CN114785136A - 数字功率通信辅助电源及其纹波抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字功率通信辅助电源及其纹波抑制方法，包括谐振模块、可调数字功率模块及纹波抑制模块。谐振模块与可调数字功率模块共同构成了可调谐振式电路，经数字功率调制方法调控输入侧高频数字功率通信信号幅值和频率，实现数字功率通信功能。所述纹波抑制模块与可调数字功率模块共用同一高频变压器，输入侧连接至高频变压器的第三绕组，输出侧与可调数字功率模块的输出侧串联，通过纹波抑制方法来补偿数字功率通信引起的电压波动，给变换器控制系统提供高质的24V直流电。本发明在无需增加额外硬件的前提下，解决了传统电力载波通信电路难以调节通信频率、强度且无法应用于直流微电网的问题。

Description

数字功率通信辅助电源及其纹波抑制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术及通信技术领域，特别是一种数字功率通信辅助电源及其纹波抑制方法。

背景技术

随着太阳能、风能、储能等技术成熟度不断提高，多种新能源发电技术陆续被应用到直流微电网上。然而直流微电网系统中基于电力电子变换器的新能源发电装置的分散性、灵活性以及不确定性，使得多能源间信息采集及能量调度问题愈加困难。

现有技术中，用于信息采集及能量调度的方法主要有3种方式：总线通信技术、无线通信技术及电力载波通信技术。总线通信技术通常采用RS485、CAN等总线，这种设计方式下，虽然电路结构简单，但是需要独立的通信线和供电电源，线路铺设成本高、通信线路易损坏等弊端已难以满足需求；无线通信形式在通信可靠性和安全性上又存在隐患。考虑利用电力线作为通信载体的通信形式成为直流微电网通信的另一种研究方向，目前的电力载波通信方案多利用无源LC谐振方式实现，但由于固定的直流电压无法诱发固定的阻抗网络发生持续稳定的振荡，存在通信强度、频率难以控制等问题，无法适用于直流微电网且不具备辅助供电功能，需要额外辅助供电系统。综上，基于变换器辅助电源，研究数字功率通信技术具有重大意义。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种数字功率通信辅助电源及其纹波抑制方法，在无需增加额外硬件的前提下，有效解决传统电力载波通信电路无法应用于直流微电网的问题，同时还兼具电力电子变换器控制系统辅助供电的功能。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种数字功率通信辅助电源，包括：

谐振模块，包括串联的谐振电感和谐振电容，所述谐振电感一端接直流母线正极，所述谐振电容一端接直流母线负极；

可调数字功率模块，包括第一开关管，所述第一开关管与励磁电感串联，所述励磁电感与高频变压器第一绕组并联，所述高频变压器第二绕组与第一电容并联；第一开关管与励磁电感的串联支路与所述谐振电容并联；

纹波抑制模块，包括第二电容，所述第二电容与所述高频变压器第三绕组并联，所述第二电容正极与所述第三绕组之间通过第二开关管连接；

所述谐振模块输入侧可输入高频数字功率通信信号，通过控制第一开关管的通断，实现所述高频数字功率通信信号幅值和频率的调控；所述高频数字功率通信信号由二进制数字调制信号与幅值为I_s、频率为ω_s的高频电流分量I_s*sin(ω_st)相乘得到；所述可调数字功率模块的有功功率消耗用于激发所述谐振模块的高频数字功率通信信号生成。

其中，所述第一开关管和第二开关管的通断状态相反。

本发明中，第一电容与第二电容串联后为电力电子变换器的控制系统供电，克服了传统电力载波通信电路需要额外辅助电源为电力电子变换器控制系统供电的缺点。除此之外，第一开关管的规律性通断使整个谐振网络的等效阻抗也发生规律性变化，而阻抗的规律性变化为振荡提供了条件，因此使得本发明的辅助电源具有可以应用在直流微电网场景下的优势，解决了传统电力载波通信电路无法应用在直流微电网场景下的问题。

本发明中，谐振电容还具有电压支撑的作用，是保证直流电压稳定的主要部分，在设计时应保证该电容上电压纹波峰峰值小于1V进行设计。因此，所述谐振电容C_r的容值被配置为满足以下关系式：C_r≥|I_{dc_avg}-I_{Lm_avg}|*D_Max/2f_sw；I_{dc_avg}为直流输入电流平均值，I_{Lm_avg}为励磁电感电流平均值，f_sw为开关频率，D_max为额定工况下第一开关管的最大占空比。

为保证可调数字功率模块工作在电感电流断续模式，需保证励磁电流i_Lm在开关管S₁导通前已下降到零，因此，本发明中，所述励磁电感L_m的感值被配置为满足以下关系式：

R₀为负载电阻，N₁为高频变压器第一绕组匝数，N₂为高频变压器第二绕组匝数，D_max为额定工况下第一开关管的最大占空比。

所述第二绕组通过第一二极管与所述第一电容正极连接；所述第三绕组与所述第二开关管之间接有第二二极管。本发明中，第一二极管和第二二极管皆为续流二极管。

第一电容C₁用来维持输出侧电压波形的稳定，因此，本发明中，所述第一电容C₁的容值被配置为满足以下关系式：ΔV_out1＝L_s*(I_{D_sp}-I_o)²/(2V_out1*C₁)＜0.8，L_s为第一开关管关断时高频变压器第二绕组的电感量，I_{D_sp}为高频变压器第一二极管的峰值电流，I_o为额定工况下平均输出电流，ΔV_out1为第一电容上电压的纹波电压峰峰值。

第二电容C₂用来滤除V_out1上的高频成分，所述第二电容C₂的容值被配置为满足以下关系式：ΔV_out2＝I_o/(C₂*f_sw)＜0.8V，ΔV_out2为第二电容C₂上高频纹波的峰峰值，f_sw为开关频率。

所述第一开关管的通断控制过程包括：

1)采样所述可调数字功率模块的输出电压V_out1和输入电流I_Lr；

2)将输出电压V_out1与电压参考值V_ref1的误差信号经过PI控制器后，得到电流信号I_r；其中，可调数字功率模块的电压参考值V_ref1＝V_out+V_bias，V_bias为电压偏置量，V_out为辅助电源的输出电压，本实施例中V_out＝24V。

3)将电流信号I_r叠加高频数字功率通信信号，得到电流内环的指令值I_ref，将电流内环参考值I_ref与输入电流I_Lr的误差信号经过无差拍控制器，得到第一开关管的调制信号V_D1；所述高频数字功率通信信号由二进制数字调制信号与幅值为I_s、频率为ω_s的高频电流分量I_s*sin(ω_st)相乘得到；

4)将所述调制信号V_D1与三角载波信号进行比较，得到第一开关管的驱动信号。

利用上述驱动信号控制所述第一开关管的通断，对叠加高频数字功率通信信号的电流指令值进行无静差跟踪，因为高频数字功率通信信号是可控的，所以通过此控制方式可以灵活调节通信强度及频率，解决了传统电力载波通信电路难以调节通信强度及频率的问题。

作为一个发明构思，本发明还提供了一种上述数字功率通信辅助电源的纹波抑制方法，包括以下步骤：

S1、将可调数字功率模块输出电压V_out1经高通滤波后，得到高频扰动信号V_1h；

S2、将V_1h叠加电压偏置量V_bias后取反，作为纹波抑制模块的电压指令V_ref2；

S3、将电压指令V_ref2与采样得到的纹波抑制模块输出电压V_out2的误差信号经过PI控制器后，得到第二开关管的调制信号V_D2；

S4、将调制信号V_D2与三角载波进行比较，得到第二开关管的驱动方波信号；

S5、将所述驱动方波信号与第一开关管的驱动信号进行异或操作，得到第二开关管的驱动信号。

利用所述纹波抑制方法可以抵消数字功率通信信号在第一电容C₁上耦合出的电压波动，进而为电力电子变换器控制系统提供高质量直流电。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：

1、本发明在无需增加额外硬件的前提下有效解决了传统电力载波通信电路通信频率、强度难以控制且无法应用于直流微电网的问题，同时还兼具电力电子变换器控制系统辅助供电的功能；

2、本发明能为电力电子变换器控制系统提供高质量直流电。

附图说明

图1为本发明实施例具有数字功率通信功能的辅助电源结构示意图；

图2(a)～图2(f)为本发明实施例六种工作阶段示意图；

图3为本发明实施例具有数字功率通信功能辅助电源结构的控制总框图；

图4为本发明实施例可调数字功率模块控制框图；

图5为本发明实施例纹波抑制模块控制框图。

具体实施方式

本发明实施例的辅助电源同时作为信息收发载体和电力电子变换器控制系统供电电源，其直流输出侧可提供24V直流电给变换器控制系统，输入侧可携带高频数字功率通信信号用于信息传递。

如图1所示，本发明实施例具有数字功率通信功能的辅助电源结构包括谐振模块、可调数字功率模块及纹波抑制模块，其直流输出侧可提供高质量24V直流电给变换器控制系统。

谐振模块由谐振电感L_r、谐振电容C_r串联组成，谐振电感L_r一端接在输入直流母线正极，一端与C_r相连，谐振电容C_r一端与谐振电感L_r相连，一端接在输入直流母线负极。谐振电感与谐振电容主要用于使输入回路在特征频率处呈低阻抗状态，确保数字功率通信信号收发顺利进行。

谐振模块的谐振频率为

在此谐振频率下，谐振模块呈低阻抗状态，为数字功率通信信号高保真发送提供重要保障。除此之外，谐振电容还具有电压支撑的作用，是保证直流电压稳定的主要部分，在设计时应保证该电容上电压纹波峰峰值小于1V进行设计，即：C_r≥|I_{dc_avg}-I_{Lm_avg}|*D_Max/2f_sw，I_{dc_avg}为直流输入电流平均值，I_{Lm_avg}为励磁电感电流平均值，f_sw为开关频率，D_max为额定工况下第一开关管的最大占空比。

可调数字功率模块包括开关管S₁、励磁电感L_m、高频变压器第一绕组N₁和第二绕组N₂、二极管D₁和电容C₁组成。励磁电感L_m与开关管S₁依次串联后并联在谐振电容C_r的两端，励磁电感L_m并联在高频变压器的第一绕组N₁上，二极管D₁接于第二绕组与电容C₁之间。谐振模块与可调数字功率模块共同构成了可调谐振式电路，并经数字功率调制方法控制开关管S₁的开断，实现对高频数字功率通信信号幅值和频率的调控。

可调数字功率模块的有功功率消耗用于激发谐振模块的高频数字功率通信信号生成，其参数设计应遵循以下原则：首先为保证可调数字功率模块工作在电感电流断续模式，需保证励磁电流i_Lm在开关管S₁导通前已下降到零。即满足励磁电感

其中R₀为负载电阻，N₁为变压器第一绕组匝数，N₂为变压器第二绕组匝数，D_max为最大占空比。其次，电容C₁用来维持输出侧电压波形的稳定，其容值设计要求是保证C₁上电压的纹波电压峰-峰值ΔV_out1小于0.8V，应满足如下表达式：ΔV_out1＝L_s*(I_{D_sp}-I_o)²/(2V_out1*C₁)＜0.8，L_s为开关管关断时变压器第二绕组的电感量，I_{D_sp}为第一二极管的峰值电流，I_o为额定工况下平均输出电流。所述纹波抑制模块主要用于消除数字功率通信在输出电压V_out1引起的电压波动，其参数设计应遵循以下原则：电容C₂用来滤除V_out1上的高频成分，应满足如下表达式：ΔV_out2＝I_o/(C₂*f_sw)＜0.8V，ΔV_out2为C₂上高频纹波的峰峰值，电容C₁与C₂串联后的电压为V_out，为电力电子变换器的控制系统供电，克服了传统电力载波通信电路需要额外辅助电源为电力电子变换器控制系统供电的缺点。

纹波抑制模块与可调数字功率模块共用同一高频变压器，输入侧连接至高频变压器的第三绕组N₃，输出侧电容C₂与可调数字功率模块的输出侧电容C₁串联，且二极管D₂与开关管S₂依次串联接于第三绕组N₃与电容C₂之间。其中，电容C₁与C₂串联后的电压为V_out，是辅助电源的输出电压。同时，通过纹波抑制方法来控制开关管S₂的开断，消除数字功率通信在输出电压V_out1引起的电压波动，给变换器控制系统提供高质的24V直流电，其中，第二开关管S₂仅在第一开关管S₁关断时才开通。

本发明实施例中，开关管S₁的通断控制过程(即数字功率调制方法)包括：

1)采样所述可调数字功率模块的输出电压V_out1和输入电流I_Lr；

2)将采样得到的输出电压V_out1与参考值V_ref1的误差信号经过PI控制器后得到电流信号I_r；其中，可调数字功率模块的电压参考值V_ref1＝V_out+V_bias，V_bias为电压偏置量，V_out＝24V；

3)该信号叠加高频数字功率通信信号后得到电流内环的指令值I_ref，将电流内环参考值I_ref与采样得到的输入电流I_Lr的误差信号经过无差拍控制器后得到开关管S₁的调制信号V_D1；

4)调制信号V_D1与三角载波信号做比较后即得到开关管S₁的驱动信号。

本发明实施例中，纹波抑制方法包括：

1)将输出电压V_out1高通滤波后得到高频扰动信号V_1h；

2)V_1h叠加电压偏置量V_bias后再取反作为纹波抑制模块的电压指令V_ref2；

3)将电压指令V_ref2与采样得到的纹波抑制模块输出电压V_out2的误差信号经过PI控制器后得到开关管S₂的调制信号V_D2；

4)调制信号V_D2与三角载波做比较后得到开关管S₂的驱动方波信号；

5)为保证S₁关断后S₂才能导通，该方波信号需要与开关管S₁的驱动信号做“异或”运算后才得到开关管S₂的驱动信号。

如图2(a)所示，本发明实施例数字功率通信辅助电源结构的工作阶段1：此阶段励磁电感L_m接入由L_r、C_r构成的谐振电路。由于谐振电感Lr较大，上个周期储存的能量尚未释放完全，谐振电感电压左负右正，故V_cr>V_in，V_cr为谐振电容两端的电压，V_in为谐振模块的输入电压。V_in与L_r共同为谐振电容和变压器励磁电感充电，励磁电感电流线性上升，电容C₁、C₂共同向负载提供能量。

如图2(b)所示，辅助电源结构的工作阶段2：此阶段谐振电容C_r放电，而谐振电感L_r储存的能量未完全，电感电压依然是左负右正，故V_cr>V_in。变压器励磁电感由L_r、C_r及V_in共同提供能量，励磁电感电流继续上升。

如图2(c)所示，辅助电源结构的工作阶段3：此阶段谐振电感能量释放完全后又开始储存能量，此时电感电压左正右负，故V_cr<V_in。V_in与C_r为励磁电感充电。此时，谐振电容电压V_cr快速跌落，励磁电感电流i_Lm继续上升。在工作阶段1～3，相当于励磁电感来激发谐振模块产生功率振荡，励磁电感充能的时间越长，意味着电容电压和电感电流的波动的程度越大，为数字功率通信信号的产生提供了前提条件。

如图2(d)所示，辅助电源结构的工作阶段4：此阶段开关管S₁关断，S₂导通，变压器绕组N₃上的电压钳位在V_out2，为使D₁反向截止，则需满足N₂/N₃<V_out1/V_out2。励磁电感储存的能量向变压器第三绕组传递，V_in给L_r及C_r充电，也为数字功率通信信号的产生提供了激励条件。

如图2(e)所示，辅助电源结构的工作阶段5：此阶段开关管S₁、S₂均为关断状态，纹波抑制模块在此阶段不工作，二极管D₁导通。

如图2(f)所示，辅助电源结构的工作阶段6：此阶段所有的开关器件均处于关断状态。电容C₁、C₂共同为负载提供能量，为诱发下一个开关周期的数字功率通信信号振荡提供条件。

如图3所示，本发明一实施例具有数字功率通信功能辅助电源结构的控制总框图，可调数字功率模块采用电压外环电流内环的控制策略，通过电压外环实现对输出电压V_out1的控制，电流内环实现对携带特征电流量的无静差跟踪。纹波抑制模块采用电压外环的控制策略来控制开关管S₂的开断，进而消除数字功率通信在输出电压V_out1引起的电压波动。本发明图4～图5将分别对控制策略进行详细阐述。

如图4所示，本发明一实施例可调数字功率模块控制框图，主要过程如下：采样输出电压V_out1同时采样输入电流I_Lr，将输出电压与参考值V_ref1的误差经过PI控制器后得到电流信号I_r，其中可调数字功率模块的电压参考值V_ref1＝V_out+V_bias，V_bias为电压偏置量，V_out＝24V。

如图4所示，设置高频电流分量I_s*sin(ω_st)，I_s为高频电流分量的幅值，ω_s为高频电流分量的频率。本实施例中高频电流分量幅值为1A，频率为150kHZ。将二进制数字调制信号与所述幅值I_s、频率ω_s的高频电流分量(正弦信号)相乘得到调制完成后的高频数字功率通信信号。所述二进制数字调制信号可理解为所述数字功率通信辅助电源电源与微电网电力电子变换器之间的通信协议，该协议人为规定，例如规定所述协议为01011，当装载的二进制数字调制信号为“1”时，调制输出的信号为高频电流分量(正弦信号)；当装载的二进制数字调制信号为“0”时，调制输出的信号为0，从而完成高频数字功率通信信号的调制。将所述数字功率通信信号与电压外环输出电流信号I_r进行叠加即得到电流内环指令值I_ref。值得一提的是，所述高频电流分量是受控制器控制的，因此具有灵活调节通信强度及频率的优势，解决了传统电力载波通信电路难以调节通信强度及频率的问题。将叠加高频数字功率通信信号后的电流指令值I_ref与采样得到的输入电流I_Lr做差后送入无差拍控制器，无差拍控制器输出即为开关管S₁的调制信号V_D1，与三角载波信号做比较后即得到开关管S₁的驱动信号，开关管S₁的规律性通断使整个谐振网络的等效阻抗也发生规律性变化，而阻抗的规律性变化就为振荡提供了条件，因此具有可以应用在直流微电网场景下的优势，解决了传统电力载波通信电路无法应用在直流微电网场景下的问题。

如图5所示，本发明实施例纹波抑制模块控制框图，主要过程如下：将可调数字功率模块的输出电压V_out1进行高通滤波后得到高频扰动信号V_1h，并叠加电压偏置量V_bias，两者取反后作为纹波抑制模块的电压指令V_ref2；将电压指令V_ref2与采样得到的纹波抑制模块输出电压V_out2的误差信号经过PI控制器后得到开关管S₂的调制信号V_D2，与三角载波做比较产生宽度变化的方波信号V_control；为保证S₁关断后S₂导通，该方波信号不能直接驱动开关管S₂，与V_S1做“异或”运算后得到开关管S₂的驱动信号V_S2。

Claims (9)

1.一种数字功率通信辅助电源，其特征在于，包括：

谐振模块，包括串联的谐振电感和谐振电容，所述谐振电感一端接直流母线正极，所述谐振电容一端接直流母线负极；

可调数字功率模块，包括第一开关管，所述第一开关管与励磁电感串联，所述励磁电感与高频变压器第一绕组并联，所述高频变压器第二绕组与第一电容并联；第一开关管与励磁电感的串联支路与所述谐振电容并联；

纹波抑制模块，包括第二电容，所述第二电容与所述高频变压器第三绕组并联，所述第二电容正极与所述第三绕组之间通过第二开关管连接；

所述谐振模块输入侧可输入高频数字功率通信信号，通过控制第一开关管的通断，实现所述高频数字功率通信信号幅值和频率的调控；所述高频数字功率通信信号由二进制数字调制信号与幅值为I_s、频率为ω_s的高频电流分量I_s*sin(ω_st)相乘得到；

其中，所述第一开关管和第二开关管的通断状态相反。

2.根据权利要求1所述的数字功率通信辅助电源，其特征在于，所述谐振电容C_r的容值被配置为满足以下关系式：C_r≥|I_{dc_avg}-I_{Lm_avg}|*D_Max/2f_sw；I_{dc_avg}为直流输入电流平均值，I_{Lm_avg}为励磁电感电流平均值，f_sw为开关频率，D_max为额定工况下第一开关管的最大占空比。

3.根据权利要求1所述的数字功率通信辅助电源，其特征在于，所述励磁电感L_m的感值被配置为满足以下关系式：

R₀为负载电阻，N₁为高频变压器第一绕组匝数，N₂为高频变压器第二绕组匝数，D_max为额定工况下第一开关管的最大占空比。

4.根据权利要求1所述的数字功率通信辅助电源，其特征在于，所述第二绕组通过第一二极管与所述第一电容正极连接；所述第三绕组与所述第二开关管之间接有第二二极管。

5.根据权利要求4所述的数字功率通信辅助电源，其特征在于，所述第一电容C₁的容值被配置为满足以下关系式：ΔV_out1＝L_s*(I_{D_sp}-I_o)²/(2V_out1*C₁)＜0.8，L_s为第一开关管关断时高频变压器第二绕组的电感量，I_{D_sp}为第一二极管的峰值电流，I_o为额定工况下平均输出电流，ΔV_out1为第一电容上电压的纹波电压峰峰值。

6.根据权利要求1所述的数字功率通信辅助电源，其特征在于，所述第二电容C₂的容值被配置为满足以下关系式：ΔV_out2＝I_o/(C₂*f_sw)＜0.8V，ΔV_out2为第二电容C₂上高频纹波的峰峰值，f_sw为开关频率。

7.根据权利要求1所述的数字功率通信辅助电源，其特征在于，所述第一开关管的通断控制过程包括：

1)采样所述可调数字功率模块的输出电压V_out1和输入电流I_Lr；

2)将输出电压V_out1与电压参考值V_ref1的误差信号经过PI控制器后，得到电流信号I_r；其中，可调数字功率模块的电压参考值V_ref1＝V_out+V_bias，V_bias为电压偏置量，V_out为辅助电源的输出电压；

3)将电流信号I_r叠加高频数字功率通信信号，得到电流内环的指令值I_ref，将电流内环参考值I_ref与输入电流I_Lr的误差信号经过无差拍控制器，得到第一开关管的调制信号V_D1；所述高频数字功率通信信号由二进制数字调制信号与幅值为I_s、频率为ω_s的高频电流分量I_s*sin(ω_st)相乘得到；

4)将所述调制信号V_D1与三角载波信号进行比较，得到第一开关管的驱动信号，利用所述驱动信号控制所述第一开关管的通断。

8.一种权利要求1～7之一所述数字功率通信辅助电源的纹波抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、将可调数字功率模块输出电压V_out1经高通滤波后，得到高频扰动信号V_1h；

S2、将V_1h叠加电压偏置量V_bias后取反，作为纹波抑制模块的电压指令V_ref2；

S3、将电压指令V_ref2与采样得到的纹波抑制模块输出电压V_out2的误差信号经过PI控制器后，得到第二开关管的调制信号V_D2；

S4、将调制信号V_D2与三角载波进行比较，得到第二开关管的驱动方波信号；

S5、将所述驱动方波信号与第一开关管的驱动信号进行异或操作，得到第二开关管的驱动信号。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述第一开关管的驱动信号获取过程包括：

采样所述可调数字功率模块的输出电压V_out1和输入电流I_Lr；

将输出电压V_out1与电压参考值V_ref1的误差信号经过PI控制器后，得到电流信号I_r；其中，可调数字功率模块的电压参考值V_ref1＝V_out+V_bias，V_bias为电压偏置量，V_out为辅助电源的输出电压；

将电流信号I_r叠加高频数字功率通信信号，得到电流内环的指令值I_ref，将电流内环参考值I_ref与输入电流I_Lr的误差信号经过无差拍控制器，得到第一开关管的调制信号V_D1；所述高频数字功率通信信号由二进制数字调制信号与幅值为I_s、频率为ω_s的高频电流分量I_s*sin(ω_st)相乘得到；

将所述调制信号V_D1与三角载波信号进行比较，得到第一开关管的驱动信号。

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