JP4689101B2 - 干渉波抑圧装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、干渉波を抑圧する干渉波抑圧装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来からよく知られているように、アダプティブアレーアンテナを用いて、意図せずに受信される干渉波を信号処理によって抑圧することが可能である。アダプティブアレーアンテナでは各アンテナ素子に接続されている適応荷重係数を適切に制御し、適応荷重で重み付けした信号を加算することによって干渉信号を抑圧する。ところが、各チャネル（各アンテナ素子に対応する適応荷重係数の入力）の間に、周波数特性（振幅特性、位相特性、群遅延特性）の不一致（以下、不整合という）があると、特に広帯域干渉波抑圧性能が劣化することがある。
【０００３】
チャネル間の周波数特性の不整合は、おもに受信機内のアナログフィルタ等の特性ばらつきに起因する。例えば、アナログフィルタの振幅特性や位相特性のリップルは、一般に許容される範囲内でフィルタによってばらつきがある。ここで「広帯域」とは、適応荷重の重み付けによる干渉波抑圧信号処理におけるサンプリング周波数に近い帯域幅を意味する。
【０００４】
従来技術文献１（Ｋ．Ｔｒｅｉｔｅｌｂａｕｍ，“Ａ ｆｌｅｘｉｂｌｅ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ｆｏｒ ａ ｄｉｇｉｔａｌ ａｄａｐｔｉｖｅ ａｒｒａｙ ｒａｄａｒ”，ＩＥＥＥ ＡＥＳ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ，ｐｐ．１８−２２，Ｍａｙ １９９１）に示されているように、適応荷重で重み付けする前にディジタルフィルタを接続して、チャネル間の周波数特性不整合を補償することができる。
【０００５】
図１２は上記従来技術文献１に示された従来の干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図において、１−１，１−２，…，１−ＮはＮ個のアンテナ素子であり、アレーアンテナを構成する。２−１，２−２，…，２−Ｎはアンテナ素子１−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ、断らない限り以下同様）により受信されたＲＦ（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅し、そのＲＦ信号をＩＦ（ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号にダウンコンバートする受信機、３−ｎはアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、４−ｎはディジタルＩＦ信号をディジタル同相・直交信号に変換する位相検波器、５ａは位相検波器４−１の出力信号を遅延させる遅延器、６ａ−ｎ（ｎ＝２，…，Ｎ；以下、ｎ≠１と記すが、明らかな場合はｎ≠１という表記を略す）は自己の出力における周波数特性と、遅延器５ａの出力における周波数特性との不整合を補償するディジタルフィルタ（以下、補償フィルタＥ_ｎ’（ｚ_１）と呼ぶ）、９−ｎは適応荷重、１０は加算器である。適応荷重９−ｎと加算器１０から荷重加算手段１１を構成しており、適応荷重９−ｎは適当な適応アルゴリズムで制御される。
【０００６】
ここでは、ｚ_１ ^−１は荷重加算手段１１における信号のサンプリング間隔であって１サンプル分の信号遅延を表し、遅延器５ａの遅延量をｄ_１サンプルとする。そのサンプリング周波数をｆ_ｓ１とする。また、ここでは、チャネル間の周波数特性不整合の補償のために、アンテナ素子１−１に対応するチャネル番号１を基準にして、他チャネルの周波数特性をチャネル番号１に合わせることにする。ただし、基準にするチャネルの選択は任意である。
【０００７】
次に動作について説明する。
アンテナ素子１−ｎにより受信されたＲＦ信号は受信機２−ｎで増幅され、ダウンコンバートされてＩＦ信号となる。Ａ／Ｄ変換器３−ｎがアナログＩＦ信号をディジタルＩＦ信号に変換し、位相検波器４−ｎがディジタルＩＦ信号をディジタル同相・直交信号に変換する。位相検波器４−ｎの後の信号は、実部が同相成分、虚部が直交成分の複素信号として扱うことにする。遅延器５ａが位相検波器４−１の出力信号を適当に遅延させる。これは補償フィルタＥ_ｎ’（ｚ_１）を挿入することで何らかの遅延が発生するので、それと遅延を合わせるためである。
遅延器５ａと補償フィルタＥ_ｎ’（ｚ_１）の出力信号を適応荷重９−ｎで重み付けし、加算器１０が適応荷重９−ｎの出力信号を加算することにより、干渉波が抑圧された受信信号を得る。ここで、サンプリング周波数ｆ_ｓ１は荷重加算手段１１における信号のサンプリング周波数と同じである。
【０００８】
次に、補償フィルタＥ_ｎ’（ｚ_１）の係数計算について図１３を参照して説明する。図１３では、アンテナ素子１−１に対応するチャネル番号１と、アンテナ素子１−ｎ（ｎ≠１）に対応するチャネル番号ｎを抜き出している。３０は適当なＲＦ信号を発生させる信号発生器、３１ａ，３１ｂは信号発生器３０からチャネル番号１とチャネル番号ｎ（ｎ≠１）の信号入力点３２ａ，３２ｂへ信号を伝送するための信号ケーブルである。信号入力点３２ａ，３２ｂはなるべくアンテナ素子に近いことが望ましい。ここでは、アンテナ素子１−１から信号入力点３２ａまでの信号遅延時間と、アンテナ素子１−ｎ（ｎ≠１）から信号入力点３２ｂまでの信号遅延時間がほぼ等しいものとする。また、信号ケーブル３１ａ，３１ｂの長さがほぼ等しいものとする。
【０００９】
信号入力点３２ａ，３２ｂに対して、信号発生器３０が発生したＲＦ信号を信号ケーブル３１ａ，３１ｂを介して同時に入力する。ＲＦ信号の帯域幅は、荷重加算手段１１における信号のサンプリング周波数ｆ_ｓ１以上とする。同時に入力した信号に対して、遅延器５ａの出力信号のスペクトルと、補償フィルタＥ_ｎ’（ｚ_１）の出力信号のスペクトルがなるべく等しくなるように、第１の補償フィルタ係数設定手段２１が補償フィルタＥ_ｎ’（ｚ_１）の係数を計算する。従来技術文献１では、補償フィルタＥ_ｎ’（ｚ_１）をＦＩＲ形とし、上記両者のスペクトル差の平均２乗誤差が最小になるように係数を計算している。以下、それについて説明する。ここで、スペクトルは複素数である。
【００１０】
補償フィルタＥ_ｎ’（ｚ_１）の伝達関数を式（１）のようにおく。ｅ_ｎ’（ｍ）（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）は補償フィルタＥ_ｎ’（ｚ_１）のインパルス応答、Ｍは補償フィルタＥ_ｎ’（ｚ_１）のインパルス応答長である。
位相検波器４−１の出力信号と位相検波器４−ｎ（ｎ≠１）の出力信号に対してＦＦＴを行う。位相検波器４−１の出力信号に対するＦＦＴ結果をＣ_１（Ｆ）、位相検波器４−ｎ（ｎ≠１）の出力信号に対するＦＦＴ結果をＣ_ｎ（Ｆ）（ｎ≠１）とする。Ｆは−０．５以上０．５未満の等間隔の離散値をとる正規化周波数である。
【数１】

【００１１】
平均二乗誤差最小の意味で、チャネル番号１とチャネル番号ｎの周波数特性を一致させるように、補償フィルタの特性近似問題を以下のように定式化する。つまり、式（２）の誤差関数Ｅｒｒを最小にする補償フィルタのインパルス応答ｅ_ｎ’（ｍ）を求める。Ｅ_ｎ’（Ｆ）はＥ_ｎ’（ｚ_１）の周波数応答、Ｗ（Ｆ）は適当な荷重関数である。ΣはＦＦＴでの周波数サンプル点における和を意味する。
【数２】

【００１２】
式（２）の最小化問題は、式（４）の最小二乗問題に帰着できる。Ｗは式（９）で定義される対角行列である。ｄｉａｇはかっこ内を要素とする対角行列を表す。式（４）を最小化するベクトルｅ_ｎ’は、一般に多元１次連立方程式（ＷＡ）^Ｈ（ＷＡ）ｅ_ｎ’＝（ＷＡ）^Ｈ（Ｗｂ_ｎ）を解けば得られる（肩文字Ｈは共役転置）。これをｎ＝２，３，…，Ｎに対して行う。Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_ＩはＦＦＴにおける周波数サンプル点である。
【数３】

【００１３】
一方、従来技術文献２（Ｒ．Ｔ．Ｃｏｍｐｔｏｎ，Ｊｒ．“ＡｄａｐｔｉｖｅＡｎｔｅｎｎａｓ”Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，１９８８）に示されているように、補償フィルタを使わずに、アダプティブアレーアンテナがタップ付き遅延線回路１５−ｎを持つ構成にして（図１４、図１５を参照）、その係数をまとめて干渉波抑圧を行うように適応的に制御すれば、結果的にチャネル間の周波数特性の不整合を考慮せずに干渉波を抑圧することができる。図１４において、１５−ｎは図１５の内部構造を持つタップ付き遅延線回路である。図１５において、１６は信号を１サンプル遅延させる遅延器、１７は干渉波抑圧を行うように制御する適応荷重、１８は加算器である。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の干渉波抑圧装置は以上のように構成されているので、荷重加算手段１１における全帯域（−０．５ｆ_ｓ１から０．５ｆ_ｓ１）にわたってチャネル間の周波数特性不整合を補償することが困難である課題があった。
【００１５】
具体的には次の通りである。チャネル間の周波数特性不整合は主にアナログフィルタの周波数特性のばらつきに起因する。ＩＦ帯では、ＩＦ周波数をｆ_ＩＦとすれば、−０．５ｆ_ｓ１＋ｆ_ＩＦから０．５ｆ_ｓ１＋ｆ_ＩＦの周波数帯域の特性不整合が問題になる。ＩＦ帯のアナログフィルタの周波数特性は、一般に周波数−０．５ｆ_ｓ１＋ｆ_ＩＦと周波数０．５ｆ_ｓ１＋ｆ_ＩＦにおける周波数特性は不連続である。これは、ベースバンドでは、補償フィルタで近似すべき特性が、２つの周波数−０．５ｆ_ｓ１と０．５ｆ_ｓ１で不連続であることを意味する。ところが、サンプリング周波数ｆ_ｓ１のディジタルフィルタはこの２つの周波数での周波数特性が連続である。従って、ディジタルフィルタである補償フィルタで荷重加算手段１１における全帯域（−０．５ｆ_ｓ１から０．５ｆ_ｓ１）にわたってチャネル間の周波数特性不整合を補償することが困難となる。
これは、従来技術文献１のＦｉｇ．１０で示されているように、−０．５ｆ_ｓ１と０．５ｆ_ｓ１に近い周波数で近似が極端に悪くなっていることからも明らかである。そして、これは、広帯域干渉波抑圧性能の劣化を引き起こす可能性がある。
【００１６】
また、信号ケーブル３１ａと３１ｂの長さはほぼ等しくなければならないが、やむを得ず等しくできない場合には、せっかく補償フィルタを用いても結局チャネル間の周波数特性の不整合は補償できていない。群遅延特性の不整合が補償できていないのである。アンテナ素子１−１から信号入力点３２ａと、アンテナ素子１−ｎ（ｎ≠１）から信号入力点３２ｂとの信号ケーブルの長さが異なる場合も同様である。これは広帯域干渉波抑圧性能の劣化を引き起こす可能性がある。
【００１７】
図１４、図１５のような構成でタップ付き遅延線回路１５−ｎの係数を適応的に制御すれば、チャネル間の周波数特性の不整合を考慮せずに干渉波の抑圧ができるが、適応的に制御すべき荷重の数が非常に多くなる。チャネル間の周波数特性不整合は、干渉波の数、入射方向、電力が変わるなどの電波環境の変化に比べたら、それほど頻繁に時間的に変化するものではない。それにもかかわらず、電波環境の変化のたびに多くの荷重を制御するのは信号処理演算量の点で負担が大きい。また、適応アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズム等のフィードバック形のアルゴリズムを用いた場合、一般にタップ付き遅延線回路構成は収束が遅い傾向にある。
【００１８】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、荷重加算手段における全帯域（−０．５ｆ_ｓ１から０．５ｆ_ｓ１）にわたってチャネル間の周波数特性不整合を補償することができる干渉波抑圧装置を得ることを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る干渉波抑圧装置は、遅延手段及び補償手段における信号出力のサンプリング周波数が荷重加算手段における信号入力のサンプリング周波数より高く設定されており、周波数低減手段が、その荷重加算手段における信号入力のサンプリング周波数を遅延手段及び補償手段における信号出力のサンプリング周波数より下げるようにしたものである。
【００２０】
この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段を設けたものである。
【００２１】
この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段に接続されている周波数低減手段の出力信号と補償手段に接続されている周波数低減手段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段を設けたものである。
【００２２】
この発明に係る干渉波抑圧装置は、遅延手段の出力信号から荷重加算手段の出力信号を減算する減算手段を備え、その遅延手段及び補償手段における信号出力のサンプリング周波数が荷重加算手段における信号入力のサンプリング周波数より高く設定されており、周波数低減手段が、その荷重加算手段における信号入力のサンプリング周波数を遅延手段及び補償手段における信号出力のサンプリング周波数より下げるようにしたものである。
【００２３】
この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するとともに、減算手段の出力信号の電力が最小になるように荷重加算手段の荷重を決定する係数設定手段を設けたものである。
【００２４】
この発明に係る干渉波抑圧装置は、主アンテナ及び補助アンテナが干渉波信号を受信するとき、遅延手段に接続されている周波数低減手段の出力信号と複数の補償手段に接続されている周波数低減手段の出力信号の和との差の電力が最小になるように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するとともに、減算手段の出力信号の電力が最小になるように荷重加算手段の荷重を決定する係数設定手段を設けたものである。
【００２５】
この発明に係る干渉波抑圧装置は、信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するようにしたものである。
【００２６】
この発明に係る干渉波抑圧装置は、アンテナ素子が信号を受信してから、その受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するようにしたものである。
【００２７】
この発明に係る干渉波抑圧装置は、所定の信号入力点から所定信号を入力する代わりに、所定信号をアンテナ素子に向けて無線送信する信号入力手段を設けたものである。
【００２８】
この発明に係る干渉波抑圧装置は、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとの差の重み付き絶対値２乗平均値が最小になるように、固有値分解もしくは特異値分解を利用して上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するようにしたものである。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図において、１−１，１−２，…，１−ＮはＮ個のアンテナ素子であり、アレーアンテナを構成する。２−１，２−２，…，２−Ｎはアンテナ素子１−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ、断らない限り以下同様）により受信されたＲＦ信号を増幅し、そのＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする受信機、３−ｎはアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、４−ｎはディジタルＩＦ信号をディジタル同相・直交信号に変換する位相検波器である。ここではＩＦ信号をＡ／Ｄ変換後、ディジタル信号処理によりディジタル同相・直交信号を得る構成としたが、ＩＦ信号をアナログ信号処理によりアナログ同相・直交信号に変換し、その後Ａ／Ｄ変換してディジタル同相・直交信号を得る構成としてもよい。他の実施の形態でも同様である。なお、受信機２−ｎ，Ａ／Ｄ変換器３−ｎ及び位相検波器４−ｎから変換手段が構成されている。
【００３０】
５ｂは位相検波器４−１の出力信号を適当な遅延量ｄ_２だけ遅らせる遅延器（遅延手段）、６ｂ−ｎ（ｎ≠１）は自己の出力における周波数特性と、遅延器５ｂの出力における周波数特性との不整合を補償するディジタルフィルタである補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）（補償手段）、７−ｎは所定のカットオフ周波数を持つ低域通過ディジタルフィルタ、８−ｎは低域通過ディジタルフィルタ７−ｎの出力信号から適応荷重９−ｎに与える信号をＤサンプル（Ｄは整数）おきに取り出すダウンサンプラである。なお、低域通過ディジタルフィルタ７−ｎとダウンサンプラ８−ｎから周波数低減手段が構成されている。
【００３１】
９−ｎは適応荷重、１０は加算器である。適応荷重９−ｎと加算器１０から荷重加算手段１１が構成されており、適応荷重９−ｎは適当な適応アルゴリズムで制御される。
なお、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）をＦＩＲ形とするとき、遅延器５ｂの遅延量ｄ_２の目安は、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）のインパルス応答長の半分程度である。
【００３２】
次に動作について説明する。
位相検波器４−ｎの出力信号は、従来技術と異なり、荷重加算手段１１での信号のサンプリング周波数ｆ_ｓ１より高い、サンプリング周波数ｆ_ｓ２のディジタル同相・直交信号にしておく。従って、遅延器５ｂと補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）における信号のサンプリング周波数もｆ_ｓ２である。ｚ_２ ^−１はサンプリング周波数ｆ_ｓ２の信号１サンプル分の遅延を表す遅延演算子である。
【００３３】
そして、遅延器５ｂと補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の出力信号のサンプリング周波数をｆ_ｓ２からｆ_ｓ１に低減する。これはカットオフ周波数ｆ_ｓ１程度の低域通過ディジタルフィルタ７−ｎとダウンサンプラ８−ｎによってなされるが、必ずしも低域通過ディジタルフィルタとダウンサンプラの縦続構成でなくてもよい。サンプリング周波数をｆ_ｓ１に低減された信号は、適応荷重９−ｎで重み付けし、適応荷重９−ｎの出力信号を加算器１０で加算して干渉波が抑圧された受信信号を得る。
【００３４】
周波数低減手段が低域通過ディジタルフィルタ７−ｎとダウンサンプラ８−ｎの縦続接続で構成される場合、図３に示すように低域通過ディジタルフィルタ７−ｎと、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）（ｎ≠１）と遅延器５ｂの位置を入れ替えてもよい。
【００３５】
この実施の形態１では、前述のように補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）を適用するときの信号のサンプリング周波数ｆ_ｓ２を、荷重加算手段１１におけるサンプリング周波数をｆ_ｓ１より高くしておく。これによって、荷重加算手段１１における全帯域（−０．５ｆ_ｓ１から０．５ｆ_ｓ１）にわたってチャネル間の周波数特性不整合を補償することができる。これについて説明する。
【００３６】
図２（ａ）は従来技術におけるサンプリング周波数と補償フィルタＥ_ｎ’（ｚ_１）で補償できる帯域幅との関係を表した説明図である。前述した理由により、補償フィルタはそれを適用するときのサンプリング周波数全域（図２（ａ）では−０．５ｆ_ｓ１から０．５ｆ_ｓ１）に渡って良好な特性近似を得ることができない。どうしてもそれより狭い範囲でしか良好な特性近似を得ることができない。干渉波の帯域幅Ｂ_Ｉがｆ_ｓ１に近ければ、補償帯域外では周波数特性の不整合の補償ができず、干渉波抑圧性能が劣化する可能性がある。
【００３７】
一方、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）での信号のサンプリング周波数ｆ_ｓ２を荷重加算手段１１におけるｆ_ｓ１より高くしておけば、図２（ｂ）に示すように、補償フィルタで補償できる帯域幅はそのときのサンプリング周波数ｆ_ｓ２より狭くても、干渉波の全帯域（せいぜいｆ_ｓ１）をカバーすることが可能となる。こうすることによって、荷重加算手段１１における全帯域（−０．５ｆ_ｓ１から０．５ｆ_ｓ１）にわたってチャネル間の周波数特性不整合を補償することができるようになり、干渉波抑圧性能を高く保つことが可能となる。
【００３８】
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数計算については、図１３に示す従来技術と同様にすることができる。つまり、遅延器５ｂの出力信号のスペクトル（複素数、以下同様）と補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の出力信号スペクトルとの差の絶対値２乗平均値が最小になるように計算する。ただし、信号発生器３０で発生させるＲＦ信号の帯域幅は、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）での補償帯域幅程度とする。補償帯域幅がｆ_ｓ２より狭いので、以下に説明するように特異値分解を利用して計算することが望ましい。これは、式（７）の行列Ａは事実上フルランクでなくなることが多いためである。そこで、連立方程式を解くときの数値的不安定性を防ぐために特異値分解を利用する。従来技術と同様に、アンテナ素子１−１から信号入力点３２ａまでの信号遅延時間と、アンテナ素子１−ｎ（ｎ≠１）から信号入力点３２ｂまでの信号遅延時間はほぼ等しいものとする。また、信号ケーブル３１ａと３１ｂの長さはほぼ等しいものとする。
【００３９】
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）をＦＩＲ形とし、その伝達関数を式（１０）のようにおく。そして、式（２）の評価関数Ｅｒｒは式（１１）のように設定する。式（１１）などで、Ｆはサンプリング周波数ｆ_ｓ２で正規化した周波数である。式（１１）で、Ｆ_ｍｉｎとＦ_ｍａｘはそれぞれ補償帯域の下端と上端の周波数、ΣはＦＦＴによる周波数サンプル点での和を意味する。行列Ａとベクトルｂ_ｎはそれぞれ式（７）と式（６）と同じ形だが、Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_ＩをＦ_ｍｉｎからＦ_ｍａｘの間のＦＦＴにおける周波数サンプル点とする。
【数４】

【００４０】
式（１１）の最小化問題は、式（１３）の最小二乗問題に帰着できる。式（１３）を最小化するベクトルｅ_ｎは、一般に多元１次連立方程式Ａ^ＨＡｅ_ｎ＝Ａ^Ｈｂ_ｎを解けば得られるが、実際には、行列Ａ^ＨＡのランクは事実上Ｍより小さくなることが多い。つまり、行列Ａの特異値には大きいものと無視できる小さいものが現れることが多い。そうなると数値的不安定性により連立方程式をうまく解くことができなくなる。このとき、仮に補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数が得られても、その絶対値は非常に大きな値となってしまうことがあり、事実上実装不可能になってしまう。そのようなときは特異値分解を利用するとうまく最小２乗問題を解くことができ、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数絶対値が非常に大きな値となることを防げる。
【００４１】
行列Ａを式（１５）のように特異値分解する。
Ａ＝ＵＳＶ^Ｈ （１５）
Ｓ＝ｄｉａｇ[σ_１，σ_２，…，σ_Ｍ] （１６）
ここで、Ｕは列が正規直交しているＩ×Ｍ行列、ＳはＭ×Ｍ対角行列、ＶはＭ×Ｍ直交行列である。Ｓの対角要素σ_ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）は特異値であり、０でない特異値の数がＡのランクである。実際には雑音があるので０の特異値は存在しない。しかし、特異値の大きさにかなりの差を生ずることがある。そこで、無視し得る小さい値を除いた特異値が寄与する分のみを考慮する。
【００４２】
次に、ベクトルβ_ｎを式（１７）のように定義する。そして、式（１８）のベクトルγ_ｎを計算する。ここで、[・]_ｍはそのベクトルの第ｍ要素を表す。補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）のインパルス応答は式（１９）のようになる。以上の操作をｎ＝２，３，…，Ｎについて行う。
【数５】

【００４３】
ここでは、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数を計算するための最小２乗問題を特異値分解を用いて解いたが、従来技術文献３（鷹尾、内田、“ビームスペース・パーシャリーアダプティブアレーに関する検討” 電子情報通信学会技術研究報告Ａ・Ｐ８８−５２、１９８８）に示されているように、行列Ａ^ＨＡの固有値分解を利用して解いてもよい。
【００４４】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、位相検波器４−ｎの出力におけるディジタル直交・同相信号のサンプリング周波数を、荷重加算手段１１における信号のサンプリング周波数より高くするため、チャネル間の周波数特性不整合を補償する補償フィルタによる補償帯域を、荷重加算手段１１における信号のサンプリング周波数と同程度にすることが可能となる。そのため、広帯域干渉波に対する干渉波抑圧性能を高く保つことができる効果を奏する。
【００４５】
なお、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数計算に特異値分解法や固有値分解法を利用すれば、数値的不安定性を生じることなく係数計算が可能となる。そして、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数絶対値が非常に大きな値となることを防ぐことが可能となる。
【００４６】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数を、信号発生器３０から信号を入力したときに遅延器５ｂの出力信号のスペクトルと補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の出力信号のスペクトルがなるべく等しくなるように決定するものについて示したが（周波数領域での計算）、図４のように補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数計算のためにＲＦ信号を入力したときに、ダウンサンプラ８−１と８−ｎ（ｎ≠１）の出力信号の差の電力がなるべく小さくなるように補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数を決定するようにしてもよい（時間域での計算）。
【００４７】
具体的には次の通りである。
まず、周波数低減手段が低域通過ディジタルフィルタ７−ｎとダウンサンプラ８−ｎの縦続接続で構成される場合、図３に示すように低域通過ディジタルフィルタ７−ｎと、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）と遅延器５ｂの位置を入れ替えてもよい。また、このとき、ダウンサンプラ８−１と８−ｎ（ｎ≠１）の出力信号の差の電力と、図３の遅延器５ｂの出力信号と補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の出力信号の差の電力は統計的に等しい。そのことに注意すると、図４の構成は、図５のような構成をとることができる。図５において、２２はこれから動作内容を説明する第２の補償フィルタ係数設定手段である。そして、それは、遅延器５ｂの出力信号（あるいは低域通過ディジタルフィルタ７−１）と低域通過ディジタルフィルタ７−ｎ（ｎ≠１）の出力信号を利用する。
【００４８】
第２の補償フィルタ係数設定手段２２の動作について説明する。低域通過ディジタルフィルタ７−１と７−ｎ（ｎ≠１）の出力信号をそれぞれｘ_１（ｋ），ｘ_ｎ（ｋ）とする。ｋはその点でのサンプリング間隔で正規化した時刻を表す。また、遅延器５ｂの出力信号をｙ_１（ｋ）、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の出力信号をｙ_ｎ（ｋ）とする。これらは同相成分を実部、直交成分を虚部とする複素信号として扱う。
【００４９】
ｙ_１（ｋ）とｘ_１（ｋ）、ｙ_ｎ（ｋ）とｘ_ｎ（ｋ）の関係はそれぞれ式（２０）、（２１）のようになる。式（２２）のようにｙ_１（ｋ）とｙ_ｎ（ｋ）の差をｚ_ｎ（ｋ）とする。ｚ_ｎ（ｋ）の電力Ｅ[｜ｚ_ｎ（ｋ）｜^２]（Ｅ[・]は統計平均）を最小にするように補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数ｅ_ｎ（ｍ）（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）を決める。式（２３）のように、Ｅ[｜ｚ_ｎ（ｋ）｜^２]を評価関数Ｊ_ｎとおく。式（２０）、（２１）から、式（２３）はさらに式（２４）のように変形できる。ここで肩文字＊は複素共役を表す。
【数６】

【００５０】
評価関数Ｊ_ｎを最小とするｅ_ｎ（ｍ）を求めるために、Ｊ_ｎのｅ_ｎ（ｍ）に関する偏微分を求める。それは式（２５）のようになる。ｍ＝０，１，…，Ｍ−１について式（２５）を０にするようなｅ_ｎ（ｍ）が、求める補償フィルタの係数である。よって、式（２６）の正規方程式、つまりｅ_ｎ（ｍ）（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）を未知数とする連立方程式を解けば、ｅ_ｎ（ｍ）が求められる。実際には、式（２６）で統計平均Ｅ[・]は単なる時間平均で代用してよい。また、式（２６）左辺の正方行列対角項はｘ_ｎ（ｋ）の電力で同じ値をとる。以上の連立方程式を解く操作をｎ＝２，３，…，Ｎに対して行う。
【数７】

【００５１】
以上説明したように、チャネル間の周波数特性不整合を補償するための補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）（ｎ≠１）の係数は、時間域で計算することもできる。
【００５２】
実施の形態３．
上記実施の形態１，２では、アンテナ素子１−１から信号入力点３２ａまでの信号遅延時間と、アンテナ素子１−ｎ（ｎ≠１）から信号入力点３２ｂまでの信号遅延時間がほぼ等しいものとして説明した（これは２つのアンテナ素子から信号入力点までのケーブルの長さがほぼ等しいということである）。また、信号ケーブル３１ａと信号ケーブル３１ｂの長さがほぼ等しいものとして説明したが、実際には、実装上それらの条件が満足されない場合がある。その場合、補償フィルタでチャネル間の周波数特性不整合を補償したとしても、上記のような信号遅延差のために干渉波抑圧性能が向上しない可能性がある。
【００５３】
もしアンテナ素子１−１から信号入力点３２ａまでのケーブルの長さと、アンテナ素子１−ｎ（ｎ≠１）から信号入力点３２ｂまでのケーブルの長さの差、および信号発生器３０から信号入力点３２ａの長さと、信号発生器３０から信号入力点３２ｂまでのケーブルの長さの差が計測でき、それらに対応する信号遅延時間差がわかる場合、それらを考慮して補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数を計算することができる。
【００５４】
アンテナ素子１−１から信号入力点３２ａまでの信号遅延時間に対するアンテナ素子１−ｎ（ｎ≠１）から信号入力点３２ｂまでの信号遅延時間の差をΔ_ｎ（時間の次元、ｎ≠１）、信号発生器３０から信号入力点３２ａまでの信号遅延時間に対する信号発生器３０から信号入力点３２ｂまでの信号遅延時間の差をδ_ｎ（時間の次元、ｎ≠１）とする。チャネル番号１に対してチャネル番号ｎの方が信号の遅れがある場合、Δ_ｎあるいはδ_ｎは正の量とする。説明はおもに周波数領域で補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数計算を行う場合について行う。上の２つのケースは異なるので、それぞれ説明する。
【００５５】
［１］アンテナ素子から信号入力点までに遅延時間差がある場合
アンテナ素子１−１と他の１つのアンテナ素子１−ｎ（ｎ≠１）について、この場合の周波数応答をブロック構成図で示すと、図６（ａ）のようになる。ここでは簡単なため、周波数応答は等価低域系で表現する。図６で、Ｂ_１（Ｆ），Ｂ_ｎ（Ｆ）はそれぞれ信号入力点３２ａ，３２ｂから位相検波器４−１，４−ｎ（ｎ≠１）出力までの周波数応答、Ｈ_ｒｅｆ（Ｆ）は式（３）と同じである。３５はチャネル番号1に対してチャネル番号ｎの方が信号の遅れがあることを示す遅延素子である。この場合、観測される位相検波器４−１，４−ｎの出力信号のフーリエ変換Ｃ_１（Ｆ），Ｃ_ｎ（Ｆ）とＢ_１（Ｆ），Ｂ_ｎ（Ｆ）はそれぞれ等しい。
【００５６】
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）（ｎ≠１）の係数を計算した場合、得られる補償フィルタの周波数応答Ｅ_ｎ（Ｆ）は、理想的には式（２７）のようになる。しかし、チャネル番号ｎにはアンテナ素子１−ｎから信号入力点３２ｂまでにΔ_ｎの遅延があるから、補償フィルタが本来持つべき周波数応答Ｅ_ｎ’（Ｆ）は式（２８）のようになる。式（２７）と（２８）を比べると、式（２７）にはチャネル番号１の信号の進みが足りないことになる。これを補償フィルタ係数計算に反映させるには、式（３）のＨ_ｒｅｆ（Ｆ）の代わりに、信号の進みを加えた式（２９）のＨ_ｒｅｆ’（Ｆ）を用いる。
【数８】

【００５７】
［２］信号発生器から信号入力点までに遅延時間差がある場合
アンテナ素子１−１と他の１つのアンテナ素子１−ｎ（ｎ≠１）について、この場合の周波数応答をブロック構成図で示すと、図６（ｂ）のようになる。３６は信号発生器３０から信号入力点３２ａ，３２ｂまでに、チャネル番号1に対してチャネル番号ｎの方が信号の遅れがあることを示す遅延素子である。この場合、チャネル番号ｎにおいて、観測される位相検波器４−ｎの出力信号のフーリエ変換Ｃ_ｎ（Ｆ）と信号入力点３２ｂから位相検波器４−ｎの出力までの周波数応答Ｂ_ｎ（Ｆ）は異なる。つまり、式（３０）のようになる。Ｕ（Ｆ）は信号発生器３０で発生する信号のフーリエ変換である。
【数９】

【００５８】
補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数を計算した場合、得られる補償フィルタの周波数応答Ｅ_ｎ（Ｆ）は、理想的には式（３１）のようになる。一方、実際に信号を受信したときの信号経路には遅延がないから、補償フィルタが本来持つべき周波数応答Ｅ_ｎ”（Ｆ）は式（３２）のようになる。式（３１）と（３２）を比べると、式（３１）はチャネル番号１の信号の進みが余分である。これを補償フィルタ係数計算に反映させるには、式（３）のＨ_ｒｅｆ（Ｆ）の代わりに、信号の遅れを加えた式（３３）のＨ_ｒｅｆ”（Ｆ）を用いる。
【数１０】

【００５９】
［３］各素子アンテナから信号入力点までと、信号発生器３０から信号入力点までの両方に遅延時間差がある場合
アンテナ素子１−１，アンテナ素子１−ｎ（ｎ≠１）から信号入力点３２ａ，３２ｂまでのチャネル番号１とチャネル番号ｎとの間の信号遅延時間差、および信号発生器３０からチャネル番号１とチャネル番号ｎの信号入力点３２ａ，３２ｂまでの信号遅延時間差の両方がある場合、以上の議論から、式（３）のＨ_{ｒｅ ｆ}（Ｆ）の代わりに式（３４）のＨ_ｒｅｆ’’’（Ｆ）を用いる。
【数１１】

【００６０】
［４］時間域で補償フィルタの係数を計算する場合
式（２９），（３３），（３４）は、遅延器５ｂの遅延時間ｄ_２サンプルをそれぞれｄ_２−ｆ_ｓΔ_ｎ，ｄ_２＋ｆ_ｓδ_ｎ，ｄ_２＋ｆ_ｓ（δ_ｎ−Δ_ｎ）サンプルの遅延に置き換えることに等しい。これらは一般に非整数であるので、遅延器５ｂの代わりに、上記遅延時間相当の遅延を近似的に持つディジタルフィルタを用いればよい。あるいは、これらの遅延をＦＦＴと逆ＦＦＴを介して周波数領域で与えてもよい。実際に干渉波抑圧を行うときには、元の遅延器５ｂに戻しておく。
【００６１】
以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、アンテナ素子から信号入力点、および信号発生器３０から信号入力点までの信号の遅延時間差を考慮してチャネル間の周波数特性不整合を補償できるため、良好な広帯域干渉波抑圧性能を得ることができる。
【００６２】
実施の形態４．
上記実施の形態３では、信号発生器３０から信号入力点３２ａと３２ｂまでのケーブルの長さの差が計測でき、それらに対応する信号遅延時間差がわかるものとして説明したが、それができない場合、以下のようにすればよい。
即ち、信号発生器３０から信号入力点３２ａと３２ｂまでの信号ケーブル３１ａ，３１ｂの長さの差が実測できなくても、それらの長さの差の影響を排除してチャネル間の周波数特性不整合を補償できる。なお、ここではアンテナ素子１−１から信号入力点３２ａまでのケーブルの長さと、アンテナ素子１−ｎ（ｎ≠１）から信号入力点３２ｂまでの信号ケーブルの長さはほぼ等しいか、あるいはそれが計測でき、対応する信号遅延時間差がわかるものとする。
【００６３】
以下、アンテナ素子１−１から信号入力点３２ａまでの信号ケーブルの長さとアンテナ素子１−ｎ（ｎ≠１）から信号入力点３２ｂまでのケーブルの長さの差がほぼ等しいとして説明する。等しくないが長さの差が計測できて対応する信号遅延時間差がわかる場合は、これから説明する方法に加えて、上記実施の形態３と同様な操作を行えばよい。また、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数計算は周波数領域で行うものとする。信号等は等価低域系で表現する。
【００６４】
チャネル番号１の信号入力点３２ａから位相検波器４−１の出力までの周波数特性をＭ_１（Ｆ）、チャネル番号ｎの信号入力点３２ｂから位相検波器４−ｎの出力までの周波数特性をＭ_ｎ（Ｆ）とする。また、信号発生器３０から信号入力点３２ａまでの信号ケーブル３１ａの周波数特性をＡ_１（Ｆ）、信号発生器３０から信号入力点３２ｂまでの信号ケーブル３１ｂの周波数特性をＡ_ｎ（Ｆ）とする。これをブロック構成図で示すと図８（ａ）のようになる。
【００６５】
信号発生器３０から信号ｕ（ｋ）を入力する。チャネル番号１の位相検波器４−１の出力信号のフーリエ変換をＤ_１（Ｆ）、チャネル番号ｎの位相検波器４−ｎの出力信号のフーリエ変換をＤ_ｎ（Ｆ）とすると、式（３５），（３６）のようになる。Ｕ（Ｆ）はｕ（ｋ）のフーリエ変換である。
Ｄ_１（Ｆ）＝Ａ_１（Ｆ）Ｍ_１（Ｆ）Ｕ（Ｆ） （３５）
Ｄ_ｎ（Ｆ）＝Ａ_ｎ（Ｆ）Ｍ_ｎ（Ｆ）Ｕ（Ｆ） （３６）
【００６６】
次に、図７のように、信号ケーブル３１ａを信号入力点３２ｂに、信号ケーブル３１ｂを信号入力点３２ａに接続する。つまり、信号ケーブルのつなぎ替えを行って再び信号を入力する。信号発生器３０から信号ｕ（ｋ）を入力したときの、チャネル番号１の位相検波器４−１の出力信号のフーリエ変換をＤ_１’（Ｆ）、チャネル番号ｎの位相検波器４−ｎの出力信号のフーリエ変換をＤ_ｎ’（Ｆ）とすると、式（３７），（３８）のようになる。なお、信号発生器３０から入力する信号は図８（ａ）と同じでなくてよい。式（３５），（３６）から式（３９）を、式（３７），（３８）から式（４０）を得る。
【数１２】

【００６７】
チャネル間の周波数特性不整合を補償する場合、補償フィルタ係数計算には位相検波器の出力信号のフーリエ変換Ｄ_１（Ｆ）とＤ_ｎ（Ｆ）をそれぞれ式（１１）のＣ_１（Ｆ）とＣ_ｎ（Ｆ）として用いる。しかし、それはＡ_１（Ｆ）＝Ａ_ｎ（Ｆ）が前提である。ここでは、Ａ_１（Ｆ）≠Ａ_ｎ（Ｆ）であり、このままではＤ_１（Ｆ）とＤ_ｎ（Ｆ）を使えない。これは次のように解決できる。式（３９），（４０）から式（４１）を得る。式（４１）の左辺はすべて得られる量である。式（４１）の左辺をＱ（Ｆ）とおく（式（４２））と、式（３９）から式（４３）を得る。
【数１３】

【００６８】
式（１１）のＣ_１（Ｆ）／Ｃ_ｎ（Ｆ）はＡ_１（Ｆ）＝Ａ_ｎ（Ｆ）のときのＭ_１（Ｆ）／Ｍ_ｎ（Ｆ）に等しい。そこで、式（１１）のＣ_１（Ｆ）／Ｃ_ｎ（Ｆ）の代わりにすべて計測できる量である式（４３）の左辺を用いれば、信号発生器３０から信号入力点３２ａと３２ｂまでの信号ケーブル３１ａ，３１ｂの長さの差が実測できなくても、それらの長さの差の影響を排除してチャネル間の周波数特性不整合を補償する補償フィルタの係数を計算することができる。
【００６９】
以上説明したように、信号発生器３０から信号入力点３２ａと３２ｂまでの信号ケーブル３１ａ，３１ｂの長さの差が実測できなくても、これらの信号ケーブルの繋ぎ替えを行う前と後のチャネル番号１の位相検波器４−１の出力信号のフーリエ変換とチャネル番号ｎの位相検波器４−ｎの出力信号のフーリエ変換から、信号ケーブルの長さの差の影響を排除してチャネル間の周波数特性不整合を補償できる補償フィルタ係数を計算することができる。
【００７０】
実施の形態５．
上記実施の形態１等では、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数計算のために信号発生器３０から適切な箇所（信号入力点３２ａ、３２ｂ）にＲＦ信号を入力するものについて示したが、その代わりに、図９に示すように、外部に設けたアンテナ３７（信号入力手段）からＲＦ信号をアレーアンテナに電波によって送信してもよい。そうすれば、信号発生器３０から２つの信号入力点３２ａ，３２ｂまでのケーブル３１ａ，３１ｂの長さの差や、アンテナ素子１−１，１−ｎ（ｎ≠１）から信号入力点３２ａ，３２ｂまでの信号ケーブルの長さの差を考慮する必要がなくなるという利点がある。
【００７１】
実施の形態６．
上記実施の形態１等をサイドローブキャンセラに適用することが可能である。図１０はこの発明の実施の形態６による干渉波抑圧装置を示す構成図であり、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
５０は所定の方向（所望波方向、あるいは信号を受信したいと思う方向）に主ビームを向けた主アンテナ、５１−１，５１−２，…，５１−Ｎは指向性が等方性に近い補助アンテナである。主アンテナ５０のアンテナ形式は問わない。アレーアンテナを使って主アンテナを構成することも可能である。またここでは補助アンテナをＮ素子としている。補助アンテナ５１−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）に連なる適応荷重９−ｎと、それらの出力信号を加算する加算器１０で、荷重加算手段１１を構成している。
【００７２】
主アンテナ５０に連なる受信機、Ａ／Ｄ変換器、位相検波器、低域通過ディジタルフィルタ、ダウンサンプラを表す符号はハイフンの後に０を付けている。１２は主アンテナ５０に連なるダウンサンプラ８−０の出力信号と、荷重加算手段１１の出力信号の差をとる減算器（減算手段）である。減算器１２の出力がサイドローブキャンセラの出力であり、適応荷重９−ｎを減算器１２の出力電力をなるべく小さくするようにＳＭＩ（ｓａｍｐｌｅ ｍａｔｒｉｘ ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）法などの適当な適応アルゴリズムで制御する。その結果、主アンテナ５０のサイドローブから入射する干渉波が抑圧された信号を得る。
【００７３】
チャネル間の周波数特性の不整合は、主アンテナ５０に連なる位相検波器４−０の出力における周波数特性と各補助アンテナに連なる位相検波器４−ｎ（ｎ≠０）の出力の周波数特性がなるべく一致するように、あるいは、遅延器５ｂの出力信号と各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）（ｎ＝１，２，…，Ｎ）の出力信号との差の電力がなるべく小さくなるように、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）で補償する。その方法は今まで説明してきた実施の形態１〜５と同様である。
【００７４】
チャネル間の周波数特性の不整合を補償するための基準とするチャネルは、実施の形態１〜５ではチャネル番号１としてきたが、図１０の構成の干渉波抑圧装置では、主アンテナ５０に連なるチャネルを基準とするのが一般的である。従って、図４、図５、図７、図１３における信号入力点３２ａは、図１０の構成では主アンテナ５０の出力と受信機２−０の間に設ける。また、信号入力点３２ｂは補助アンテナ５１−ｎの出力と受信機２−ｎの間に設ける。
【００７５】
サイドローブキャンセラ構成の干渉波抑圧装置でも、上記実施の形態１で説明したのと同様に、位相検波器４−ｎの出力におけるディジタル直交・同相信号のサンプリング周波数を、荷重加算手段１１における信号のサンプリング周波数より高くすれば、チャネル間の周波数特性不整合を補償する補償フィルタによる補償帯域を、荷重加算手段１１における信号のサンプリング周波数と同程度にすることが可能となる。そのため、広帯域干渉波に対する干渉波抑圧性能を高く保つことができる。
【００７６】
上記実施の形態１で説明したのと同様に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数計算に特異値分解法や固有値分解法を利用すれば、数値的不安定性を生じることなく係数計算が可能となる。そして、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数絶対値が非常に大きな値となることを防ぐことが可能となる。
【００７７】
また、上記実施の形態３で説明したのと同様に、アンテナ素子から信号入力点、および信号発生器３０から信号入力点までの信号の遅延時間差を計測できれば、それらを考慮してチャネル間の周波数特性不整合を補償できるため、良好な広帯域干渉波抑圧性能を得ることができる。
【００７８】
また、上記実施の形態４で説明したのと同様に、信号発生器３０から信号入力点３２ａと３２ｂまでの信号ケーブル３１ａ，３１ｂの長さの差が実測できなくても、これらの信号ケーブルの繋ぎ替えを行う前と後の主アンテナ５０につながる位相検波器４−０の出力信号のフーリエ変換と補助アンテナ番号ｎにつながる位相検波器４−ｎの出力信号のフーリエ変換から、信号ケーブルの長さの差の影響を排除してチャネル間の周波数特性不整合を補償できる補償フィルタ係数を計算することができる。
【００７９】
さらに、上記実施の形態５で説明したのと同様に、信号を信号入力点に入力する代わりに、外部に設けたアンテナ３７からＲＦ信号を主アンテナ５０と補助アンテナ５１−ｎに電波によって送信して補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数を決めてもよい。そうすれば、信号発生器３０から２つの信号入力点３２ａ，３２ｂまでの信号ケーブル３１ａ，３１ｂの長さの差や、主アンテナ５０，補助アンテナ５１−ｎから信号入力点３２ａ，３２ｂまでの信号ケーブルの長さの差を考慮する必要がなくなるという利点がある。
【００８０】
実施の形態７．
サイドローブキャンセラ構成の干渉波抑圧装置では、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数計算に受信される広帯域干渉波を利用することができる。その手順について説明する。
図１０において、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数が決まっていない場合、まず、適応荷重９−ｎの値をすべて同じ値、例えば１に固定する。その状態でサイドローブキャンセラの出力信号の電力をなるべく小さくするように、後述する方法で補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数を計算する。この時点で干渉波は抑圧されている。
【００８１】
チャネル間（主アンテナ５０と各補助アンテナ間）の周波数特性の不整合は、干渉波の入射方向等には関係しない。そこで、一旦補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数を計算した後はその係数を固定しておく。干渉波の入射方向等が変わっても、今度は減算器１２の出力信号の電力がなるべく小さくなるように、適応荷重９−ｎだけを制御することによって干渉波抑圧を行える。そうすれば、チャネル間の周波数特性の不整合があっても、図１４のような適応荷重を持つタップ付き遅延線回路構成にせずに適応荷重９−ｎだけの制御で、比較的少ない信号処理演算量で干渉波抑圧性能を保持することが可能となる。補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数計算は、適応荷重９−ｎの計算ほど頻繁に行う必要はない。ただ、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数を計算する際の干渉波は広帯域である必要がある。
【００８２】
次に、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数計算について説明する。補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数計算時には適応荷重９−ｎの値をすべて同じ値に固定する。その値を１とする。このとき、サイドローブキャンセラの出力信号の電力の最小化は、ダウンサンプラ８−０の出力信号と、ダウンサンプラ８−１，…，８−Ｎの出力信号の和との差信号の電力の最小化と等価である。また、上記実施の形態２での説明と同様、図１１に示すように、遅延器５ｂ，補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）と、低域通過ディジタルフィルタ７−ｎの接続順を入れ替えてもよい。このとき、サイドローブキャンセラの出力信号の電力の最小化は、遅延器５ｂの出力信号と、各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の出力信号の和との差信号の電力の最小化と等価である。よって、干渉波を利用して補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数を計算する場合は、図１０は図１１の構成とする。図１１の構成で補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数計算、即ち図１１の第３の補償フィルタ係数設定手段２３の動作について説明する。
【００８３】
図１１で、低域通過ディジタルフィルタ７−ｎの出力信号をｘ_ｎ（ｋ）（ｎ＝０，１，…，Ｎ）、遅延器５ｂの出力信号をｙ_０（ｋ）、補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の出力信号をｙ_ｎ（ｋ）（ｎ＝１，…，Ｎ）とする。このとき、式（４４），（４５）の関係が成り立つ。式（４６）のように遅延器５ｂの出力信号ｙ_０（ｋ）と各補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の出力信号ｙ_ｎ（ｋ）の和との差信号ｚ（ｋ）を定義し、ｚ（ｋ）の電力式（４７）を最小化する補償フィルタＥ_ｎ（ｚ_２）の係数ｅ_ｎ（ｍ）（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）を決める。式（４７）はさらに式（４８）のように変形できる。
【数１４】

【００８４】
式（４８）の評価関数Ｊを最小とするｅ_ｎ（ｍ）を求めるために、Ｊをｅ_ｎ（ｍ）に関して偏微分する。式（４８）のｅ_ｎ（ｍ）に関する偏微分として式（４９）を得る。ｎ＝１，２，…，Ｎ、ｍ＝０，１，…，Ｍ−１について式（４９）を０にするようなｅ_ｎ（ｍ）が、求める補償フィルタの係数である。よって、式（５０）の正規方程式、つまりｅ_ｎ（ｍ）（ｎ＝１，２，…，Ｎ；ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）を未知数とする連立方程式を解けば、ｅ_ｎ（ｍ）が求められる。式（５０）の行列Ｒ，ベクトルｅ，ｐは式（５１）〜（５４）のようになる。実際には、式（５３），（５４）で統計平均Ｅ[・]は単なる時間平均で代用してよい。
【数１５】

【００８５】
以上説明したように、図１１の構成の干渉波抑圧装置では、従来技術のようにタップ付き遅延線回路の係数を電波環境の変化のたびに適応的に制御する必要がなく、干渉波抑圧処理とは独立して、干渉波を利用してチャネル間の周波数特性の不整合を補償することが可能となる。
【００８６】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、遅延手段及び補償手段における信号出力のサンプリング周波数が荷重加算手段における信号入力のサンプリング周波数より高く設定されており、周波数低減手段が、その荷重加算手段における信号入力のサンプリング周波数を遅延手段及び補償手段における信号出力のサンプリング周波数より下げるように構成したので、荷重加算手段における全帯域にわたってチャネル間の周波数特性不整合を補償して、広帯域干渉波に対する干渉波抑圧性能を高く保つことができる効果がある。
【００８７】
この発明によれば、所定の信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段を設けるように構成したので、チャネル間の周波数特性不整合を補償することができる効果がある。
【００８８】
この発明によれば、所定の信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段に接続されている周波数低減手段の出力信号と補償手段に接続されている周波数低減手段の出力信号との差の電力が最小になるように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段を設けるように構成したので、チャネル間の周波数特性不整合を補償することができる効果がある。
【００８９】
この発明によれば、遅延手段の出力信号から荷重加算手段の出力信号を減算する減算手段を備え、その遅延手段及び補償手段における信号出力のサンプリング周波数が荷重加算手段における信号入力のサンプリング周波数より高く設定されており、周波数低減手段が、その荷重加算手段における信号入力のサンプリング周波数を遅延手段及び補償手段における信号出力のサンプリング周波数より下げるように構成したので、サイドローブキャンセラ構成でも、荷重加算手段における全帯域にわたってチャネル間の周波数特性不整合を補償して、広帯域干渉波に対する干渉波抑圧性能を高く保つことができる効果がある。
【００９０】
この発明によれば、所定の信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するとともに、減算手段の出力信号の電力が最小になるように荷重加算手段の荷重を決定する係数設定手段を設けるように構成したので、チャネル間の周波数特性不整合を補償することができる効果がある。
【００９１】
この発明によれば、主アンテナ及び補助アンテナが干渉波信号を受信するとき、遅延手段に接続されている周波数低減手段の出力信号と複数の補償手段に接続されている周波数低減手段の出力信号の和との差の電力が最小になるように、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するとともに、減算手段の出力信号の電力が最小になるように荷重加算手段の荷重を決定する係数設定手段を設けるように構成したので、チャネル間の周波数特性不整合を補償することができる効果がある。
【００９２】
この発明によれば、信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように構成したので、信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号が信号入力点に到達するまでの時間に差異がある場合でも、精度よくチャネル間の周波数特性不整合を補償することができる効果がある。
【００９３】
この発明によれば、アンテナ素子が信号を受信してから、その受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように構成したので、アンテナ素子が信号を受信してから、その受信信号が信号入力点に到達するまでの時間に差異がある場合でも、精度よくチャネル間の周波数特性不整合を補償することができる効果がある。
【００９４】
この発明によれば、所定の信号入力点から所定信号を入力する代わりに、所定信号をアンテナ素子に向けて無線送信する信号入力手段を設けるように構成したので、信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号が信号入力点に到達するまでの時間や、アンテナ素子が信号を受信してから、その受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮しなくても、精度よくチャネル間の周波数特性不整合を補償することができる効果がある。
【００９５】
この発明によれば、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとの差の重み付き絶対値２乗平均値が最小になるように、固有値分解もしくは特異値分解を利用して上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するように構成したので、数値的不安定性を招くことなくディジタルフィルタの係数を設定することができるとともに、その係数の絶対値が非常に大きな値になることを防ぐことができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１による干渉波抑圧装置を示す構成図である。
【図２】 補償フィルタで補償できる帯域と干渉波の帯域との関係を表した説明図である。
【図３】 遅延器・補償フィルタと低域通過フィルタの接続順を替えた干渉波抑圧装置の構成の一部を表した構成図である。
【図４】 補償フィルタ係数計算を行うために、信号を外部からケーブルを介して入力することを模式的に表した構成図である。
【図５】 この発明の実施の形態２による干渉波抑圧装置の一部を示す構成図である。
【図６】 遅延時間差がある場合の周波数応答を示すブロック構成図である。
【図７】 補償フィルタ係数計算に関して、信号ケーブルの繋ぎ替えを行うことを模式的に表したブロック構成図である。
【図８】 補償フィルタ係数計算に関して、信号ケーブルの繋ぎ替えを行う前と後の周波数応答に関するブロック構成図である。
【図９】 補償フィルタ係数計算に関して、信号をケーブルを介して入力する代わりに、外部から電波で信号を送ることを表したブロック構成図である。
【図１０】 この発明の実施の形態６による干渉波抑圧装置を示す構成図である。
【図１１】 遅延器・補償フィルタと低域通過フィルタの接続順を替えた干渉波抑圧装置の構成の一部を表した構成図である。
【図１２】 従来の干渉波抑圧装置を示す構成図である。
【図１３】 補償フィルタ係数計算を行うために、信号を外部からケーブルを介して入力することを模式的に表したブロック構成図である。
【図１４】 係数を適応的に制御する従来のタップ付き遅延線回路を用いた干渉波抑圧装置を示す構成図である。
【図１５】 係数を適応的に制御するタップ付き遅延線回路の内部構成図である。
【符号の説明】
１−１，…，１−Ｎ アンテナ素子、２−０，２−１，…，２−Ｎ 受信機（変換手段）、３−０，３−１，…，３−Ｎ Ａ／Ｄ変換器（変換手段）、４−０，４−１，…，４−Ｎ 位相検波器（変換手段）、５ｂ 遅延器（遅延手段）、６ｂ−１，６ｂ−２，…，６ａ−Ｎ 補償フィルタ（補償手段）、７−０，７−１，…，７−Ｎ 低域通過ディジタルフィルタ（周波数低減手段）、８−０，８−１，…，８−Ｎ ダウンサンプラ（周波数低減手段）、９−１，…，９−Ｎ 適応荷重、１０ 加算器、１１ 荷重加算手段、１２ 減算器（減算手段）、２１ 第１の補償フィルタ係数設定手段、２２ 第２の補償フィルタ係数設定手段、２３ 第３の補償フィルタ係数設定手段、３０ 信号発生器、３１ａ，３１ｂ信号ケーブル、３２ａ，３２ｂ 信号入力点、３５，３６ 遅延素子、３７ アンテナ（信号入力手段）、５０ 主アンテナ、５１−１，…，５１−Ｎ 補助アンテナ。

Claims (10)

1. アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子の受信信号をそれぞれ同相・直交信号に変換する複数の変換手段と、上記複数の変換手段のうち基準チャネルに係る変換手段から出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、上記複数の変換手段のうち基準チャネル以外のチャネルに係る変換手段から出力された同相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補償手段と、上記遅延手段の出力信号と上記複数の補償手段の出力信号とを重み付け加算する荷重加算手段とを備えた干渉波抑圧装置において、
   上記遅延手段及び上記補償手段における信号出力のサンプリング周波数が上記荷重加算手段における信号入力のサンプリング周波数より高く設定されており、
   上記荷重加算手段における信号入力のサンプリング周波数を上記遅延手段及び上記補償手段における信号出力のサンプリング周波数より下げる周波数低減手段を設けたことを特徴とする干渉波抑圧装置。
2. 所定の信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するように、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段を設けたことを特徴とする請求項１記載の干渉波抑圧装置。
3. 所定の信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段に接続されている周波数低減手段の出力信号と補償手段に接続されている周波数低減手段の出力信号との差の電力が最小になるように、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定する係数設定手段を設けたことを特徴とする請求項１記載の干渉波抑圧装置。
4. 主アンテナの受信信号を同相・直交信号に変換する第１の変換手段と、上記第１の変換手段から出力された同相・直交信号を遅延する遅延手段と、複数の補助アンテナの受信信号をそれぞれ同相・直交信号に変換する複数の第２の変換手段と、上記複数の第２の変換手段から出力された同相・直交信号の周波数特性をそれぞれ補償する複数の補償手段と、上記複数の補償手段の出力信号を重み付け加算する荷重加算手段と、上記遅延手段の出力信号から上記荷重加算手段の出力信号を減算する減算手段とを備えた干渉波抑圧装置において、
   上記遅延手段及び上記補償手段における信号出力のサンプリング周波数が上記荷重加算手段における信号入力のサンプリング周波数より高く設定されており、
   上記荷重加算手段における信号入力のサンプリング周波数を上記遅延手段及び上記補償手段における信号出力のサンプリング周波数より下げる周波数低減手段を設けたことを特徴とする干渉波抑圧装置。
5. 所定の信号入力点から所定信号を入力したとき、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとが一致するように、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するとともに、減算手段の出力信号の電力が最小になるように荷重加算手段の荷重を決定する係数設定手段を設けたことを特徴とする請求項４記載の干渉波抑圧装置。
6. 主アンテナ及び補助アンテナが干渉波信号を受信するとき、遅延手段に接続されている周波数低減手段の出力信号と複数の補償手段に接続されている周波数低減手段の出力信号の和との差の電力が最小になるように、上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定するとともに、減算手段の出力信号の電力が最小になるように荷重加算手段の荷重を決定する係数設定手段を設けたことを特徴とする請求項４記載の干渉波抑圧装置。
7. 係数設定手段は、信号発生器が所定信号を発生してから、その所定信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定することを特徴とする請求項２、請求項３または請求項５記載の干渉波抑圧装置。
8. 係数設定手段は、アンテナ素子が信号を受信してから、その受信信号が信号入力点に到達するまでの時間を考慮して、補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定することを特徴とする請求項２、請求項３または請求項５記載の干渉波抑圧装置。
9. 所定の信号入力点から所定信号を入力する代わりに、所定信号をアンテナ素子に向けて無線送信する信号入力手段を設けたことを特徴とする請求項２、請求項３または請求項５記載の干渉波抑圧装置。
10. 係数設定手段は、遅延手段の出力信号のスペクトルと補償手段の出力信号のスペクトルとの差の重み付き絶対値２乗平均値が最小になるように、固有値分解もしくは特異値分解を利用して上記補償手段を構成するディジタルフィルタの係数を設定することを特徴とする請求項２または請求項５記載の干渉波抑圧装置。

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