CN114362535B - 一种直流变换电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种直流变换电路，包括：依次连接的全桥半桥混合逆变电路，变压器以及整流电路；第一端与整流电路的第一输出端连接，第二端与滤波电容的第一端连接的滤波电感；第二端与整流电路的第二输出端连接的滤波电容，且滤波电容的第一端和第二端分别作为直流变换电路的正极输出端和负极输出端；与全桥半桥混合逆变电路连接的控制器，用于根据调压信号确定出当前的权重系数k，并控制全桥半桥混合逆变电路在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为应用本申请的方案，有效地实现了直流变换电路在全电压全负载范围内的平滑调压。

Description

一种直流变换电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及电路技术领域，特别是涉及一种直流变换电路及其控制方法。
背景技术
随着电力电子技术的不断发展，直流变换器被应用到了例如电动汽车，服务器电源等诸多领域中。目前较为常用的是LLC谐振变换器，可以实现一次侧开关管的零电压开通和二次侧整流二极管的零电流关断，但是，LLC谐振变换器的输出电压范围有限。还有的方案中，可以实现三段式调压，即，将输出电压分别钳位在低电压、中电压、高电压这3个固定值，在一定程度上扩展了输出电压的选择，但是无法在全电压全负载范围内的平滑调压，且控制方式也较为复杂。
综上所述，如何有效地实现直流变换电路在全电压全负载范围内的平滑调压，是目前本领域技术人员急需解决的技术问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种直流变换电路及其控制方法，以有效地实现直流变换电路在全电压全负载范围内的平滑调压，。
为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：
一种直流变换电路，包括：
依次连接的全桥半桥混合逆变电路，变压器以及整流电路；
第一端与所述整流电路的第一输出端连接，第二端与滤波电容的第一端连接的滤波电感；
第二端与所述整流电路的第二输出端连接的所述滤波电容，且所述滤波电容的第一端和第二端分别作为所述直流变换电路的正极输出端和负极输出端；
与所述全桥半桥混合逆变电路连接的控制器，用于根据调压信号确定出当前的权重系数k，并控制所述全桥半桥混合逆变电路在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为/>0≤k≤1，T表示所述全桥半桥混合逆变电路的开关周期。
优选的，所述全桥半桥混合逆变电路的驱动时序为交替型驱动时序，所述交替型驱动时序表示：所述全桥半桥混合逆变电路每当在半桥模式下的工作时长达到了则切换至全桥模式并在工作时长达到了/>时切回半桥模式。
优选的，所述全桥半桥混合逆变电路的驱动时序为承接型驱动时序，所述承接型驱动时序表示：所述全桥半桥混合逆变电路每当在半桥模式下的工作时长达到了T*k，则切换至全桥模式并在工作时长达到了T*(1-k)时切回半桥模式。
优选的，所述控制器，具体用于：
根据调压信号确定出当前的权重系数k；
通过定频调制或者变频调制的调制方式，控制所述全桥半桥混合逆变电路在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为/>0≤k≤1，T表示所述全桥半桥混合逆变电路的开关周期。
优选的，所述控制器，具体用于：
根据调压信号确定出当前的权重系数k，并将预设的开关周期均分为n个时段；n为正整数；
将n个时段中的n*k个时段作为半桥时段，并在任一半桥时段时，控制所述全桥半桥混合逆变电路的半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为该半桥时段时长的一半，以使得所述全桥半桥混合逆变电路在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为
将n个时段中的n*(1-k)个时段作为全桥时段，并在任一全桥时段时，控制所述全桥半桥混合逆变电路的全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为该全桥时段时长的一半，以使得所述全桥半桥混合逆变电路在任一开关周期中，全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为
优选的，所述全桥半桥混合逆变电路包括：包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的全桥逆变器，第五开关管，第六开关管，第一电容以及第二电容；
所述第一开关管和所述第二开关管串联并作为所述全桥逆变器的第一桥臂，所述第三开关管和所述第四开关管串联并作为所述全桥逆变器的第二桥臂；
所述第一电容的第一端分别与所述第一桥臂的第一端以及所述第二桥臂的第一端连接，所述第一电容的第二端与所述第二电容的第一端连接，所述第二电容的第二端分别与所述第一桥臂的第二端以及所述第二桥臂的第二端连接；
所述第一开关管和所述第二开关管的连接端与所述变压器的一次侧的第一端连接，所述第三开关管和所述第四开关管的连接端与所述变压器的一次侧的第二端连接；
所述第五开关管和所述第六开关管反向串联，且串联之后的第一端与所述第一电容的第二端连接，串联之后的第二端与所述变压器的一次侧的第二端连接。
优选的，所述整流电路为全桥整流电路。
优选的，所述控制器还用于：
通过PI反馈控制得到当前需要的调压信号，以使所述直流变换电路的输出电压稳定为预设的目标电压值。
一种直流变换电路的控制方法，应用于如上述任一项所述的直流变换电路中，包括：
根据调压信号确定出当前的权重系数k；
控制所述全桥半桥混合逆变电路在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为/>0≤k≤1，T表示所述全桥半桥混合逆变电路的开关周期。
优选的，所述全桥半桥混合逆变电路的驱动时序为交替型驱动时序，或者为承接型驱动时序；
所述交替型驱动时序表示：所述全桥半桥混合逆变电路每当在半桥模式下的工作时长达到了则切换至全桥模式并在工作时长达到了/>时切回半桥模式；
所述承接型驱动时序表示：所述全桥半桥混合逆变电路每当在半桥模式下的工作时长达到了T*k，则切换至全桥模式并在工作时长达到了T*(1-k)时切回半桥模式。
应用本发明实施例所提供的技术方案，控制器可以根据调压信号确定出当前的权重系数k，由于在任一开关周期中，全桥半桥混合逆变电路在半桥模式下的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为而在全桥模式下的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为/>因此可以看出，权重系数k的数值能够影响直流变换电路的增益，具体的，直流变换电路的增益可以表示为M＝k*(Mg/2)+(1-k)Mg＝(2-k)*Mg/2，可以看出，通过调节权重系数k的取值，可以令直流变换电路的增益线性变化。而本申请在整流电路的后级设置了滤波电容进行稳压，因此，通过调整权重系数k的取值，便可以实现直流变换电路在全电压范围内的平滑调压。并且本申请进一步地考虑到，负载波动大时可能会影响直流变换电路的输出电压，因此本申请还设置了滤波电感，利用电感的储能特性，与滤波电容构成LC输出滤波结构，可以减小进行直流变换电路的电压调制时受负载波动的影响，综上所述，本申请的方案有效地实现了直流变换电路在全电压全负载范围内的平滑调压。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明中一种直流变换电路的结构示意图；
图2为本发明一种具体实施方式中的直流变换电路的结构示意图；
图3a为本发明一种具体实施方式中交替型驱动时序下的变压器等效电压波形示意图；
图3b为本发明一种具体实施方式中承接型驱动时序下的变压器等效电压波形示意图；
图4a为本发明一种具体实施方式中交替型驱动时序下的全桥半桥混合逆变电路的各个开关管的控制时序示意图；
图4b为本发明一种具体实施方式中承接型驱动时序下的全桥半桥混合逆变电路的各个开关管的控制时序示意图。
具体实施方式
本发明的核心是提供一种直流变换电路，有效地实现了直流变换电路在全电压全负载范围内的平滑调压。
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参考图1，图1为本发明中一种直流变换电路的结构示意图，该直流变换电路可以包括：
依次连接的全桥半桥混合逆变电路10，变压器T以及整流电路20；
第一端与整流电路20的第一输出端连接，第二端与滤波电容C0的第一端连接的滤波电感L1；
第二端与整流电路20的第二输出端连接的滤波电容C0，且滤波电容C0的第一端和第二端分别作为直流变换电路的正极输出端和负极输出端；
与全桥半桥混合逆变电路10连接的控制器30，用于根据调压信号确定出当前的权重系数k，并控制全桥半桥混合逆变电路10在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为/>0≤k≤1，T表示全桥半桥混合逆变电路10的开关周期。
具体的，全桥半桥混合逆变电路10指的是既能够作为半桥逆变电路使用，也可以作为全桥逆变电路使用的逆变电路，当全桥半桥混合逆变电路10作为半桥逆变电路使用时，全桥半桥混合逆变电路10此时便处于半桥模式，相应的，当全桥半桥混合逆变电路10作为全桥逆变电路使用时，全桥半桥混合逆变电路10此时便处于全桥模式，控制器30通过驱动全桥半桥混合逆变电路10中的开关管，可以控制全桥半桥混合逆变电路10是处于半桥模式还是处于全桥模式。
变压器T的原边绕组与全桥半桥混合逆变电路10连接，即变压器T的一次侧与全桥半桥混合逆变电路10连接，而变压器T的副边绕组，即变压器T的二次侧与整流电路20连接，本申请的图1中还示出了变压器T的励磁电感Lm。
整流电路20可以是结构简单的半桥整流电路，也可以是图2中的全桥整流电路，但是在实际应用中，负载通常对功率有一定需求，因此，通常可以选取的是对能量的利用率更高，负载能力也比较强的全桥整流电路。图2中通过二极管D1，D2，D3以及D4实现了全桥整流电路。
控制器30可以根据调压信号确定出当前的权重系数k，本申请的方案中，权重系数k的取值范围为0至1，通过调整权重系数k的取值，可以实现直流变换电路的平滑调压。
调压信号可以是工作人员通过上位机输入给控制器30，也可以是通过相关程序自动生成的，例如自动根据负载电压或者负载电流的变化生成相应的调压信号，从而实现稳压。
调压信号中可以直接携带有当前所需要的权重系数k，使得控制器30直接读取即可，调压信号中携带的例如也可以是一个指定电压值，此时则需要控制器30根据预设的对应关系，确定出对应于该指定电压值的权重系数k，该对应关系可以由工作人员按照实际的拓扑结构预先设定完毕。
此外，在实际应用中，更常用的是采用闭环反馈的方案实现负载稳压，控制器30可以按照闭环反馈算法，基于反馈的负载电压与设定的目标电压之间的误差，确定出当前所需要的电压变化值，这样的方案中，便可以将当前所需要的电压变化值作为当前的调压信号，进而根据调压信号确定出当前所需要的权重系数k。
控制器30会控制全桥半桥混合逆变电路10在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为/>
可以看出，权重系数k的数值能够影响直流变换电路的增益。直流变换电路的增益可以表示为M＝k*(Mg/2)+(1-k)Mg＝(2-k)*Mg/2，其中的Mg表示的是：当全桥半桥混合逆变电路10为全桥模式时，直流变换电路的固有增益。相应的，Mg/2表示的便是：当全桥半桥混合逆变电路10为半桥模式时，直流变换电路的固有增益。M表示的是直流变换电路的输出对于输入的电压增益。
可以理解的是，当k＝0时，电压增益M最大，能达到Mg。当k＝1时，电压增益M最小，为Mg/2。最高电压增益与最低电压增益之比为2。M(k)是线性的，随着k的增大单调递减，通过调节权重系数k的取值，可以方便地调节直流变换电路的输出电压。
本申请在整流电路20的后级设置了滤波电容C0进行稳压，同时，考虑到负载波动大时可能会影响直流变换电路的输出电压，因此本申请还设置了滤波电感L1，利用电感的储能特性，与滤波电容C0构成LC输出滤波结构，可以减小进行直流变换电路的电压调制时受负载波动的影响，即有效地实现了直流变换电路在全电压全负载范围内的平滑调压。
此外，在实际应用中，当需要固定直流变换电路的输出电压时，还可以通过闭环反馈实现稳压，例如通过简单的PI反馈控制便可以实现。即在本发明的一种具体实施方式中，控制器30还可以用于：
通过PI反馈控制得到当前需要的调压信号，以使直流变换电路的输出电压稳定为预设的目标电压值。
该种实施方式中，可以在全电压全负载范围内，通过PI反馈控制实现闭环稳压。通过PI反馈控制得到调压信号之后，可以据此直接得到当前所需要的权重系数k的取值，也可以是先计算出权重系数k的变化量，进而再计算出当前所需要的权重系数k的取值，均不影响本发明的实施，取决于实际应用中的闭环控制算法的设计，只要最终能够得到当前所需要的权重系数k的取值即可。此外，其他场合中，可以通过PI反馈控制之外的其他算法实现稳压，根据需要选取即可，并不影响本发明的实施。
在本发明的一种具体实施方式中，全桥半桥混合逆变电路10包括：包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4的全桥逆变器，第五开关管Q5，第六开关管Q6，第一电容C1以及第二电容C2；
第一开关管Q1和第二开关管Q2串联并作为全桥逆变器的第一桥臂，第三开关管Q3和第四开关管Q4串联并作为全桥逆变器的第二桥臂；
第一电容C1的第一端分别与第一桥臂的第一端以及第二桥臂的第一端连接，第一电容C1的第二端与第二电容C2的第一端连接，第二电容C2的第二端分别与第一桥臂的第二端以及第二桥臂的第二端连接；
第一开关管Q1和第二开关管Q2的连接端与变压器T的一次侧的第一端连接，第三开关管Q3和第四开关管Q4的连接端与变压器T的一次侧的第二端连接；
第五开关管Q5和第六开关管Q6反向串联，且串联之后的第一端与第一电容C1的第二端连接，串联之后的第二端与变压器T的一次侧的第二端连接。
在部分实施方式中，第五开关管Q5和第六开关管Q6可以用单个开关管代替。本申请的该种实施方式中，考虑到通常选用的是MOS管作为全桥半桥混合逆变电路10中的开关管，MOS管的体二极管能够续流，因此该种实施方式中，选择的是反向串联的第五开关管Q5和第六开关管Q6作为横向桥臂，这样使得当需要关断该横向桥臂时，通过关断第五开关管Q5和第六开关管Q6，可以保证该横向桥臂的有效关断。第五开关管Q5和第六开关管Q6反向串联，指的是二者的体二极管的阳极相连接，或者是二者的体二极管的阴极相连接。例如图2中的第一桥臂则是两个开关管同向串联的结构，即一个开关管的体二极管的阴极与另一个开关管的体二极管的阳极连接。
在全桥模式时，第五开关管Q5和第六开关管Q6保持为关断状态，在全桥模式的正半周期时，图2中的第一开关管Q1和第四开关管Q4导通，在全桥模式的负半周期，则是第二开关管Q2和第三开关管Q3导通。
在半桥模式时，第三开关管Q3和第四开关管Q4保持为导通状态，第五开关管Q5和第六开关管Q6保持为关断状态。在半桥模式的正半周期时，图2中的第一开关管Q1导通，在半桥模式的负半周期时，则是第二开关管Q2导通。
考虑到变压器T控制的对称性，可以将每个开关周期分为正半周期和负半周期的形式，而正半周期和负半周期均需进行全桥模式和半桥模式的权重分配，因此，可以将每个开关周期分为4个阶段，即表一中的STAGE1至STAGE4，每个阶段均可工作于半桥模式或全桥模式，因此理论上有24种组合形式。但是，为了防止变压器T偏磁，需要保证正、负半周期控制的对称性，即整个开关周期内，半桥模式与全桥模式需成对出现，换句话说，在整个开关周期内，半桥模式下的正半周期和半桥模式下的负半周期的耗时应当是一致的，而全桥模式下的正半周期和全桥模式下的负半周期的耗时也应当是一致的，因此，可以从24种组合形式中筛选出符合要求的6种，得到表一所示的驱动时序表。
表一：
控制类型 STAGE1 STAGE2 STAGE3 STAGE4 分类
类型1 半桥模式 半桥模式 全桥模式 全桥模式 承接型
类型2 半桥模式 全桥模式 半桥模式 全桥模式 交替型
类型3 半桥模式 全桥模式 全桥模式 半桥模式 承接型
类型4 全桥模式 半桥模式 半桥模式 全桥模式 承接型
类型5 全桥模式 半桥模式 全桥模式 半桥模式 交替型
类型6 全桥模式 全桥模式 半桥模式 半桥模式 承接型
根据上述不同控制类型在变压器T原边形成的等效电压波形，可以将6种权重控制类型归结为两种：交替型与承接型。交替型在4个STAGE的工作顺序可以表示为：半桥/全桥/半桥/全桥。承接型在4个STAGE的工作顺序可以表示为：半桥/半桥/全桥/全桥。图3a和图3b分别示出了交替型驱动时序下和承接型驱动时序下的变压器T等效电压波形，Vp表示的是变压器T原边电压，Vs2表示的是变压器T副边的整流电压。
在本发明的一种具体实施方式中，全桥半桥混合逆变电路10的驱动时序为交替型驱动时序，交替型驱动时序表示：全桥半桥混合逆变电路10每当在半桥模式下的工作时长达到了则切换至全桥模式并在工作时长达到了/>时切回半桥模式。
该种实施方式中，全桥半桥混合逆变电路10的驱动时序选取的便是交替型驱动时序，便于理解可参阅图4a，为交替型驱动时序下的全桥半桥混合逆变电路10的各个开关管的控制时序示意图，图中的Vp表示的是变压器T原边电压，也即全桥半桥混合逆变电路10的输出电压。
可以看出，在图4a中的交替型驱动时序下，第一开关管Q1和第二开关管Q2对称驱动的占空比均为0.5。并且需要说明的是，在部分场合中，第一开关管Q1和第二开关管Q2的占空比可以均略低于0.5，例如均为0.48，以留出一定的死区时间。第五开关管Q5和第六开关管Q6是同开同关的，因此图4a中第五开关管Q5的驱动电压Vgs5与第六开关管Q6的驱动电压Vgs6始终是重合的。并且由图4a可以看出，在正半周期，第五开关管Q5/第六开关管Q6与第四开关管Q4互补导通，而在负半周期，第五开关管Q5/第六开关管Q6与第三开关管Q3互补导通。
在本发明的一种具体实施方式中，全桥半桥混合逆变电路10的驱动时序为承接型驱动时序，承接型驱动时序表示：全桥半桥混合逆变电路10每当在半桥模式下的工作时长达到了T*k，则切换至全桥模式并在工作时长达到了T*(1-k)时切回半桥模式。
该种实施方式中，全桥半桥混合逆变电路10的驱动时序选取的则是承接型驱动时序，便于理解可参阅图4b，为承接型驱动时序下的全桥半桥混合逆变电路10的各个开关管的控制时序示意图，图中的Vp表示的是变压器T原边电压，也即全桥半桥混合逆变电路10的输出电压。
在图4b中的承接型驱动时序下，第一开关管Q1、第二开关管Q2对称驱动，二者的占空比与图4a的实施方式一样，也均为0.5。第五开关管Q5和第六开关管Q6均是同开同关的，因此图4b中第五开关管Q5的驱动电压Vgs5与第六开关管Q6的驱动电压Vgs6始终是重合的。图4b中，当第五开关管Q5和第六开关管Q6导通时，由于为半桥模式，因此第三开关管Q3和第四开关管Q4均关断，而当第五开关管Q5和第六开关管Q6关断时，即Vgs5和Vgs6均为0时，第三开关管Q3和第四开关管Q4各有一半时间是导通的。即第五开关管Q5/第六开关管Q6与第三开关管Q3||第四开关管Q4互补导通。
可以看出，无论是交替型驱动时序还是承接型驱动时序，在确定了权重系数k的取值后，通过使第五开关管Q5和第六开关管Q6均高频地进行导通和切换，使二者参与调压过程，适于实现直流变换电路在全电压全负载范围内的平滑调压。
在本发明的一种具体实施方式中，控制器30，具体用于：
根据调压信号确定出当前的权重系数k；
通过定频调制或者变频调制的调制方式，控制全桥半桥混合逆变电路10在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为/>0≤k≤1，T表示全桥半桥混合逆变电路10的开关周期。
本申请的方案中，控制器30在实现所需要的权重系数k时，通常可以通过定频调制或者变频调制实现，这两种调制方式也是目前较为常用，实施时较为方便的调制方式。当然，结合前文的描述，系统闭环方式可以进一步细分为四种：交替型定频调制、交替型变频调制、承接型定频调制、承接型变频调制。
在本发明的一种具体实施方式中，控制器30，具体用于：
根据调压信号确定出当前的权重系数k，并将预设的开关周期均分为n个时段；n为正整数；
将n个时段中的n*k个时段作为半桥时段，并在任一半桥时段时，控制全桥半桥混合逆变电路10的半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为该半桥时段时长的一半，以使得全桥半桥混合逆变电路10在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为
将n个时段中的n*(1-k)个时段作为全桥时段，并在任一全桥时段时，控制全桥半桥混合逆变电路10的全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为该全桥时段时长的一半，以使得全桥半桥混合逆变电路10在任一开关周期中，全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为
该种实施方式中相当于是定频调制的一种变形，具体的，为了使得全桥半桥混合逆变电路10在任一开关周期中，半桥模式的工作时长为T*k，该种实施方式中，是将n个时段中的n*k个时段作为半桥时段。同样的，通过将n个时段中的n*(1-k)个时段作为全桥时段，可以使得全桥半桥混合逆变电路10在任一开关周期中，全桥模式的工作时长均为T*(1-k)。
并且，由于在任一半桥时段时，全桥半桥混合逆变电路10的半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为该半桥时段时长的一半，因此，可以达到全桥半桥混合逆变电路10在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为的效果。同样的，由于在任一全桥时段时，控制全桥半桥混合逆变电路10的全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为该全桥时段时长的一半，可以达到全桥半桥混合逆变电路10在任一开关周期中，全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为/>的效果。
该种实施方式中是将预设的开关周期均分为n个时段，n为正整数，可以理解的是，n的取值越大，越有利于实现控制的精确性。此外，该种实施方式中，仅要求将n个时段中的n*k个时段作为半桥时段，将n个时段中的n*(1-k)个时段作为全桥时段，n个时段中的具体哪些时段作为半桥时段，哪些时段作为全桥时段，并不进行限定，即由半桥时段和全桥时段组成的这n个时段中，内部的具体排布并不限定，只要有n*k个时段作为半桥时段，n*(1-k)个时段作为全桥时段即可，提高了方案的灵活性。例如在实际应用中，部分场合中，采用定频调制时，所要求的时序可能会无法实现，或者与其他程序要求冲突，该种实施方式则不容易出现此类情况。
应用本发明实施例所提供的技术方案，控制器30可以根据调压信号确定出当前的权重系数k，由于在任一开关周期中，全桥半桥混合逆变电路10在半桥模式下的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为而在全桥模式下的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为/>因此可以看出，权重系数k的数值能够影响直流变换电路的增益，具体的，直流变换电路的增益可以表示为M＝k*(Mg/2)+(1-k)Mg＝(2-k)*Mg/2，可以看出，通过调节权重系数k的取值，可以令直流变换电路的增益线性变化。而本申请在整流电路20的后级设置了滤波电容C0进行稳压，因此，通过调整权重系数k的取值，便可以实现直流变换电路在全电压范围内的平滑调压。并且本申请进一步地考虑到，负载波动大时可能会影响直流变换电路的输出电压，因此本申请还设置了滤波电感L1，利用电感的储能特性，与滤波电容C0构成LC输出滤波结构，可以减小进行直流变换电路的电压调制时受负载波动的影响，综上所述，本申请的方案有效地实现了直流变换电路在全电压全负载范围内的平滑调压。
相应于上面的直流变换电路的实施例，本发明实施例还提供了一种直流变换电路的控制方法，可与上文相互对应参照。
该直流变换电路的控制方法可以应用于上述任一实施例中的直流变换电路中，包括：
根据调压信号确定出当前的权重系数k；
控制全桥半桥混合逆变电路在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为/>0≤k≤1，T表示全桥半桥混合逆变电路的开关周期。
在本发明的一种具体实施方式中，全桥半桥混合逆变电路的驱动时序为交替型驱动时序，或者为为承接型驱动时序；
交替型驱动时序表示：全桥半桥混合逆变电路每当在半桥模式下的工作时长达到了则切换至全桥模式并在工作时长达到了/>时切回半桥模式；
承接型驱动时序表示：全桥半桥混合逆变电路每当在半桥模式下的工作时长达到了T*k，则切换至全桥模式并在工作时长达到了T*(1-k)时切回半桥模式。
还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的技术方案及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。

Claims (10)

1.一种直流变换电路，其特征在于，包括：
依次连接的全桥半桥混合逆变电路，变压器以及整流电路；
第一端与所述整流电路的第一输出端连接，第二端与滤波电容的第一端连接的滤波电感；
第二端与所述整流电路的第二输出端连接的所述滤波电容，且所述滤波电容的第一端和第二端分别作为所述直流变换电路的正极输出端和负极输出端；
与所述全桥半桥混合逆变电路连接的控制器，用于根据调压信号确定出当前的权重系数k，并控制所述全桥半桥混合逆变电路在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为/>T表示所述全桥半桥混合逆变电路的开关周期。
2.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述全桥半桥混合逆变电路的驱动时序为交替型驱动时序，所述交替型驱动时序表示：所述全桥半桥混合逆变电路每当在半桥模式下的工作时长达到了则切换至全桥模式并在工作时长达到了/>时切回半桥模式。
3.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述全桥半桥混合逆变电路的驱动时序为承接型驱动时序，所述承接型驱动时序表示：所述全桥半桥混合逆变电路每当在半桥模式下的工作时长达到了T*k，则切换至全桥模式并在工作时长达到了T*(1-k)时切回半桥模式。
4.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述控制器，具体用于：
根据调压信号确定出当前的权重系数k；
通过定频调制或者变频调制的调制方式，控制所述全桥半桥混合逆变电路在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为/>T表示所述全桥半桥混合逆变电路的开关周期。
5.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述控制器，具体用于：
根据调压信号确定出当前的权重系数k，并将预设的开关周期均分为n个时段；n为正整数；
将n个时段中的n*k个时段作为半桥时段，并在任一半桥时段时，控制所述全桥半桥混合逆变电路的半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为该半桥时段时长的一半，以使得所述全桥半桥混合逆变电路在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为
将n个时段中的n*(1-k)个时段作为全桥时段，并在任一全桥时段时，控制所述全桥半桥混合逆变电路的全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为该全桥时段时长的一半，以使得所述全桥半桥混合逆变电路在任一开关周期中，全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为
6.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述全桥半桥混合逆变电路包括：包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的全桥逆变器，第五开关管，第六开关管，第一电容以及第二电容；
所述第一开关管和所述第二开关管串联并作为所述全桥逆变器的第一桥臂，所述第三开关管和所述第四开关管串联并作为所述全桥逆变器的第二桥臂；
所述第一电容的第一端分别与所述第一桥臂的第一端以及所述第二桥臂的第一端连接，所述第一电容的第二端与所述第二电容的第一端连接，所述第二电容的第二端分别与所述第一桥臂的第二端以及所述第二桥臂的第二端连接；
所述第一开关管和所述第二开关管的连接端与所述变压器的一次侧的第一端连接，所述第三开关管和所述第四开关管的连接端与所述变压器的一次侧的第二端连接；
所述第五开关管和所述第六开关管反向串联，且串联之后的第一端与所述第一电容的第二端连接，串联之后的第二端与所述变压器的一次侧的第二端连接。
7.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述整流电路为全桥整流电路。
8.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述控制器还用于：
通过PI反馈控制得到当前需要的调压信号，以使所述直流变换电路的输出电压稳定为预设的目标电压值。
9.一种直流变换电路的控制方法，其特征在于，应用于如权利要求1至8任一项所述的直流变换电路中，包括：
根据调压信号确定出当前的权重系数k；
控制所述全桥半桥混合逆变电路在任一开关周期中，半桥模式的正半周期和半桥模式的负半周期的工作时长均为全桥模式的正半周期和全桥模式的负半周期的工作时长均为/>T表示所述全桥半桥混合逆变电路的开关周期。
10.根据权利要求9所述的直流变换电路的控制方法，其特征在于，所述全桥半桥混合逆变电路的驱动时序为交替型驱动时序，或者为承接型驱动时序；
所述交替型驱动时序表示：所述全桥半桥混合逆变电路每当在半桥模式下的工作时长达到了则切换至全桥模式并在工作时长达到了/>时切回半桥模式；
所述承接型驱动时序表示：所述全桥半桥混合逆变电路每当在半桥模式下的工作时长达到了T*k，则切换至全桥模式并在工作时长达到了T*(1-k)时切回半桥模式。
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