CN114025284A - 具有回收能量能力的驱动电路 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种具有回收能量能力的驱动电路，用来驱动一电容性负载，包括一双向电路及一脉冲宽度调制控制器。双向电路耦接在一电压源和电容性负载之间，包括：一第一开关，包括一第一端耦接到电压源；一第二开关，包括一第一端耦接到第一开关的一第二端；一电感器，包括一第一端耦接到第一开关的第二端及第二开关的第一端；一第三开关，包括一第一端耦接到所述电感器的所述第二端，以及一第二端耦接至电容性负载的一第一端；以及一第四开关，包括一第一端耦接到所述电感器的第二端和第三开关的第一端。

Description

具有回收能量能力的驱动电路
技术领域
本申请涉及一种驱动电路，特别是涉及一种能够回收能量的驱动电路。
背景技术
压电致动扬声器(piezoelectric-actuated speakers，piezo-speakers)在近期展露头角。由于薄膜压电致动器的电容特性，这些压电致动扬声器为放大器带来高电容性负载(capacitive load)。然而，传统的驱动电路(如AB类、D类、G类、H类放大器)都在假设负载(由非常细的电线制成的线圈)主要是电阻性且稍微带有电感性的前提下发展，因此在驱动如压电致动扬声器之类的高电容性负载时这些放大器效率低弱。
此外，由于负载的电容特性，电流与驱动电压的相位大约差90°(90°out ofphase)。如此一来，压电致动扬声器在充电操作(阶段)实际上并没有消耗太多功率。充电阶段所汲取的大部分能量被存储在负载的电容(capacitance)。然而，在回收/放电操作(阶段)中，当扬声器两端的跨压降低时，传统的AB类、D类、G类、H类放大器仅会将能量从负载的电容中汲取至接地(ground)(或汲取到负电源供应端)而造成浪费。
因此，有必要改进现有技术。
发明内容
因此，本申请的主要目的在提供一种具有回收能量能力的驱动电路，以改善现有技术的缺点。
本申请实施例公开了一种驱动电路，用来根据一输入信号驱动一电容性负载，包括一双向电路以及一脉冲宽度调制控制器。所述双向电路耦接在一电压源和所述电容性负载之间，所述双向电路用来在进行一充电操作时形成从所述电压源到所述电容性负载的一第一电流，且在进行一回收操作时形成从所述电容性负载到所述电压源的一第二电流。所述双向电路包括：一第一开关，包括一第一端耦接至所述电压源，以及一第二端；一第二开关，包括一第一端耦接到所述第一开关的所述第二端，以及一第二端；一电感器，包括一第一端耦接到所述第一开关的所述第二端及所述第二开关的所述第一端，以及一第二端；一第三开关，包括一第一端耦接到所述电感器的所述第二端，以及一第二端耦接至所述电容性负载的一第一端；以及一第四开关，包括一第一端耦接到所述电感器的所述第二端和所述第三开关的所述第一端，以及一第二端。所述脉冲宽度调制控制器，接收所述输入信号并耦接到所述电容性负载，以便接收所述电容性负载的一输出信号，用来根据所述输入信号和所述输出信号产生多个脉冲宽度调制信号；其中，所述脉冲宽度调制控制器根据所述输入信号和所述输出信号产生所述多个脉冲宽度调制信号控制所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关和所述第四开关，使得控制输出信号大致正比于所述输入信号；其中，所述输入信号和所述输出信号是时变信号。
附图说明
图1A、图1B、图2A和图2B是本申请实施例双向电路在不同状态的示意图
图3是本申请实施例双向电路的一充电或回收/放电操作的示意图。
图4A、图4B、图5A和图5B是本申请实施例另一双向电路在不同状态的示意图。
图6为本申请实施例一负载电路的示意图。
图7为本申请实施例一驱动电路的示意图。
图8绘示流经电感器的电感电流与时间的关系图。
图9绘示本申请实施例的一双向电路的示意图。
附图标记：
70 驱动电路
100 双向电路
76 脉冲宽度调制控制器
11 电压源
C3 电容性负载
T1～T4开关
L1 电感
SP1～SP4 脉冲宽度调制信号
Vout 输出信号
IN 输入信号
VDD 源电压
具体实施方式
在本申请中，术语“耦接于”可指直接或间接连接。“将组件A耦接于组件B”可表示组件A直接连接到组件B或组件A通过某个组件C连接到组件B。
为了回收电容性负载中储存的能量，申请人在美国专利申请号17/022,060中提供了一种具有能量回收能力的驱动电路，以利用一直流对直流转换器(DC-DC converter)电路作为充电电路在充电阶段对压电扬声器的电容性负载充电；并利用另一直流对直流转换器电路作为放电电路，在回收/放电阶段在回收/放电阶段将储存在压电扬声器的电容性负载中的能量回收回电压源。因此，在回收/放电阶段压电扬声器的电容性负载被视为能量源，而正常的电压电力源(其可以是锂离子电池或一直流对直流电压电力源的输出电容)被视为能量的目的地，且能量从压电扬声器的电容性负载转移(即回收)回锂离子电池或直流对直流的电压电力源的输出电容。
在美国专利申请号17/022,060中，一些驱动电路适用于电源电压高于负载/输出电压，而其他驱动电路适用于电源电压低于负载/输出电压。但是，这些电路中没有可以产生和电源电压交叉的一负载/输出电压。
因此，本申请提供了一双向电路用于一压电扬声器的电容性负载，其中，负载/输出电压可以在高于、低于和跨越电力源的电压电平摆动。
在另一方面，就像一B类放大器，一些类桥接式负载(bridge-tied-load，BTL)电路在美国专利申请号17/022,060可能因0交叉失真而困扰。因此，本申请提供了具混合模式方案的一双向电路，其对较小的信号摆幅使用单端配置，而对较大的信号摆动切换到桥接式负载配置，以同时具有单端配置的低失真和桥接式负载的加倍输出电压范围。
图7为本申请实施例一驱动电路70的示意图。驱动电路70包括一脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)控制器76和一双向电路100。双向电路100耦接在电压(电力)源11和电容性负载C3(电容性负载C3可以包括一压电扬声器)之间，并用来驱动电容性负载C3。具体地，双向电路100在进行一充电操作时形成/驱动从电压源11到电容性负载C3的一第一电流，且在进行一回收操作时形成/汲取从电容性负载C3到电压源11的一第二电流。
双向电路100包括开关T1～T4和电感器L1。开关T1包括一第一端耦接到电压源11。开关T2包括一第一端耦接到开关T1的第二端，以及一第二端耦接到接地(如图7所示的实施例，但不限于此)。电感L1包括一第一端耦接到开关T1的第二端和开关T2的第一端。开关T3包括一第一端耦接电感L1的第二端，以及一第二端耦接到电容性负载C3的第一端。开关T4包括一第一端耦接到电感L1的第二端和开关T3的第一端，以及一第二端耦接至接地(如图7所示的当前实施例，但不限于此)。
脉冲宽度调制控制器76接收一输入信号IN并耦接到电容性负载C3，用来根据该输入信号IN和一输出信号Vout产生多个脉冲宽度调制信号SP1～SP4。输入信号IN可以是随时间变化的音频信号。脉冲宽度调制信号SP1～SP4分别用来控制开关T1～T4，使得双向电路100可以进行充电操作和进行回收操作。双向电路100可以在不同切换周期进行充电和回收操作。通过充电和回收操作(或通过使用脉冲宽度调制信号SP1～SP4控制开关T1～T4)，输出信号Vout可以大致正比于输入信号IN，这意味着输出信号Vout也是随时间变化的时变信号。
在本申请中，输出信号Vout大致上正比于输入信号IN暗示满足||IN(t)-c·Vout(t)||2≤ε·||IN(t)||2，其中||s(t)||2表示任意信号s(t)的能量，IN(t)和Vout(t)分别表示输入信号与输出信号随时间变化的函数，c表示可以是正或负的常数，并且ε代表一很小的数字，其可以是例如10-1、10-2、10-3或更小。
在本申请中，术语“输出电压”和“输出信号”有时可互换使用。“输出电压”和“输出信号”均表示为Vout。当使用术语“输出电压”，它集中在特定时间间隔内(例如，在一切换周期之内)电容性负载C3的第一端的特定(电压)值。当使用术语“输出信号”表示Vout作为/是一时间变化函数。换言之，“输出电压”代表“输出信号”的n个瞬时值。
请参考图1A、图1B、图2A和图2B，图1A、图1B、图2A和图2B是本申请实施例双向电路100在状态110、111、120、121、210、211、220、221的示意图。
如图1A所示，状态110、111是在双向电路100的充电操作的一第一磁通增加阶段，从具有源电压VDD的电压电力源11转移电能到(以磁通的形式的)电感器L1的两备选方案。如图1B所示，状态120、121是在双向电路100的充电操作的一第二磁通减少阶段，从电感器L1转移磁通能量到(以电荷的形式的)电容性负载C3的两个备选方案。如图2A所示，状态210、211是在双向电路100的放电(回收)操作的一第一磁通增加阶段，从压电扬声器的电容性负载C3转移电能为电感器L1的磁通能量的两个备选方案。如图2B所示，状态220，221是在双向电路100的放电(回收)操作的一第二磁通减少阶段，从电感器L1转移磁通能量回电压电力源11的电能的两个备选方案。
在本申请中，磁通增加阶段也称为入通量(InFlux)阶段，并且术语“磁通增加阶段”和“流入阶段”可以互换使用。类似地，磁通减少阶段也称为去通量(DeFlux)阶段，并且术语“磁通减少阶段”和“去通量阶段”可以互换使用。
详细地，如图1A所示，状态110、111是用于进行在双向电路100的充电操作的第一磁通增加阶段的两备选方案，其中开关T1、T4在状态110导通而开关T1、T3在状态111导通。在充电操作的第一磁通增加阶段，能量以磁通和电流流动的形式被存储到电感器L1。在这个阶段结束时存储到电感器L1的能量的量，及其与施加在电感器L1两端的跨压与脉冲宽度调制控制信号的脉冲宽度的关系以公式1和公式2描述如下。
描述存储在电感器L1的能量的公式以下：
Figure BDA0003162141010000051
从电压VL转移到电感器L1的能量可以被计算为：
Figure BDA0003162141010000052
其中tPWM是期间，电压VL是施加在电感器L1两端的跨压。
当源电压VDD高于电容性负载C3的第一端的一输出电压Vout超过足够/特定幅度(例如VDD-Vout>VM，其中VM表示(电压)幅度且范围可从1.2V至1.5V或为1V，但并不限于此)。由于状态111具降低电流流过双向电路100的能力(可降低因电感器L1和开关T1～T4不可避免的阻抗的导通损耗)，双向电路100的状态111可以是比状态110更有效。然而，当源电压VDD是不高于输出电压Vout超过足够/特定幅度(例如VDD-Vout<VM)时，如在公式2表达的，因为电压VL很小(在状态111中VL＝VDD–Vout)，在状态111下储存特定量的能量E进电感器L1所需的期间tPWM可能迅速增加，可能引起状态111的操作失败。
不像状态111，双向电路100在状态110可处理输出电压Vout的全部条件，因为在状态110的充电操作的第一磁通增加阶段，公式2中电感器L1的跨压VL的值始终等于源电压VDD。因此，可以从公式2中导出，储存特定量的能量E进电感器L1所需的期间tPWM将是恒定的，而无关输出电压Vout的值。因此，当源电压VDD高于输出电压Vout超过一足够幅度(或VDD–VM>Vout)，可选用状态111而可得到更高的效率。当输出电压Vout>VDD–VM，则必须使用状态110。
如图1B所示，状态120和121是用于进行在双向电路100的充电操作的第二磁通减少阶段的两备选方案，其中开关T2、T3在状态120导通而开关T1、T3在状态121导通。在充电操作的第二磁通减少阶段，存储在电感器L1的磁通能量(通过电流流动)被转移到电容性负载C3作为电荷。在此阶段，开关T3(与它的体二极管)，仅允许电流从电感器L1流向电容性负载C3，且当电感器L1的电流减少到0时，开关T3关闭(在“不导通”状态)，其遵循直流对直流电源转换领域中通常称为同步模式切换，通过采用零电流检测(zero-current-detection，ZCD)或零电流估计(zero-current-estimation，ZCE)电路来生成开关T3的控制信号。
此外，开关T1～T4可以实现为嵌入有体二极管(body diode)的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET，Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)。当金属氧化物半导体场效应晶体管开关T3的体二极管指向从电感器L1到电容性负载C3，即使开关T3没有导通引导电流从电感器L1流向电容性负载C3(但不反向)的功能，仍然可以正确地操作虽然(因体二极管的高正向电压降而)较不有效。这样的体二极管的存在允许开关T3的脉冲宽度调制控制信号的宽度比不存在时更窄。
对于大多数源电压VDD和输出电压Vout的组合，双向电路100的充电操作的第二磁通减少阶段可以状态120进行。然而，当输出电压Vout高比源电压VDD超过一显著幅度(例如Vout>VDD+VM，其中VM可以是3V，但并不限于此)，电路100的状态121可能优于状态120，主要因其能够当输出电压Vout上升时，通过改变第二磁通减少阶段的脉冲宽度调制的脉冲宽度，避免脉冲宽度调制的脉冲宽度过窄，如公式2表示，可从
Figure BDA0003162141010000061
到
Figure BDA0003162141010000062
注意，虽然开关T1～T4在状态111和状态121的连接配置相同，然而这两种状态实际上意味着两种完全不同的情况：状态101是当源电压VDD是高于输出电压/信号Vout超过一足够/特定幅度(例如，VDD>Vout+1V)时用于充电操作的第一磁通增加阶段(或入通量阶段)，而状态121是当输出电压Vout高于源电压VDD超过一足够/特定幅度(例如Vout>VDD+3V)时用于充电操作的第二磁通减少阶段。因此，在双向电路100的充电操作的第一磁通增加阶段和第二磁通减少阶段，采用相同连接方案的情况永远不会发生。
请参考图3，图3是本申请实施例双向电路100的一充电或回收/放电操作的一控制信号的时序图，其中在一信号S1是在第一磁通增加阶段用于导通开关(T1～T4)的控制信号，而一信号S2是在第二磁通减少阶段用于导通开关的控制信号。信号S1和S2可以示意性地示出图7所示的脉冲宽度调制信号SP1～SP4。
例如，在t＝t0时，双向电路100的充电操作的第一磁通增加阶段通过导通开关T1和T4(进入“导通”状态)启动状态110或通过导通开关T1和T3启动状态111。电感器L1的电流大小|IL1|在将根据公式
Figure BDA0003162141010000071
上升，或者电感器L1的跨压VL是恒定的，
Figure BDA0003162141010000072
在t＝t1，双向电路100的充电操作过渡到第二磁通减少阶段，其通过断开开关T1和T4(或T1和T3)并导通开关T2和T3(或T1和T3)，以启动双向电路100的状态120(或状态121)，以引导第一磁通增加阶段所产生电感电流|IL1|朝向电容性负载C3。第二磁通减少阶段中，输出电压/信号Vout导致电感电流|IL1|落回到0，且存储在电感器L1的磁通能量被转移成电荷Q以存储在压电扬声器的电容性负载C3，使得电容性负载C3两端的跨压VC3(即电压VC3从V1上升到V2。在充电操作将结束时，当电感电流|IL1|接近0时，一零电流检测电路将关闭开关T3。
常规的做法是在信号S1的导通(ON)期间和信号S2的导通期间之间插入一“死区时间(dead time)”(如信号S2的导通期间的左侧所指出的小间隙。在信号S2的导通期间的右侧在电感器L1的电流实际返回0前绘示另一小间隙。如先前段落中所讨论，在这两时间间隙中，适当定向开关T3的体二极管，电感器L1的电流将状态120、121皆正确地流动。
值得注意的是，图2A和图2B的状态210、211、220、221的回收/汲取操作，可以参照图1A和图1B的状态110、111、120、121的充电操作，以其反向操作衍生得到，为简洁起见，此处不再赘述。
双向电路100在输出电压/信号Vout不需要在非常接近0V摆动的应用中可良好工作。然而，当输出电压/信号Vout下降到低于一阈值电压，如Vout<0.7V时，在状态120和状态210两者的操作所需的导通期间(即期间tPWM)将开始迅速增加。因此，双向电路100最适用于输出电压Vout相对0V超过一显著幅度摆动的情况，但不适用于输出电压Vout需要在接近0V摆动或进行交叉的情况。
请参考图4A、图4B、图5A和图5B，图4A、图4B、图5A和图5B是本申请实施例一双向电路400在状态410.S1、410.S2、415.S1、415.S2、420.S1、420.S2、425.S1、425.S2的示意图。双向电路400类似于双向电路100，因此具有类似功能的元件由为了简单起见，相同的符号表示。其主要区别在于双向电路400操作于一双模式，并包括一开关T5和包含有电容性负载C3的一负载电路C5。
详细来说，图4A和图4B所示四个状态410.S1、410.S2、415.S1、415.S2是用于一负载电路C5的跨压VC5的幅度小于一阈值电压VSS(即|VC5|<VSS)，其中阈值电压VSS可等于源电压VDD减去适当幅度(例如VSS＝VDD–VM，其中VM可以是1.5V，但并不限于此)。图5A和图5B所示四个状态420.S1、420.S2、425.S1、425.S2是用于负载电路C5的跨压VC5的幅度大于一阈值电压VSS(即|VC5|>VSS)，其中电压VC5是负载电路C5两端跟压(即VC5＝VC5+-VC5-)。例如，如果VDD＝5V且VM＝1.5V则VSS＝3.5V，则图4A和图4B所示的四个状态410.S1、410.S2、415.S1、415.S2适用于-3.5V<VC5<3.5V，而图5A和图5B中的四种状态420.S1、420.S2、425.S1、425.S2适用于VC5>3.5V或VC5<–3.5V。
请参考图6，图6为本申请实施例负载电路C5的示意图。负载电路C5的操作类似于美国申请号17/022,060的图6所示的极性拨动模块62的操作。当|VC5|≤VSS或当|VC5|>VSS且输入信号指示VC3为正，则电容性负载C3的第一端(在图6中表示为T1L)通过拨动开关621被连接到第一节点(即负载电路C5的正端VC5+)，并且电容性负载C3的第二端(在图6中表示为T2L)通过拨动开关622连接到第二节点(即负载电路C5的负端VC5-)。当|VC5|>VSS且输入信号指示VC3为负，则第一终端T1L通过拨动开关621被连接到第二节点(VC5-)，并且第二端T2L通过拨动开关622连接到第一节点(VC5+)。
请继续参考回图4A及图4B，当|VC5|<VSS，通过设定单极双掷(single-pole-dual-throw，SPDT)开关T5到一S档(表示小的电压摆动)，负载电路C5的第二节点(即VC5-)被连接到源电压VDD。在此模式期间，双向电路400操作像一单端放大器，其具有负载电路C5的VC5-端固定在源电压VDD而负载电路C5的VC5+端的电压(Vout)可以在高于、低于和跨越C5的VC5-端(连接到VDD)的源电压电平摆动。
在充电操作的第一磁通增加阶段，双向电路400将呈现状态410.S1，且在信号S1的控制下，来自源电压VDD的电能将存储为电感器L1的磁通能量。在充电操作的第二磁通减少阶段，双向电路400将呈现状态410.S2，且在信号S2的控制下，储存在电感器L1中的磁通能量将转移到负载电路C5作为电能。需要注意的是，和状态120或121所示的情况相同，图4A的开关T3的体二极管应被定向使得电流可以从电感器L1流到负载电路C5，但不会反向。
在放电(回收)操作的第一磁通增加阶段，双向电路400将呈现状态415.S1，且在信号对开关T1～T4的控制下，来自负载电路C5的电能将被存储为电感器L1的磁通能量。在放电(回收)操作的第二磁通减少阶段，双向电路400将呈现状态415.S2，且在信号对开关T1～T4的控制下，存储在电感器L1的磁通能量将被转移回电压电力源VDD作为电能。需要注意的是，和状态220或221所示的情况相同，图4B的开关T1的体二极管应被定向使得电流可以从电感器L1流到电压电源源VDD，但不会反向。
需要注意的是，前面讨论当C3两端跨压(Vout)处于或接近0V的情况下，电路100的状态120和状态210所需的导通期间(即期间tPWM)将迅速增加，因为这样的情况满足|VC5|<VSS标准，在电路400中可通过升高输出电压Vout(VC5+)(及升高VC5-到VDD)以避免此情况，此时
Figure BDA0003162141010000091
将运作良好。这种0V交叉的平滑是电路400相对于电路100的主要优势。
当|VC5|>VSS，通过设定单极双掷开关T5到一L位置(代表大的电压摆动)，负载电路C5的第二节点(即VC5-)连接到接地。在此模式期间，双向电路400将产生类似于一桥接式负载放大器的驱动波形，其中电容性负载C3的“-”端T2L和“+”端T1L将轮流通过拨动开关621(或622)连接到双向电路400的输出电压Vout，产生电压VC5，而另一端通过拨动开关622(或621)连接到接地。
在充电操作的第一磁通增加阶段，双向电路400将呈现状态420.S1，且在信号S1的控制下，来自具有电源电压VDD的电压源的电能将存储为电感器L1的磁通能量。在充电操作的第二磁通减少阶段中，双向电路400将呈现状态420.S2，且在信号S2的控制下，存储在电感器L1的磁通能量将被转移到负载电路C5作为电能。需要注意的是，和状态120或121所示的情况相同，开关T3的体二极管应被定向使得电流可以从电感器L1流到负载电路C5，但不会反向。
在放电操作的第一磁通增加阶段，双向电路400将呈现状态425.S1，并且在信号对开关T1～T4的控制下，来自负载电路C5的电能将被存储为电感器L1的磁通能量。在放电操作的第二磁通减少阶段中，双向电路400将呈现的状态425.S2，且在信号对开关T1～T4的控制下，存储在电感器L1的磁通能量将转移回源电压VDD作为电能。需要注意的是，和状态220或221所示的情况相同，开关T1的体二极管应被定向使得电流可以从电感器L1流到电源电压VDD，但不会反向。
一般来说，充电操作或回收操作的磁通增加阶段和磁通降低阶段可以是对称的方式。然而，为了减少传导损耗和功率消耗，在一实施例中，充电操作或回收操作的磁通增加阶段和磁通降低阶段可以是非对称的方式。图8绘示流经电感器L1的电感电流与时间t的关系图。Ipk表示电感电流的峰值电流，Q表示需要注入(或汲取)电容性负载C3的一特定电荷量。TC,INFX和TC,DEFX表示充电操作的入通量阶段和去通量阶段；而TR,INFX和TR,DEFX表示回收操作的入通量阶段和去通量阶段。对称方式意味着TC,INFX＝TC,DEFX且TR,INFX＝TR,DEFX；而非对称方式意味着TC,INFX≠TC,DEFX且TR,INFX≠TR,DEFX。
如图8所示，如果TC,DEFX的期间被加长(例如，TC,DEFX>TC,INFX)，如图8的上半部所示，进行充电操作时可以利用较低的峰值电流Ipk将电容性负载C3充电到一定量/程度，从而降低传导损耗和功率消耗。类似地，可以延长TR,INFX(例如，TR,INFX>TR,DEFX)，如图8的下半部所示，类似的原理可以被应用于回收操作。
实现方式可通过1)降低电感器L1两端的电压差；和2)设计脉冲宽度调制信号(例如，SP3和SP2)，使得TC,DEFX>TC,INFX或TR,INFX>TR,DEFX来达成。
为了实现上述第1)项，对于充电操作，开关T2的第二端可以接收(正)电压VBAT，而不是(如图7所示)连接/耦接到地。另一方面，对于回收操作，开关T4的第二终端可以接收(正)电压VBAT’，而不是(如图7所示)连接/耦接到接地。VBAT和VBAT’可能相同也可能不同，这取决于实际情况。
图9绘示本申请实施例的一双向电路900的示意图。除了双向电路100的组件外，双向电路900还包括分别由脉冲宽度调制信号SP2’和SP4’控制的开关T2’和T4’。开关T2’和T4’的第一端耦接到电感器L1。开关T2’和T4’的第二端分别接收VBAT和VBAT’。通过适当地设计脉冲宽度调制信号SP1～SP4，SP2’和SP4’，可以实现入通量对去通量的(非)对称方式。在本申请中，对称方式表示入通量时间和去通量时间相同，非对称方式表示入通量时间和去通量时间不同。
综上所述，本申请提供了用于压电扬声器的电容性负载的双向电路，其可以被应用于负载电压在高于和低于源电压的电压电平摆动的情况。此外，本申请还提供了一种双向电路具混合模式的解决方案，其对较小的信号摆幅使用单端配置，而对较大的信号摆动切换到桥接式负载配置，以同时具有单端配置的低失真和桥接式负载的加倍输出电压范围。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (23)

1.一种驱动电路，用来根据一输入信号驱动一电容性负载，其特征在于，所述驱动电路包括：
一双向电路，耦接在一电压源和所述电容性负载之间，所述双向电路用来在进行一充电操作时形成从所述电压源到所述电容性负载的一第一电流，且在进行一回收操作时形成从所述电容性负载到所述电压源的一第二电流，所述双向电路包括：
一第一开关，包括一第一端耦接至所述电压源，以及一第二端；
一第二开关，包括一第一端耦接到所述第一开关的所述第二端，以及一第二端；
一电感器，包括一第一端耦接到所述第一开关的所述第二端及所述第二开关的所述第一端，以及一第二端；
一第三开关，包括一第一端耦接到所述电感器的所述第二端，以及一第二端耦接至所述电容性负载的一第一端；以及
一第四开关，包括一第一端耦接到所述电感器的所述第二端和所述第三开关的所述第一端，以及一第二端；以及
一脉冲宽度调制控制器，接收所述输入信号并耦接到所述电容性负载，以便接收所述电容性负载的一输出信号，用来根据所述输入信号和所述输出信号产生多个脉冲宽度调制信号；
其中，所述脉冲宽度调制控制器根据所述输入信号和所述输出信号产生所述多个脉冲宽度调制信号控制所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关和所述第四开关，使得所述输出信号大致正比于所述输入信号；
其中，所述输入信号和所述输出信号是时变信号。
2.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第一开关和所述第四开关在所述充电操作的一第一阶段导通。
3.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，当所述电压源的一源极电压高于所述电容性负载的所述第一端的所述输出信号超过一特定幅度时，所述第一开关和所述第三开关在所述充电操作的一第一阶段导通。
4.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第二开关和所述第三开关在所述充电操作的一第二阶段导通。
5.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，当所述电容性负载的所述第一端的所述输出信号高于所述电压源的一源极电压，所述第一开关和所述第三开关在所述充电操作的一第二阶段导通。
6.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第三开关在所述充电操作的一第二阶段导通，并且在所述电感器的一电流减小到零时关闭。
7.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第三开关是一金属氧化物半导体场效应晶体管，且所述第三开关的一体二极管指向从所述电感器到所述电容性负载。
8.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第二开关和所述第三开关在所述回收操作的一第一阶段导通。
9.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，当所述电压源的一源极电压低于所述电容性负载的所述第一端的所述输出信号超过一特定幅度时，所述第一开关和所述第三开关在所述回收操作的一第一阶段导通。
10.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第一开关和所述第四开关在所述回收操作的一第二阶段导通。
11.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，当所述电压源的一源极电压显著高于所述电容性负载的所述第一端的所述输出信号时，所述第一开关和所述第三开关在所述回收操作的一第二阶段导通。
12.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第一开关在所述回收操作的一第二阶段导通，并且在所述电感器的一电流减小到零时关闭。
13.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第一开关是一金属氧化物半导体场效应晶体管，且所述第一开关的一体二极管指向从所述电感器到所述电压源。
14.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述双向电路还包括：
一第五开关，连接到所述电压源、一负载电路和一接地；
其中，所述负载电路包括所述电容性负载、一第一节点和一第二节点连接到所述第五开关；
其中，当所述负载电路的所述第一节点和所述第二节点的跨压的大小小于一阈值电压时，所述第五开关导通所述电压源和所述负载电路的所述第二节点之间的连接。
15.根据权利要求14所述的驱动电路，其特征在于，当所述第一节点和所述第二节点的跨压的大小大于所述阈值电压时，所述第五开关导通所述第二节点和所述接地之间的连接。
16.根据权利要求14所述的驱动电路，其特征在于，所述负载电路包括：
一第一拨动开关，连接到所述电容性负载的所述第一端、所述第一节点和所述第二节点；以及
一第二拨动开关，连接到所述电容性负载的所述第二端、所述第一节点和所述第二节点。
17.根据权利要求16所述的驱动电路，其特征在于，
当所述输入信号指示所述电容性负载的跨压为正时，所述第一拨动开关导通所述电容性负载的所述第一端和所述第一节点之间的连接，而所述第二拨动开关导通所述电容性负载的所述第二端和所述第二节点之间的连接；
当所述输入信号指示所述电容性负载的跨压为负时，所述第一拨动开关导通所述电容性负载的所述第一端和所述第二节点之间的连接，而所述第二拨动开关导通所述电容性负载的所述第二端和所述第一节点之间的连接。
18.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，在所述充电操作的一磁通减小阶段或所述回收操作的一磁通增加阶段中，所述电感器的所述第一端和所述第二端之间的一电压差小于所述输出信号。
19.根据权利要求18所述的驱动电路，其特征在于，所述第二开关的所述第二端在所述充电操作的一磁通减小阶段接收一第一电压，或所述第四开关的所述第二端在所述回收操作的一磁通增加阶段接收一第二电压，使得所述电感器的所述第一端和所述第二端之间的所述电压差小于所述输出信号。
20.根据权利要求19所述的驱动电路，其特征在于，所述双向电路包括：
一第六开关，由所述脉冲宽度调制控制器所产生的一脉冲宽度调制信号控制，包括一第一端耦接到所述电感器的所述第一端，以及一第二端；
其中，所述第二开关的所述第二端耦接到一接地；
其中，所述第六开关的所述第二端接收所述第一电压。
21.根据权利要求19所述的驱动电路，其特征在于，所述双向电路包括：
一第七开关，由所述脉冲宽度调制控制器所产生的一脉冲宽度调制信号控制，包括一第一端耦接到所述电感器的所述第二端，以及一第二端；
其中，所述第四开关的所述第二端耦接到一接地；
其中，所述第七开关的所述第二端接收所述第二电压。
22.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，产生所述多个脉冲宽度调制信号使得对于所述充电操作，一磁通增加阶段的一第一期间小于或等于一磁通减少阶段的一第二期间。
23.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，产生所述多个脉冲宽度调制信号，使得对于所述回收操作，一磁通增加阶段的一第一期间长于或等于一磁通减少阶段的一第二期间。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024016146A1 (en) * 2022-07-19 2024-01-25 Huawei Technologies Co., Ltd. Driving circuit and method for driving capacitive load, and speaker device and electronic device including driving circuit
WO2024016997A1 (zh) * 2022-07-20 2024-01-25 华为技术有限公司 一种驱动电路及开关电源

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11775044B1 (en) * 2022-04-01 2023-10-03 ONiO AS Energy recycling in an embedded system

Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5734258A (en) * 1996-06-03 1998-03-31 General Electric Company Bidirectional buck boost converter
US20060170043A1 (en) * 2005-01-31 2006-08-03 Yan-Fei Liu Resonant gate drive circuits
US20070081368A1 (en) * 2004-06-09 2007-04-12 Rong-Jong Wai Current Source Wave Voltage Inverter Voltage-Clamping and Soft-Switching Techniques, and Fuel Cell System using the same
CN101123394A (zh) * 2006-08-07 2008-02-13 广鹏科技股份有限公司 具有定电流输出的直流电源转换电路
CN101136590A (zh) * 2006-08-31 2008-03-05 沃福森微电子有限公司 Dc-dc变换器电路以及包括该电路的方法和设备
JP2013009179A (ja) * 2011-06-24 2013-01-10 Asahi Kasei Electronics Co Ltd 駆動用ドライバ、駆動用アンプおよび情報機器
US20130223651A1 (en) * 2010-10-27 2013-08-29 Merus Audio Aps Audio amplifier using multi-level pulse width modulation
CN104272589A (zh) * 2012-04-30 2015-01-07 梅鲁斯音频有限公司 具有可调环路滤波器特性的d类音频放大器
US20160079860A1 (en) * 2014-09-12 2016-03-17 Texas Instruments Incorporated Direct conversion output driver
WO2018144856A1 (en) * 2017-02-03 2018-08-09 President And Fellows Of Harvard College Area efficient single-ended analog-to-digital converter
US20190044488A1 (en) * 2016-02-16 2019-02-07 Nvf Tech Ltd Switching amplifiers and power converters
CN111083615A (zh) * 2018-10-19 2020-04-28 知微电子有限公司 声音产生设备

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3402254B2 (ja) 1999-05-21 2003-05-06 トヨタ自動車株式会社 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8319483B2 (en) * 2007-08-06 2012-11-27 Solaredge Technologies Ltd. Digital average input current control in power converter
EP2302796B1 (en) 2009-07-24 2015-09-09 Asahi Kasei Microdevices Corporation Drive device
US10381924B2 (en) 2011-05-05 2019-08-13 Psemi Corporation Power converters with modular stages
JP2013009176A (ja) 2011-06-24 2013-01-10 Asahi Kasei Electronics Co Ltd 駆動用ドライバ、駆動用アンプおよび情報機器
US9048670B2 (en) 2011-07-12 2015-06-02 National Semiconductor Corporation System and method for balancing electrical energy storage devices via differential power bus and capacitive load switched-mode power supply
US8896182B2 (en) 2012-04-05 2014-11-25 General Electric Corporation System for driving a piezoelectric load and method of making same
KR101985934B1 (ko) 2012-11-23 2019-06-05 엘지디스플레이 주식회사 Ｐｗｍ 방식의 ｄｃ-ｄｃ 변환기
US9621108B2 (en) 2013-01-14 2017-04-11 Cognipower, Llc Flyback amplifier with direct feedback
EP2763317A3 (en) 2013-02-01 2014-10-15 Rogers Corporation Direct drive waveform amplifier
US9802493B2 (en) * 2014-06-20 2017-10-31 Cooper Technologies Company Multi-phase bidirectional DC to DC power converter circuits, systems and methods with transient stress control
GB2532725B (en) 2014-11-24 2019-02-27 Jaguar Land Rover Ltd Vehicle electrical circuit protection
US9716433B2 (en) 2015-01-15 2017-07-25 R2 Semiconductor, Inc. Control of conversion ratios of a power source block and a bidirectional active filter
US10050559B2 (en) 2016-01-20 2018-08-14 Linear Technology Llc Control architecture with improved transient response
CN115001250A (zh) 2016-04-01 2022-09-02 侯经权 直接驱动功率控制
US10700589B2 (en) * 2016-04-29 2020-06-30 Massachusetts Institute Of Technology Wide-operating-range resonant-transition soft-switched converter
US10284089B2 (en) 2016-09-23 2019-05-07 Apple Inc. Integrated bi-directional driver with modulated signals
JP6693446B2 (ja) 2017-03-10 2020-05-13 トヨタ自動車株式会社 駆動装置
JP2019161689A (ja) 2018-03-07 2019-09-19 ソニー株式会社 駆動回路、電子装置、および、駆動回路の制御方法
US20200313567A1 (en) 2018-11-14 2020-10-01 Advanced Energy Industries, Inc. Additive synthesis of interleaved switch mode power stages for minimal delay in set point tracking
US11418119B2 (en) * 2019-05-21 2022-08-16 Texas Instruments Incorporated Wide switching frequency range switched mode power supply control topology
US11133784B2 (en) * 2019-12-10 2021-09-28 xMEMS Labs, Inc. Method of driving circuit with energy recycle capability
DE102020133516A1 (de) * 2019-12-24 2021-06-24 Silicon Works Co., Ltd. Abwärts-aufwärts-wandlerschaltung

Patent Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5734258A (en) * 1996-06-03 1998-03-31 General Electric Company Bidirectional buck boost converter
US20070081368A1 (en) * 2004-06-09 2007-04-12 Rong-Jong Wai Current Source Wave Voltage Inverter Voltage-Clamping and Soft-Switching Techniques, and Fuel Cell System using the same
US20060170043A1 (en) * 2005-01-31 2006-08-03 Yan-Fei Liu Resonant gate drive circuits
CN101123394A (zh) * 2006-08-07 2008-02-13 广鹏科技股份有限公司 具有定电流输出的直流电源转换电路
CN101136590A (zh) * 2006-08-31 2008-03-05 沃福森微电子有限公司 Dc-dc变换器电路以及包括该电路的方法和设备
US20130223651A1 (en) * 2010-10-27 2013-08-29 Merus Audio Aps Audio amplifier using multi-level pulse width modulation
JP2013009179A (ja) * 2011-06-24 2013-01-10 Asahi Kasei Electronics Co Ltd 駆動用ドライバ、駆動用アンプおよび情報機器
CN104272589A (zh) * 2012-04-30 2015-01-07 梅鲁斯音频有限公司 具有可调环路滤波器特性的d类音频放大器
US20160079860A1 (en) * 2014-09-12 2016-03-17 Texas Instruments Incorporated Direct conversion output driver
US20190044488A1 (en) * 2016-02-16 2019-02-07 Nvf Tech Ltd Switching amplifiers and power converters
WO2018144856A1 (en) * 2017-02-03 2018-08-09 President And Fellows Of Harvard College Area efficient single-ended analog-to-digital converter
CN111083615A (zh) * 2018-10-19 2020-04-28 知微电子有限公司 声音产生设备

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
吴迅: "用于能量回收的大功率DC/DC装置的研究与实现", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库工程科技Ⅱ辑》 *
周令琛;洪晓鸥: "一种采用耦合电感的零电压开关脉宽调制式变流器", 华北电力大学学报(自然科学版) *
杜志博: "基于PWM开关控制的能量回收式压电陶瓷驱动电源的研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库》 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024016146A1 (en) * 2022-07-19 2024-01-25 Huawei Technologies Co., Ltd. Driving circuit and method for driving capacitive load, and speaker device and electronic device including driving circuit
WO2024016997A1 (zh) * 2022-07-20 2024-01-25 华为技术有限公司 一种驱动电路及开关电源

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