CN1179493C - 减小共信道干扰 - Google Patents

Abstract

在FM通信(例如，AMPS)信号的基带数字样值中的共信道干扰被复数信号限幅器与非线性滤波器(CLNF)(16)和时变零值滤波器单元(18)所消除，该样值被送给CLNF，来自CLNF的输出样值又被送给时变零值滤波器单元，以分离有用信号和残余干扰。来自CLNF的输出样值还通过选择性窄带滤波器组(17)被送给非线性变换单元(19)，用于产生基于能量的解调信号，根据该解调信号可以得出零值滤波器的时变系数。这些单元可单独使用或以不同的配置和组合方式使用，而且可以扩大变换单元并用来取代传统的FM解调器(14)。

Description

减小共信道干扰

技术领域和工业应用性

本发明涉及减小通信系统中的共信道干扰。本发明具体可应用于，但不是被限制于，使用调频(FM)的蜂窝无线通信系统，例如，AMPS(高级移动电话系统)，AMPS-WD(宽带数据AMPS)，CDPD(蜂窝数字分组数据)系统，和包括GSM(全球移动通信系统)的TDMA(时分多址)系统。

背景技术

共信道干扰(CCI)由在通信系统中有用信号频带内的一个或多个干扰信号构成，它是限制移动通信系统的频率复用容量的关键因素。CCI不能用传统的滤波技术来减小，因为它落在有用信号的频带内。到目前为止，通信系统一直需要提供相当高的有用信号强度对干扰信号强度比，通常称作为信号-干扰或C/I比，以便保持有效的通信。从有用信号中减小CCI的进展甚微。

1992年1月28日授权给Harrington的题为“信号抑制器”的美国专利No.5,084,899公开了一种干扰抑制器，其中使用了限幅器和带通滤波器来提高有用信号和主要的(即较大幅度的)干扰信号之间的幅度差，使干扰信号能从接收信号中被减去，只留下有用的信号。这是一个模拟信号装置，它仅在干扰信号大于有用信号，最好有一个例如18dB的大余量时才工作，例如可能是在扩频通信系统中的情况。

本发明的一个目的是提供用于从有用信号中降低CCI的方法和设备。

发明内容

本发明的一个方面是提供在通信系统中减小接收信号中与预定频段内的有用信号共信道的干扰的方法，它包括以下步骤：对接收信号进行抽样以产生样值X(k)，每个样值可由复数表示；按照函数X(k)/|X(k)|对每个样值进行限幅，以产生接收信号的限幅信号样值。

本方法优选地还包括对接收信号的限幅信号样值滤波的步骤，以去除不在所述频带内的分量。本方法优选地还包括通过以下步骤减小共信道干扰：对滤波后的限幅信号样值进行数字处理，以产生具有不在所述频带内的分量的已处理样值；以及对已处理的样值滤波，以去除不在所述频带内的分量。

本发明的另一个方面是提供减小在预定频带内的基带调频信号的复数信号样值X(k)中的共信道干扰的方法，它包括以下步骤：对每个复数信号样值进行限幅，以构成等于X(k)/|X(k)|的限幅样值；以及对限幅信号样值进行低通滤波，以去除不在预定频带内的分量。

上述的方法还优选地包括以下步骤：对信号样值滤波，以便由每个信号样值构成一组滤波后的样值，它们代表信号样值在预定频带内的不同窄频带中的分量；识别这组滤波后的样值中具有最大瞬时能量的一个样值；以及至少选择从这组滤波后的样值中识别的那个样值作为共信道干扰减小的信号样值。构成一组滤波后的样值的滤波步骤最好接在对每个样值限幅的步骤之后。

本发明的再一个方面是提供在通信系统中减小接收信号中与预定频带内的有用信号共信道的干扰的方法，它包括以下步骤：对接收信号进行抽样以产生样值，每个样值可由复数表示；对信号样值滤波，以便由每个信号样值构成一组滤波后的样值，它们代表信号样值在预定频带内的不同窄频带中的分量；识别这组滤波后的样值中具有最大瞬时能量的一个样值；以及至少选择这组滤波后的样值中的识别的那个样值作为共信道干扰减小的信号样值。

最好至少有三个具有等间隔中心频率的不同窄频率，对每个信号样值滤波以构成一组滤波后的样值中的不同样值的步骤包括对于所有不同的窄频带把信号样值变频到一个公共的中心频率的步骤，以及至少选择从这组滤波后的样值中识别的那个样值作为共信道干扰减小的信号样值的步骤包括把每个被选的滤波后样值变频回到其原有中心频率的步骤。

本发明的再一个方面是提供减小预定频带内的基带调频信号的信号样值中的共信道干扰的方法，它包括以下步骤：对信号样值滤波，以便由每个信号样值构成一组滤波后的样值，它们代表信号样值在预定频带内至少三个具有等间隔中心频率的不同窄频带中的分量，进行滤波以便构成一组滤波后的样值中的不同样值的步骤包括把所有不同窄频带上的信号样值变频到一个公共的中心频率的步骤；识别这组滤波后的样值中具有最大瞬时能量的一个样值；以及至少选择这组滤波后的样值中识别的那个样值作为共信道干扰减小的信号样值，选择步骤包括把每个被选的滤波后样值变频回到其原有中心频率的步骤。

在上述方法中，进行滤波以便构成一组滤波样值的每个样值的步骤优选地包括按照角椭球体函数进行滤波的步骤。

以上方法可进一步包括以下步骤：把信号样值延时两个抽样周期以产生三个连续的样值s(k-1)、s(k)和s(k+1)，并通过至少确定下式的实部来产生解调信号：

$-j\frac{s(k+1)s^{*}(k-1)-s\left(k\right)s^{*}\left(k\right)}{s(k+1)s^{*}(k-1)+s\left(k\right)s^{*}\left(k\right)}$

其中s^*(k-1)和s^*(k)分别是s(k-1)和s(k)的共轭复数。产生解调信号的步骤最好是接在对每个样值限幅的步骤和/或对信号样值滤波以产生一组滤波后的样值的步骤之后。

本发明的另一个方面是提供对调频信号的信号样值进行处理的方法，它包括以下步骤：把信号样值延时两个抽样周期以产生三个连续的样值s(k-1)，s(k)，和s(k+1)，并通过至少确定下式的实部来产生解调信号：

$-j\frac{s(k+1)s^{*}(k-1)-s\left(k\right)s^{*}\left(k\right)}{s(k+1)s^{*}(k-1)+s\left(k\right)s^{*}\left(k\right)}$

其中s^*(k-1)和s^*(k)分别是s(k-1)和s(k)的共轭复数。

这些方法还可包括以下步骤：在有用信号的时变零值滤波器中对信号样值滤波以产生误差信号样值；根据解调信号确定零值滤波器的时变系数；以及从信号样值中减去误差信号样值以产生输出信号样值。

本发明还提供为实现上述任何方法而编程和配置的数字信号处理器。

本发明的再一个方面是提供用于减小在预定频带内基带调频信号的复数信号样值中的共信道干扰的设备，它包括：复数信号限幅器和非线性滤波器，用于由信号样值产生非线性滤波后的限幅样值；被提供以非线性滤波后的限幅样值的选择性滤波器，用于产生在不同时间来自频带不同部分的最大瞬时能量信号样值；非线性变换单元，用于从由选择性滤波器产生的最大瞬时能量信号样值产生解调信号；以及零值滤波器单元，响应于提供时变零值滤波器系数的解调信号，用于在非线性滤波的限幅信号样值中把有用信号和共信道干扰分开。

本发明的又一个方面是提供用干减小在预定频带内基带调频信号的复数信号样值X(k)中的共信道干扰的设备，它包括：复数信号限幅器(20)，用于由复数信号样值X(k)产生限幅信号样值X(k)/|X(k)|；以及低通滤波器(21)，用于对限幅的样值进行滤波。该设备优选地还包括非线性滤波器，用于对低通滤波器输出的样值进行非线性滤波，以产生共信道干扰进一步减小的非线性滤波样值。

本发明的再一方面是提供在通信系统中用于减小接收信号中与预定频带内的有用信号的复数信号样值共信道的干扰的设备，它包括：滤波器，用于对信号样值滤波以便由每个信号样值构成一组滤波后的样值，它们代表信号样值在预定频带内的不同窄频带中的分量；最大能量选择器，用于识别这组滤波后的样值中具有最大瞬时能量的一个样值；以及选择器，用于至少选择这组滤波后的样值中识别的那个样值作为共信道干扰减小的信号样值。

本发明的再又一方面是提供用于处理调频信号的信号样值的设备，该设备包括解调器，它包括延时单元，用于把信号样值延时两个抽样周期以产生三个连续的样值s(k-1)，s(k)，和s(k+1)，以及用于通过至少确定下式的实部来产生解调信号的单元：

$-j\frac{s(k+1)s^{*}(k-1)-s\left(k\right)s^{*}\left(k\right)}{s(k+1)s^{*}(k-1)+s\left(k\right)s^{*}\left(k\right)}$

其中s^*(k-1)和s^*(k)分别是s(k-1)和s(k)的共轭复数。

有利地，该设备还包括：时变滤波器，用于根据时变系数对信号样值滤波以产生误差信号样值；根据解调信号确定零值滤波器的时变系数的单元；以及用于从信号样值中减去误差信号样值以产生输出信号样值的单元。

附图简述

根据以下参照附图的说明，将进一步了解本发明，其中：

图1概略地显示了一个无线数字通信接收机部件方框图，其中包括按照本发明的一个共信道干扰消除器(CCIC)；

图2概略地显示了CCIC的复数限幅器和非线性滤波器(CLNF)；

图3显示了CCIC的选择性滤波器组的特性；

图4概略地显示了滤波器组的一个实施例；

图5是概略地显示了滤波器组的一个滤波器；

图6概略地显示了CCIC基于能量(EB)的FM解调器；

图7概略地显示了CCIC的AMPS信号准对称时变(ASTV)自回归滑动平均(ARMA)模型单元；以及

图8概略地显示了ASTV ARMA模型单元的系数计算单元的一个实施例。

实现本发明的模式

参照图1，方框图显示了无线通信接收机部件，其中FM通信信号通过接收机的RF(射频)电路10被提供给下变频器11，以便产生由抽样器12抽样的信号，样值由A-D(模-数)转换器13转换成数字形式。数字样值通常被直接加到FM解调器14以便解调。按照本发明，样值是经过共信道干扰消除器(CCIC)15被加到解调器14的，CCIC 15被表示在虚线方块中。如下所述，CCIC 15用于减小(理想地是消除)处于有用信号带宽内的共信道干扰(CCI)信号。在系统是蜂窝无线通信系统的情况下，CCI可以是，例如，由于系统其它小区的频率复用引起的，和/或来源于通信系统以外的信号源。众所周知，优选地在一个或多个DSP(数字信号处理器)集成电路中处理数字信号样值，最好也使用这些IC(集成电路)来实现CCIC 15。

为了简单起见，在以下说明中假定有用信号占用了AMPS话音信道，但应当明白，本发明适用于FM信号(包括移频键控信号)受到共信道干扰的其它系统。众所周知，AMPS话音信道具有30KHz带宽，并载送恒定(幅度)包络的FM信号，该信号包括具有从300到3400Hz范围内的调制频率的话音信号和具有约6KHz调制频率的监测音频单音(SAT)，并且还可包括具有10KHz调制频率的信令单音(ST)。这些调制信号以及也可通过话音信道被载送的宽带数据的峰值偏移或频率变化范围通常是8KHz或更少。抽样速率约为48KHz。

CCIC 15用来改善送到解调器14的样值信号的C/I(信号-干扰)比，改善系数被称为CCIC增益。因为CCI出现在有用信号的频带内，所以不能用传统的滤波方法去除它。CCIC 15组合两种技术，即非线性滤波和线性时变滤波，来减小CCI。然而，可以看到，本发明并不限于这些技术的组合，可单独使用其中的任一种技术或按照与下面所述不同的组合方式使用它们。

更具体地，CCIC 15包括复数限幅器和非线性滤波器(CLNF)16，选择性滤波器组17，AMPS信号准对称时变(ASTV)自回归滑动平均(ARMA)模型和系数计算单元18，以及基于能量(EB)的FM解调器19。CLNF16可单独使用或与单元17到19中的一个或多个单元组合使用。同样，选择性滤波器组17可单独使用或与单元16、18和19中的一个或多个单元组合使用。单元18和解调器19可以两者一起使用或与单元16和17中任一个或这两个单元共同使用。解调器19可单独使用或与单元16和17中任一个或这两者组合使用，通过如下所述的附加反正切判决来取代FM解调器14。这样，CCIC 15的单元可以用于各种不同的组合方式和不同的配置。不过，使用图1所示装置中的所有四个单元通常能提供最佳CCIC增益，该装置将用于后面的说明。以下段落提供了对这四个单元的功能概述。

CLNF 16包括复数信号限幅器，其后跟非线性滤波器。通常，包括有用信号和独立的弱(即较低平均功率)CCI的混合信号在内的接收信号具有非恒定包络。复数限幅器把输入的混合信号变换回恒定包络信号，至少把一半的CCI能量变换到有用信号的带宽以外，这样它可被低通滤波器滤除。然后，非线性滤波或信号处理也被用来提高由CLNF带来的CCIC增益。

选择性滤波器组17包括跨越信号带宽的多个窄带短冲激响应(这两个要求有矛盾)滤波器，每个滤波器被提供以复数信号。根据有用信号(特别是在CLNF处理以后)强于CCI以及两个信号分量通常具有不同的瞬时频率，在任何时刻滤波器组的输出信号从其输出信号具有最大能量的那个滤波器中选取。选择性滤波器组对复数输入信号进行下变频，以便降低处理要求。

ASTV ARMA模型和系数计算单元18包括使用时变系数的AMPS信号零值滤波器，这些系数是由解调器19根据来自滤波器组17的输出信号的瞬时频率确定的。这就使有用AMPS信号能和CCI分开，从而提高了CCIC增益，特别是在瑞利(Rayleigh)衰落出现的时候，因为由CLNF 16产生的CCIC增益取决于C/I比和有用信号与干扰的瞬时频率的分布。

解调器19被提供以选择性滤波器组17的瞬时能量输出(不同于真实信号波形)，它使用这个信号以及输入复数信号的非线性变换进行频率检测以便根据模型参量和有用信号瞬时频率(下面进行说明)之间的固有关系控制ASTV ARMA模型的系数。

在下面，有用AMPS信号被表示为具有同相和正交相位分量的复数信号A_se^jψs(k)，其中A_s是幅度和ψ_s(k)是复数信号每个样值k的相位。相位的一阶差是上面所述的瞬时频率

二阶差

被称为瞬时频率的变化速率。这样， ${\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}}_s\left(k\right)={\mathrm{\ψ}}_s\left(k\right)-{\mathrm{\ψ}}_s(k-1)$ 和 ${\stackrel{\·\·}{\mathrm{\ψ}}}_s\left(k\right)={\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}}_s\left(k\right)-{\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}}_s(k-1).$

参照图2，CLNF 16包括复数信号限幅器20，低通滤波器(LPF)21和27，复数共轭功能块22，复数信号相乘器23和25，高通滤波器(HPF)24以及复数信号相加器26。每个LPF 21和27对加到其上的复数信号的每个实部和虚部分量进行低通滤波，而且它具有15KHz的带宽，对应于有用信号的带宽(30KHz，对于LPF，0KHz为中心频率)。如上所述，CLNF的功能在DSP中很容易实现；这样，例如，DSP的单个LPF功能可用来实现LPF 21和27。每个LPF优选地具有短冲激响应以便减小处理延时，例如，它可以是Butterworth(巴特沃斯)或Gaussian(高斯)滤波器。

复数限幅器20被提供以输入信号X(k)，并假定它是上述有用信号与具有幅度Ai和相位ψ_i(k)的弱CCI信号的混合信号。这样

$x\left(k\right)=A_s{e}^{j{\mathrm{\ψ}}_s\left(k\right)}+A_i{e}^{j{\mathrm{\ψ}}_i\left(k\right)}----\left(1\right)$

复数限幅器20根据非线性函数产生复数输出信号x_lim(k)：

$x_{\lim }\left(k\right)=\frac{x\left(k\right)}{\left|x\left(k\right)\right|}=\frac{x\left(k\right)}{{(x\left(k\right)x*\left(k\right))}^{0.5}}----\left(2\right)$

其中X^*(k)是X(k)的复共轭。令β＝A_i/A_s并假定C/I比很高，即β＜＜1，那么使用Taylor(台劳)展开并略去高阶项，得出：

$x_{\lim }\left(k\right)=e^{j{\mathrm{\ψ}}_s\left(k\right)}+\frac{\mathrm{\β}}{2}{e}^{j{\mathrm{\ψ}}_i\left(k\right)}-\frac{\mathrm{\β}}{2}{e}^{j(2{\mathrm{\ψ}}_s\left(k\right)-{\mathrm{\ψ}}_i\left(k\right))}----\left(3\right)$

由此式可以看到，信号-干扰比是1/(2(β/2)²)，所以复数限幅器20的CCIC增益是3dB。可以进行二阶Taylor展开，由此能够确定，复数限幅器的CCIC增益的上限为2(1-1.31β²)，在β接近零时它接近3dB。

复数限幅器20的这个CCIC增益被CLNF 16的其余部分提高。更具体地说，CLNF 16的单元21到27用来减小在复数限幅器20的输出中的主要或一阶CCI项，即以上(3)式中的第二项和第三项。

LPF21对复数限幅器20的输出进行滤波，其输出加到每个复数相乘器23和25的一个输入端，以及复数相加器26的一个输入端，并通过复共轭功能块22加到复数相乘器23的第二个输入端。复数相乘器23的输出通过HPF 24加到复数相乘器25的第二个输入端，后者的输出加到复数相加器26的相减输入端，HPF 24用来去除直流分量，例如它可以是具有(1-z^-1)/(1-0.95z^-1)形式的特性的IIR(无限冲激响应)滤波器。LPF 27对复数相加器26的输出进行低通滤波。

下面参照两种情况说明单元21到27的工作。为方便起见，术语X_N(k)被用来表示从具有参考数字N的单元输出的信号。例如X₂₁(k)是指LPF21的输出。

情况1.瞬时频率差

处在LPF带宽内。

在这种情况下，输出X₂₇(k)和输入X_lim(k)相同。这可以从以下事实看出：LPF 21不起作用，所以X₂₁(k)＝X_lim(k)，结果X₂₃(k)＝X₂₁(k)X₂₂(k)＝X₂₁(k)X₂₁ ^*(k)＝1。这是一个被HPF 24去除的直流分量，使得X₂₄(k)＝0，所以X₂₅(k)＝0。因此X₂₆(k)＝X₂₁(k)＝X_lim(k)，它处在LPF 27的带宽内，所以X₂₇(k)＝X_lim(k)。因此，在这种情况下由CLNF 16产生的3dB的CCIC增益没有改善。

情况2.瞬时频率差 处在LPF带宽外。

LPF 21滤除了(3)式中的第三项。因此，忽略了复数相乘器25输出中的二阶(β²)项后，单元21和23到27的输出信号由下式给出：

$x_{21}\left(k\right)=e^{j{\mathrm{\ψ}}_s\left(k\right)}+\frac{\mathrm{\β}}{2}{e}^{j{\mathrm{\ψ}}_j\left(k\right)}----\left(4\right)$

$x_{23}\left(k\right)=1+2{\left(\frac{\mathrm{\β}}{2}\right)}^2+\frac{\mathrm{\β}}{2}{e}^{j({\mathrm{\ψ}}_i\left(k\right)-{\mathrm{\ψ}}_s\left(k\right))}+\frac{\mathrm{\β}}{2}{e}^{j({\mathrm{\ψ}}_s\left(k\right)-{\mathrm{\ψ}}_i\left(k\right))}---\left(5\right)$

$x_{24}\left(k\right)=\frac{\mathrm{\β}}{2}{e}^{j({\mathrm{\ψ}}_i\left(k\right)-{\mathrm{\ψ}}_s\left(k\right))}+\frac{\mathrm{\β}}{2}{e}^{j({\mathrm{\ψ}}_s\left(k\right)-{\mathrm{\ψ}}_i\left(k\right))}----\left(6\right)$

$x_{25}\left(k\right)=\frac{\mathrm{\β}}{2}{e}^{j{\mathrm{\ψ}}_i\left(k\right)}+\frac{\mathrm{\β}}{2}{e}^{j(2{\mathrm{\ψ}}_s\left(k\right)-{\mathrm{\ψ}}_i\left(k\right))}----\left(7\right)$

$x_{26}\left(k\right)=e^{j{\mathrm{\ψ}}_s\left(k\right)}-\frac{\mathrm{\β}}{2}{e}^{j(2{\mathrm{\ψ}}_s\left(k\right)-{\mathrm{\ψ}}_i\left(k\right))}----\left(8\right)$

$x_{27}\left(k\right)=e^{j{\mathrm{\ψ}}_s\left(k\right)}----\left(9\right)$

因此，在这种情况下，以上(3)式中的一阶项被消除，由CLNF16产生的CCIC增益变得很大(理想情况下为无限大)。

假定以上两种情况是等概率的，由CLNF 16引起的CCIC的平均改善是只有复数限幅器20时的2倍，CLNF 16的总CCIC增益在β接近于0时接近6dB。不过，该CCIC增益对于β的依赖性使得需要进行其它CCIC处理，特别是为适应蜂窝通信系统所受到的Rayleigh(瑞利)衰落。CCIC 15的单元17到19在这方面是有用的。

如上所述，选择性滤波器组17用来追踪有用信号的瞬时能量，并把它送到输出端上，该有用信号是在信号带宽中随时间变化的FM信号，其变化方式通常与较弱的CCI不同并且无关。因此，选择性滤波器组包括多个滤波器，其中具有最大能量输出的任意一个滤波器的输出被选取为选择性滤波器组的输出。也可以组合滤波器组中一个以上、但少于全部的滤波器输出来提供输出信号，但这会导致更复杂的装置。例如，可以识别具有最大能量输出的滤波器，并且把该滤波器的输出与具有相邻响应的一个或两个滤波器的输出相加以产生滤波器组的最终输出信号。

选择性滤波器组17的工作和有效性取决于滤波器数目和它们的特性。具体地说，有一些要求是矛盾的，就选择性而言需要大量的窄带滤波器，为降低处理要求需要少量的滤波器，为响应有用信号的瞬时频率变化速率需要足够的带宽，就时间分辨率而言需要最小长度冲激响应，以及对组合平坦和线性相位响应的要求。在以下所描述的选择性滤波器组的实施例中对这些要求采取了有效折衷，它使用六个FIR(有限冲激响应)滤波器，其设计是根据椭球体函数进行的，以提供滤波器带宽和冲激响应持续时间的最小乘积。

图3图解说明了滤波器组17的频率响应，它清楚地显示了六个滤波器在有用信号带宽内重叠的主瓣。图4显示了选择性滤波器组的一个实施例，它包括具有图3所示的各个响应特性的六个滤波器40，到滤波器组17的复数输入信号通过输入线41加到这六个滤波器上。为了简化选择性滤波器组17在DSP中的实现，使得所有滤波器40都能简单实现，线41上的复数输入信号通过在各个复数信号相乘器42中与相应的载频样值e^lLω0(k)相乘而被下变频，其中L＝l-7/2，l是各个滤波器从1到6的序号，ω₀是滤波器40的中心频率之间的间隔。每个滤波器响应的序号l被示于图3，图中还表示了频率间隔ω₀。中心为0KHz的所得复数信号被提供给滤波器40。通过一个具有被提供以载波信号的一个输入以及另一个输入由其输出通过一个抽样周期的延时单元馈送的复数信号相乘器，可以方便地产生每个载频样值e^jLω0(k)，例如，根据等式 $e^{\mathrm{jL}{w}_0\left(k\right)}=e^{\mathrm{jL}{w}_0(k-1)}{e}^{j{w}_0}$ 产生。

相反，被选择的一个滤波器40的输出通过选择开关44和上变频器45被送到输出线43，上变频器45也由复数信号相乘器构成并被提供以相应的载频信号e^jLω0(k)，其中L＝l-7/2，如上所述，I是所选滤波器的序号。

滤波器40的复数信号输出被提供给各自的能量计算器单元46，它们每个可包括类似于图2中的单元22和23配置的复共轭功能块和复数信号相乘器。最大能量选择器47被提供以单元46的输出，并且确定具有最大能量输出的滤波器40的序号l，该序号l被提供给选择开关44以便把最大能量滤波器的输出切换到上变频器45，序号l还确定了加到上变频器45的载波频率。为了降低处理要求，并考虑到与抽样速率相比，选择序号l的变化速率相对较慢，最大能量选择器47可通过例如抽选系数为2的抽选器48提供对序号l的选择(即，忽略对所选序号l的交替抽选)。

如上所述，希望每个滤波器40同时具有窄的带宽和短的冲激响应。这些矛盾的要求可通过使用基于椭球体波动函数的FIR滤波器设计技术而解决。椭球体函数是满足以下积分方程的本征函数集：

$\underset{-B/2}{\overset{B/2}{\∫}}\frac{\sin \left(\mathrm{\π}{T}_w(f-\mathrm{\η})\right)}{\mathrm{\π}(f-\mathrm{\η})}{S}_n\left(\mathrm{\η}\right)\mathrm{d\η}={\mathrm{\λ}}_n{S}_n\left(f\right),n=\mathrm{0,1,2,3}...\left(10\right)$

其中η是积分变量，B是滤波器带宽，f表示频率，Tw是抽样间隔，S_n是构成滤波器频率响应的本征函数，λ_n是代表由n标识的不同解的本征值。

上述积分方程的左端是指信号被时间窗截断，及右端是原始信号与本征值的乘积。带有最大本征值λ_n的信号在截断后包含最大的能量。

为了使滤波器带宽和冲激响应持续时间都最小化(例如，使它们的乘积最小化)，使用截断的椭球体函数把每个滤波器40设计为限带滤波器。截断时间窗使滤波器不再是限带的，就有两类引入的误差，即带内截断误差和混叠误差。希望滤波器冲激响应能使这两个误差最小化，这是通过求解上述的积分方程和选择具有最大本征值λ_n的本征函数S_n来完成的。滤波器的抽头系数是角椭球体函数的样值。

因为角椭球体函数的封闭型解是很难得到的，所以可使用数值解法，如在Rui Wang的“异步抽样数据接收器(Asynchronous SamplingData Receiver)”，ph.D.Dissertation，University of Toronto，Canada，October 1986中所描述的方法，以提供图3所示的滤波器响应，其系数在下面详细给出。

如上所述，输入信号频谱在频率上被下移等间隔的载频，这样所有的滤波器40可由单个滤波器实现，以降低处理要求，因为这时滤波器系数是实数而不是复数。而且滤波器被设计为对称的FIR滤波器，以使得所需相乘次数减半。最终的滤波器设计如图5所示。

参照图5，滤波器40包括十一个复数信号延时单元50构成的延时线，每个延时单元提供一个抽样周期T的延时，线51上的复数输入信号通过这些延时单元。六个复数信号相加器52把延时线上对称点处的复数信号相加，即线51的输出和第十一延时单元的输出，第一和第十延时单元的输出，第二和第九，第三和第八，第四和第七，以及第五和第六延时单元50的输出分别相加。所得复数信号和分别在六个复数-实数相乘器53中与实系数h₀到h₅相乘，相乘器的复数信号输出在另外五个复数信号相加器54中被相加以在线55上提供一个复数信号输出。如上所述，系数h₀到h₅在数值上被确定为下表中的数值：

h0	h1	h2	h3	h4	h5
						0.0510	0.0595	0.0728	0.0888	0.1033	0.1120

基于能量的FM解调器19用来从由选择性滤波器组17输出的FM信号的非线性变换中恢复出调制信号。为此，可利用以下的非线性变换：

${\mathrm{\Ψ}}_0\left(k\right)=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{Ae}}^{\mathrm{j\ψ}(k+1)}& A{e}^{-\mathrm{j\ψ}\left(k\right)}\\ A{e}^{\mathrm{j\ψ}\left(k\right)}& A{e}^{-\mathrm{j\ψ}(k-1)}\end{array}\right]=A^2{e}^{j(\mathrm{\ψ}(k+1)-\mathrm{\ψ}(k-1))}-A^2$

$=A^2(e^{j\stackrel{\·\·}{\mathrm{\ψ}}(k+1)}-1)=2j{A}^2{e}^{j\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}(k+1)}\sin \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}(k+1)\right)----\left(11\right)$

${\mathrm{\ψ}}_1\left(k\right)=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{Ae}}^{\mathrm{j\ψ}(k+1)}& -{\mathrm{Ae}}^{-\mathrm{j\ψ}\left(k\right)}\\ A{e}^{\mathrm{j\ψ}\left(k\right)}& {\mathrm{Ae}}^{-\mathrm{j\ψ}(k-1)}\end{array}\right]=A^2{e}^{j(\mathrm{\ψ}(k+1)-\mathrm{\ψ}(k-1))}+A^2$

$=A^2(e^{j\stackrel{\·\·}{\mathrm{\ψ}}(k+1)}+1)=2j{A}^2{e}^{j\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}(k+1)}\cos \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}(k+1)\right)----\left(12\right)$

变换的信号的范数代表FM信号的能量，所以这样的变换可被用来检测和追踪FM信号的瞬时能量，它随瞬时频率而变化。

应用这些变换后，可以看到，FM信号可通过应用下式而加以解调：

$\mathrm{can}\left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}(k+1)\right)=\frac{\sin \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}(k-1)\right)}{\cos \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}(k+1)\right)}=-j\frac{{\mathrm{\Ψ}}_0\left(k\right)}{{\mathrm{\Ψ}}_1\left(k\right)}----\left(13\right)$

这样， $\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}(k+1)=a\tan (-j{\mathrm{\Ψ}}_0\left(k\right))/{\mathrm{\Ψ}}_1\left(k\right).$

解调器19使用被应用于加到解调器的复数输入信号的三个连续样值k-1，k和k+1上的以上非线性变换结构，并按照以下公式对变换后的信号进行解调：

    ψ₀[s(k)]＝s(k+1)s^*(k-1)-s(k)s^*(k)          (14)

    ψ₁[s(k)]＝s(k+1)s^*(k-1)+s(k)s^*(k)          (15)

$\tan \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}(k+1)\right)=\mathrm{Re}\{-j\frac{{\mathrm{\Ψ}}_0\left(k\right)}{{\mathrm{\Ψ}}_1\left(k\right)}\}----\left(16\right)$

图6显示了用于实现式(14)到(16)的一种解调器形式19，它包括两个复数信号延时单元60，每个延时单元提供一个抽样周期T的延时，两个复共轭功能块61，三个复数信号相乘器62到64，两个复数信号相加器65和66，一个复数信号除法器67和一个在线69上输出相除结果的实部(在(16)式中被表示为Re{})的功能块68。功能块61由延时单元60的输出产生变换式(14)和(15)中的复数共轭，复数信号相乘器62和63产生这些公式中的乘积。相加器65和66分别产生相乘器输出的复数差与复数和，藉此分别产生值ψ₀和ψ₁。前一个值在复数信号相乘器64中与-j相乘，其乘积在复数信号除法器67中被除以相加器66的输出。相除结果的实部由功能块68提供到输出线69上。

正如从以上说明可看到的，解调器19在线69上的输出代表

如下所述，这个信号由ASTV ARMA单元18直接使用。如果解调器19用来代替传统的FM解调器14，或如果需要从解调器19的输出得到实际的FM解调信号，那么就需要附加的反正切函数块或查值表，以便把线69上的

信号转换成FM解调信号

另外，从以上说明中还可看到，可以在DSP中方便地提供解调器19的所有函数。数学上可以显示和证明，与传统的FM鉴频器相比，如上所述的解调器19，能够显著抑制由CCI引入的音频噪声。

如上所述，ASTV ARMA模型和系数计算单元18在与有用信号的瞬时频率有关的控制之下，用来增大CCIC增益，特别是存在Rayleigh衰落的时候。为此，单元18包括一个有用信号的时变零值滤波器，把有用信号和CCI的输入的混合信号加到该滤波器上，它将去除有用信号，在其输出端处只产生CCI信号，相加器用来从输入的混合信号中减去零值滤波器的输出以产生单元18的输出信号，因而也是CCIC 15的输出信号，计算单元用于根据有用信号的瞬时频率确定零值滤波器的时变系数，正如EB FM解调器19所确定的那样。图7显示了零值滤波器和相加器的实施例，及图8显示了计算单元的实施例。

为了确定时变的零值滤波器的适当形式，需要有用信号的模型。用于ASTV ARMA模型的总设计原则在Wen Tong的“AlmostSymmetrical Time-Varying ARMA Model And Its Application ForSeparation Of Superimposed Signals With Overlapping Fourier Spectra(准对称时变ARMA模型及其对具有重叠傅立叶谱的叠加信号的分离的应用)”，Ph.D.Dissertation，Concordia University，Montreal，Canada，May 1993.中有描述。此处假定，有用信号是AMPS信号e^jψ(k-m)；并选择了辅助函数(-1)^m+1e^jψ(k-m)以提供一组线性独立函数：

{e^jψ(k-m)，(-1)^m+1e^jψ(k-m)}k，m＝1，2，...           (17)

对于AMPS信号，瞬时频率

处在从-π/2到π/2的范围内，这样与这组函数有关的乌龙斯基(Wronskian)行列式总是正值：

$\left[\begin{array}{cc}{e}^{\mathrm{j\ψ}\left(k\right)}& -e^{-\mathrm{j\ψ}\left(k\right)}\\ e^{\mathrm{j\ψ}(k-1)}& e^{-\mathrm{j\ψ}(k-1)}\end{array}\right]=2\cos (\mathrm{\ψ}\left(k\right)-\mathrm{\ψ}(k-1))=2\cos \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right)>0----\left(18\right)$

可以知道，如果一组线性独立函数具有正定的乌龙斯基行列式，那么线性齐次方程可以构造为：

    s(k)+a₁(k)s(k-1)+a₂(k)s(k-2)＝0           (19)

其中a₁(k)和a₂(k)是时变系数。这两个系数可通过首先构造增广乌龙斯基行列式而直接求解：

$\left[\begin{array}{ccc}{e}^{\mathrm{j\ψ}(k-0)}& -e^{-\mathrm{j\ψ}(k-0)}& s(k-0)\\ e^{\mathrm{j\ψ}(k-1)}& e^{-\mathrm{j\ψ}(k-1)}& s(k-1)\\ e^{\mathrm{j\ψ}(k-2)}& -e^{-\mathrm{j\ψ}(k-2)}& s(k-2)\end{array}\right]=0----\left(20\right)$

使用拉普拉斯(Laplacian)子行列式展开，得出：

$a_1\left(k\right)=-\frac{-\left[\begin{array}{cc}{e}^{\mathrm{j\ψ}(k-0)}& -e^{-\mathrm{j\ψ}(k-0)}\\ e^{\mathrm{j\ψ}(k-2)}& -e^{-\mathrm{j\ψ}(k-2)}\end{array}\right]}{\left[\begin{array}{cc}{e}^{\mathrm{j\ψ}(k-1)}& e^{-\mathrm{j\ψ}(k-1)}\\ e^{\mathrm{j\ψ}(k-2)}& -e^{-\mathrm{j\ψ}(k-2)}\end{array}\right]}=-j\frac{\sin (\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)+\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}(k-1))}{\cos \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}(k-1)\right)}----\left(21\right)$

$a_2\left(k\right)=\frac{\left[\begin{array}{cc}{e}^{\mathrm{j\ψ}(k-0)}& -e^{-\mathrm{j\ψ}(k-0)}\\ e^{\mathrm{j\ψ}(k-1)}& e^{-\mathrm{j\ψ}(k-1)}\end{array}\right]}{\left[\begin{array}{cc}{e}^{\mathrm{j\ψ}(k-1)}& e^{-\mathrm{j\ψ}(k-1)}\\ e^{\mathrm{j\ψ}(k-2)}& -e^{-\mathrm{j\ψ}(k-2)}\end{array}\right]}=\frac{\cos \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right)}{\cos \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}(k-1)\right)}----\left(22\right)$

齐次线性方程(19)表示零值滤波器，它利用由式(21)和(22)定义的、与AMPS信号瞬时频率

有关的时变系数a₁(k)和a₂(k)，同步地完全消除了AMPS信号，并且与信号幅度无关。

基于这一点，单元18要用的AMPS信号的二阶时变零值滤波器由下式定义：

      u(k)＝x(k)+a₁(k)x(k-1)+a₂(k)x(k-2)         (23)

    y(k)＝u(k)-αa₁(k)y(k-1)-α²a₂(k)y(k-2)      (24)

其中X(k)是送到零值滤波器的输入信号(由图2中CLNF 16的输出信号X_lim(k)组成)，y(k)是零值滤波器的输出信号，u(k)是中间信号，α是恒定的对称因子，例如等于0.99，以及a₁(k)和a₂(k)是如上面定义的时变系数。

图7显示了实现式(23)和(24)的时变零值滤波器和相加器70，如上所述，该相加器从输入信号X(k)中减去零值滤波器的输出信号y(k)以产生单元18的输出信号。零值滤波器包括两个部分71和72，它们分别从输入信号X(k)产生中间信号u(k)和由中间信号u(k)产生输出信号y(k)，每个部分提供两个复数信号延时单元73和74，每个延时单元提供一个抽样周期T的延时；两个复数信号相乘器75和76，分别被提供以延时单元73和74的输出和分别被提供以系数a₁(k)和a₂(k)，用于构成式(23)和(24)中的乘积；以及一个复数信号相加器77，用于分别产生信号u(k)或y(k)。两个部分71和72是类似的，不过在部分72中，相乘器75和76还分别被提供以因子α和α²，并且按照式(24)中的负号，它们的输出被提供给相加器的相减输入端。

如上面所描述的，在线69上的解调器19的输出代表瞬时频率的正切，即

或简化为重新对样值计数时的 而单元18中零值滤波器的时变系数a₁(k)和a₂(k)是使用瞬时频率的正弦和余弦项表示。显然，如上所述，解调器19可以增补以反正切函数以产生表示瞬时频率的复数信号

它可用于正弦和余弦函数，以产生上述的系数a₁(k)和a₂(k)。然而，如果直接根据线69上解调器19的正切函数输出计算系数a₁(k)和a₂(k)，在构成解调器19和单元18的计算单元的DSP中需要的处理更少。这是用以下所述方式来完成的。

时变系数a₁(k)和a₂(k)的以上公式可通过瞬时频率的正切，余弦和正割的乘法重写如下：

$a_1\left(k\right)=-j(\tan \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right)+\tan \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}(k-1)\right))\cos \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right)----\left(25\right)$

$a_2\left(k\right)=-\cos \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right)\sec \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}(k-1)\right)----\left(26\right)$

另外，如果瞬时频率满足条件 $\left|\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right|\≤\mathrm{\π}/4,$ 即如果 $\left|\tan \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right)\right|\≤1,$ 则余弦和正割函数可进行如下展开：

$\cos \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right)={(1+{\tan }^2\left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right))}^{-1/2}=1-\frac{1}{2}{\tan }^2\left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right)+\frac{3}{8}{\tan }^4\left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right)----\left(27\right)$

$\sec \left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right)={(1+{\tan }^2\left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right))}^{1/2}=1+\frac{1}{2}{\tan }^2\left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right)-\frac{1}{8}{\tan }^4\left(\stackrel{\·}{\mathrm{\ψ}}\left(k\right)\right)----\left(28\right)$

按照式(27)和(28)，通过使用实信号相加器与相乘器，以及例如如图8所示，提供一个抽样周期T的实信号延时单元，可以直接根据线69上的 信号确定时变系数a₁(k)和a₂(k)。

参照图8，延时单元80由输入信号

产生信号

第一组集合在一起的三个相乘器和两个相加器，被标以参考号81，实现式(27)以产生线82上的

信号。第二组集合在一起的三个相乘器和两个相加器，被标以参考号83，实现式(28)以产生线84上的

信号。相加器85在线86上产生 的和，另外三个相乘器按照式(25)和(26)，由线82，84和86上的信号产生时变系数a₁(k)和a₂(k)。

如果瞬时频率不满足以上条件，那么就能满足条件 $\mathrm{\&pi;}/4<\left|\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right|<\mathrm{\&pi;}/2.$ 在这种情况下，实现解调器19中除法功能67的DSP通常交换除法的分子和分母，使得其输出保持不大于一，因此，线69上的解调器19的输出变成

而不是 表示这种交换的除法功能块的输出用来把单元18中的系数计算单元从图8所示的装置切换到修正的装置，该装置实现时变系数a₁(k)和a₂(k)的、用

表示的以下替换表示式和展开式：

$a_1\left(k\right)=-j\left(\cot \left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right)+\cot \left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}(k-1)\right)\right)\sin \left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right)\tan \left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}(k-1)\right)----\left(29\right)$

$a_2\left(k\right)=-\cos \left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right)\sec \left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}(k-1)\right)----\left(30\right)$

$\sin \left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right)={(1+{\cot }^2\left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right))}^{-1/2}=1-\frac{1}{2}{\cot }^2\left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right)+\frac{3}{8}{\cot }^4\left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right)----\left(31\right)$

$\sec \left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right)=\tan \left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right){(1+{\cot }^2\left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right))}^{1/2}$

$=\tan \left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right)+\frac{1}{2}\cot \left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right)-\frac{1}{8}{\cot }^3\left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right)----\left(32\right)$

$\cos \left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right)=\cot \left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right)\sin \left(\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&psi;}}\left(k\right)\right)----\left(33\right)$

对于这种情况下单元18的系数计算单元的详细形式不再加以说明，但总的来说，可以按照类似于先前情况下图8所示单元的形式来实现。

单元18具有特别的优点，它能在存在Rayleigh衰落和多径衰落的情况下恢复有用AMPS信号，并提供几乎没有CCI的恒定包络输出信号。而且，单元18能在存在相当强的任意CCI的情况下恢复有用AMPS信号。虽然这些优点专门针对的是使用上述模型的AMPS信号，但同样的原理可应用于其它有用信号，按照有用信号的适当模型产生对于有用信号零值滤波器的时变系数。

应当看到，除了以上特别提及的替换方案以外，对于上面详细描述的特定装置可以在本权利要求的范围内进行许多其它变化，变形和改动。

Claims (22)

1.一种在通信系统中减小接收信号中的与预定频段内的有用信号的共信道干扰的方法，包括以下步骤：

对接收信号进行抽样以产生样值X(k)，每个样值可由复数表示；

按照函数X(k)/|X(k)|对每个样值限幅，以产生所述接收信号的限幅信号样值；

对所述接收信号的限幅信号样值进行滤波，以去除不在所述频带内的分量；

对所述滤波后的限幅信号样值进行数字处理，以产生具有不在所述频带内的分量的处理后的样值；和

对所述处理后的样值进行滤波，以去除不在所述频带内的分量。

2.按照权利要求2所述的方法，其特征在于，所述对所述滤波后的限幅信号样值进行数字处理的步骤还包括以下步骤：

形成每个滤波后的限幅信号样值与其复数共轭值相乘的第一乘积；

对所述第一乘积进行滤波，以去除基带直流分量；

形成每个滤波后的限幅信号样值与所述滤波后的第一乘积相乘的第二乘积；和

形成每个滤波后的限幅信号样值和所述第二乘积之间的差值；

并且，其中对所述处理后的样值进行滤波的步骤包括对所述差值进行滤波，以去除不在所述频带内的分量。

3.按照权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括在抽样以前将所述接收信号变频到基带的步骤。

4.按照权利要求1到所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

对信号样值进行滤波，以便由每个信号样值构成多个滤波后的样值，它们代表信号样值在预定频带内的不同窄频带中的分量；

识别所述多个滤波后的样值中具有最大瞬时能量的一个样值；和

选择所述多个滤波后的样值中的至少识别的一个样值作为共信道干扰减小的信号样值。

5.按照权利要求4所述的方法，其特征在于，所述构成多个滤波样值的滤波步骤接在所述对每个样值限幅的步骤之后。

6.按照权利要求4所述的方法，其特征在于，存在至少三个具有等间隔中心频率的不同窄频带，所述对每个信号样值进行滤波以构成多个滤波后的样值中的不同样值的步骤包括对于所有不同窄频带把信号样值变频到一个公共中心频率的步骤，并且所述选择所述多个滤波后的样值中的至少识别的一个样值作为共信道干扰减小的信号样值的步骤包括将每个所选滤波后的样值变频回到其原有中心频率的步骤。

7.按照权利要求4所述的方法，其特征在于，所述进行滤波以便构成多个滤波样值的每个样值的步骤包括按照一个角椭球体函数进行滤波的步骤。

8.按照权利要求1到7中的任一项所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

将信号样值延时两个抽样周期，以产生三个连续的样值s(k-1)，s(k)，和s(k+1)，并且通过至少确定下式的实部来产生解调信号：

$-j\frac{s(k+1)s*(k-1)-s\left(k\right)s*\left(k\right)}{s(k+1)s*(k-1)+s\left(k\right)s*\left(k\right)}$

其中s*(k-1)和s*(k)分别是s(k-1)和s(k)的共轭复数。

9.按照权利要求8所述的方法，其特征在于，所述产生解调信号的步骤接在所述对每个样值限幅的步骤之后。

10.按照权利要求8所述的方法，其特征在于，还包括确定解调信号的反正切值以产生解调信号的步骤。

11.按照权利要求8所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

在所述有用信号的一个时变零值滤波器中对所述信号样值进行滤波，以产生误差信号样值；

根据所述解调信号确定所述零值滤波器的时变的系数；和

从所述信号样值中减去误差信号样值，以产生输出信号样值。

12.一种减小在预定频带内的基带调频信号的复数信号样值X(k)中的共信道干扰的方法，包括以下步骤：

对每个复数信号样值限幅，以构成等于X(k)/|X(k)|的限幅样值；

对所述限幅信号样值进行低通滤波，以去除不在预定频带内的分量；

对所述滤波后的限幅信号样值进行非线性滤波，以进一步减小共信道干扰；并且还包括以下步骤：

将每个滤波后的限幅信号样值与其复数共轭值相乘，从该乘积中去除直流分量，用结果乘以所述滤波后的限幅信号样值，以及对所得乘积与滤波后的限幅信号样值之间的差值进行低通滤波，以去除不在预定频带内的分量。

13.一种用于减小在预定频带内的基带调频信号的复数信号样值中的共信道干扰的设备，包括：

一个复数信号限幅器和非线性滤波器，用于由信号样值产生非线性滤波后的限幅样值；

一个选择性滤波器，它被提供以非线性滤波后的限幅样值，用于产生在不同时间来自频带不同部分的最大瞬时能量信号样值；

一个非线性变换单元，用于从由选择性滤波器产生的最大瞬时能量信号样值中产生解调信号；以及

一个零值滤波器单元，响应于提供时变零值滤波器系数的解调信号，用于在非线性滤波后的限幅信号样值中从共信道干扰中分离一个有用信号。

14.一种用于减小在预定频带内的基带调频信号的复数信号样值X(k)中的共信道干扰的设备，包括：

一个复数信号限幅器(20)，用于从复数信号样值X(k)产生限幅信号样值X(k)/|X(k)|；

一个低通滤波器(21)，用于对限幅样值进行滤波；

一个非线性滤波器，用于对从所述低通滤波器输出的样值进行非线性滤波，以产生具有共信道干扰进一步减小的非线性滤波的样值。

15.按照权利要求14所述的设备，其特征在于，所述非线性滤波器包括一个第一相乘器(23)，用于产生从低通滤波器输出的每个滤波后的限幅信号样值与其复数共轭值的第一乘积；一个高通滤波器(24)，用于从第一乘积中去除直流分量；一个第二相乘器(25)，用于产生每个滤波后的限幅信号样值和高通滤波后的第一乘积之间的第二乘积；一个电路(26)，用于产生每个滤波后的限幅信号样值和第二乘积之间的差值；和，一个低通滤波器(27)，用于对所述差值进行滤波。

16.按照权利要求14或15所述的设备，其特征在于，包括一个选择性滤波器，它包括：

一个滤波器(40)，用于对信号样值进行滤波以便由每个信号样值构成多个滤波后的样值，它们代表信号样值在预定频带内的不同窄频带中的分量；

一个最大能量选择器(47)，用于识别所述多个滤波后的样值中具有最大瞬时能量的一个样值；和

一个选择器(44)，用于选择所述多个滤波后的样值中的至少识别的一个样值作为共信道干扰减小的信号样值。

17.按照权利要求16所述的设备，其特征在于，所述选择性滤波器被提供以所述限幅样值。

18.按照权利要求16所述的设备，其特征在于，所述选择性滤波器包括一个变频器(42)，用于对于所有不同窄频带把信号样值变频到一个公共中心频率，以及另一个变频器(45)，用于把由选择器选择的每个滤波后的样值变频回到其原有中心频率。

19.按照权利要求16所述的设备，其特征在于，每个所述滤波器(40)包括一个角椭球体函数滤波器。

20.按照权利要求14或15所述的设备，其特征在于，还包括一个解调器，它包括延时单元，用于把信号样值延时两个抽样周期，以产生三个连续的样值s(k-1)，s(k)，和s(k+1)，以及用于通过至少确定下式的实部来产生解调信号的单元：

$-j\frac{s(k+1)s*(k-1)-s\left(k\right)s*\left(k\right)}{s(k+1)s*(k-1)+s\left(k\right)s*\left(k\right)}$

其中s*(k-1)和s*(k)分别是s(k-1)和s(k)的共轭复数。

21.按照权利要求20所述的设备，其特征在于，还包括一个用于确定解调信号的反正切值以产生解调信号的单元。

22.按照权利要求20所述的设备，其特征在于，还包括：

一个时变滤波器，用于根据时变系数来对信号样值滤波以产生误差信号样值；

一个用于根据所述解调信号确定零值滤波器的时变系数的单元；和

一个用于从信号样值中减去误差信号样值以产生输出信号样值的单元。

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