CN114667676A - 电力变换装置、马达驱动装置、送风机、压缩机以及空气调节机 - Google Patents

电力变换装置、马达驱动装置、送风机、压缩机以及空气调节机 Download PDF

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CN114667676A CN201980102048.4A CN201980102048A CN114667676A CN 114667676 A CN114667676 A CN 114667676A CN 201980102048 A CN201980102048 A CN 201980102048A CN 114667676 A CN114667676 A CN 114667676A
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铃木元哉
一木智
植村启介
有泽浩一
畠山和德
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Abstract

电力变换装置(120)具有将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压的转换器电路(10)。转换器电路(10)具有单位转换器(100a～100d)。电力变换装置(120)具备检测在电抗器(4a～4d)的各个电抗器中流过的电流的电流检测器(8a～8d)。在单位转换器(100a～100d)中的相互邻接的第1单位转换器以及第2单位转换器中，在由电流检测器(8a～8d)检测的电流的总计电流超过阈值的情况下，第1相位与第2相位之间的相位差从基准相位差变化。第1相位是第1单位转换器的开关元件导通的定时的相位。第2相位是第2单位转换器的开关元件导通的定时的相位。

Description

电力变换装置、马达驱动装置、送风机、压缩机以及空气调 节机
技术领域
本发明涉及将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压的电力变换装置、具备电力变换装置的马达驱动装置、具备马达驱动装置的送风机以及压缩机及具备送风机或者压缩机的空气调节机。
背景技术
在下述专利文献1中记载了在通过以360°/n的相位差驱动n相的开关输出级而生成所期望的输出电压的交织转换器中，根据与各电抗器的检测电流相当的电流反馈信号和电压反馈信号来进行各相的电流平衡控制。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2017-208976号公报
发明内容
然而，在专利文献1中，不论在电抗器流过的电抗器电流的大小如何，都实施电流平衡控制。通过电流平衡控制使电抗器电流均衡化，但转换器的效率下降。因此，在专利文献1的技术中，产生转换器的效率下降这样的课题。
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于得到能够抑制转换器的效率的下降，并使电抗器电流均衡化的电力变换装置。
为了解决上述课题并达到目的，本发明的电力变换装置具有转换器电路，该转换器电路具有多个具有1个电抗器和至少1个开关元件的单位转换器，该转换器电路将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压。另外，电力变换装置具备多个电流检测器，该多个电流检测器检测在多个电抗器的各个电抗器中流过的电流。在多个单位转换器中的相互邻接的第1单位转换器以及第2单位转换器中，在作为由多个电流检测器检测出的电流的总计电流或者平均电流的第1电流超过阈值的情况下，第1相位与第2相位之间的相位差从基准相位差变化。第1相位是第1单位转换器的开关元件导通的定时的相位。第2相位是第2单位转换器的开关元件导通的定时的相位。
根据本发明的电力变换装置，起到能够抑制转换器的效率的下降，并使电抗器电流均衡化这样的效果。
附图说明
图1是示出实施方式1的电力变换装置的结构的图。
图2是用于说明实施方式1的电力变换装置的动作的波形图。
图3是示出实施方式1中的控制系统的结构例的框图。
图4是示出由图3所示的控制系统生成的载波信号的波形例的图。
图5是用于说明实施方式1中的载波信号的校正处理的流程图。
图6是示出实施方式2中的控制系统的结构例的框图。
图7是用于说明实施方式1以及实施方式2的电力变换装置的效果的图。
图8是用于说明实施方式1以及实施方式2的电力变换装置的效果的比较图。
图9是示出实施方式3的马达驱动装置的结构例的图。
图10是示出将图9所示的马达驱动装置应用于空气调节机的例子的图。
(符号说明)
1：交流电源；3a、3b、3c、3d：开关元件；4a、4b、4c、4d：电抗器；5a、5b、5c、5d：逆流阻止二极管；6：平滑电容器；7a：逆变器；7b：马达；8：电流检测部；8a、8b、8c、8d：电流检测器；10：转换器电路；20：整流电路；31、34、41a、41b、41c：差分器；32：电压控制器；33：乘法器；35：载波信号生成部；36：电流控制器；37a、37b、37c、37d：比较器；42a、42b、42c：校正量运算部；71、72：电压检测器；100a、100b、100c、100d：单位转换器；120：电力变换装置；150：马达驱动装置；200：控制装置；200a：处理器；200b：存储器；504：压缩部件；505：压缩机；506：制冷循环部；506a：四通阀；506b：室内热交换器；506c：膨胀阀；506d：室外热交换器。
具体实施方式
以下，参照附图，说明本发明的实施方式的电力变换装置、马达驱动装置、送风机、压缩机以及空气调节机。此外，本发明并不限于以下的实施方式。另外，以下，将电连接简称为“连接”而进行说明。
实施方式1.
图1是示出实施方式1的电力变换装置120的结构的图。实施方式1的电力变换装置120具备转换器电路10、平滑电容器6、电流检测部8、电压检测器71、72以及控制装置200。电流检测部8具备4个电流检测器8a、8b、8c、8d。
转换器电路10将从交流电源1输出的交流电压变换为直流电压。平滑电容器6将由转换器电路10变换后的直流电压进行平滑而保持。
转换器电路10具有单位转换器100a、100b、100c、100d和整流电路20。
在转换器电路10中，单位转换器100a、100b、100c、100d构成为分别相互并联地连接。单位转换器100a、100b、100c、100d依照预先决定的周期按顺序进行动作。该周期被称为“交织周期”。
整流电路20具有桥连接的4个二极管D21、D22、D23、D24。整流电路20对从交流电源1输出的交流电压进行整流，将整流后的电压施加到单位转换器100a、100b、100c、100d。
单位转换器100a具有电抗器4a、逆流阻止二极管5a以及开关元件3a。单位转换器100b具有电抗器4b、逆流阻止二极管5b以及开关元件3b。单位转换器100c具有电抗器4c、逆流阻止二极管5c以及开关元件3c。单位转换器100d具有电抗器4d、逆流阻止二极管5d以及开关元件3d。
在转换器电路10中，将1个电抗器与1个开关元件的组合定义为“相”，计数为“1相”。
图1是4相的例子，是4相交织方式的结构。此外，本发明并不仅仅限于4相，也可以为2相、3相或者5相以上。即，本发明是具备多个相的单位转换器的交织方式的电力变换装置。
在单位转换器100a中，电抗器4a的另一端连接于逆流阻止二极管5a的阳极。逆流阻止二极管5a的阴极连接于平滑电容器6的正极侧端子。电抗器4a与逆流阻止二极管5a的连接点连接于开关元件3a的一端。单位转换器100b、100c、100d也与单位转换器100a同样地构成。另外，在单位转换器100a、100b、100c、100d中，开关元件3a、3b、3c、3d各自的另一端彼此也连接。
开关元件3a、3b的一个例子是金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：MOSFET)。也可以代替MOSFET而使用绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor：IGBT)。
开关元件3a、3b分别具备反并联地连接于漏极与源极之间的二极管。反并联的连接意味着MOSFET的漏极与二极管的阴极连接，MOSFET的源极与二极管的阳极连接。此外，二极管也可以使用MOSFET自身在内部具有的寄生二极管。寄生二极管还被称为体二极管。
另外，开关元件3a、3b、3c、3d不限于由硅形成的MOSFET，也可以是由碳化硅、氮化镓、氧化镓或者金刚石这样的宽带隙半导体形成的MOSFET。
一般而言，宽带隙半导体的耐电压以及耐热性比硅半导体高。因此，通过分别使用宽带隙半导体作为开关元件3a、3b、3c、3d，开关元件的耐电压性以及容许电流密度变高，能够使内置有开关元件的半导体模块小型化。
电流检测器8a检测在电抗器4a中流过的电抗器电流iu。电流检测器8b检测在电抗器4b中流过的电抗器电流iv。电流检测器8c检测在电抗器4c中流过的电抗器电流iw。电流检测器8d检测在电抗器4d中流过的电抗器电流ix。
电压检测器71检测交流电源1的输出电压即交流电压vac。电压检测器72检测平滑电容器6的电压即电容器电压Vdc。
控制装置200具备处理器200a和存储器200b。控制装置200接收由电流检测器8a检测到的电抗器电流iu的检测值。控制装置200接收由电流检测器8b检测到的电抗器电流iv的检测值。控制装置200接收由电流检测器8c检测到的电抗器电流iw的检测值。控制装置200接收由电流检测器8d检测到的电抗器电流ix的检测值。控制装置200接收由电压检测器71检测到的交流电压vac的检测值。控制装置200接收由电压检测器72检测到的电容器电压Vdc的检测值。
控制装置200使用电抗器电流iu、iv、iw、ix的各检测值来运算电抗器电流iu、iv、iw、ix各自的合计值即总计电流isum。控制装置200根据总计电流isum、交流电压vac以及电容器电压Vdc来生成栅极信号G3a、G3b、G3c、G3d。
单位转换器100a、100b、100c、100d具有省略了图示的栅极驱动电路。单位转换器100a的栅极驱动电路使用从控制装置200输出的栅极信号G3a来生成驱动脉冲，将所生成的驱动脉冲施加到开关元件3a的栅极而驱动开关元件3a。
单位转换器100b的栅极驱动电路使用从控制装置200输出的栅极信号G3b来生成驱动脉冲，将所生成的驱动脉冲施加到开关元件3b的栅极而驱动开关元件3b。
单位转换器100c的栅极驱动电路使用从控制装置200输出的栅极信号G3c来生成驱动脉冲，将所生成的驱动脉冲施加到开关元件3c的栅极而驱动开关元件3c。
单位转换器100d的栅极驱动电路使用从控制装置200输出的栅极信号G3d来生成驱动脉冲，将所生成的驱动脉冲施加到开关元件3d的栅极而驱动开关元件3d。
此外，也可以代替总计电流isum而使用作为电抗器电流iu、iv、iw、ix的平均值的平均电流iavg来生成栅极信号G3a、G3b、G3c、G3d。另外，在以下的记载中，有时将总计电流isum或者平均电流iavg称为“第1电流”。
关于控制装置200的详细的动作将在后面叙述。此外，被输入到控制装置200的检测值中的由电压检测器71检测的交流电压vac的检测值用于改善在转换器电路10中流过的电流的失真。因此，即使不具有电压检测器71，与转换器电路10的基本的动作有关的控制也成立。
在控制装置200中，处理器200a是运算装置、微型处理器、微型计算机、CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)或者DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)这样的运算单元。存储器200b是RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)、闪存存储器、EPROM(Erasable Programmable ROM，可擦可编程只读存储器)、EEPROM(注册商标)(Electrically EPROM，电可擦可编程只读存储器)这样的非易失性或者易失性的半导体存储器。
在存储器200b中保存有执行上述控制装置200的功能以及后述控制装置200的功能的程序。处理器200a经由未图示的包括模拟数字变换器以及数字模拟变换器的接口交换所需的信息，处理器200a执行保存于存储器200b的程序，从而进行所需的处理。基于处理器200a的运算结果存储于存储器200b。
当控制开关元件3a、3b、3c、3d中的任意开关元件而进行开关动作时，从交流电源1供给的电力积蓄于对应的电抗器。控制装置200进行以使从转换器电路10输出的电压成为所期望的电压的方式，按照预先决定的占空使开关元件3a、3b、3c、3d进行开关动作的控制。
接下来，说明在实施方式1的电力变换装置120进行动作时可能产生的各相间的电抗器电流的偏差。以下，将各相间的电抗器电流的偏差称为“电流偏差”。
图2是用于说明实施方式1的电力变换装置120的动作的波形图。横轴表示时间。
在图2中，粗线的波形表示整流电压Vs。整流电压Vs是整流电路20的输出电压，也是向单位转换器100a、100b、100c、100d施加的施加电压。用实线表示的4个脉冲表示所关注的载波周期中的栅极信号。具体而言，4个脉冲从左起向时间轴的正方向依次表示栅极信号G3a、栅极信号G3b、栅极信号G3c以及栅极信号G3d。
栅极信号G3a、G3b、G3c、G3d是脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation：PWM)信号。针对这些栅极信号，用虚线表示的一个载波周期前的各栅极信号的脉冲宽度比所关注的载波周期中的各栅极信号的脉冲宽度宽。另外，用虚线表示的一个载波周期后的各栅极信号的脉冲宽度比所关注的载波周期中的各栅极信号的脉冲宽度窄。另外，在栅极信号G3a、G3b、G3c、G3d中，邻接的栅极信号间的间隔相当于前述交织周期。
一个载波周期是载波信号的周期。当将一个载波周期的相位设为360°时，4相交织方式的电力变换装置中的交织周期是90°。关于载波信号将在后面叙述。
接下来，说明在各单位转换器中开关元件导通时在对应的电抗器流过的电抗器电流的变化。此外，将电抗器电流的变化称为“电流纹波”，将单位转换器100a、100b、100c、100d中的电流纹波分别记为ΔIu、ΔIv、ΔIw、ΔIx。这些电流纹波ΔIu、ΔIv、ΔIw、ΔIx能够用以下的(1)～(4)式表示。
ΔIu＝(Vac_u/La)·Ton_a……(1)
ΔIv＝(Vac_v/Lb)·Ton_b……(2)
ΔIw＝(Vac_w/Lc)·Ton_c……(3)
ΔIx＝(Vac_x/Ld)·Ton_d……(4)
在上述(1)～(4)式中，La、Lb、Lc、Ld是电抗器4a、4b、4c、4d各自的电感器值。另外，Ton_a、Ton_b、Ton_c、Ton_d是开关元件3a、3b、3c、3d导通时各自的导通时间。另外，Vac_u、Vac_v、Vac_w、Vac_x是开关元件3a、3b、3c、3d导通时在电抗器4a、4b、4c、4d的两端产生的电抗器电压的瞬时值。
在此，在向各单位转换器施加的施加电压在时间上为恒定的情况下，只要单位转换器100a、100b、100c、100d中的各电抗器的个体差足够小，电抗器电压的瞬时值Vac_u、Vac_v、Vac_w、Vac_x的值就也大致为恒定。即，也可以视为在一个载波周期中，Vac_u＝Vac_v＝Vac_w＝Vac_x的关系成立。在该情况下，只要将一个载波周期中的各开关元件的脉冲信号的占空比设定为相同的值，一个载波周期中的电流纹波就也相等。由此，各电抗器的平均电流值也相等。
相对于此，在实施方式1的电力变换装置120的情况下，交流电源1是具有电源周期的电压源，所以向各单位转换器施加的施加电压在时间上变化。在图2中示出了单位转换器100b的开关元件3b导通时向单位转换器100b施加的施加电压比单位转换器100a的开关元件3a导通时向单位转换器100a施加的施加电压高ΔVs的情形。
因此，在是具有电源周期的电压源的情况下，当以相同的占空值的栅极脉冲驱动各开关元件时，在各电抗器电流的电流纹波中产生偏差。一个载波周期中的电流纹波不同，所以在一个电源周期中的各电抗器电流的平均值中也产生偏移。另外，在各电抗器的电感器值不同的情况下，Vac_u＝Vac_v＝Vac_w＝Vac_x的关系不成立，所以在该情况下，也在各电抗器电流的平均值中产生偏移。
接下来，说明用于抑制上述各电抗器电流的平均值的偏移的控制系统。图3是示出实施方式1中的控制系统的结构例的框图。图3所示的控制系统构成于控制装置200。图4是示出由图3所示的控制系统生成的载波信号的波形例的图。
如图3所示，实施方式1中的控制系统具备差分器31、34、电压控制器32、乘法器33、载波信号生成部35、电流控制器36以及比较器37a、37b、37c、37d。电压控制器32以及电流控制器36的例子是比例积分(Proportional Integral：PI)控制器。以下，将电压控制器32以及电流控制器36是PI控制器的情况作为一个例子而进行说明。
差分器31运算预先决定的电容器电压Vdc的指令值Vdc＊与电容器电压Vdc的检测值的偏差ΔVdc。电压控制器32通过对偏差ΔVdc进行PI控制，从而生成总计电流Isum的振幅指令值Iac＊。
在乘法器33中，对总计电流Isum的振幅指令值Iac＊乘以角频率ω(＝2πf)的正弦波信号的绝对值|sinωt|。f是交流电源1输出的交流电压的频率即电源频率。正弦波信号的绝对值|sinωt|是与交流电压vac的相位同步的信号，根据交流电压vac的检测值而生成。
差分器34运算作为乘法器33的输出的总计电流Isum的指令值iac＊与总计电流Isum的偏差Δiac。电流控制器36通过对偏差Δiac进行PI控制，从而生成基准占空Dref。
对载波信号生成部35输入总计电流Isum以及校正量Tdl1、Tdl2、Tdl3。载波信号生成部35根据总计电流Isum以及校正量Tdl1、Tdl2、Tdl3来生成载波信号。载波信号是用于生成栅极信号G3a、G3b、G3c、G3d的信号。在图3中，将用于生成栅极信号G3a的载波信号记载为“Car3a”。其它也同样地，将用于生成栅极信号G3b的载波信号记载为“Car3b”，将用于生成栅极信号G3c的载波信号记载为“Car3c”，将用于生成栅极信号G3d的载波信号记载为“Car3d”。
校正量Tdl1、Tdl2、Tdl3是与载波信号间的相位差有关的校正量。在不进行校正的情况下，校正量Tdl1、Tdl2、Tdl3的值全部是零。在该情况下，各载波信号间的相位差与交织周期相等。在4相交织方式的情况下，相位差是90°。另一方面，在进行校正的情况下，u相的载波信号Car3a与v相的载波信号Car3b之间的相位差根据校正量Tdl1来校正。此外，在后述实施方式2中，说明校正量Tdl1、Tdl2、Tdl3的具体的生成手法。
在校正量Tdl1表示应校正的相位差的校正量的情况下，u相的载波信号Car3a与v相的载波信号Car3b之间的相位差以成为“90°+Tdl1”的方式被校正。以下同样地，在校正量Tdl2表示应校正的相位差的校正量的情况下，v相的载波信号Car3b与w相的载波信号Car3c之间的相位差以成为“90°+Tdl2”的方式被校正。另外，在校正量Tdl3表示应校正的相位差的校正量的情况下，w相的载波信号Car3c与x相的载波信号Car3d之间的相位差以成为“90°+Tdl3”的方式被校正。
另外，在校正量Tdl1表示应校正的相位的校正量的情况下，以u相的载波信号Car3a为基准的v相的载波信号Car3b的相位以成为“90°+Tdl1”的方式被校正。以下同样地，在校正量Tdl2表示应校正的相位的校正量的情况下，以u相的载波信号Car3a为基准的w相的载波信号Car3c的相位以成为“180°+Tdl2”的方式被校正。另外，在校正量Tdl3表示应校正的相位的校正量的情况下，以u相的载波信号Car3a为基准的x相的载波信号Car3d的相位以成为“270°+Tdl3”的方式被校正。在图4中示出了该例子的载波信号的波形。在图4中，横轴表示相位，纵轴表示各载波信号的振幅。
此外，在上述说明中设为校正量Tdl1、Tdl2、Tdl3表示应校正的相位差的校正量或者应校正的相位的校正量而进行了说明，但不限于这些例子。校正量Tdl1、Tdl2、Tdl3也可以是用时间表示的校正量。在该情况下，校正量Tdl1、Tdl2、Tdl3在载波信号生成部35的内部变换为与相位差或相位有关的量而反映给载波信号Car3a、Car3b、Car3c、Car3d。
另外，在图4中，将各载波信号是反锯齿波的情况作为一个例子而示出，但不限于此。各载波信号也可以是三角波或者锯齿波。
返回到图3，对比较器37a的一个端子(+端子)输入由电流控制器36生成的基准占空Dref，对比较器37a的另一个端子(－端子)输入由载波信号生成部35生成的载波信号Car3a。比较器37a比较基准占空Dref和载波信号Car_3a的振幅值，输出其比较结果。在其它比较器37b、37c、37d中也进行同样的处理，但说明重复，所以省略在此的说明。如图所示，比较器37a的输出成为向开关元件3a的栅极信号G3a，比较器37b的输出成为向开关元件3b的栅极信号G3b，比较器37c的输出成为向开关元件3c的栅极信号G3c，比较器37d的输出成为向开关元件3d的栅极信号G3d。
如上述那样，由实施方式1中的控制装置200生成的栅极信号G3a、G3b、G3c、G3d利用由校正量Tdl1、Tdl2、Tdl3校正后的载波信号Car3a、Car3b、Car3c、Car3d而生成。因而，单位转换器100a、100b、100c、100d根据校正后的栅极信号G3a、G3b、G3c、G3d进行动作。由此，各单位转换器中的开关元件3a、3b、3c、3d进行与图2所示的施加电压的变化ΔVs相应的开关动作。具体而言，上述(1)～(4)式所示的导通时间Ton_a、Ton_b、Ton_c、Ton_d的值发生变化，成为(1)～(4)式中的电流纹波ΔIu、ΔIv、ΔIw、ΔIx被均匀化的方向的动作。由此，各单位转换器向表示各相间的电抗器电流的不平衡的电流偏差被抑制的方向被控制。
此外，各单位转换器中的各电抗器间的电流偏差通过上述校正而被抑制。另一方面，各单位转换器中的各电抗器电流的电流纹波值在各载波信号依次具有90°的均等的相位差的情况下小。即，校正各栅极信号的控制成为使转换器电路10的效率变差的方向的控制。因而，在实施方式1中，限定校正各栅极信号的控制。具体而言，在电抗器电流iu、iv、iw、ix的合计值即总计电流isum超过阈值的情况下，进行上述栅极信号的校正。
图5是用于说明实施方式1中的载波信号的校正处理的流程图。图5的处理由图3所示的载波信号生成部35实施。
在图5中载波信号生成部35判定总计电流isum的有效值Isum_rms是否超过阈值Ith(步骤S11)。在总计电流isum的有效值Isum_rms超过阈值Ith的情况下(步骤S11，是)，进入到步骤S12，校正载波信号间的相位差。具体而言，如图5的步骤S12所示，进行θ1＝90°+Tdl1、θ2＝180°+Tdl2、θ3＝270°+Tdl3的运算。θ1是以u相的载波信号Car3a为基准的v相的载波信号Car3b的相位。θ2是以u相的载波信号Car3a为基准的w相的载波信号Car3c的相位。θ3是以u相的载波信号Car3a为基准的x相的载波信号Car3d的相位。载波信号生成部35使用在步骤S12中校正后的相位θ1、θ2、θ3来生成载波信号Car3a、Car3b、Car3c、Car3d(步骤S14)。
另一方面，在总计电流isum的有效值Isum_rms为阈值Ith以下的情况下(步骤S11，否)，进入到步骤S13。在图5的步骤S13中，不进行载波信号间的相位差的校正。因而，使用默认值，进行θ1＝90°、θ2＝180°、θ3＝270°的运算。载波信号生成部35使用在步骤S13中运算出的相位θ1、θ2、θ3来生成载波信号Car3a、Car3b、Car3c、Car3d(步骤S14)。
在不进行校正的情况下，u相的载波信号Car3a与v相的载波信号Car3b之间的相位差是90°。另一方面，在进行校正的情况下，u相的载波信号Car3a与v相的载波信号Car3b之间的相位差成为90°+Tdl1{＝(90°+Tdl1)－0°}。
另外，在不进行校正的情况下，v相的载波信号Car3b与w相的载波信号Car3c之间的相位差是90°(＝180°－90°)。另一方面，在进行校正的情况下，v相的载波信号Car3b与w相的载波信号Car3c之间的相位差成为90°－Tdl1+Tdl2{＝(180°+Tdl2)－(90°+Tdl1)}。
另外，在不进行校正的情况下，w相的载波信号Car3c与x相的载波信号Car3d之间的相位差是90°(＝270°－180°)。另一方面，在进行校正的情况下，w相的载波信号Car3c与x相的载波信号Car3d之间的相位差成为90°－Tdl2+Tdl3{＝(270°+Tdl3)－(180°+Tdl2)}。
如上所述在相互邻接的单位转换器间进行说明时，在4相交织方式的情况下，不进行校正的情况下的单位转换器间的相位差是90°。此外，在以下的记载中，有时将邻接的两个单位转换器称为“第1单位转换器”以及“第2单位转换器”。另外，在以下的记载中，有时将不进行校正的情况下的单位转换器间的相位差称为“基准相位差”。控制第1单位转换器的开关元件的载波信号的相位与控制第2单位转换器的开关元件的载波信号的相位之间的相位差等效于第1单位转换器的开关元件导通的定时的相位与第2单位转换器的开关元件导通的定时的相位之间的相位差。因此，在以下的记载中，有时将第1单位转换器的开关元件导通的定时的相位称为“第1相位”，将第2单位转换器的开关元件导通的定时的相位称为“第2相位”。
在第1单位转换器是单位转换器100a、第2单位转换器是单位转换器100b的情况下，第1相位是“0°”，第2相位是“90°+Tdl1”。另外，在第1单位转换器是单位转换器100b、第2单位转换器是单位转换器100c的情况下，第1相位是“90°+Tdl1”，第2相位是“180°+Tdl2”。另外，在第1单位转换器是单位转换器100c、第2单位转换器是单位转换器100d的情况下，第1相位是“180°+Tdl2”，第2相位是“270°+Tdl3”。
此外，在上述步骤S11中，将总计电流Isum有效值Isum_rms与阈值Ith相等的情况判定为“否”，但也可以判定为“是”。即，也可以将有效值Isum_rms与阈值Ith相等的情况判定为“是”或者“否”中的任意方。
另外，在上述步骤S11中，比较总计电流Isum的有效值Isum_rms和阈值Ith，但不限于此。也可以代替总计电流isum而使用作为电抗器电流iu、iv、iw、ix的平均值的平均电流iavg。
如以上说明那样，在实施方式1的电力变换装置中，在作为由多个电流检测器检测的电流的总计电流或者平均电流的第1电流超过阈值的情况下，以使第1相位与第2相位之间的相位差从基准相位差变化的方式进行动作。由此，能够使多个单位转换器间的电抗器电流均衡化。另外，电抗器电流被均衡化，所以能够避免特定的电抗器成为高温的状况。由此，能够避免电抗器大型化。
另外，在实施方式1的电力变换装置中，在第1电流不超过阈值的情况下，第1相位与第2相位之间的相位差仍是基准相位差。由此，能够抑制各单位转换器中的各电抗器电流的电流纹波值的增加，所以能够避免转换器电路的效率下降。基于以上，根据实施方式1的电力变换装置，能够抑制转换器的效率的下降，并实现电抗器电流的均衡化。
另外，在实施方式1中的校正方法中，能够仍维持校正前的占空值的状态地即不变更基准占空地校正栅极信号。因此，控制装置的运算速度或者运算误差对占空值的运算精度的影响小，即使在高速驱动各开关元件的情况下，也能够使用低价格的处理器。由此，能够抑制装置的成本增加。
实施方式2.
在实施方式2中说明在实施方式1中说明的校正量Tdl1、Tdl2、Tdl3的具体的生成方法。图6是示出实施方式2中的控制系统的结构例的框图。图6所示的控制系统是在图3所示的控制系统的结构中追加差分器41a、41b、41c和校正量运算部42a、42b、42c而成的。关于其它结构，与图3的结构相同或者等同，对相同或者等同的结构部附加相同的符号，省略重复的说明。
在图6中，对差分器41a输入电抗器电流iv的有效值Iv_rms，对差分器41b输入电抗器电流iw的有效值Iw_rms，对差分器41c输入电抗器电流ix的有效值Ix_rms。另外，在图6中，u相是基准相，对差分器41a、41b、41c共同地输入在基准相的单位转换器100a的电抗器4a中流过的电抗器电流iu的有效值Iu_rms。此外，在以u相为基准相时，有时将u相以外的v相、w相以及x相称为“校正对象相”。
电抗器电流iu的有效值Iu_rms使用电流检测器8a的检测值来运算。电抗器电流iv的有效值Iv_rms使用电流检测器8b的检测值来运算。电抗器电流iw的有效值Iw_rms使用电流检测器8c的检测值来运算。电抗器电流ix的有效值Ix_rms使用电流检测器8d的检测值来运算。
差分器41a运算电抗器电流iu的有效值Iu_rms与电抗器电流iv的有效值Iv_rms的偏差ΔIuv。差分器41b运算电抗器电流iu的有效值Iu_rms与电抗器电流iw的有效值Iw_rms的偏差ΔIuw。差分器41c运算电抗器电流iu的有效值Iu_rms与电抗器电流ix的有效值Ix_rms的偏差ΔIux。
校正量运算部42a根据偏差ΔIuv来运算校正量Tdl1。校正量运算部42b根据偏差ΔIuw来运算校正量Tdl2。校正量运算部42c根据偏差ΔIux来运算校正量Tdl3。校正量Tdl1、Tdl2、Tdl3的具体的计算式能够用以下的(5)～(7)式表示。
[式1]
Figure BDA0003630833850000151
Figure BDA0003630833850000152
Figure BDA0003630833850000153
在上述(5)～(7)式中，a1、a2、a3是进行反馈补偿时的反馈增益。另外，Tdl1_max、Tdl2_max、Tdl3_max是各校正量的上限值，Tdl1_min、Tdl2_min、Tdl3_min是各校正量的下限值。这些上限值以及下限值是用于防止载波信号Car3a、Car3b、Car3c、Car3d的输出定时的顺序的调换的设定值。
图7是用于说明实施方式1以及实施方式2的电力变换装置120的效果的图。图8是用于说明实施方式1以及实施方式2的电力变换装置120的效果的比较图。图7以及图8所示的图都表示进行了数值仿真的结果。具体而言，图7是进行上述校正控制的情况下的仿真结果，相对于此，图8是不进行上述校正控制的情况下的仿真结果。在图7以及图8中，实线表示u相的电抗器电流的有效值，点划线表示v相的电抗器电流的有效值，双点划线表示w相的电抗器电流的有效值，虚线表示x相的电抗器电流的有效值。此外，作为仿真的条件，在电感器值La、Lb、Lc、Ld之间存在La<Lb＝Lc＝Ld的关系。
如前述那样，单位转换器100a中的电抗器4a的电感器值比其它3个单位转换器100b、100c、100d中的电抗器4b、4c、4d小。因此，在不进行校正控制的情况下，如图8所示，u相的电抗器电流的有效值比v相、w相以及x相的电抗器电流的有效值大。另一方面，在进行校正控制的情况下，当比较图7和图8时，u相的电抗器电流的有效值小，v相、w相以及x相的电抗器电流的有效值大。即，在图7以及图8中示出了通过校正控制使多个单位转换器间的电抗器电流均衡化。
如以上说明，在实施方式2的电力变换装置中，根据在作为基准相的单位转换器的电抗器流过的电抗器电流的有效值与在校正对象相的单位转换器的电抗器流过的电抗器电流的有效值之间的偏差来运算校正量，第1以及第2相位根据校正量来运算。由此，能够实现各单位转换器中的电抗器电流的均衡化。另外，即使在各电抗器的电感器值不同的情况下，也能够实现电抗器电流的均衡化。
实施方式3.
在实施方式3中，说明将实施方式1以及实施方式2中说明的电力变换装置120应用于马达驱动装置的应用例。图9是示出实施方式3的马达驱动装置150的结构例的图。在图9所示的实施方式3的马达驱动装置150中，对图1所示的电力变换装置120的结构追加了逆变器7a以及马达7b。
马达7b连接于逆变器7a的输出侧。马达7b是负载设备的一个例子。逆变器7a通过将积蓄于平滑电容器6的直流电力变换为交流电力，将变换后的交流电力供给到马达7b，从而驱动马达7b。图9所示的马达驱动装置150能够应用于送风机、压缩机以及空气调节机这样的产品。
图10是示出将图9所示的马达驱动装置150应用于空气调节机的例子的图。马达7b连接于马达驱动装置150的输出侧，马达7b连结于压缩部件504。压缩机505具备马达7b和压缩部件504。制冷循环部506按照包括四通阀506a、室内热交换器506b、膨胀阀506c以及室外热交换器506d的方式构成。
在空气调节机的内部循环的制冷剂的流路按照从压缩部件504经过四通阀506a、室内热交换器506b、膨胀阀506c、室外热交换器506d，再次经过四通阀506a，返回到压缩部件504的方式构成。马达驱动装置150从交流电源1接受电力的供给，使马达7b旋转。通过马达7b的旋转，压缩部件504能够执行制冷剂的压缩动作，使制冷剂在制冷循环部506的内部循环。
根据实施方式3的马达驱动装置150，构成为具备实施方式1以及实施方式2的电力变换装置120。由此，在应用了实施方式3的马达驱动装置的送风机、压缩机以及空气调节机这样的产品中，能够得到在实施方式1以及实施方式2中说明的效果。
另外，以上的实施方式所示的结构表示本发明的内容的一个例子，既能够与其它公知的技术进行组合，还能够在不脱离本发明的要旨的范围对结构的一部分进行省略、变更。

Claims (9)

1.一种电力变换装置，具备：
转换器电路，具有多个具有1个电抗器和至少1个开关元件的单位转换器，该转换器电路将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压；以及
多个电流检测器，检测在多个所述电抗器的各个电抗器中流过的电流，
在多个所述单位转换器中的相互邻接的第1单位转换器以及第2单位转换器中，
在作为由多个所述电流检测器检测到的电流的总计电流或者平均电流的第1电流超过阈值的情况下，第1相位与第2相位之间的相位差从基准相位差变化，
所述第1相位是所述第1单位转换器的所述开关元件导通的定时的相位，
所述第2相位是所述第2单位转换器的所述开关元件导通的定时的相位。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
根据在作为基准相的所述单位转换器的电抗器流过的电抗器电流的有效值与在校正对象相的所述单位转换器的电抗器流过的电抗器电流的有效值之间的偏差来运算校正量，
所述第1相位以及第2相位根据所述校正量来运算。
3.根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其中，
控制所述开关元件的栅极信号根据基准占空与载波信号的比较结果来生成，
不变更基准占空而根据所述载波信号间的相位差来校正所述栅极信号。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
多个所述开关元件由宽带隙半导体形成。
5.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，
所述宽带隙半导体是碳化硅、氮化镓、氧化镓或者金刚石。
6.一种马达驱动装置，具备：
权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置；以及
逆变器，将从所述电力变换装置输出的直流电力变换为交流电力。
7.一种送风机，具备权利要求6所述的马达驱动装置。
8.一种压缩机，具备权利要求6所述的马达驱动装置。
9.一种空气调节机，具备权利要求7所述的送风机以及权利要求8所述的压缩机中的至少一方。
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