CN101136590A - Dc-dc变换器电路以及包括该电路的方法和设备 - Google Patents

Dc-dc变换器电路以及包括该电路的方法和设备 Download PDF

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Abstract

利用单个感应器(L)和仅仅四个主要开关(S1、S2、S4、S6)，将输入电压馈送的电能转换为相反极性的第一和第二输出电压。与已知电路形成对比，开关中没有任何一个承受大于输入电压(V1)的电压。在第一类型的充电循环中(图5(a)－(c))，第一输出电压(V2+)通过感应器自输入电压馈送中获得。在第二类型充电循环中(图5(d)－(f))，第二输出电压(V2－)经由与在第一类型充电循环中使用的相同的感应器中存储能量的中间步骤，自第一输出电压中获得。辅助开关(S7a、S7b)可以在第一和第二类型之间的等待状态中运行。

Description

DC-DC变换器电路以及包括该电路的方法和设备
技术领域
本发明涉及DC-DC变换器电路，尤其涉及自单个输入电压源产生分离轨(split rail)(双极性)电源的电路。本发明还涉及在制备这样的DC-DC变换器及其运行方法中使用的集成电路，以及例如包括这样的电路及功能电路的音频放大器的设备。
背景技术
现代电子设备集成了很多功能，例如，显示、音频、数字以及模拟信号处理功能。每个这些功能对于电压馈送(voltage supply)具有其自身的要求，其要承受由于DC-DC甚至AC-DC类型的现代切换模式电压变换器带来的高频。这些变换器利用感应器(inductor)、电容器以及以预定顺序控制的开关网络的结合在较高和较低电源电压(supply voltage)间进行自由地转换。
在现代，需要从这些可用电源电压中产生不同的电源电压，以适合复杂设备的不同部分，复杂设备可以是高度便携的、可由电池或通过组合信号/功率接口(例如，USB设备)供电。为了获得小尺寸和低成本，应该将功率变换器功能与功能电路集成到一起，并且诸如感应器和电容器的外部器件的数量和尺寸应该被最小化。
这样的应用中的具体要求在于要求分离轨(双极性)电源自单个导轨电源(rail supply)中产生。这容易利用两个单独的感应器执行，但是，因为空间、成本和封装引脚(pin-out)的原因，期望使用一个感应器获得这样的结果。已经提出了一种称为“降压-回扫(buck-flyback)”变换器的DC-DC变换器设计，其可以自使用单个感应器的单个电源中产生分离电源。然而，在已知设计中，一个开关所承受的电压高于电路中其他设备的电压，使得已知的设计不能在不影响过程选择、电路可靠性和成本的情况下与较大的信号处理功能相集成。
发明内容
本发明的目的在于以能够更容易地与通常的电路功能集成在一起的方式，提供多输出DC-DC变换功能。
本发明在第一方面提供了一种DC-DC变换器电路，其具有用于连接至电压馈送的输入端子、第一和第二输出端子以及公共端子，所述电路包括：
第一电容器，连接在所述第一输出端子和所述公共端子之间；
第二电容器，连接在所述第二输出端子和所述公共端子之间；
感应器；
开关网络，包括多个开关，用于：
(a)在第一类型充电循环中，(i)在第一阶段中将感应器连接在所述输入端子和所述第一输出端子之间，以在所述感应器中形成电流；以及(ii)在第二阶段中将感应器横跨所述第一电容器连接，以将能量从所述感应器传送至所述第一电容器；以及
(b)在第二类型充电循环中，(i)在第一阶段中将感应器横跨所述第一电容器连接，以在所述感应器中形成电流；以及(ii)在第二阶段中将感应器横跨所述第二电容器连接，以将能量从所述感应器传送至所述第二电容器；以及
控制器，用于控制所述开关网络，以实现所述第一类型和所述第二类型充电循环。
在优选实施例中，在所述第二类型充电循环中，所述感应器的一个端子保持与所述公共端子连接，同时，所述感应器的另一端子在所述第一阶段中连接至所述第一输出端子并在第二阶段中连接至所述第二输出端子，从而，相对于所述公共端子，所述第二输出电压具有与所述第一输出电压的极性相反的极性。
在优选实施例中，所述感应器中的电流在所述第一类型充电循环和所述第二类型充电循环中具有相反的极性。
所述开关网络可以包括四个可独立控制的开关，所述开关可操作以进行实现所述第一和第二类型充电循环的第一和第二阶段所要求的连接。
所述四个开关可以包括：第一开关，用于将所述输入端子连接至所述第一感应器端子；第二开关，用于将所述第一感应器端子连接至所述公共端子；第三开关，用于将所述第二感应器端子连接至所述第一输出端子；以及第四开关，用于将所述第二感应器端子连接至所述第二输出端子。
控制器可以布置成以很多不同方式启动所述循环，其中一些将在本文中提及。控制器可以特别包括反馈功能，所述反馈功能被布置成以充分规律性启动每种类型的充电循环，以将横跨所述第一电容器和所述第二电容器的电压维持在预定范围中。
控制器可以被布置成响应于负载状态的变化而改变每个类型的循环的第一阶段的持续时间，同时两种类型的循环依次交替，使得响应于负载状态变化，将每个输出端子保持在预定电压范围内。
控制器可以被布置成通过将每个输出电压与参考电压进行比较以获得各自的误差信号而对所述负载状态进行监控，以及根据相应误差信号的量值，改变每个循环中所述第一阶段的持续时间，以建立反馈控制。这样产生了比所有循环释放相等电荷的可选方案更平滑的输出，但是在低要求时并不常见。
所述误差信号可经过低通滤波，以界定所述反馈控制的期望频率响应。
所述控制器可布置成在每个循环类型的第一阶段中监控所述感应器中的瞬态电流，以及通过改变到所述第二阶段的转换被触发时所处的电流水平而改变所述第一阶段的持续时间。
所述控制器可布置成根据时钟信号以规律的间隔启动所述充电循环。
所述控制器可布置成如果在相应的时钟周期开始时未指示来自各自的输出端子要求，则完全省略所述循环类型中的至少一个。
所述控制器可布置成如果所述感应器中的电流在充电循环的所述第二阶段结束时返回为零，则将所述开关网络置为等待状态，以及在启动新的充电循环之前，等待所述时钟信号中的转换，所述等待状态时，没有任何一个所述感应器端子连接至所述第一输出端子或所述第二输出端子。等待状态中的所述开关网络可将所述感应器的两个端子连接在一起，以抑制残余振动。
所述控制器可布置成感应器中的电流在所述第一类型充电循环的第二阶段结束时一旦返回为零，则立即启动所述第二类型充电循环，而不等待时钟信号。
所述控制器可布置成在高要求时允许连续的相同类型的循环被启动。
所述控制器可布置成在启动相反类型的充电循环之前，等待感应器中的电流在一个循环的第二阶段中返回至零。
所述控制器可被布置成在所述感应器中的电流在之前循环的第二阶段返回为零之前，允许新的充电循环启动，假定两个循环是相同类型。
DC-DC变换器的应用是变化的。例如，本发明还提供了一种包括以上根据本发明提出的DC-DC变换器电路和音频输出电路的音频设备，所述音频输出电路连接成由所述变换器的第一和第二输出电压进行供电。
音频设备可为便携式。
音频设备可以是车内音频设备、耳机或立体声耳机设备或者通信设备，例如，移动电话或PDA。
音频设备还可以包括音频输出换能器(transducer)，例如扩音器，其作为负载连接至输出放大器设备的输出端子，所述输出放大器设备连接成由所述DC-DC变换器供电。双极电源电压的产生允许这样的负载的连接，而没有DC阻塞电容器(blocking capacitor)的容积和成本。
本发明还提供了一种将电力从输入电压馈送转换为关于公共端子的相反极性的第一输出电压和第二输出电压的方法，所述方法实现第一类型充电循环和第二类型充电循环，在第一类型充电循环中，所述第一输出电压自所述输入电压馈送通过感应器而获得，在第二类型充电循环中，所述第二输出电压自所述第一输出电压经由在与第一类型充电循环中使用的相同的感应器中存储电能的中间步骤而获得。
所述方法可以使用：
第一输出电容器，用于维持横跨第一输出端子和所述公共端子的所述第一输出电压；
第二输出电容器，用于维持横跨第二输出端子和所述公共端子的所述第二输出电压；以及
多个开关，其可操作以在许多预定配置中互连所述端子和所述感应器。
可以运行所述开关以实现所述第一类型充电循环和所述第二类型充电循环，从而将所述第一输出电压和所述第二输出电压分别维持在预定范围内。
第一类型充电循环可以具有第一阶段和第二阶段，在所述第一阶段中能量从输入馈送传送至所述感应器，在所述第二阶段中，存储在所述感应器中的能量传送至所述第一输出电容器，所述第二类型充电循环具有第一阶段和第二阶段，在所述第一阶段中，能量从所述第一输出电容器传送至所述感应器，在第二阶段中，存储在所述感应器中的能量传送至所述第二输出电容器。
可以运行四个可独立控制的开关，以进行实现第一和第二类型充电循环的所述第一和第二阶段所要求的连接。
四个开关可以包括：第一开关，用于将所述输入端子连接至所述第一感应器端子；第二开关，用于将所述第一感应器端子连接至所述公共端子；第三开关，用于将所述第二感应器端子连接至所述第一输出端子；以及第四开关，用于将所述第二感应器端子连接至所述第二输出端子。
在所述第二类型充电循环中，所述感应器的一个端子可以保持连接至所述公共端子，同时，所述感应器的另一端子在所述第一阶段中连接至所述第一输出端子并在第二阶段中连接至所述第二输出端子。
在优选实施例中，感应器中的电流在所述第一类型充电循环和所述第二类型充电循环中具有相反极性。
在优选实施例中，每种类型循环的第一阶段的持续时间响应于负载状态的变化而变化，同时，两种类型的循环依次交替，以响应于负载状态的变化而将每个输出端子保持在预定电压范围内。
可以通过将每个输出电压与参考电压进行比较以获得各自的误差信号而对所述负载状态进行监控，以及根据相应误差信号的量值，改变每个循环中所述第一阶段的持续时间，以建立反馈控制。所述误差信号可经过低通滤波，以界定所述反馈控制的期望频率响应。
在以上提出的基本参数中，很多不同的控制策略是可能的。将在本文中提及一些例子。可以在每个循环类型的第一阶段期间监控感应器中的瞬态电流，同时，通过改变到第二阶段的转换被触发时所处的电流水平而改变所述第一阶段的持续时间。
所述充电循环可以根据时钟信号以规律的间隔启动所述充电循环。
在一个实施例中，如果相应的时钟周期开始时未指示来自各自的输出端子的要求，则完全省略所述类型的循环中的至少一个。
在一个实施例中，如果所述感应器中的电流在充电循环的所述第二阶段结束时返回为零，则将所述开关置为等待状态，以及在启动新的充电循环之前，等待所述时钟信号中的转换，在所述等待状态中，没有任何一个所述感应器端子连接至所述第一输出端子或所述第二输出端子。。
等待状态中的所述开关可以将所述感应器的两个端子连接在一起。
在另一实施例中，感应器中的电流在所述第一类型充电循环的第二阶段结束时一旦返回为零，则立即启动所述第二类型充电循环，而不等待时钟信号。
可以在高要求时启动连续的相同类型的循环，而不插入其他类型的循环。
在启动相反类型的充电循环之前，可以监控所述感应器中的电流在一个循环的第二阶段中返回为零。
在所述感应器中的电流在之前循环的第二阶段返回为零之前，可以启动新的充电循环，两个循环为相同类型的。
相关方面的本发明提供了一种用于DC-DC变换器电路中的集成电路，其具有连接至电压馈送的输入端子、第一输出端子和第二输出端子与公共端子、以及连接至芯片外(off-chip)感应器的第一感应器端子和第二感应器端子，所述集成电路包括可在多种状态下运行的开关网络，所述多种状态包括：
第一状态，在其中，所述第一感应器端子和所述第二感应器端子分别连接至所述输入端子和所述第一输出端子；
第二状态，在其中，所述第一感应器端子连接至所述公共端子，以及所述第二感应器端子连接至所述第一输出端子；以及
第三状态，在其中，所述第一感应器端子连接至所述公共端子，以及所述第二感应器端子连接至所述第二输出端子。
集成电路可用紧凑和低成本形式制造，并且与其他组件一起使用以实现上述变换器电路和方法。
集成电路还包括控制器，所述控制器布置成接收源自所述输出端子的反馈信号并响应于所述反馈信号以启动至少两个不同类型的充电循环，每种类型的循环包括多个阶段，每个阶段具有受控进入所述状态中指定一个的开关网络，从而运行中的第一和第二输出端子将维持在各自的目标电压或其附近，第一和第二输出端子上的电压具有相对于公共端子的相反的极性。
所述控制器可以被布置成充电循环，其包括：(a)第一类型充电循环，在其中，所述开关网络首先置于所述第一状态，以在所述感应器中形成电流，随后置于所述第二状态，以将能量从所述感应器中传送至横跨所述第一输出端子和所述公共端子连接的电容器；以及(b)第二类型充电循环，在其中，所述开关网络首先置于所述第二状态，以通过从所述第一电容器中汲取能量而在所述感应器中形成电流，以及随后置于所述第三状态，从而将电能从第一电容器传送至连接在第二输出端子和接地之间的第二电容器。
所述开关网络可以包括四个可独立控制的开关，所述开关足以实现指定来界定所述第一状态、所述第二状态以及所述第三状态的连接。
所述四个开关可以包括：第一开关，用于将所述输入端子连接至所述第一感应器端子；第二开关，用于将所述第一感应器端子连接至所述公共端子；第三开关，用于将所述第二感应器端子连接至所述第一输出端子；以及第四开关，用于将所述第二感应器端子连接至所述第二输出端子。
所述开关网络还可运行于第四状态，在其中，没有任何一个感应器端子连接至所述第一输出端子或所述第二输出端子。在所述第四状态中，所述第一感应器端子可以连接至所述公共端子。可选地，在所述第四状态中，所述第一感应器端子可以连接至所述第二感应器端子。
开关网络可包括用于在所述第四状态中在所述感应器端子之间进行连接的附加开关，其开关在所述第一状态、所述第二状态以及所述第三状态中打开。所述附加开关的物理面积比与实现被指定用于所述第一状态、所述第二状态以及所述第三状态的连接有关的网络开关更小。
集成电路还可以包括连接成由所述DC-DC变换器进行供电的功能电路。
所述功能电路可以包括音频放大器或者通信电路，例如，线路驱动器或者天线驱动器。
本发明另一方面提供了一种DC-DC变换器电路，其具有用于连接至电压馈送的公共端子和第一输入端子，以及第一和第二输出端子，所述电路包括：
第一输出电容器，其横跨第一输出端子和公共端子连接，用于维持横跨第一负载的第一输出电压；
第二输出电容器，其横跨第二输出端子和公共端子连接，用于维持横跨第二负载的第二输出电压；
感应器；
开关网络，包括多个开关，可操作地依次用于第一和第二充电循环中；以及
控制器，用于启动第一和第二充电循环，以将所述第一和第二输出电压维持在预定范围内。
其中，运行时，所述第一充电循环连接感应器
(i)在第一阶段，将所述感应器连接在所述第一输入端子和所述第一输出端子之间，以将能量存储在感应器中，并且接着
(ii)在第二阶段，横跨所述第一输出电容器连接所述感应器，以将能量从所述感应器传送至所述第一电容器，
而所述第二充电循环连接感应器
(iii)在第一阶段，横跨所述第一输出电容器连接所述感应器，以将能量从第一电容器传送至感应器；以及
(iv)在第二阶段，横跨所述第二输出电容器连接所述感应器，以将能量从感应器传送至所述第二输出电容器。
本发明还提供了一种将输入电压转换为第一和第二输出电压的降压(buck)变换器，所述第一和第二输出电压具有相反极性，所述变换器包括：
感应器；
第一输出电容器，用于维持横跨第一负载的所述第一输出电压；
第二输出电容器，用于维持横跨第二负载的所述第二输出电压；
开关网络，包括多个开关；以及
控制器，用于启动第一和第二充电循环，以将所述第一和第二输出电压维持在预定范围内。
其中，所述多个开关可在一序列阶段中操作，以用于：
(i)将能量从所述输入电压传送至所述感应器；接着
(ii)将能量从所述感应器传送至所述第一输出电容器；接着
(iii)将能量从所述第一输出电容器传送至所述感应器；以及接着
(iv)将能量从所述感应器传送至所述第二电容器；
降压变换器可以被布置成来运行以使得在所述感应器中流动的电流在阶段(ii)中将能量从所述感应器传送至所述第一输出电容器和阶段(iii)中将能量从所述第一输出电容器传送至所述感应器之间反转方向。
本发明的再一方面提供了一种双输出电压DC-DC变换器，包括：第一输出，其选择性地通过感应器从电压源中获取第一电压；以及第二输出，其选择性地通过在相同的感应器中存储能量作为中间步骤而从第一电压中获取第二电压，其中，所述第一和第二电压极性相反。
参照下列详细说明，将理解各个实施例中本发明的这些和其他特征和优势。
附图说明
现在通过参考附图，仅以示例的方式，将对本发明的实施例进行描述，其中：
图1a和1b以方框图的形式示出了两个放大器电路，其中，可以使用体现本发明的DC-DC变换器；
图2示出了包括感应器、两个电容器和许多开关的已知的降压-回扫类型的DC-DC变换器电路；
图3a-3f示出了在产生双极电压馈送的连续阶段期间，图2电路中的开关的结构；
图4示出了根据本发明的第一实施例的新颖的DC-DC变换器电路；
图5a至5f示出了在产生双极电压馈送的连续阶段A-F期间，图4电路中的开关的结构；
图6示出了运行中出现在图4电路中的波形；
图7a和7b更详细地示出了适于在图4的变换器中使用的控制电路；
图8为由图7a的控制电路实现的状态转移图；
图9为在本发明的第二实施例中实现的状态转移图，其与图4具有相同的结构，但是不同的控制电路；
图10更详细地示出了在本发明的第二实施例中使用的修改的控制电路；
图11示出了出现在本发明的第三实施例中的波形，其基于图9和图10的实施例的进一步修改；以及
图12示出了出现在本发明的第四实施例中的波形。
具体实施方式
背景——DC-DC变换器应用
图1a表示一种典型的应用，其中双重导轨电源电压V2+和V2-由DC-DC变换器10产生，变换器10由单导轨电源电压V1提供。在本说明中使用标记V1、V2+等，以根据上下文指明各个端子或者端子上的电压。
工作电压V1被示出为供给处理电路20。输入信号S1可以为模拟信号或者数字信号。在S1为模拟信号的情况下，那么处理电路20将为纯模拟类型电路，例如，运算放大器、复用器、增益模块等。在S1为数字信号和输出级为模拟信号的情况下，那么处理电路20可以是数字和模拟电路的混合，其中，信号S1被直接地或者通过一些数字信号处理馈进(feed)DAC(未示出)中，并且DAC的输出接着馈进以上所提及的模拟电路中。
处理电路20输出通过信号(processed signal)S2，在该具体实施例中，该信号被传递进入电平转换器(level shifter)30，其可以通过例如DC阻塞电容器而实现。输出放大器40由通过DC-DC变换器10产生的双重导轨电源电压V2+和V2-提供电力。如果输入信号S1为模拟，输入信号S1以及处理电路20中的模拟信号将通常指接地电势和V1之间，而电平转移信号S2’指接地参考，正如自分离轨电源V2+和V2-运行的输出放大器所要求的。
电平转换信号S2’馈入输出放大器40中，输出放大器输出放大的输出信号S3，S3馈进以信号换能器50形式的接地参考负载中。在输出放大器40为开关(D类或者PWM)放大器或者1-位数字(Δ∑)类型输出级的情况下，信号S1、S2可以完全一直从输入到输出均为数字形式，或者可以以模拟形式开始，而在处理电路20中转换为数字形式。
图1b示出了图1a的电路的更加详细的应用；为了简化，省略了DC-DC变换器10和电源连接。本示例中的应用为立体声放大器，其中，负载为立体声耳机51。使放大器的信号处理元件是成倍的，以处理左右信道信号，如其参考标记上的下标“L”和“R”所表示。电源可以由两个信道共享，尽管如果应用要求，可以针对不同的信号使用独立的电源。本申请的一个领域在于便携式音频设备，例如MP3播放器，其中分离轨电源允许DC-耦合输出，这期望维持低音(bass)响应，而不使用大的去耦电容器。
能够产生分离轨电源的其他可能的应用领域包括：  (1)处理模拟混合音频信号(analogue composite video signal)的电路的电压馈送，其中接地参考DC-耦合输出信号可以避免黑电平下降(black-droop)；以及(2)数据连接或调制解调器的线路驱动器，例如ADSL，其中，接地参考DC耦合输出信号可以降低基线漂移效应(baseline wander effect)。
因为成本和尺寸的原因，能够将MP3播放器、移动电话或者任何其他应用的功能集成在少量的集成电路中是重要的。因而，将在DC-DC变换器10情况下的产生电源电压的电路和功能电路20、30、40等集成在一起是具有优势的。一般来说，由于芯片引脚数和整个电路尺寸，变换器10包括不能实际集成并不得不置于芯片外的感应器。因为很多电路要求双极性(分离轨电源)的电源，所以这样就推动了电压产生电路的发展，电压产生电路能够利用单个感应器而不是针对每个要求的输出电压就使用一个感应器来产生两个(更多)输出电压馈送。
背景——DC-DC变换器电路
图2示出了已知的DC-DC变换器电路的结构，能够接收电压V1(相对于接地)的电压馈送，并利用单个感应器产生正负电源V2+和V2-。DC-DC变换器布局一般归类为“降压”、  “升压”、  “降压-升压”等类型；图2中所示的电路在本文中可以称为“降压-回扫”变换器形式。
电路包括5个开关S1至S5的网络，其连接输入和输出端子V1、V2+、V2-以及公共接地GND。电路仅包括一个感应器L，其中，在每个末端用X和Y标记节点。如上所提及，感应器布置于芯片外，其中节点X和Y对应于DC-DC变换器集成在其上的集成电路的引脚。每个输出具有贮存电容器，C1用于正或“高端”输出端子V2+，而C2用于负或低端输出端子V2-。电容器通常也在芯片外，输出V2+、V2-以及GND同样对应于芯片的外部引脚。
开关S1在闭合时将输入端子V1连接至节点X。类似地，开关S2将节点X连接至接地；开关S3将节点X连接至低端输出端子V2-；开关S4将节点Y连接至高端输出端子V2+；以及开关S5将节点Y连接至接地。每个开关S1至S5通过各自的开关控制信号CS1-CS5进行控制，并且这些控制信号由控制器60产生，控制器60以预定顺序，响应于诸如时钟、启动和关闭的公共信号和感应信号激活开关。在集成电路实施例中(或者甚至在分立实施例中)，开关S1至S5一般将利用MOS晶体管而实现。电流感应特征可以与开关中的一些或者全部有关联，以向控制器提供反馈。为了达到简明的目的，这些在附图中都被省略。
现在将参照显示处于运行的6个关键阶段的开关状态的图3a至3f，对图2的已知降压-回扫DC-DC变换器10的运行进行描述。控制器在远远高于音频的频率通过这些阶段使电路循环，从而输出电源电压中的变化被最小化并且噪音处于音频或其他应用中感兴趣的频带之外。控制器的更详细的结构和运行将相对于图4的新颖电路给出。
变换器运行的整个循环包括第一类子循环，其中感应器L提供电流以产生正输出电压V2+；以及第二类子循环，其用于提供电流以产生负输出电压V2-。该示例中的电压V2+和V2-在量值上标定相等并小于V1。在这些子循环之间，感应器电流返回为零，正如在标准降压类型变换器运行的“不连续模式”中。
第一类子循环包括三个阶段A至C，分别对应于在图3a至3c中所示的电路状态。应该注意，出于简捷的目的，在图2中所示的控制器60、所有的感应信号以及控制信号CS1至CS5已经从图3a至3f中略去。
阶段A——(图3a)：在第一阶段中，关闭开关S 1和S4。最初，感应器电流为零。感应器L使得V1-(V2+)施加到其两端，从而产生通过感应器L的电流IL并且开始对存储电容器C1(IC1)进行充电，尽管负载电流(ILOAD+)的要求要求同时从电容器C1中牵引出电荷，并进入高端负载(未示出)并通过负载到接地。
阶段B(图3b)：在下一阶段中，S1打开，S2闭合，同时S4保持闭合。感应器L中的电流IL继续流动(这是感应器的定义特征)，继续对电容器C1充电，并提供负载电流ILOAD+。但是，感应器L现在使得电压V2+施加到其两端，与阶段A中的极性相反。因此，电流IL斜线下降，最终为零。
阶段C(图3c)：为了避免将电荷牵引回电容器C1并从而降低效率，开关S4在感应器电流IL为零时打开。开关S2保持闭合。此外，优选地，使该时刻感应器L的节点X和Y以某种方式短路，以避免因为感应器中的任何残余电流导致的电压振荡。这可以通过闭合所示的开关S5而方便地执行。
随着第一子循环完成以及感应器电流返回为零，现在进入第二类型的子循环，其中，感应器L用于对负导轨电容器C2充电。
第二类型的子循环包括三个阶段D、E和F。在图3d和3f中分别示出了此三个阶段中开关S1-S5的状态以及随之产生的电流，所述电流生成负电压V2-。再次，出于说明清楚的原因，在图3d至3f中略去了控制器60、各种感应信号以及控制信号CS1至CS5。
阶段D(图3d)：开关S1和S5闭合。最初，感应器电流为零，现在感应器L使得V1施加到其两端，产生电流IL，正如其处于第一类型的子循环的阶段A(图3a)中所进行的。同时，低端负载(未示出)将电流ILOAD吸引至接地，并且从而同时从存储电容器C2中牵引出电荷。
阶段E(图3e)：在一段时间之后，开关S1打开，并且开关S3闭合。开关S5保持闭合。感应器电流IL继续流动，对存储电容器C2进行充电，并且提供低端负载电流ILOAD-。感应器L使得电压V2-施加到其两端，与之前阶段的极性相反，并且从而使得电流IL最终斜降为零。
阶段F(图3f)：当感应器电流IL为零时，开关S3打开，以避免将电荷牵引回电容器C2，这将降低效率。开关S5保持闭合。此外，为了避免因为感应器L中的任何剩余电流而导致的电压振荡，开关S2优选地如所示那样闭合，以使感应器L的端子短路。
通过阶段A到F的循环，如图3a至3f所示，可以对电容器C1和C2选择性地进行再次充电，因而利用单个感应器产生了正和负的双重导轨电压。
通常，来自V2+/V2-的输出电压将会被反馈，并且与各自的目标电压进行比较。随之产生的误差信号被用于生成两个充电阶段的适当的占空因数(duty-cycle)，以提供最小化这些误差所要求的电流，其为准时的。已知电路中该控制功能的详细情况不是本说明书的内容。以下将提供与新颖的DC-DC交换器电路控制有关的更多的详细情况。
现在，如上所提及，将以MOS晶体管的形式实现开关S1至S5。在具体的集成电路中，这些晶体管将具有长期可靠性并防止瞬间损坏的最大额定电压(voltage rating)。具有0.18μm最小化特征尺寸的标准混合信号处理可以具有例如两种类型的MOS晶体管，分别设定功率为1.8伏特和5伏特，其为典型的运行电压。在电源电压变化中允许10％的公差，这将允许电路从5.5V电源电压开始可靠运行。
在这样的环境中，集成图2的电路是困难的或者费用高昂的，这因为横跨开关S3两端的峰值电压应力(stress)。具体的，在已知电路运行的阶段D中(图3d)，开关S3的一侧(直接地)连接至负输出V2-，同时S3的另一侧连接至在阶段D时处于输入电源电压V1的节点X。同样，在阶段E(图3e)中，开关S1的一侧连接至V1，而S1的另一侧连接至在阶段E处于低端输出电压的节点X。
横跨S3或者S1两端的峰值电压应力由以下给出：
V2-(V2-)
假定半导体处理为标准混合信号处理，例如：1.8V和5V的0.18μm晶体管，并且V1＝5.5V，而V2＝-1.5V。因此，通过S3或者S1的峰值应力将为：
5.5V-(-1.5V)＝7V
对于例举的处理，7V的峰值应力电压显著地高于由长时间可靠性限制规定的最大5.5V，并且实际上不适当地接近于晶体管的击穿电压(BVdSS)的8V最小电位电平。在瞬时过冲中进行分解时，瞬态晶体管击穿是很有可能的，而其可能发生在开关感应器L时，或者最多晶体管因为这些过冲而导致的额外的重复应力而过早损坏。任何这样的晶体管击穿通常会导致晶体管的瞬态毁坏，并因此使得电路和系统发生故障，显而易见这不是期望的结果。
半导体处理确实存在，其包括附加处理步骤，即允许能够支持较高击穿电压的晶体管结构的制备。然而，这样的处理因为额外的处理步骤而使每个晶片更加昂贵。同样，该处理与例如以上公开的1.8V/5V混合信号处理和类似的这样的处理相比，不是更普遍可行的。较高电压晶体管的电气特征和布局规则是不太标准的，使得难于将电路设计从一个硅标准加工厂(siliconfoundry)转移到另一个。此外，晶体管物理尺寸随着击穿电压的增加而增加，因此增加了管芯(die)面积，降少每个晶片的管芯(dice)，增加了封装要求等。新颖的DC-DC变换器
图4示出了新颖的DC-DC变换器电路400，用于利用单个感应器通过布局和阶段顺序而产生双极电源，从而克服了与已知降压-回扫变换器有关的问题，即，一个或更多开关的应力。
在图4中，使用了电路及其此说明、类似的惯例，正如以上的已知电路(图2和3a-3f)的说明，并且为参考方便使用类似的参考标记。如在已知电路中，看到了输出和输出端子V1、V2+和V2-以及接地端子(GND)、连接至节点X和Y的(芯片外)感应器L、以及分别为高端和低端输出存储电荷的电容器C1和C2。
新颖电路400的开关网络具有四个主要的开关，而不是已知电路中的五个。其标记为S1、S2、S4以及S6，以避免与已知电路中起到不同作用的开关相混淆。网络连接如下：开关S 1在闭合时将输入端子V1连接至节点X；开关S2将节点X连接至接地；开关S4将节点Y连接至高端输出端子V2+；以及开关S6将节点Y连接至低端输出端子V2-。可以可选地在位置S7a或者S7b处提供其他开关。每个开关分别由各自的开关控制信号CS1、CS2、CS4、CS6、CS7进行控制，并且这些控制信号可以由控制器460产生，控制器460响应于例如时钟、启动和关闭的公共信号和感应信号以预定顺序启动开关。控制器460无疑为已知电路中控制器60的改进版本，并且将在参照图5a至5f对新颖电路的基本运行顺序进行描述之后，对其进行更加详细地描述。
在集成电路实施例中(或者甚至分立实施例)，开关S1等可以再次利用MOS晶体管实现。电流感应特征与一些或者全部开关有关，以向控制器提供反馈。为了说明的简单，这些被全部省略。
参照图5a至5f以及图6，该DC-DC变换器400的运行再次在两个类型的子循环中发生，分别包括阶段A-B-C以及D-E-F。如之前那样，第一子循环A-B-C利用感应器L来向高端输出电容器C1提供电流IL，从而产生正输出电压V2+(小于V1)。然而，相反地是，第二子循环D-E-F利用感应器L来从高端电容器C1而不是从输入V1中获取电荷，，将电荷从其中转移至电容器C2以产生负输出电压V2-。
图6示出了与新颖变换器中的阶段A至F(分别为图5a至5f)有关的工作波形。本领域的技术人员应该理解，在这些图中所示的波形仅仅出于示意的目的，而不旨在示出变化的规模或其详细的形式。例如，为了进行解释，与在高质量音频应用中所期望的相比，在此，特别在输出电压V2+和V2-中所示的循环变化被极大地夸大了。
更详细地，第一类型的子循环包括三个阶段A至C，其分别对应于图5a至5c中所示的电路状态。应该注意，出于简化说明的目的，已经将图4中所示的控制器460、所有的感应信号以及控制信号CS1至CS7特意从图5a至5f中略去。还应该注意，参照图5a-5f中的“阶段”分别对应于图6中所示的各个波形的阶段A-F，并且将在以下进行详细描述。
阶段A(图5a)：在运行的第一阶段，开关S1和S4如图5A所示那样闭合。感应器电流IL最初为零，但是现在感应器L使得V1-(V2+)施加到其两端，从而产生电流IL，并且增加了高端存储电容器C1上的电荷，尽管高端负载(未示出)同时将电流ILOAD+从此电容器C1中牵引出，并将其接收至接地GND。
阶段B(图5b)：在一段时间之后，当感应器电流IL达到如图6中所示的Imax+电平时，开关S1打开，并且开关S2 闭合，同时开关S4保持闭合。感应器L中的电流IL继续流动，对存储电容器C1进行充电，并提供高端电流ILOAD+。由于感应器L现在已经使得电压V2+施加到其两端，与之前阶段中的极性相反，电流IL斜降，并最终为零。
阶段C(图5c)：当感应器电流IL为零时，开关S4打开以避免将电荷牵引回电容器C1，这将降低效率。此外，为了避免因为感应器L中的剩余电流而导致的电压振荡，启动另一开关S7a与开关S2串联以使感应器L短路。可选地，开关S7b可以用于使感应器端子X和Y直接短路。
随着感应器电流返回为零，控制器将电路导入第二子循环，其包括单个阶段D、E和F。在图5d至5f中分别此三个阶段中开关S1-S5的状态以及随之产生的电流，所述电流生成负电压V2-。尽管第一子循环三个阶段中的电路运行基本等同于已知变换器的运行，但是第二子循环的结构和运行顺序大不相同。再次，为了说明的简单，将控制器60、各个感应信号以及控制信号CS1至C4、CS6以及CS7从图5d至5f中略去。
阶段D(图5d)：在第二子循环的第一阶段，开关S2和S4闭合，同时开关S1和S6打开。最初感应器电流为零，但是现在感应器L使得V2施加到其两端，从而产生电流IL，但是与之前子循环的极性相反。因此，从高端存储电容器C1中牵引出该电流IL，而不是从V1处的输入电源中牵引出电流。同时，低端负载将电流ILOAD-馈进存储电容器C2的低端，趋向于使得V2-负极性降低(当负载将电流-ILOAD-从电容器V2-中牵引出时，可以更加容易地得到理解)。
阶段E(图5e)：在一段时间之后，当感应器电流IL达到其最大电平(如图6中所示的Imax-)时，开关S4打开，并且开关S6闭合，同时开关S2保持闭合。感应器L中的电流IL继续流动(这是感应器的特征行为)，对存储电容器C2进行充电，并向负载提供电流ILOAD-。感应器L现在使得电压V2-施加到其两端，与之前阶段中的极性相反，所以电流斜降，并最终为零。
阶段F(图5f)：当电流为零时(阶段F)，开关S6打开以避免将电荷牵引回电容器C。由于提供了开关S7a或者S7b，其被闭合，以避免因为感应器L中的剩余电流而导致的电压振荡。开关S7a应该与保持和开关S7a串联的S2一起开启，以使得感应器短路。可选的开关S7b可以通过自身使得感应器短路。阶段F的可选形式将使得开关S2而不是S6打开(其中如果期望的话，以适当的S7b短路感应器)。
通过重复循环这六个阶段(A-F)，可选地，可以对电容器C1和C2依次进行充电，因此利用单个感应器产生了正负电压馈送V2+和V2-。应该注意，感应器中的电流在两个类型的充电循环中发生倒转，而在已知多输出降压变换器中，感应器中的电流一直在相同的方向上流动。
重要的是，现在可以发现，在出现的示例中，相对于接地，没有任何一个开关曾经发现大于输入电压V1处的电压的电势横跨其端子两端。节点X处的电压在V1和接地之间变换，所以开关S1和S2从未受到大约V1的应力。节点Y由S4切换为V2+或者由S6切换为V2-。在其他实施例中，电压V2+和V2-较高，例如，V1＝5V并且V2+/V2-＝+/-3V，这样的峰值切换电压可以大于V1，但重要的是，其将小于已知电路中所承受的V1-(V2-)值。
此外，因为开关S7a或者S7b将仅仅必须传导感应器中的剩余电流，而不是负载电流的任何部分，“接通电阻”相对而言并不重要，这意味着可以使用小MOS开关。因此，与图2的已知降压-回扫电路中所要求的五个相比，新颖电路仅仅要求四个主要开关。这些主要开关可以通过尺寸和性能特征与诸如开关S7a或者S7b的辅助开关进行区分，这对于作为整体的DC-DC变换器的效率是至关重要的。
控制器460
图7a和7b更加详细地示出了控制器460电路的实施方案，正如参考图4至6所描述的，其可以用于控制DC-DC变换器400的运行。该控制电路示出了简单的电流模式控制回路，用于将输出电压V2+以及V2-中的每个维持在期望范围中。
图7a的控制器460包括开关控制逻辑或者序列发生器462，其根据众所周知的设计原理(在图8中示出了相应的状态转移图)方便地实现了有限状态机。优选地，提供方波时钟信号CLK，使得充电循环的频率并因而在输出电压中任何随之产生的典型产物被很好地限制。序列发生器462具有连接至将被描述的感应和预处理电路的输入，并具有承载开关控制信号CS1、CS2、CS4、CS6以及CS7的输出。开关预驱动和电平转移电路464以适当形式将这些控制信号应用至图4中所示的开关S1、S2、S4、S6和S7a/S7b的阵列465，在图7a中，其于附图的右手侧被简单描述为一个模块。可以看到外部感应器L和电容器C1，C2，正如可看到的输入和输出端子GND，V1，V2+和V2-。
包括电阻器R1a和R1b的分压器横跨高端输出端子的两端进行连接，以在端子V3+上产生缩小表示的高侧输出电压。包括第一差分输入放大器(例如跨导状态)466、高端误差滤波器468(典型的为RC网络)、以及第一比较器470的高端电压感应路径处理电压V3+，以将逻辑信号CD+馈至序列发生器462。输入放大器466具有连接至参考电压源Vref的参考输入。第一比较器470使得其参考输入连接，以接收由电流感应电路472在开关S1中感应到的感应器电流IL的代表IL+。电流感应电路472可以通过缓冲横跨与S1串联的感应电阻器的两端降低的电压而运行，或者可选地可以包括含有S1的电流镜像电路。这样的感应电流还被施加至第二比较器474，其具有对应于零电流的参考输入，并且逻辑信号ILZ+通过该比较器而馈进序列发生器462中。如果选择，宁可感测通过S4的电流而不是通过S1的电流。
如虚线所示，可以通过第三比较器476将另一“应急(panic)”信号输入给序列发生器，第三比较器476利用“应急”参考电平VPANIC比较V3+处的感应电压(该电路为一选择，并且在已经参照图8描述运行的主要特征之后，将对其运行进行单独描述)。
包括电阻器R2a和R2b的第二分压器横跨低端输出端子的两端连接，以在端子V3-处产生缩小表示的实际低端输出电压。低端电压感应路径包括电平转移电路478、第二差分输入放大器480、低端误差滤波器482，并且第四比较器484处理该感应电压以将逻辑信号CD-馈给序列发生器462。比较器480具有连接至参考电压源Vref的参考输入。比较器484使得其参考输入连接，以接收通过电流感应电路486在开关S2(或S6)中感测到的感应器电流IL的代表IL-。该感应电流还被施加至第五比较器488，该第五比较器488具有对应于零电流的参考输入，并且逻辑信号ILZ-通过该比较器馈进序列发生器462中。
图7b示出了电平转移电路478的可能的实施方案。输入电压施加至运算放大器，所述运算放大器构建为电压跟随器，连接至电阻器RLS，其依次连接至规定值的电流源Isource。输出电压自电流源和电阻器的公共节点中提取。在运行时，电阻器会具有恒定I.R压降VLS＝Isource.RLS。这将使得输出的电压遵循信号VLS＝Isource.RLS。这样会使得输出的电压遵循运算放大器输出处的信号，但是电平由电压VLS在正方向进行变化。
在运行中，将源自V2+(为了便于电压电平)的衰减的正输出电压V3+与参考电压Vref进行比较，并且将随之产生的误差信号E+通过滤波器468传送，以给出滤波的误差信号FE+。感应器中的电流通过感应经由开关S1的电流而被感测(在阶段A中)，以给出感应电流信号IL+。该信号IL+与零进行比较，以给出表示感应器电流极性的逻辑信号ILZ+：该信号可以用于标记该电流已经衰减为零。IL+还与FE+进行比较，以给出信号CD+，所述信号CD+表示被感测的感应器电流IL+是否小于或大于被滤波的高端误差信号FE+。该比较的意义将在后续说明中更加清晰。
在低端感应路径中，电平转移电路478转移衰减的负输出电压V3-，以为与参考Vref进行比较提供正电压。这就使得控制电路可以自诸如V1的便捷的单个正电压运行。在该信号路径中，阶段D中的感应器电流在开关S2中方便地被检测，给出了感应电流信号IL-。信号ILZ-表示感应器电流的极性：当IL-衰减为零时，可以用该信号来标记，而信号CD-表示感应器电流IL-超过了低端滤波误差信号FE-。
因为序列发生器在远大于供电电路的信号频率(例如音频)的频率处循环，将希望在任何给定时刻的要求将主要位于高端或低端，可选地当音频信号在正负偏移之间变化时。很多不同的控制策略和物理实施方式是可能的。
在本实施例中，广泛地选择策略以用衡定速率改变每种类型的子循环，根据每端的要求适应每个子循环中递送的电荷。这样最小化了输出电源电压中的噪音，使得低要求和中等要求的时刻的输出波形的平滑最大化。子循环之间的转换与常规的时钟脉冲同步，同时，同步地控制每个子循环中的单独的阶段转换。如图6中所示，时钟波形可以是不对称的，由于电路中出现的很多的不对称性、工作电压以及负载要求可能期望的不对称性，通过设计的占空比使效率最大化。
图8为一个状态转移图，该状态转移图示出了由图7a中显示的电路产生的感应输入如何被在序列发生器462中使用以设置开关控制信号CS1、CS2、CS4、CS6以及CS7，从而控制阶段A至F的进程，使得当在负载每侧的要求变化时，两个输出电压保持接近其期望值。如已经描述的，状态图中用A至F标记的六个状态对应于开关网络运行中的阶段A至F，并且限制每个阶段中开关控制信号CS1至CS7，以获得各个附图5a至5f中所示的转移状态。状态转移图中的箭头表示状态之间的转移，其由在每个状态旁写下的逻辑条件触发。一些转移用虚线表示，并且给出改进以覆盖可能在实际实施方案中出现的具体情况。首先描述由实心转移线表示的正常运行。
正常运行中的序列发生器462重复地循环阶段(状态)A至F，从而界定如波形图中所示的阶段A至F。跟随从“ 1”至“0”的时钟转移，电路在阶段A(对应于图5a)中启动，并在感测的感应器电流IL+小于峰值感应器电流要求信号FE+时，保持于该状态。一旦IL+升至等于FE+，电路转换为正输出充电阶段B。接着，只要IL+大于零，电路就维持在阶段B。一旦IL+斜降至零，电路切换为闲置状态C。其保持在状态C，直到从0至1的时钟CLK的下一转移，在其切换为低端充电子循环的第一阶段时，即阶段D，从电容器C1对感应器L充电，为向电容器C2馈电做准备。电路维持在阶段D，直到感测的感应器电流IL-的量值斜降至等于FE-。那时，电路切换为图5e中所示的状态，并且阶段E开始。  (注意，IL-和FE-均为负信号，所以该状态转移的实际条件正确地表示为IL-<FE-。)当其切换为闲置状态(阶段F)时，电路接着维持在阶段E，直到感应器电流衰减为零。在完成低端子循环后，在CLK从1转换为0时，电路切换回阶段A。
这样，每个反馈信号路径(高端和低端)类似地担当了传统的电流模式控制回路。反馈路径起作用，使得电压误差调整FE+或者FE-。FE+和FE-可以因此被看作为要求信号，并且通过利用比较器470的输出来触发阶段A的末端以及到阶段B的转移，将每个子循环中的峰值感应器电流(Imax+和Imax-)设置成与各个要求信号成比例。尤其是，当在阶段A中产生电流时，通过将滤波的误差信号FE+与瞬间感应器电流IL+进行比较，比较器470产生了能够用于在阶段A结束时调整该点的信号CD+，使得与仅仅稍微小于目标值相比，如果输出电压远远小于目标值，允许在阶段A中，在感应器中产生更多的电流。当要求为高时，这就使得在阶段A和B更多的全部电荷转移进电容器C1。滤波器是必不可少的，以降低反馈回路单位增益带宽，从而确保稳定性。类似地，信号FE-确定感应器电流电平，在此电平处，阶段D的末端将被触发。再次，滤波器482是必不可少的，以降低回路单位增益带宽，从而确保稳定性。
仅仅描述了与“正常”运行背离的情况，健壮性(robust)控制要求一些额外的转移可能性，例如包括由图8中的虚线所示的情况。如已经提及，典型应用中的要求通常极度不对称，并且一直产生错误条件。因此，从阶段A中，如果电流经由时间CLK从0至1的变化还没有斜升至FE+，电路被切换为阶段B，以使电流在通过阶段C至负感应器充电阶段D之前再次斜降至零。根据低端输出上的负载，可以不需要阶段D和E，或者可以保持足够时间以为这样的情况发生。如果不具有足够时间，那么这些低端阶段可以随着在CLK从“1”切换为“0”时阶段D的终止类似地进入下一半时钟周期，如自阶段D的虚线路径所示，并且离开阶段E的转移延迟，直到IL-衰减为零。
从阶段F，如果FE+小于零，瞬时状态“F”由电路直接地切换为阶段C而不是阶段A来界定。这样执行使得电路将简单地避免高端子循环，而不是冒着FE+变高的危险并在子循环周期的末端之前要求电流的突发。
关于低端子循环和来自输出电源的负端的反馈FE-，提供相应的附加路径和瞬时状态C’。还可以增加额外控制，例如，如果感测的感应器电流超过了某一预定限制，通过中断充电限制峰值感应器电流。这可以通过对于FE+和FE-的值放置一限制器而实现，而不是进行附加检测和状态转移。
采用参考VPANIC的附加反馈路径是增加的特征，其可以被提供为处理错误模式，在错误模式中，低端负载要求比调节器可以提供的电流更大的电流。在这样的情况下，低端和高端电源电压都将降低。因为高端在每个循环可以提供给低端的能量取决于充电阶段D中横跨感应器两端的电压，当高侧电源降低时其对低端充电的能力降低。因此存在危险，即，即使在低端命令返回其“正常”最大时，高端电源依然不能够在每个循环中提供足够的电能，并且随着高端电源变得越来越低，系统可能锁住。为了克服该危险，设置了“应急”阈值，比Vref稍微低些，低于高端要求通过序列发生器462中的附加逻辑可实现的值，而不考虑低端反馈路径指示的要求。这时，至少高端可以保持处于合理的正常电压，一旦过剩要求消除，准备完全恢复(clean recovery)。
图9为可选控制回路策略的状态图，其利用了相同的开关网络。图10示出了经修改的反馈装置，其为该状态图所使用，代替了图7a的装置。相同的参考标记用在与图7a的电路具有共同元件的结构和功能中，但是用前缀“9”代替了“4”，以区分实施例。因此，控制器960代替了控制器460，例如修改的序列发生器用960标号而不是462。将不再进一步描述共同的元件。应该看到，差异主要存在于高端路径中，其中元件466、468以及470由一对比较器966和968所替代，其产生了由序列发生器962所使用的输出逻辑信号VS1+和VS2+。上阈值(upper threshold)电压Vhigh施加至比较器966的非反向输入，而表示高端输出电压V2+的V3+处的信号施加至比较器966的反向输入。相反地，下阈值(lower threshold)电压Vlow施加至比较器968的反向输入，而V3+处的信号施加至比较器968的非反向输入。  “应急”路径再次作为可选的特征而提供。
正反馈路径中上和下阈值检测器的提供使得高端充电能够以滞后的形式被控制，从而，衰减的输出电压V3+瞬间地与上阈值Vhigh和下阈值Vlow进行比较。同样参照图9的状态转移图，可以看出，在时钟的上升沿，感应器仅仅在满足条件V3+<Vlow的情况下被充电。自此，感应器充电一直继续，直到V3+大于Vhigh，感应器被放电直到感应电流斜降为零。这就给出了比较简单的控制电路，但是其中需要注意的一点是需要在设计中维持稳定性。应该理解，施加给比较器输入的阈值电压Vlow和Vhigh根据分压器R1a/R1b的标度因子(scaling factor)进行设置以与V3+进行比较，但是当出现在波形图中时按比例提高，以与V2+的实际值进行比较。
图11示出了表示DC-DC变换器400的运行的再一可能模式的波形。状态转移规则和反馈路径可以由希望实现该运行模式的设计者根据在之前示例中示出的原理轻易地产生。图11的波形示出了应用状态转移条件的结果，其中，忽略了信号CLK的0-1转移，并且省略了闲置状态C，电路通常从状态B直接地转移为状态D。这反映阶段B和D中的转换状态实际相同，避免需要触发开关S4或S7b以仅仅产生闲置状态C，以及使得正负子循环及其各自的充电时间之间的占空比更加自由。在该图表中，高端转换通过如以上提及的滞后的阈值电压Vhigh和Vlow所决定。低端输出V2-相对于目标值VTARGET-而示出，尽管其转换可以由如上所述的信号CD-和ILZ-所决定。界定VTARGET-的参考信号可以由Vref通过电平转移电路和电阻分压器产生。
很多不同的规则和反馈路径组是可能的，在给出的应用中每个具有其各自的优势和劣势。以下将描述进一步的变化。
到目前为止描述的运行模式已经在可选的子循环中假定了充电正负输出，虽然在没有要求的情况下，可能为空子循环。其他的方案是可能的，其中，在从一端或另一端具有高要求的情况下，相同类型的子循环可以级联。这样通常有效地实现了DC-DC变换器中已知的运行的“连续模式”，其中，可以启动新的子循环，而不要求感应器电流返回为零。该连续模式运行可能处于相同类型的子循环之间(对高端充电的连续循环，或者对低端充电的连续循环)。主要的局限在于在启动相反类型的子循环之前，应该结束连续模式，并且感应器电流返回为零。
图12示出了一个这样的方案的波形，其中，每个模块转移处，比较V2+和2-的电压误差，并且选择要求较大再充电的输出。在举例的波形中示出的第一转移处，V2+比其较低目标Vlow低(较少为正)，但是V2-实际上比其目标VTARGET-低(更加为负)，所以实际上不需要再充电，所以选择阶段A。在下一转移处，V2-稍微为正，但是V2+仍远离其目标，所以选择阶段A，以增加感应器电流，即使其仍不为零。在第三转移时，V2+使得过冲为正，同时V2-降低，所以设备不切换回阶段A，但是在阶段B中继续，直到电流降至为零，并且可以弃下闲置阶段C，直到下一上升时钟沿。从阶段A至阶段B以及阶段D至阶段E的转移由该实例中的滤波误差信号FE-进行管理。再次，各种改进是可能的，例如使时钟或等价度量标准的速度加倍，因而电路不必一直等待到“右”子循环转换其充电的一端。
在很多应用中，期望的输出电压将是恒定的。但是，应该认识到，可以控制输出电压V2+和V2-以随着时间而变化。这可以通过改变参考电压Vref等非常简单地进行，其应用在以上所述的反馈控制电路中的各个点。而改变分压器Rla/R1b和R2a/R2b的比率是比较容易作为选择的，以获得等价效果，或者可以将两种技术结合使用。可以人工控制变量，或者根据一些期望的行为进行自动控制。
在控制方案中的很多其他修改、控制器460的结构以及甚至开关网络的详细说明都可以发生变化。本领域的读者应该理解，对于这些电路，以上和其他修改及附加都是可能的，而不背离所附权利要求中所限制的本发明的主旨和范围。因此，提出上述的实施例以用于说明，而不是限制本发明的范围。为了解释该说明书和权利要求，读者应该注意，词汇“包括(comprising)”并不排除在权利要求所列之外的元件或步骤的出现，单数冠词“一个(a)”和“一个(an)”并不排除多个，并且单个元件可以实现在权利要求中陈述的几个元件的功能。权利要求中的任何参考标记不应解释成限定它们的范围。
在权利要求陈述元件“经连接(connected)”或者“用于连接(forconnecting)”时，这并不解释为要求排斥任何其他元件的直接连接，而是连接足以使这些元件能够起到所述功能的作用。本领域的读者应该理解，良好、切实可行的设计可以包括本文中未提及的辅助器件，完成例如启动和关闭功能、感应功能、故障保护等，这些功能中的一些已经提及，而其任何一个都不会在权利要求中有损于以上描述的各个实施例中本发明的基本功能特征。
除了DC-DC变换器电路本身中的变更和修改，本发明包括除了图2中所示的耳机放大器应用之外，还包括DC-DC变换器的所有形式的设备和系统。电路可以用于对所有形式的设备的输出阶段供能，包括通信设备，其中，输出阶段可以驱动天线或者传输线、电光换能器(发光设备)或者电动机械换能器。在应用的所有这些领域中，尤其在电池或线路供电设备中，本发明允许的最小尺寸和成本的优势正逐步重要起来。

Claims (45)

1.一种DC-DC变换器电路，其具有用于连接至电压馈送的输入端子、第一和第二输出端子以及公共端子，所述电路包括：
第一电容器，其连接在所述第一输出端子和所述公共端子之间；
第二电容器，其连接在所述第二输出端子和所述公共端子之间；
感应器；
开关网络，其包括多个开关，用于：
(a)在第一类型充电循环中，(i)在第一阶段将所述感应器连接在所述输入端子和所述第一输出端子之间，以在所述感应器中形成电流；以及(ii)在第二阶段将所述感应器横跨所述第一电容器连接，以将能量从所述感应器传送至所述第一电容器；以及
(b)在第二类型充电循环中，(i)在第一阶段将所述感应器横跨所述第一电容器连接，以在所述感应器中形成电流；以及(ii)在第二阶段将所述感应器横跨所述第二电容器连接，以将能量从所述感应器传送至所述第二电容器；以及
控制器，其用于控制所述开关网络，以实现所述第一类型和所述第二类型充电循环。
2.根据权利要求1所述的电路，其中，在所述第二类型充电循环中，所述感应器的一个端子保持与所述公共端子连接，而所述感应器的另一端子在所述第一阶段中连接至所述第一输出端子并在所述第二阶段中连接至所述第二输出端子，从而，相对于所述公共端子，所述第二输出端子被驱动为与所述第一输出端子的极性相反的电压。
3.根据权利要求1或2所述电路，其中，在运行时，所述感应器中的电流在所述第一类型充电循环和所述第二类型充电循环中具有相反的极性。
4.根据权利要求1或2所述的电路，其中，所述开关网络包括四个可独立控制的开关，所述开关可操作以进行需要的连接来实现所述第一和第二类型充电循环的所述第一和第二阶段。
5.根据权利要求4所述的电路，其中，所述四个开关包括：第一开关，用于将所述输入端子连接至所述第一感应器端子；第二开关，用于将所述第一感应器端子连接至所述公共端子；第三开关，用于将所述第二感应器端子连接至所述第一输出端子；以及第四开关，用于将所述第二感应器端子连接至所述第二输出端子。
6.根据上述任何一项权利要求所述的电路，其中，所述控制器包括反馈功能，所述反馈功能被布置成以充分的规律性启动每种类型的充电循环，以将横跨所述第一电容器和所述第二电容器的电压维持在预定范围中。
7.根据权利要求6所述的电路，其中，所述控制器被布置成通过将每个输出端子处的电压与参考电压进行比较以获得各自的误差信号而对所述负载状态进行监控，以及根据所述相应的误差信号的量值，改变每个循环中所述第一阶段的持续时间，以建立反馈控制。
8.根据权利要求7所述的电路，其中，所述误差信号经过低通滤波，以界定所述反馈控制的期望频率响应。
9.根据权利要求6至8中任一项所述的电路，其中，所述控制器被布置成在每个循环类型的所述第一阶段监控所述感应器中的瞬态电流，以及通过改变到所述第二阶段的转换被触发时所处的电流水平而改变所述第一阶段的持续时间。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的电路，其中，所述控制器被布置成根据时钟信号以规律的间隔启动所述充电循环。
11.根据权利要求10所述的电路，其中，所述控制器被布置成如果在相应的时钟周期开始时未指示来自各自输出端子的要求，则完全省略所述类型的循环中的至少一个。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的电路，其中，所述控制器被布置成如果所述感应器中的电流在充电循环的所述第二阶段结束时返回为零，则将所述开关网络置为等待状态，以及在启动新的充电循环之前，等待所述时钟信号中的转换，在所述等待状态中，没有任何一个所述感应器端子连接至所述第一输出端子或所述第二输出端子。
13.根据权利要求12所述的电路，其中，在所述等待状态中的所述开关网络可将所述感应器的两个端子连接在一起。
14.根据权利要求1至13中任一项所述的电路，其中，所述控制器被布置成所述感应器中的电流在所述第一类型充电循环的所述第二阶段结束时一旦返回为零，则立即启动所述第二类型充电循环，而不等待时钟信号。
15.根据权利要求1至14中任一项所述的电路，其中，所述控制器被布置成在一个所述输出端子处在高要求时允许连续的相同类型的循环被启动。
16.根据权利要求15所述的电路，其中，所述控制器被布置成在所述感应器中的电流在之前循环的所述第二阶段中返回为零之前，允许新的充电循环启动，假定两个循环是相同类型的。
17.根据权利要求1至16的任一项中所述的电路，其中，所述控制器被布置成在启动相反类型的充电循环之前，等待所述感应器中的所述电流在一个循环的所述第二阶段中返回为零。
18.一种方法，其将电能从输入电压馈送转换为关于公共端子的相反极性的第一输出电压和第二输出电压，所述方法实现第一类型充电循环以及第二类型充电循环，在所述第一类型充电循环中，所述第一输出电压自所述输入电压馈送通过感应器而获得，在所述第二类型充电循环中，所述第二输出电压自所述第一输出电压通过在所述第一类型充电循环中使用的相同的感应器中存储能量的中间步骤而获得。
19.根据权利要求18所述的方法，其中，所述方法使用：
第一输出电容器，用于维持横跨第一输出端子和所述公共端子的所述第一输出电压；
第二输出电容器，用于维持横跨第二输出端子和所述公共端子的所述第二输出电压；以及
多个开关，其可操作以在许多预定配置中互连所述感应器和所述端子。
20.根据权利要求19所述的方法，所述方法包括操作所述开关，以实现所述第一类型充电循环和所述第二类型充电循环，从而将所述第一输出电压和所述第二输出电压分别维持在预定范围内。
21.根据权利要求18或19所述的方法，其中，所述第一类型充电循环具有第一阶段以及第二阶段，在所述第一阶段中，能量从所述输入馈送传送至所述感应器，在所述第二阶段中，存储在所述感应器中的能量传送至所述第一输出电容器，所述第二类型充电循环具有第一阶段以及第二阶段，在所述第一阶段中，能量从所述第一输出电容器传送至所述感应器，在所述第二阶段中，存储在所述感应器中的能量传送至所述第二输出电容器。
22.根据权利要求21所述的方法，其中，操作四个可独立控制的开关以进行需要的连接来实现所述第一和第二类型充电循环的所述第一和第二阶段。
23.根据权利要求22所述的方法，其中，所述四个开关包括：第一开关，用于将所述输入端子连接至所述第一感应器端子；第二开关，用于将所述第一感应器端子连接至所述公共端子；第三开关，用于将所述第二感应器端子连接至所述第一输出端子；以及第四开关，用于将所述第二感应器端子连接至所述第二输出端子。
24.根据权利要求21、22或者23所述的方法，其中，在所述第二类型充电循环中，所述感应器的一个端子保持连接至所述公共端子，而所述感应器的另一端子在所述第一阶段中连接至所述第一输出端子并在所述第二阶段中连接至所述第二输出端子。
25.根据权利要求18至24中任一项所述的方法，其中，所述感应器中的电流在所述第一类型充电循环和所述第二类型充电循环中具有相反极性。
26.根据权利要求18至25中任一项所述的方法，其中，每种类型循环的第一阶段的持续时间响应于负载状态的变化而变化，同时，两种类型的循环依次交替，以响应于负载状态的变化而将每个输出端子保持在预定电压范围内。
27.根据权利要求18至26中任一项所述的方法，其中，所述感应器中的电流在所述第一类型充电循环的所述第二阶段结束时一旦返回为零，则立即启动所述第二类型充电循环，而不等待时钟信号。
28.根据权利要求18至31中任一项所述的方法，其中，在所述输出电压中的一个上高要求时，启动连续的相同类型的循环，而不插入其它类型的循环。
29.一种音频设备，其包括如权利要求1至17中任一项所述的DC-DC变换器电路和音频输出电路，所述音频输出电路连接成由所述变换器的第一和第二输出电压进行供电，以产生参考所述公共端子的双极音频输出信号。
30.如权利要求29所述的音频设备，其为便携式的形式。
31.一种通信设备，其包括根据权利要求19或30所述的音频设备。
32.一种车内音频设备，其包括根据权利要求29所述的音频设备。
33.根据权利要求29、30或31所述的音频设备，还包括耳机设备，所述耳机设备由所述双极音频输出信号驱动，而无需DC阻塞电容器。
34.根据权利要求29至32中任一项所述的音频设备，还包括音频输出换能器，所述音频输出换能器连接为负载，连接至所述音频输出电路的输出端子而无需DC阻塞电容器。
35.一种集成电路，其用于DC-DC变换器电路中，所述集成电路具有用于连接至电压馈送的输入端子、第一输出端子和第二输出端子与公共端子、以及用于连接至芯片外感应器的第一感应器端子和第二感应器端子，所述集成电路包括可在多种状态下运行的开关网络，所述多种状态包括：
第一状态，在其中，所述第一感应器端子和所述第二感应器端子分别连接至所述输入端子和所述第一输出端子；
第二状态，在其中，所述第一感应器端子连接至所述公共端子，以及所述第二感应器端子连接至所述第一输出端子；以及
第三状态，在其中，所述第一感应器端子连接至所述公共端子，以及所述第二感应器端子连接至所述第二输出端子。
36.根据权利要求35所述的集成电路，还包括控制器，所述控制器布置成启动至少两个不同类型的充电循环，包括：(a)第一类型充电循环，在其中，所述开关网络首先置于所述第一状态，以在所述感应器中形成电流，随后所述开关网络置于所述第二状态，以将能量从所述感应器传送至所述第一输出端子；以及(b)第二类型充电循环，在其中，所述开关网络首先置于所述第二状态，以通过从所述第一输出端子汲取能量而在所述感应器中形成电流，以及随后所述开关网络置于所述第三状态，从而将电能从所述感应器传送至所述第二输出端子。
37.根据权利要求35或36所述的集成电路，其中，所述开关网络包括四个可独立控制的开关，所述开关足以实现被指定来界定所述第一状态、所述第二状态以及所述第三状态的连接。
38.根据权利要求37所述的集成电路，其中，所述四个开关包括：第一开关，连接在所述输入端子和所述第一感应器端子之间；第二开关，连接在所述第一感应器端子和所述公共端子之间；第三开关，连接在所述第二感应器端子和所述第一输出端子之间；以及第四开关，连接在所述第二感应器端子和所述第二输出端子之间。
39.根据权利要求35至38中任一项所述的集成电路，其中，所述开关网络还可运行于第四状态，在所述第四状态中，没有任何所述感应器端子连接至所述第一输出端子或所述第二输出端子。
40.根据权利要求39所述的集成电路，其中，在所述第四状态中，所述第一感应器端子连接至所述公共端子。
41.根据权利要求39或40所述的集成电路，其中，在所述第四状态中，所述第一感应器端子连接至所述第二感应器端子。
42.根据权利要求41所述的集成电路，其中，所述开关网络包括用于在所述第四状态中在所述感应器端子之间进行连接的开关，所述开关在所述第一状态、所述第二状态以及所述第三状态中打开。
43.根据权利要求42所述的集成电路，其中，所述附加开关的物理面积比涉及实现被指定用于所述第一状态、所述第二状态以及所述第三状态的连接的网络开关更小。
44.根据权利要求35至43中任一项所述的集成电路，还包括功能电路，所述功能电路连接至所述第一输出端子和所述第二输出端子以由所述DC-DC变换器进行供电。
45.根据权利要求44所述的集成电路，其中，所述功能电路包括音频放大器，所述音频放大器适于产生参考所述公共端子的双极音频输出信号。
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