号13。除了所述的带宽调整信号13之外，控制单元5还输出一个采样速率缩减调整信号14，该信号被输入到所述的采样速率缩减运算器3.2.2中，并通知该运算器一个所需的输出侧采样速率f_B。

在所述选择单元3.2的输出端(对于I支路)提供一个带宽被限制的数字输出信号15。该输出信号15与Q支路相应产生的、带宽被限制的数字输出信号15’一起被输入到数字信号处理器(DSP)4。

所述DSP4以常规的方式实现进一步的信号处理步骤。对此，该DSP4可以按图中未示出的方式包括有信道估测器、数据检测器、解交织器、信道解码器以及信源解码器，等等。

信道估测器的任务是在规则的时间间隔内(譬如每1ms)对时变的移动无线电信道的传输函数进行测定。由于该传输函数是基于交变的环境影响而不断变化的，所以在不知道当前传输函数的情况下不可能进行数据检测。

于是，数据检测器通过利用当前的传输函数来执行数据检测。

随后对该检测的数据进行解交织、信道解码和信源解码。

在DSP4内所要求的全部数据处理过程可以是由标准规定的，也就是说必须按照所选的系统标准S1、S2和根据不同的算法来实现。为此，由控制单元5通过信号线16向DSP4通知所选的系统标准S1、S2。

在DSP4之后接有数模转换器17和扬声器18。

本发明电路装置的工作方式如下：

首先必须把所述电路装置调整到接收的系统标准S1、S2中的一个上。为此，由用户在控制单元5中直接输入所需的系统标准S1或S2，或者也可以按未示出的方式采取如下做法，即由电路装置自动地、譬如通过分析所接收的一个或多个无线电信号FS1、FS2来调整该系统标准S1或S2。在后一种情形下，调整也可以根据用户事先输入的选择配置文件(譬如选择价格合理的接收系统标准)来实现。

下面将以如下假定为出发点，即所述系统标准S1为GSM标准，而系统S2则涉及IS-95。在该情形下，S1的带宽BS1为200kHz，而S2的带宽BS2为1.25MHz。

所述两个标准S1和S2的载波频率也是不同的。为了使混频级2能实现把放大的HF接收信号混频到基带(或合适的中间频率)，必须把所需的混频f_M通知给本地振荡器7。这是通过信号线19来实现的，而控制单元5就利用该信号线19与本地振荡器7进行通信。在选择S1(GSM)的情况下，所述用于直接转换(零拍原理)的混频f_M位于900MHz的范围内。

Δ∑模数转换器3.1的采样速率f_A譬如为6.5MHz。

由数字低通滤波器3.2.1实现带宽限制DB，以限制到系统规定的GSM带宽BS1＝200kHz或约再低一些。

所述的采样速率缩减运算器3.2.2把采样速率降低到f_B＝271×10³次采样/秒的GSM符号速率(比特率)。

如果现在用户选择的是系统标准S2(IS-95)，那么除了已经要求的混频f_M的变化之外，还要通过带宽调整信号13把数字滤波器3.2.1的通带宽度DB调整到IS-95的带宽(BS2＝1.25MHz)或约再低一些。通过采样速率缩减调整信号14来把选择单元3.2的输出端处的采样速率f_B调整到IS-95系统标准的f_B＝1.23×10⁶。于是，由选择单元3.2实现带宽限制和遵照系统标准S2(IS-95)的采样速率抽减。

图2简略地示出了选择单元3.2的结构，其中滤波器块3.2.1.1和3.2.1.2、以及采样速率缩减运算器块3.2.2.1和3.2.2.2交替地进行级联布置。该结构具有计算费用低廉的优点，因为采样速率总是与当时实现的带宽限制相匹配。

数字滤波器3.2.1可以实施为商业上可获得的集成滤波器组件。图3示出了这种集成滤波器组件的结构，它为N阶的并联FIR滤波器的实施例。

该FIR滤波器包括加法器A、乘法器M和延迟元件V。数字输入信号12的值x被同时输入到所有的乘法器M，而且在那儿与滤波器系数a₀，a₁，a₂，…，a_N相乘。按照所示的方式，通过相加和延迟一个系统时钟而计算出FIR滤波器的数字输出信号值y。

滤波器系数组(a₀，a₁，…，a_N)定义了滤波器的通带宽度DB。控制单元5包括有一个存放在存储器内的表格，该表格给每个系统标准S1、S2分配一个系数组(a₀，a₁，…，a_N)。当选出某一系统标准S1或S2时，相应的滤波器系数组便通过所述的带宽调整信号13被装入到滤波器内，其中该滤波器包含有存储这些系数的延迟元件V’，而该元件以所示的方式构成了一种移位寄存器。

因此根据本发明，图3所示的数字FIR滤波器的可调整性是在于：可以通过交换系数组而被配置成另一系统标准。

由于并行处理的缘故，图3所示的FIR滤波器尤其适用于输入侧的高采样速率f_A。

图4示出了用于实现所述数字滤波器3.2.1的第二种变型。图4所示的该滤波器为串联的FIR滤波器，它完全被集成在一个芯片上。该滤波器包括有写/读存储器(RAM)，在其中可读入数字接收信号12的N＋1个值x₀，…，X_N。另外，该滤波器还包括一个可编程的只读存储器(EEPROM)，其中存入了所考虑的系统标准S1、S2的滤波器系数组(a₀，…，a_N)。所述的数据输入值x₀，…，x_N和通过带宽调整信号13而预选的滤波器系数组中的滤波器系数a₀，…，a_N是依次从数据地址发生器DAG和系数地址发生器KAG中进行调用的，并在一个单独的乘法器M内相乘，然后由单独的加法器A利用后接的存储器S进行递归相加。在滤波器芯片中，乘法器M、加法器A和存储器S是以固定接线的形式实现的。图4所示的串联FIR滤波器具有硬件结构简单的优点，因为与图3所示的并联FIR滤波器相比，它只需要一个乘法器M和一个加法器A。

根据第三种变型，本发明所采用的滤波器3.2.1被构造为可编程的信号处理器形式。在该情形下，图4中通过错接乘法器M、加法器A和存储器S而预定的计算规则是通过处理滤波程序来实现的，也即是用软件来实现的。通过对这类信号处理器进行再编程，不但可以交换所述的滤波器系数或改变滤波器的阶数N，而且还可以按照依赖于系统标准的方式来修改滤波器的类型(譬如并联、串联、FIR或IIR，等等)。为此，可以在控制单元5的存储区为每个系统标准S1、S2存放一些滤波程序FP1、FP2，在选择系统标准S1、S2时，相应的滤波程序FP1或FP2可以象带宽调整信号13一样经数据通信而被装入到滤波器3.2.1中。

按照所述数字滤波器3.2.1的结构，N的值为5～20是比较有利的，尤其优选采用10～18。

图5以过采样因子L(L＝2^x)为函数，示出了普通模数转换器(如连续线所示)和K阶(K＝1，2和3)Δ∑模数转换器3.1的噪声特性，所述过采样因子按照等式f_A＝L×2B’由输入侧的采样速率f_A和低通滤波器10的带宽B’来确定。可以看出，通过提高输入侧的采样速率f_A，以及通过选择K高阶的Δ∑模数转换器3.1，可以改善信噪比(SNR)。

也可以按没有示出的方式规定，由控制单元5根据系统标准来调整输入侧的采样速率f_A。

在图6中以输出侧的采样速率f_B为函数，(用dB)示出了选择单元3.2的输出端处的信号动态。另外在附图的右边部分给出了输出信号15的每比特分辨率。该图示所基于的是输入侧固定的采样速率f_A＝6.5MHz以及三阶(K＝3)的Δ∑模数转换器3.1。显然，在选择单元3.2的输出端上获得的信号动态取决于该选择单元3.2的输出端上的采样速率f_B。

在图6中标绘了移动无线电标准AMPS、GSM、GSM 384和IS-95所需的系统动态值(以及每比特的相应分辨率值)。与在选择单元3.2的输出端处具有较小采样速率f_B的系统标准相比，输出侧具有较高采样速率f_B的系统标准往往会在选择单元3.2的输出端需要一个较小的信号动态。譬如，IS-95需要的采样速率为1.23×10⁶次采样/秒以及信号动态为24dB，而GSM在采样速率为2.71×10⁵次采样/秒时所需的信号动态约为60dB。采样速率缩减因子R由R＝f_A/f_B来定义。所述信号动态与该采样速率缩减因子R的联系是由下式给出的：

信号动态/dB＝21×R⁷/2π⁶图6表明，利用由三阶的Δ∑模数转换器3.1和选择单元3.2构成的组合，此时譬如可以一共使用移动无线电标准AMPS、GSM、GSM 384和IS-95。

参考符号清单：

1 高频部分

1.1 放大器

2 接收混频级

2.1 第一下混频器

2.2 第二下混频器

2.3 90°移相器

3，3’ 信号处理电路

3.1 Δ∑模数转换器

3.2 选择单元

3.2.1 数字滤波器

3.2.1.2 数字滤波器块

3.2.2 采样速率缩减运算器

3.2.2.1 数字式采样速率缩减运算器块

4 数字信号处理器

5 控制单元

6 接收天线

7 本地振荡器

8 混频信号

9，9’ 模拟接收信号

10，10’ 低通滤波器

11 模拟I接收信号

11’ 模拟Q接收信号

12 数字接收信号

13 带宽调整信号

14 采样速率缩减调整信号

15，15’ 输出信号

16 信号线

17 数模转换器

18 扬声器

19 信号线

FS1，FS2 无线电信号

S1，S2 系统标准

f_A 输入侧采样速率

f_B 输出侧采样速率

x 数字接收信号值

y 数字输出信号值

M 乘法器

A 加法器

V，V’ 延迟元件

DAG 数据地址发生器

KAG 系数地址发生器

S 存储器

K 阶

L 过采样因子

R 采样速率缩减因子

Claims

1.用于多标准通信终端的电路装置，该装置包括

-为接收HF输入信号、特别是为接收不同系统标准(S1，S2)的无线电信号(FS1，FS2)而设置的具有接收混频级(2)的高频部分(1)，通过利用预定混频(f_M)进行的下混频，所述混频级把由一个或多个接收的HF输入信号(FS1，FS2)所构成的HF接收信号转换成一种模拟的接收信号(9，9’；11，11’)，以及

-信号处理电路(3；3’)，其具有

-模数转换器(3.1)，该模数转换器把所述模拟的接收信号(9，9’；11，11’)转换成数字接收信号(12)，以及

-包含有数字滤波器(3.2.1)的选择单元(3.2)，由该选择单元接收所述的数字接收信号(12)，并输出带宽被限制的数字输出信号(15)，

其特征在于：

-可以变化地调整所述数字滤波器(3.2.1)的通带宽度(DB)，以及

-根据所需的系统标准(S1；S2)来确定所述在工作中被调整的通带宽度(DB)。

2.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于：

-所述选择单元(3.2)另外还包括一种可变化地实现采样速率缩减(R)的采样速率缩减电路(3.2.2)，以及

3.如权利要求1或2所述的电路装置，其特征在于：

所述的数字滤波器(3.2.1)被构造成具有系数输入端(13)的集成电路形式，以便调整滤波器系数(a₀，a₁，…，a_N)。

4.如权利要求1或2之一所述的电路装置，其特征在于：

所述数字滤波器(3.2.1)包括一种可编程的、其中存放有表格的只读存储器(EEPROM)，所述表格给每个系统标准(S1，S2)分配一组滤波器系数(a₀，a₁，…，a_N)。

5.如权利要求1～3之一所述的电路装置，其特征在于：

所述的数字滤波器(3.2.1)被构造为可编程的信号处理器形式。

6.如权利要求5所述的电路装置，其特征在于：

给每个系统标准(S1，S2)分配一个滤波程序(FP1，FP2)以便控制所述的信号处理器，其中当选择某一系统标准(S1，S2)时，所述信号处理器按照所分配的滤波程序(FP1，FP2)进行工作。

7.如上述权利要求之一所述的电路装置，其特征在于：

所述的数字滤波器(3.2.1)为FIR和/或IIR滤波器，尤其是桥式数字滤波器。

8.如权利要求2～7之一所述的电路装置，其特征在于：

-所述的数字滤波器(3.2.1)由多个单个的滤波器构成(3.2.1.1，3.2.1.2)，

-所述的采样速率缩减电路(2.2.2)由多个单个的采样速率缩减电路(3.2.2.1，3.2.2.2)构成，以及

-所述的单个滤波器(3.2.1.1，3.2.1.2)和单个的采样速率缩减电路(3.2.2.1，3.2.2.2)交替地串联排列。

9.如上述权利要求之一所述的电路装置，其特征在于：

所述的数字滤波器(3.2.1)具有的阶数N为5～20，尤其为10～18。

10.如上述权利要求之一所述的电路装置，其特征在于：

所述的模数转换器(3.1)是尤其为三阶的Δ∑模数转换器。

11.如权利要求10所述的电路装置，其特征在于：

所述的Δ∑模数转换器(3.1)利用由所选系统标准(S1，S2)决定的采样速率(f_A)进行工作。