TW200818681A - DC-DC converter circuits, and methods and apparatus including such circuits - Google Patents

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John Paul Lesso
John Laurence Pennock
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Wolfson Microelectronics Plc
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Description

200818681 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於DC-DC轉換器電路，明確地說，係關於 用於從一單輸入供應電壓處產生一分軌（雙極性）供應電 壓。本發明還進一步關於用來製造此等DC_DC轉換器的 積體電路及其操作方法，以及裝置，例如音頻放大器，其 包含此等電路以及功能性電路系統。 【先前技術】
ί. 現代的電子裝置係整合更廣範圍的功能，例如顯示功 能、音頻功能、數位信號處理功能、以及類比信號處理功 月b。该些功能中每一項均有自己的供應電壓需求，其需要 利用DC DC，甚至AC-DC類型的現代切換模式電壓轉換 益的高效率方能滿足。該些轉換器係使用電感器、電容界、 以及切換器網路的組合’該等切換器係受到預設序列：控 制，用以在較高的供應電壓及較低的供應電壓之間自由地 在取近的時代均需要從可用的供應電壓處產生不同的 供應電5，以便適用於—可能具有高度可攜性、由電池供 ^•或、π由組合式的㈣/電力介面（舉例來說，仍B裝置）供 電的複雜裝置巾的Μ部件。為達小尺寸及低成本的目、 的，該等電力轉換器功能應該與功能性電路系統整合在— ^而且應該最小化外部組件（例如電感器以及電容_ 數1與尺寸。 特殊必要條件係要從 此寺應用中的一 一單軌供應電壓 6 200818681 的電感器 以及向外 器來達成 flyback)」 電感器來 在該已知 壓卻會高 該已知設 製程選擇 處來產生一分執（雙極）供應電壓。刹田 ^ 刊用兩個分離 便很容易達成此目的，不過，基於空間、成本 接腳（pin-out)的理由，卻非常希望利用 一 、
此目的。已經有人提出被稱為「降壓返馳式卬此k 轉換器的DC-DC轉換器設計，其能夠利用一 從一單供應電壓處產生一分歧供應電壓。不過， 的設計中，該等切換器中其中一者所遭遇到=電 於該電路中其它器件所遭遇到的電壓，所以，當 a十與較大的信號處理功能進行整合時便係影燮到 性、電路可靠性、以及成本。 【發明内容】 本發明的目的在於以能夠更容易和一般電路功能進行 整合的方式來提供多輸出DC_DC轉換功能。 本發明的第一項觀點提供一種DC_DC轉換器電路，其 具有一用於連接至一供應電壓的輸入終端、第一輸出終端 與第二輸出終端、以及一共同終端，該電路包括： 一第一電容器，其係被連接在該第一輸出終端與該共 同終端之間； 一第二電容器，其係被連接在該第二輸出終端與該共 同終端之間； 一電感器； 一切換網路，其包括複數個切換器用以達成下列目的·· 在第一類型的充電循環中，（i)在第一階段之中將該電 感器連接在該輸入終端與該第一輸出終端之間，用以建立 7 200818681 該電感器之中的電流， 跨越連接在該第一電容 至該第一電容器，以及 以及（ii)在第二階段之中將該電感器 為上，用以將能量從該電感器傳輸 在第二類型的充電循環中，⑴在第一階段之中將該電 感器跨越連接在該第一電容器上，用以建立該電感器之中 的電流’以及（ii)在第二階段之中將該電感器跨越連接在該 第二電容器上，用以將能量從該電感器傳輸至該第二電容 器；以及 一控制器，用以控制該切換網路來實施該等第一類型 充電循環與第二類型充電循環。 、於一較佳的實施例中，在第二類型充電循環中，該電 感器的其中一個終端係保持被連接至該共同終端，而該電 感时的另個終端則係在該第一階段之中被連接至該第一 輸出終知並且係在該第二階段之中被連接至該第二輸出終 鳊，以便讓該第二輸出電壓相對於該共同終端的極性係與 σ亥第一輸出電壓相對於該共同終端的極性相反。 於該較佳的實施例中，該電感器之中的電流在該等第 類型充電循環與第二類型充電循環中係具有相反的極 性。 該切換器網路可以包含四個可個別控制的切換器，它 1門可運作用以產生用來實施該等第一類型充電循環與第二 六員1充弘循環的第一階段與第二階段的必要連接。 該等四個切換器可以包括：一第一切換器，用以將該 輸入終端連接至該第一電感器終端；一第二切換器，用以 200818681 將該第一電感器終端連接至該共同終端；一第三切換器， :以將該第二電感器終端連接至該第一輸出終端；以及一 第四切換器，用以將該第二電感器終端連接至該第二輸出 終端。 一別 μ 控制器可以被配置成用於以許多不同的方式來啟動 等循％，本文中將係提及其中一部份的方式。明確地說， ^制可以包含一回授功能，其係被配置成用於利用非 二吊規2的方式來啟動每一種類型的充電循環，以便讓跨越 忒等弟-電容器與第二電容器的電壓維持在預設的界限 内。 爲—控制可以被配置成用於響應不同的負載條件來改 义：一種類型的循環的第-階段的時間持續長度，同時依 =又錯兩種類型的循環，以便響應於不同的負載條件來讓 每一個輸出終端保持在預設的電壓範圍内。 盥一該控制器可以被配置成用於藉由比較每一個輸出電壓 二參考電壓用以取得一個別的誤差信號來監視該等負載 ^ 並且用以根據該對應誤差信號的大小來改變每一個 ::環的第一階段的時間持續長度，以便建立回授控制。相 父於所有循環均傳遞相等電量的替代例，這會造成更平滑 ;出仁疋在低電壓需求的時候卻會比較少用到。 。亥决差化7虎可以經過低通濾波處理，用以定義該回授 控制的一戶斤希頻率響應。 又 比凡該控制器可以被配置成用以在每一種循環類型的第一 階段期間監視該電感器之中的瞬間電流並且藉由改變要觸 200818681 階段的時間 發轉變至該第二階段的電流位準來改變該第 持續長度。 時脈信號在規律的 該控制器可以被配置成用以 間隔處來啟動該等充電循環。 該控制器可以被配置成用以在一對應的時脈週期開始 处亚未表不來自個別輸出終端的電壓需求時完全省略誃 循環類型中的至少其中一者。 m 該控制器可以被配置成用以在第二階段的充電循環結 束處：該電感器中的電流返回零時讓該切換器網路進入等 待狀態之中’並且在啟動一新的充電循環之前等待該時脈 k號的轉變，在該等待狀態之中，任何的電感器終端均不 會被連接至該第一輸出終端或該第二輸出終端中的任一 者。在該等待狀態之中，該切換器網路可以將該電感器的 兩個終端連接在一起，以便抑制殘餘振盪。 4工制了以被配置成用以在第一類型充電循環的第 一階段結束時該電感器中的電流返回零時立刻啟動該第二 類型充電循環，而不用等待一時脈信號。 該控制器可以被配置成用以允許在高電壓需求時來啟 動相同類型的連續循環。 ^該控制器可以被配置成用以在啟動相反類型的充電循 衣之則先在一循環的第二階段之中等待該電感器中的電流 返回零。 該控制器可 階段中該電感器 以被配置成用以允許在前一個循環的第二 中的電流返回零之前便先啟動一新的充電 10 200818681 循環，前提係兩個循環必須具有相同類型。 DC_DC轉換器具有各種應用。舉例來說 供音頻裝置，其包含·一拍姑 還徒
否·一根據上面所述之本發明的D 轉換器電路；以及咅艇—山雨A / 員輪出電路糸統，其係被連接用以 該轉換器的該等第—給φ +两、&斤 二 予弟輸出電壓與第二輸出電壓來供電。 該音頻裝置可以係可攜式。 該曰頻裝置可以係一車肉立相& 牙旱内音頻裝置、一頭戴式耳機或 是一立體聲頭戴式耳機梦署 .9 2 f 、Α八斗钱凌置、或是一通信裝置（例如一 電話或PDA)。 …』衣置可以進一步包含一音頻輸出轉能器(例如-揚卑态）’其係當作一負載而被連接至輸出放大器裝置的一 輸出終端’其中’該輸出放大器裝置係被連接用以由該 DC-DC轉換器來供電。產生雙極供應電壓可連接此負載， 但卻不需要用到龐大且昂貴的DC阻隔電容器。
本發明還進一步提供一種轉換電力的方法，用以將來 自-輸入供應電壓的電力轉換成第一輸出電麼與第二輸出 電壓’該等第一輸出電壓與第二輸出電壓相對於一共同终 端具有相反的極性’該方法係實施：第一類型的充電循環， 其中’係經由一電感器而從該輸入供應電壓處取得該第一 輸=電壓；以及，第二類型的充電循環，纟中，係透過將 能量儲存在和第一類型充電循環中所使用之相同的電感器 之中的中間步驟而從該第-輸出電壓處取得該第二輸出電 該方法可以係運用： 200818681 一第—輸出電容器，用以維持跨越一第一輪出終端與 该共同終端的該第一輸出電壓； 第一輸出電容器，用以維持跨越一第二輸出終端與 該共同終端的該第二輸出電壓； 複數個切換器，它們可運作用於以數種預設的組態來 互連該等終端及該電感器。 ，亥等切換器可運作用以實施第一類型的充電循環及第 一類型的充電循環，以便讓該等第一輸出電壓與第二輸出 電壓分別維持在預設的界限内。 該第一類型的充電循環具有：一第一階段，其中，能 ΐ係從該輸入供應電壓被傳輸至該電感器；以及一第二階 段，其中，儲存在該電感器之中的能量係被傳輸至該第一 輸出電容器。該第二類型的充電循環具有：一第一階段， 其中，能量係從該第一輸出電容器被傳輸至該電感器；以 及一第二階段，其中，儲存在該電感器之中的能量係被傳 輸至該第二輸出電容器。 四個可個別控制的切換器可被操作用以產生用來實施 該等第一類型充電循環與第二類型充電循環的第一階段與 第二階段的必要連接。 該等四個切換器可以包括：一第一切換器，用以將該 輸入終端連接至該第一電感器終端；一第二切換器，用以 將該第一電感器終端連接至該共同終端；一第三切換器， 用以將該第二電感器終端連接至該第一輪出終端；以及一 第四切換器，用以將該第二電感器終端連接至該第二輸出 12 200818681 在第二類型的充電循環中 唸电琢态的其中一個終端 係保持被連接至該共同終端， 、 而该電感态的另一個終端則 係在δ玄弟一階段之中被連接至一 斤 弟輸出終端並且係在該 弟一階段之中被連接至該第二輸出終端。 〃於該等較佳的實施例中，該電感器之中的電流在該等 弟-類型充電循環與第二類型充電循環中係具有相反的極 性。 f
於較佳的實施例中，係響應不同的負載條件來改變每 -種類型的循環的第一階段的時間持續長度，同時依序交 錯兩種類㉟的循m，則更響應於不同的負載條件 個輸出終端保持在預設的電壓範圍内。’° 藉由比較每一個輸出電壓與一參考電壓用以取得一個 另j的决差彳5旒便可監視該等負載條件，並且可根據該對應 誤差信號的大小來改變每—個循環的第―階段的時間持續 長度以便建立回授控制。該誤差信號可以經過低通濾波 處理，用以定義該回授控制的一所希頻率響應。 在上面所提出的基本參數内可以有許多不同的控制策 略。本文將會說明特定的範例。可以在每一種循環類型的 第一階段期間監視該電感器之中的瞬間電流並且藉由改變 要觸1¾轉麦至该第二階段的電流位準來改變該第一階段的 時間持續長度。 可以根據一時脈信號在規律的間隔處來啟動該等充電 循環。 13 200818681 於其中一貫施例中，在一 φ + 對應的時脈週期開始處並未 表不來自個別輸出終端的電壓需求時可 類型中的至少其中一者。 寺 於其中一實施例中，在第二階 ^ ^ ^ ^ ^ _ 卩自^的充電循環結束處若 该黾感态中的電流返回零時該箄 于巧4切換斋係進入等待狀態之 中，並且在啟動一新的充電循 执—斗β π d ^ <引專待該時脈信號的轉 k，在該等待狀態之中，任何 電感益終端均不會被連接 至该弟-輸出終端或該第二輸出終端中的任一者。 在該等待狀態之中，★玄擎士格 個終端連接在-起。4切^可以將該電感器的兩 於另““列中’係在第一類型充電循環的第二階段 結束時該電感器中的電流返雯 % w令日t立刻啟動該第二類 電循環’而不用等待一時脈信號。 :高電壓需求時係啟動相同類型的連續循環 插置其它類型的循環。 在啟動相反類型的充電循環之前係先在_循環的第二 階段之中監視該電感器中的電流是否返回零。 可以在前一個循環的第二階段中該電感器中的電流返 有相同類型。 认“’其中，兩個循環必須具 本發明的相關觀點提供—種用於DC-DC轉換器電路之 中的積體電路，該DC_DC ||& 、 平寻換σο電路具有用於連接复一 =壓的輸入終端、第—輪出終端與第二輪出終端與-共㈣端、以及用於連接至-晶片外電感器的第一電感器 14 200818681 終端與第二電感器終端，該積體電路包括一可運作在下列 複數個狀態之中的切換網路： 第一狀態，其中，該等第一電感器終端與第二電减器 終端係分別被連接至該輸入終端與該第一輸出終端·， 第二狀態，其中，該第一電感器終端係被連接至該共 同終端，而該第二電感器終端則係被連接至該第一輸出終 端； 第三狀態，其中，該第一電感器終端係被連接至該共 同終端，而該第二電感器終端則係被連接至該第二輸出終 端。 該積體電路可以精簡且低成本的形式來製造，並且配 合用來實施上面所述之轉換器電路及方法的其它組件來使 用。 該積體電路可以進-步包括一控制器，其係被配置成 用以接收衍生自該等輸出終端的回授信號，並且係響應該 等回授信號來啟動至少兩種不同類型的充電循環，每一種 類型的循環均包括複數個階段，每—個階段均㈣該切換 器網路被控制在前述狀態的一特定狀態之中，以便讓運作 中的該等第一輸出終端與第二輸出終端係維持在個別的目 標電壓處或附近，料第一輸出終端與第二輸出終端之上 的電壓係相對於該共同終端具有相反的極性。 口亥抆制器可被配置成用以達成下列的充電循環（a)第一 類型：充電猶環，其中，該切換器網路係先被設置在該第 狀恶之中，以便建立該電感器之中的電流，並且接著係 15 200818681 被設置在該第二狀態之中，以便將能量從該電感器處傳輸 至一被跨越連接在該第一輸出終端與該共同終端之上的電 谷以及（b)第二類型的充電循環，其中，該切換器網路 係先被叹置在该第二狀態之中，以便藉由從該第一電容器 處吸汲能量來建立該電感器之中的電流，並且接著係被設 置在4第二狀怨之中，從而將能量從該第一電容器處傳輸 至一被連接在該第二輸出終端與接地之間的第二電容器。 該切換器網路可以包含四個可個別控制的切換器，它 們足以產生專門用來定義該等第一狀態、第二狀態、以及 第三狀態的連接。 該等四個切換器可以包括：一第一切換器，用以將該 輸入終端連接至該第一電感器終端；一第二切換器，用以 將該第一電感器終端連接至該共同終端；一第三切換器， 用以將該第二電感器終端連接至該第一輸出終端；以及一 第四切換器’帛以將該第二電感器終端連接至該第二輪出 終端。 該切換器網路還可進一步運作在第四狀態之中，其中， 不會有任㈣t感器終端被連接至㈣一冑出終端或該第 二輸出終端。於該第四狀態中，該第一電感器終端可被連 接至該共同終端。或者，於該第四狀態中，該第—電感器 終端可被連接至該第二電感器終端。 該切換器網路可以包含-額外切換器，用以在該第四 狀態之中於該等電感器終端之間達成連接作用，該切換器 在該等第-狀態、第二狀態、以及第三狀態之中為開路°。 16 200818681 頟外切換器的實體面積可能小於該網路中用來產生該等第 -狀態'第二狀態、以及第三狀態之專屬連接所用到 換器的實體面積。 該積體電路可以進一步包含功能性電路系統，其係被 連接以便由該DC-DC轉換器來供電。 ^ 該功能性電路系統可以包含一音頻放大器，或是通作 電路系統（例如行驅動器或天線驅動器）。 ϋ Ο
本發明的另-項觀點則提供—種DC_DC轉換器電路， 其具有-第-輸人終端以及—用於連接至—供應電壓的妓 同終端、以及第一輸出終端與第二輸出終端，該電路包括： -一第一輸出電容器，其係被跨越連接在該第一屮 終端與該共同終端之上，用以維持跨越一第一負載的： 一輸出電壓； $ 第輸出電谷器，其係被跨越連接在該第二 終端與該共同終端 輪出 J、、褊之上，用以維持跨越一第二負載 二輸出電壓； 弟 -一電感器； -一切換網路，其 針對第一充電循環與第 控制器，用以啟動該等第一 包括複數個切換器，該等切換器 二充電循環來依序運作；以及 可 循％，以便讓該等第一輸出電壓與第 設的界限内， 充電循環與第二充電 二輸出電壓維持在預 其中，在運作中 連接該電感器 該第一充電循環係依照下列方式來 17 200818681 (i)在第一階段中，將該電感器連接在該第一輸入終端 與該第一輸出終端之間，以便將能量儲存在該電感器之 中，且接著， (π)在第二階段中，將該電感器跨越連接在該第一輪出 電容器之上，以便將能量從該電感器傳輸至該第一電容 器， 而該第二充電循環則係依照下列方式來連接該電感器 Γ
(iii) 在第一階段中，將該電感器跨越連接在該第一輪 出電容器之上，以便將能量從該第一輸出電容器傳輸至該 電感器，以及， (iv) 在第二階段中，將該電感器跨越連接在該第二輸 出電容器之上，以便將能量從該電感器傳輸至該第二輸出 電容器。 …本發明還進-步提供-種降壓轉換器，用以將一輸入 電壓轉換成第-輸出電壓與第二輸出電壓，該等第一輸出 電壓與第二輸出電壓具有相反極性，該轉換器則包括： -一電感器； 第-輪出t壓輪出電容11 ’肖以維持跨越—第—負載的該 第二輸:第電:輪出電容器…維持跨越-第二負載的該 切換網路，其包括複數個切換器； ' —控制哭 循環，以便讓V等用广啟動該等第一充電循環與第二充電 Μ專弟-輸出電壓肖第二輸出電壓維持在預 200818681 設的界限内 連串的階段之中 其中’該等複數個切換器可運作在一 用以達成下列目的： (1)將能量從該輸入電壓傳輪至該電感器；接著 (ii)將能量從該電感器傳輸至該第一輸出電容ζ，接著 (ni)將能量從該第一輸出電容器傳輸至該電感器且 接著 "° ’ (iv)將能量從該電感器傳輸至該第二電容器。 該降壓轉換器可被配置成用以運作而使得在該電感器 之中流動的電流的方向在階段（ii)之中將能量從該電感器傳 輸至該第一輸出電容器以及在階段（iii)之中將能量從該第 一輸出電容器傳輸至該電感器之間係具有相反的方向。 本發明的又一項觀點提供一種雙輸出電壓轉換 為，其包括：一第一輸出，其係經由一電感器從一電壓源 處選擇性地取得一第一電壓；以及一第二輸出，其係藉由 將此量儲存在相同的電感器之中的中間步驟來從該第一電 壓處選擇性地取得一第二電壓，其中，該等第一電壓與第 一電壓具有相反的極性。 考量下列的詳細說明便會瞭解本發明在其各實施例中 的前述與其它特點及優點。 【實施方式】 背景說明一DC-DC轉換器應用 圖la所示的係一典型的應用，其中，係藉由一 DC-DC 轉換器10來產生雙軌供應電壓V2 +與V2-，該轉換器1〇 200818681 係由一單執供應電壓V1來供應。根據本文，本說明中所 使用的標S VI、V2+等所指的係該等個別終端或是該終端 處的電壓。 圖中所示的供應電壓VI係供給處理電路系統20。該 輸入信號S可以係一類比信號或者係一數位信號。於該輸 入仏唬S 1係一類比信號的情況中，那麼該處理電路系統2〇 便會係純類比類型的電路系統，例如運算放大器、多工器、 增益方塊、…等。於該輸入信冑S1係一數位信號而該輸出 級為類比的情況中，那麼處理電路系統20便可以係一混 合的數位與類比電路系統，其中，信號S1係直接或經由 特定的數位信號處理被饋送至一 DAC(圖中並未顯示），且 忒DAC的輸出接著便會被饋送至上面所述的類比電路系 統之中。 該處理電路系統20係輸出一經過處理的信號S2，在 本特殊的實施例中，該經過處理的信號S2係被傳送至— 位準移位器30，舉例來說，該位準移位器3〇可以係由一 DC阻隔電容器來實施。輸出放4〇係由該沉叹轉 換器10所產生的雙軌供應電壓¥2+與V2來供電。如利用 雙執供應電壓V2+、V2_來運作的輸出放大器所要求，輸 入信號S1(倘若為類比的話）以及該處理電路系統2〇中的 類比信號通常係被視為係接地電位及V1之間的中間值， 而該經過位準移位器的信號S2，則係以接地為基準。 該經過位準移位器的信號S2，係被饋送至該輸出放大 器40,該輸出放大器40係輸出一經過放大的輸出信號S3, 20 200818681 该經過放大的輸出信號S3係被饋送至具有信號轉能器 之形式的一以接地為基準的負载。於該輸出放大器4〇係 一切換式（D級或PWM)放大器或者一 i位元數位（希格瑪_ 德爾它（Σ-δ))類型輸出級的情況中，該等信號S1、s2從 輸入至輸出可以皆為數位形式或者開始為類比型式而在該 處理電路系統20之中則係被轉換成數位形式。 圖lb所示的係圖la之排列的更明確應用；為清楚起 見，圖中已經省略該DC-DC轉換器1〇及供應連接線。在 本範例中，該應用係一立體聲放大器，其中，該負載係一 立體聲頭戴式耳機51。該放大器中的該等信號處理元件係 被複製以便處理左聲道信號及右聲道信號，如圖中元件符 號的字尾「L」以及「R」所示。兩個聲道可以共用該等供 應黾>£ ,不過，倘右该應用需要的話，亦可為不同的聲道 提供獨立的供應電壓。其中一種應用領域為可攜式的音頻 裝置，例如MP3播放器，舉例來說，於該應用領域中，該 分執供應電壓允許產生一 DC耦合輸出，其係希望維持= 頻響應但卻不必使用龐大的去耦電容器。 月b夠產生一分軌供應電壓的其它可能的應用領域包含 (1)用以處置類比合成視頻信號的電路的供應電壓，其中， 乂接地為基準的DC耗合輸出信號能夠防止黑位準下 降；以及（2)用於資料連結線或數據機（例如adsl)的行驅 動器，其中，一以接地為基準的DC耦合輪出信號能夠降 低基線飄移效應。 基於成本與尺寸的理由，能夠將Mp3播放器、行動電 21 200818681 話、或是任何其它應用整合在少數的積體電路 之中非常地 重要。所以， 將用於產生供應電壓的電路系統（於本例中
均需要用到一電感器。 月景說明一DC-DC轉換器電路 圖2所示的係一已知的DC-DC轉換器電路的結構，其 能夠在電壓VI(以接地為基準）處接收一供應電壓並且利用 一単一電感器來產生正供應電壓V2 +與負供應電壓V2_。 D C轉換器拓樸通常係被分成數種，例如「降壓式」、 升壓式 Ρ牛升壓式」…專，圖2中所示的電路在文 獻中被稱為係一種「降壓返馳式」轉換器。 該電路包括一由五個切換器S1至S5所組成的切換器 網路’用以連接該等輸入終端與輸出終端VI、V2+、V2-， 以及一共同接地GND。該電路僅包含一電感器L，任一端 處的節點則標記為 X與Υ。如上所述，該電感器將係被設 置在晶片外’於此情況中，節點χ與γ係對應於在其上係
製造該DC-DC 轉換器的積體電路的接腳。每一個輸出均 22 200818681 具有用於正位準或「高位準侧」輸出終端V2+的貯存電容 器ci，以及用於負位準或低位準側輸出終端v2_的貯存電 容器C2。該等電容器通常同樣係位在晶片外，該等輸出 V2+、V2-、以及GND同樣係對應於該晶片的外部接腳。 當切換器s 1閉合時係將輸入終端V1連接至節點X。 同樣地，切換器S2係將節點χ連接至接地；切換器s3係 將節點X連接至低位準側輸出終端V2_ ;切換器Μ係將 節點Y連接至高位準側輪出終端V2+;以及切換器s5、係 將節點γ連接至接地。每—個切換器si至s5均受控於— 個別的切換器控制信號⑶i CS5,且該些控制㈣係由 -控制器60户斤產生，該控制器係響應於感測信號以及丘 同信號（例如時脈信號、開機信號、以及關機信號），以預 設的序列來啟動該等切換器。在一積體電路實施例(甚至係 離散的實施例）中’該等切換器S1至S5通常係利用刪 電晶體來實施。電流感測特徵元件可以配合該等切㈣中 :部份或全部來提供回授至該控制器。為清楚起見，、圖中 省略所有該些電流感測特徵元件。 現在將參考圖3a至奵來說明圖2的已知降壓返馳式 DC-DC轉換器1〇的運作方式， 乂 圖中所示的係該等切換器 在六個關鍵運作階段中的狀態。該控制器係讓該電路以遠 高於該音頻頻率的頻率來循環進行該些階段，以便最小化 该等輸出供應電壓中的變化， ^ .. . ^ 並且在该曰頻或其它應用中 讓雜汛洛在感興趣頻帶的外面。 ^ ^ 見在將配合圖4的新穎電 路末更砰細提出該控制器的形 23 200818681 該轉換器的完整運作循環包含：一第一類型的子循環， 其中’該電感H L係供應電流以產生該正位準輸出電壓 V2+ ;以及一第二類创的；他 ., ^的子循_，其中，該子 供應電流以產生該負位準輸出電m V2_。在本範例中，該 等電壓v2+以* V2•的大小通常會相等且小於νι。在料 子循環之間，感器電流係返回零，如同一標準降壓類 型轉換器運作的「不連續模式」。
第-類型的子循環包含三個階段A至c，分別對應於 圖3a至3c中所示的電路狀態。應該注意的係，基於清楚 的理由，圖3a至3c中已經刻意省略圖2中所示的控制器 60、所有感測信號、以及控制信號cs丨至CS5。 階段A—(圖3a) ··在第—階段中，切換器si與s4為 閉合。剛開始，電感器電流為零。該電感@ L之上係被施 加Vl-(V2 + )’所以，儘管負載電流（il〇ad+)希望同時從 電容器C1處抽出電量並且拉進高位準側負載（圖中並未顯 示）且經由該負載流至接地，其仍會建立流過該電感器£的 電流IL並且係開始對貯存電容器C1(IC1)進行充電。 階段B—(圖3b广在下一個階段中，切換器si係開路 且S2係閉合，而S4則係保持閉合。電感器[中的電流化 係繼續流動（此為一電感器的定義特徵），繼續對電容器d 進行充電，以及供應負載電流IL〇AD+。不過，現在的電 感器L之上則係被施加電壓V2+，其為階段a中的相反極 性。因此’電流IL係往下降，最終係降為零。 階段C—(圖3c):為避免抽回電容器C1中的電量且因 24 200818681 而降低效率，當電感器電流IL抵達零時，切換器S4便會 開路。切換器S2係保持閉合。再者，較佳的係於此時點 略微短路電感g L的節點乂與γ，以避免因該電感器中的 任何殘餘電流的關係而出現電壓振盪。如圖中所示，藉由 閉合切換器S5便可合宜地達成此目的。
完成該第一子循環且讓電感器電流返回零之後，現在 便可接著進行第：類型的子循環，其中，該電感器[係用 來對負執電容器C2進行充電。 第二類型的子循環包含三個階段D、Ε、以及F。該等 胃们卩白長中的切換斋s丨至S5的狀態以及流動以產生負電 C V2-的生成電流則分別如圖3d至3f中所示。同樣地， 基於清楚的理由，圖3d至3f中省略控制器6()、各種感測 L號、以及控制信號C s 1至c S 5。 階段D—(圖3d):切換器S1與S5為閉合。剛開始， 電感器電流為零。該電感器L之上係被施加νι，所以， 如同在第一類型子循環的階段A(圖3a)，係建立電流江。 同％，低位準側負載（圖中並未顯示）係將電流IL〇AD_拉至 接地’並且同時係抽出貯存電容器C2的電量。 階段E—(圖3e):經過一段時間後，切換器S1係開路 而切換器S3係閉合。切換器S5則保持閉合。電感器電流 IL係繼續流動，對貯存電容器C2進行充電，以及供應低 位準侧負載電流IL0AD_。電感器L之上係被施加電壓 V2-，其極性和前一階段相反，因此，電流係往下降， 最終係降為零。 25 200818681 階段F—(圖3f):為避免插回電容器C2中的電量而降 低效率，當電感器電流1[抵達零時，切換器S3便會開路。 切換器S5係保持閉合。再者，較佳的係如圖中所示地閉 合切換器S2來短路電感器L的終端，以避免因該電感器L 中的任何殘餘電流IL的關係而出現電壓振盪。 藉由循環進行前述六個階段A至F，如圖“至打中 所示’便可交替地再充電電容器C1肖C2，因而便可利用 單一電感器來產生雙軌（正與負）電壓。 Γ 一般來說，來自V2+/V2·的輸出電壓係被回授且係與 個別的目標電塵作比較。所生成的誤差信號則係用來推知 該等兩個充電階段的合宜責任循環（也就是，啟動時間）， 以便提供用以最小化該些誤差所需要的電流。已知電路中 關於此類控制的細節並非係本說明的重點。更多的細節將 係配合下文所述之新穎的DC_DC轉換器電路的控制來提 出。 如上所述，現在係以M〇S電晶體來實現切換器Sl至 l S5。明確地說，在一積體電路之上，該些電晶體係具有最 大的額定電壓，以達長期可靠度並且防止發生立即性損 壞。舉例來說，一具有〇 ·丨8 # m最小特徵圖案尺寸的標準 混合信號製程係具有兩種類型的MOS電晶體，其額定電 壓（操作電壓的標準值）分別為1 ·8伏與5伏。若允許供應 電壓有1 0%的變異公差的話，那麼便可讓電路系統可靠地 運作在5·5ν的供應電壓處。 於此等情況中，因為切換器S3上的尖峰電壓應力的 26 200818681 關係’可能很難整合圖2的電路， 確地說，在該已知電路之運作的階段d中、吊也卬貝明 S3的其中一侧係(直接)被連接至該負輪出矣器 一側則係被連接至節點x，在階段D 〃 、另 輸入供應電…。同樣地，在階二係處於 又1:1甲（圖3e)，切施 器S1的其_ 一側係被連接至V1 ; 、 連接至節點X，在階段E +，該節 出電壓。 4點X城於低位準側輸
在S3或S1上的尖峰電壓應力如下： V1-(V2_) 假叹該半泽體製程為標準混合信號製程，舉例來戈 的 ^乂與 5V 電晶體，以及 vi=55Vi 所以，在S3或S1上的尖峰應力便會係：
5.5V-〇l_5V) = 7V 對4製程範例來說，7V的尖峰應力電壓遠高於長期可 靠度限制條件所規^的5.5v最大值，且令人感到不宜的 係，其甚至很接近該等電晶體之崩潰電壓的最小電位位準 8v(BVdSS)。當考量切換電感器L時係發生的暫態過衝， 則可以發生立即電晶體崩潰，或者該電晶體最多還可能會 口孩二過衝所導致的額外反覆應力的關係而提早擊穿。任 何此類電晶體崩潰通常都會造成立即毁損該等電晶體且因 而係導致電路與系統故障，顯然地，這並非所希的結果。 當然還需要有包含額外處理步驟的半導體製程來製造 能夠支援更高崩潰電壓的電晶體結構。不㉟，因為該等額 27 200818681 外處理步驟的關係，對每一個晶圓來說，此等製程的固有 成本係更昂貴。另外，相較於上面所揭示的18V/5V混合 信號製程以及類似製程來說，此等製程並無法廣泛採用: 該等較高電壓電晶體的電氣特徵與佈局規則的標準性較 低，因而使其難以將電路設計從一矽晶圓代工廠傳送至另 一矽晶圓代工廠。再者，該等電晶體的實體尺寸係隨著崩 潰電壓的提高而提高，#而係增加晶粒面積、減少每個晶 圓的晶粒數、提高封裝需求…等。
新穎的DC_DC轉換器 圖4所示的係一新穎的DC_DC轉換器電路4〇〇的結 構：用以藉由可克服和已知的降壓返馳式轉換器相關聯之 問題（換。言之，一或多個切換器的應力）的拓樸與階段序列 來利用單—電感器產生雙極供應電壓。
、在圖4的電路及其說明中，係使用和上面已知電路（圖 2以及3a至3f)之說明中相同的表示方式，且為容易參考 ^見係使用相同的參考記號。如同在已知的電路中，吾 等係看見輪入終端與輸出終端VI、V2+、V2-，以及一接 :終、MGND) ’ -被耦合至節點X與Y的(晶片外)電感器 L，以及分別用來儲存高位準側與低位準侧輸出的 電容器C1與C2。 該新穎電路400中的切換器網路具有四個主切換器， =已§知電路的五個。該些切換器的標記為SI、S2、S4、 以及S6 ’以避免和在已知電路中扮演不同角色的切換器造 28 200818681 成混淆。該網路的連接方式如下：當切換器si閉人時係 將輸入終端vr連接至節點x;切換器S2係將節點乂連接 至接地；切換器S4係將節點γ連接至高位準侧輪出级端 V2+;以及切換器86係將節點γ連接至低位準側輸出終端 V2::視情況，還可在位置S7a《㈣處提供一額外的切 換為’如g| 4中的點線所示。每—個切換器均受控於一個 別的切換器控制信號CS1、CS2、CS4、CS6、CS7,且該 (' :&制七遽係由一控制$ 460所產生，該控制器係響應於 感測4號以及共同信號（例如時脈信號、開機信號、以及關 機L 5虎）’以預設的序列來啟動該等切換器。控制器46〇本 質上係已知電路中的控制器6〇的修正版本，且將會在參 考圖5a至5f來說明該新穎電路的基礎運作序列之後來作 更詳細的說明。 在積體電路貫施例（甚至係離散的實施例）中，該等 切換器S1等可能同樣係利用M〇s電晶體來實施。電流感 I; 〗4寸彳政元件可此會配合該等切換器中一部份或全部來提供 回杈至該控制器。為清楚起見，圖中省略所有該些電流感 測特徵元件。 參考圖5a至5f以及圖6，此DC-DC轉換器400的運 作同樣係發生在兩種類型的子循環之中，其分別包括階段 A B-C以及D-E-F。如前面所述，第一子循環A-B_c係使 用電感裔L來供應電流IL以充電高位準侧輸出電容器C1， C1 以便產生一正輸出電壓V2 + (小於VI)。不過，相反地，第 一子循環D-E-F則係使用電感器L來從高位準側電容器 29 200818681 處取传電量（而不會從輸人νι處來取得），將直從# 至電容器《，以便產生-負輸出電^)2.將其^處傳輪 圖6所示的係在該新穎轉換器中和階段八至〜 :5a至5f)相關聯的運作波形。熟習本技術的讀者便合明 示二==的㈣僅具有解釋的意義，而並：顯 文/又或疋匕們的詳細形式。明確地說，為解釋起 見牛例來況，相較於在高品質音頻應用中所預期的，此
處已經大幅地放大顯示在輸出„ V2 +與v2_中的循環變 化0 更坪細地來說’第-類型子循環包含三個階段八至C， 它們：別對應於圖5a至5c中所示的電路狀態。不過，應 該注意的係，基於清楚的理由，目5a至5f中已經刻意省 略圖4中所不的控制器46〇、所有感測信號、以及控制信 #υ CS1至CS7。還應該進一步注意的係，圖5a至5f中所 挺及的^ #又」为別對應於圖6中所示之個別波形的階段 A至F且係在下文中作更詳細說明。 、階段A—(圖5a):在第一階段的運作中，切換器s丨與 S4為閉合，如圖5A中所示。剛開始，電感器電流江為零， 不過，現在在該電感器L之上係被施加v卜（V2 + )，所以， 儘官咼位準側負載（圖中並未顯示）係同時從電容器c丨處吸 取電流ILODA+並且將其沉入接地GND之中，不過仍會建 立電流IL。 階段B—(圖5b) ··在經過一段時間之後，當電感器電 流IL抵達圖6中所示的位準imax+之後，切換器s i係開 30 200818681 路且S2係閉合’而切換器S4則係保持閉合。電感器l中 的私流IL係繼續流動，對貯存電容器c丨進行充電，以及 供應高位準側電流IL〇AD+。因為現在的電感胃l之上會 被施加電® V2+，其和前一階段的極性相反，因此，電： IL係往下降，最終係降為零。 階段C—(圖5〇 :當電感器電流IL抵達零時，切換器 S4係開路以避免抽回電容器C1中的電量而損及效率。'再 者”為避免因该電感器L中的任何殘餘電流的關係而出現 電壓振盪，該額外切換器S7a係被啟動來串連切換器S2， 以便短路電感器L。或者，亦可使用切換器S7b來直接短 路該等電感器終端X與γ。 讓電感器電流返回零，該控制器便能夠讓該電路進入 第二子循環，其包括三個階段D、E、以及F。該等三個階 段中的切換器S1至S5的狀態以及流動以產生負電壓V2_ 的生成電流則分別如圖5d至5f中所示。雖然在第一子循 環的電路運作中，三個階段實質上和已知轉換器的三個階 段相同，不過，第二子循環的結構及運作序列卻非常不同。 同樣地，基於清楚的理由，圖5d至5f中省略控制器6〇、 各種感測信號、以及控制信號CS1至CS4、CS6、以及CS7。 階段D—(圖5d):在第二子循環的第一階段中，切換 器S2與S4為閉合，而切換器S 1與S6則係開路。剛開始， 電感恭電流IL為零，不過，現在在該電感器l之上係被 施加電壓V2+，所以，係建立電流IL，不過，其極性則和 前一子循環相反。結果，其並不會從位於VI處的輸入供 31 200818681 應電壓中吸取電流，而係從高位 〇 m半惻貝丁存電容器c 1處來 吸取此電流IL。同時，低位準 、、， 干训貝戰係將電流ILOAD-饋 送至財存電谷窃C2的低位準側，並孫 ，、係有讓V2-的負值變得 較小的傾向（更容易的理解方式孫 式係忒負载係從電容器V2-處 吸取電流-ILOAD-)。 階段E—(圖5e) ··經過一與B主y么 一 、工幻#又時間後，電感器電流IL已 經抵達其隶大位準（圖6中所干的τ 、 甲所不的1max_)，切換器S4係開 Ο 路且切換器S6係閉合，而切換器S2則保持閉合。電感器 L中的電流IL係繼續流動（此為一電感器的特徵行為/用 以對貯存電容器C2進行充電，以乃祉處+ 疋订兄电以及供應電流ILOAD-給該 ^載。現在在電感H L之上係被施力V2•，其極性和 前-階段相反’因此，電流_往下降，最終係降為零。 階段F—(圖5f):為避免抽回電容器C中的電量，當 該電流抵達零時（階段F)，切換器S6便會開路。此處提供 -切換器mb，該切換器係閉合，以避免因該電感 器L中的任何殘餘電流的關係而出現電壓振盪。切換器 係被啟動以便連同仍為啟動的S2來串連切換器Wa，以便 短路該電感器。亦可使用替代的切換器S7b本身來短路該 電感器。階段F的替代形式亦可讓切換器S2開路，用以 取代S6(必要時，可以利用s%來短路該電感器）。 藉由循環進行前述六個階段（A至F)，便可以交替的方 式輪流再充電電容器C1與C2,因而便可利用單—電感器 來產生正供應電壓V2 +與負供應電壓V2_。應該注意的係， 該電感器之中的電流在該等兩種類型的充電循環之間係反 32 200818681 向；而在已知的多輸出降壓轉換器中，該電感器之中的電 流則係傾向於一直在相同的方向之中流動。 重要的係，現在可以看見，在本範例中，沒有任一個 切換為係跨越其終端看見大於輸入電壓Vi處之電壓的電 位（以接地為基準）。節點χ處的電壓係在V1與接地之間 進行切換，而切換器81與82所受到的應力絕不會大於V1。 即點Y係藉由S4被切換成V2+或是藉由86被切換成V2-， 所以’此二切換器任一者所看見的應力均不會大於V2+ _ ( (V2-)。在電壓V2 +與V2_較高的其它實施例中，舉例來說， V1=5V而V2+/V2-=+厂3V，此尖峰切換器電壓可以大於 V1，不過，重要的係，其所看見的應力係小於在已知電路 中所遭遇到的數值V1 - (V2-)。 除此之外，因為切換器S7a或S7b僅必須讓該電感器 中的殘餘電流通過，而非該負載電流中的任何部份，所以， 其「導通阻值」並不重要，這隱含著可以運用一小型的m〇s 切換器。據此，相較於圖2已知降壓返馳式電路中所需要 ( 的五個切換态，該新穎電路因而僅需要四個主要切換器。 该些主切換器和輔助切換器（例如切換器S7a或S7b)的差 另j在於匕們的尺寸以及效能特徵，這對該dc_dc轉換芎 的整體效率來說非常地關鍵。 ° 控制器460 圖7a與7b更詳細地顯示控制器46〇電路系統的實施 方式其可用來控制前面參考圖4至6所述的轉 33 200818681 =彻的運作方式。此控制電路系統解釋的係一簡易的 電流模式控制迴路，用以讓輸出電壓V2 +與V2_中的每一 者均維持在一所希的範圍内。 圖7a的控制器46〇包括切換器控制邏輯或定序器 八可合且地根據眾所熟知的設計原理來實施一有限 狀態機（對應的狀態轉變圖如圖8中所示）。較佳的係，提 伊方波％脈彳5旒CLK，以便妥善地定義充電循環的頻率 以及該等輸出電壓中的任何最終人為效果。定序器M2、的 輸入係被連接至即將作說明的前置處理電路系統，而輸出 則係攜載該等切換器控制信號CS1、CS2、cs4、CS6、以 及CS7。切換器前置驅動與位準偏移電路系統464係以合 宜的形式將該些控制信號施加至圖4中所看見之由切換器 SI、S2、S4、S6、以及S7a/S7b所組成的陣列465，在圖 7a中，该陣列僅會被繪製成該圖右側處的方塊。圖中可以 看見外部電感器L以及電容器C1、C2，以及輸入終端與 輸出終端GND、V1、V2+、以及V2-。 一包括電阻器Rla與Rib的電位分割器係被跨越連接 在该等而位準側輸出終端上，以便在終端V3 +處產生該高 位準側輸出電壓的縮降版本。一高位準側電壓感測路徑（其 包括一第一差動式輸入放大器（舉例來說，一跨導級）466、 一高位準側誤差濾波器468(通常係一 rc網路）、以及一第 一比較器470)係處理該電壓V3+，用以將一邏輯信號CD+ 饋送至該定序器462。輸入放大器466具有一被連接至一 參考電壓Vref之來源的參考輸入。第一比較器47〇的參考 34 200818681 輸入係被連接以接收由一電流感測電路472在切換器s工 之中所感測到之該電感器電流IL的代表信號IL+。電流感 測電路472可運作用以緩衝在一與S1串連的感測電阻器 上所下降的電麼’或者可以包括—含有S1的電流鏡配置。 此經感測的電流還會被施加至一第二比較器474，該第二 比較器474具有一對應於零電流的參考輸入，且此比較器 係將一邏輯信號ILZ+饋送至定序器462之中。倘若較有利 的話，亦可感測流經S4的電流，而非s 1。 如圖中的虛線所示，可由一第三比較器476將一額外 的「恐慌（panic)」信號輪入至該定序器之中，該第三比較 器476係比較V3 +處的經感測電壓與一「恐慌」參考位準 VPANIC。（此電路系統係非必要的系統且其運作將會在同 樣參考圖8說明過主要運作特點之後來作分開說明）。 一包括電阻器R2a與R2b的第二電位分割器係被跨越 連接在該等低位準側輸出終端上，以便在終端V3_處產生 該實際低位準侧輸出電壓的縮降版本。一低位準側電壓感 測路徑（其包括一位準移位器478、一第二差動式輸入放大 益480、一低位準側誤差濾波器482、以及一第四比較器484) 係處理此經感測的電壓，用以將一邏輯信號CD_饋送至該 定序器462。放大器480具有一被連接至參考電壓Vref之 來源的參考輸入。比較器484的參考輸入係被連接以接收 由一電流感測電路486在切換器S2(或S6)之中所感測到之 该電感恭電流IL的代表信號IL-。此經感測的電流還會被 施加至一第五比較器488，該第五比較器488具有一對應 35 200818681 於令電流的參考輸入，且此比較器係將一邏輯信號化2_饋 送至定序器462之中。 圖7b所示的係位準移位器478的一種可能的實施方 式。該輸入電壓係被施加至一運算放大器，該運算放大器 係被配置成一電壓隨動器，被連接至一電阻器RLS，而該 電阻器RLS則係被連接至一具有經定義數值Is〇urce的電 机源。该輸出電壓係取自該電流源及該電阻器的共同節 〇 在運作中，該電阻器係具有一恆定的I.R電壓降 VLS Isource.RLS。這會造成該輸出處的電壓跟隨該運算
放大态輸出處的信號，不過會在正向方向中產生電壓VLS 的位準偏移。 在運作中，衍生自V2 +之經衰減的正輸出電壓V3 + (以 達合宜的電壓位準）係與一參考電壓Vref作比較，且所生 成的誤差信號E +係被傳送經過濾波器468，以便提供一經 濾波的誤差化遽FE+。可以藉由感測流過切換器§ 1的電流 CJ 來感測（在1^段A期間）該電感器之中的電流，以便提供經 感測電流信號IL+。此信號IL+係與零作比較，以便提供 γ邏輯信號ILZ+來表示該電感器電流的極性：此信號可用 來設定旗號以表示此電流已經衰減至零。化+還會與fe +作 比車:，以便提供一信？虎⑶+來表示該經感測的電感器電流 IL九兄係小於或大於該經濾波的高位準側誤差信號。 此比較的意義在稍後的說明中會更清楚。 在4低位準側感測路徑中，位準移位器係平移該 已衰減的負輸出電壓V3-，以便提供一正電魔，用以方便 36 200818681 和參考電壓Vref作比較。這可讓該控制電路系統運作在一 合宜的單一正供應電壓（例如V1)處。於此信號路徑中，可 合宜地在切換器S2之中來感測階段D期間的電感器電流， 用以提供一經感測的電流信號IL•。信號ILZ_係表示該電 感器電流的極性：此信號可用來設定旗號以表示IL•已經 哀減至零，而信號CD-則表示該電感器電流IL-超過該低 位準側經濾波的誤差信號FE_。 一 因為該定序器係以大於該被供電電路系統之信號頻率 的頻率（舉例來說，音頻頻率）來循環執行，所以，預期在 任何給定時間處係需要以在該高位準侧或該低位準側為 士 〃係政著°亥曰頻k號在正向偏移及負向偏移之間交替 時而交換。有許多不同的控制策略與實體實施方式可以： 來交用：策略大雜上㈣定的速率
需求來調適每一個子循僂：以根據每-側上的電M 等輸出供庫：壓=傳遞的電量。這會最小化該 壓需求的：候來最其係在低電壓需求與中等電 轉變係同b 2 的平滑性。子循環之間的 別階段轉變則係為 们子循核内的個 脈波形可能係不對 中所不，該時 出現在該電路、，/、比則經過設計用以最大化 載電壓需求中π 雜作電壓、以及在該負 犯預期的不對稱性等的效率。 圖 8所- ' -的係-狀態轉變圖，顯示的係如何在定序器 37 200818681 462内使用圖7a中所 ^ ^ ^ ^ ，、的電路糸統所產生的感測輸入來設 疋邊寻切換器控制信號不叹 用以控制階段Α至ρ的谁〜 ， 的電壓需求改變時m #认 戟母側處 的所希數值。出電壓仍會維持接近它們 φ m 圖上標記著A至F的六個狀態對應於 刖面所迷的切換哭姻攸 谀…、.罔路之運作中的階段A至F，且每一個 P白#又中的切換器控制彳* _ 、、、 剌1σ唬CS1至CS7的狀態均經過定義，
能it 2成個別=式圖h至5f中所示的切換器狀態。該狀 怨變圖中的箭頭所示的係由寫在每一個箭頭旁邊的邏輯 1卞件所觸t的狀恶之間的轉變。—部份的轉變係由虛線來 表不’並且代表改進的作法，以涵蓋可能出現在實際實施 方式中的特殊狀況。現在將先說明由實體轉變線所示的正 常運作。 在正#運作中，定序器462係反覆地循環通過階段（狀 心）A至F，彳文而定義該波形圖中所示的階段A至f。在從 1」至「0」的時脈轉變之後，該電路係起始於階段A(對 應於圖5a)之中並且停留在該狀態之中，同時該經感測的 電感器電流IL+係小於該尖峰電感器電流需求信號fe+。 一旦IL+上升至等於fe+之後，該電路便係被切換至正輸 出充電階段B。接著，只要IL+大於零，該電路便會保持 在階段B之中。一旦iL +下降至零，該電路便會被切換至 閒置狀態C。它會保持在狀態c之中，直到時脈CLK下一 次轉變從0轉變成1為止，當時脈CLK從0轉變成1時， 該電路便會被切換至該低位準側充電子循環的第一階段之 38 200818681 中（也就是，階段D)，其係從電容器C1來充電該電感器[ 以便準備供應給電容器C2。該電路係保持在階段D之中， 直到該經感測的電感器電流IL-的大小上升至等於FE_為 止。此時，該電路便會被切換至圖5e中所示的狀態並且會 開始階段E(請注意，；[L-與FE-兩者均為負信號，所以，此 狀態轉變的實際條件應正確描述為IL_<FE_)。接著，該電 路係保持在階段E之中，直到該電感器電流衰減至零，當 電感器電流衰減至零時，該電路便會被切換至閒置狀態（階 段F)°在完成該低位準側子循環之後，當CLK從1轉變 成〇時，該電路便會被切換回到階段A。 依此方式，每一回授信號路徑（高位準側與低位準側） 的作用均如同一習知的電流模式控制迴路。該等回授路徑 的作用係讓該誤差電壓來調變FE+或FE_。因此，fE +及FE_ 可被視為需求信號，並且可利用比較器47〇的輸出依照個 別需求信號的比例來設定每一個子循環之中的尖峰電感器 電流（Imax+以及Imax-)，用以觸發結束階段a並且轉變至 階段B之中。明確地說，藉由比較該經濾波的誤差信號FE + 及在階段A期間所建立的瞬間電感器電流IL+，比較器47〇 係產生一信號CD+，該信號CD+可用來調整階段a結束的 時點，用以在輸出電壓V2 +遠低於目標數值時於階段A之 中在该電感器之中所建立的電流係大於該輸出電壓V2 +僅 略低於目標數值時。這可在電壓需求很高時於階段A與B 之中讓較大的總電量傳輸至電容器C1之中。該濾波器必 須降低回授迴路單位增益頻寬，以確保穩定性。相同地， 39 200818681 信號FE-係決定要觸發結束階段d的電感器電流位準。同 樣地’濾波器482必須降低迴路單位增益頻寬，以確保穩 定性。 # 和W面所述之「正常」運作不同的係，健全的控制還 需要特定額外的可能轉變，舉例來說，其包含圖8中的虛 線所示的可能轉變。如前面所述，典型應用中的電壓需求 通常係非常地不對稱，並且一定會出現錯誤條件。據此，
在階段A處，倘若在時脈CLK從〇變成丨之前該電流仍 未上升至FE+的話，該電路仍會被切換至階段B，以便在 經過階段C至負電感器充電階段D之前讓電流再度下降為 零。端視低位準側輸出上的負載而定，可能不必有階段β 或E，或者可以有足夠的剩餘時間讓此情況發生。倘若沒 有足夠時間的話’那麼該些低位準側階段可能同樣會流入 下—個半時脈週期，不過，當時脈CLK從「丨」變成「〇」 時，階段D便會終止，如源自階段D的點線路徑所示，1 要從階段E轉變出來則會延❹丨IL衰降至零為止。 從階段F處係定義一短暫的狀態η，，倘若卯+小於 零的話’該電路便會從該處直接被切換至階段c而非階段 八。其目的係讓該電路直接略過一高位準側子循環，而不 會在該子循環週期結束之前讓有風㈣FE+變成高位準並 電流。圖中配合低位準侧子循環以及源自該 輪出仏應電壓之負位準側的回授FE•提供對應的額外路徑 狀態C’。舉例來說’可能還會新增額外的控制， 在該經感測電感器電流超過特定預設限制值時來中斷 40 200818681 藉由在數值FE +與 ，而不必進行額外的測 充電’以便限制尖峰電感器電流。 之上設置一限制器便可實施此作業 試與轉變。
士使用到參考位準VPANIC的額外回授路徑係—新增的 特‘：，其可用來解決該低位準侧負載所需求的電流大於該 調節器所能夠供應之電流的錯誤模式。於此情況中，低位 準側供應電μ及高位準側供應電麼均傾向於會下降。因為 母個循％中以位準側能夠供應給該低位準側的能量係相 依於在充m μ跨越該電感器的電壓，所以，用以充 電該低位準側@能力冑會隨著該高位準側供應電壓下降而 :低。：以危險係，即使當該低位準側電壓需求返回 其正常」最大值，該高位準側供應電壓仍將無法在每個 循環中供應足夠的能量’且該系統可能會閉鎖，而讓該高 =準側供應電壓變得越來越低。為克服此風險，可以設定 〜、慌」6»界電位，其係略低於心紆，若低於該臨界電 值時’那麼不論該低位準侧回授路徑所表明的電壓需求為 何，該高位準側電壓需求均將係由定序器術中的額外邏 輯來滿足。依此方式，i少該高位準側可能會停留在一合 理的正常電壓處，準備在該超額電壓需求離去之後進行清 除復原。 〜圖9所示的係使用才目同切㉟器網路的一替代控制迴路 朿略的狀態圖。圖10戶斤示的係要配合此狀態圖來使用的 :經修正回授配置，帛以取代圖7a的配置。在該結構與功 中的元件和圖7a的電路相同處係使用相同的元件符號， 41 200818681 不過前置符號則以「9」來取代「4」，以便區分該等實施 例因此，舉例來說，控制器960係取代控制器46〇，而 經修正的定序器的元件符號則為962，而非462。相同的 元件將不會作進一步說明，看見的係、，主I的差異在 於高位準側路徑，其中，係利用一對比較器966與968來 取代元件466、468、以及470，該對比較器係分別產生輸 出邏輯信號VSi + 與 VM + 供定序器962來使用。一上臨界 電壓Vhigh係被施加至比較器966的非反向輸入；而V3+ 處的仏唬（其代表的係高位準侧輸出電壓v2+)則係被施加 至比較器966的反向輸入。相反地，一下臨界電壓vi〇w 係被施加至比較n 968的反向輸人；@ V3+處的信號則係 被施加至比較器968的非反向輸入。同樣地，係提供一「恐 慌」路徑作為非必要特點。 在正回授路徑中提供上臨界電壓偵測器與下臨界電壓 谓測器可以遲滯的方式來控制高位準側充電作業，從而讓 該經衰減的輸出電壓V3 +和上臨界電壓vhigh與下臨界電 壓Vlow進仃瞬間比較。同樣參考圖9的狀態轉變圖，從 圖中可以看見，在該時脈的上升緣處，僅有在條件 V3 + <Vl〇w滿足時，該電感器才會被充電。電感器充電作 業係從該處持續進行，直到V3 +超過vhigh為止，此時該 電感器便會被放電，直到該經感測電流下降至零為止。這 S k t、較簡單的控制電路，不過在設計中卻需要謹慎注 意以保持穩定。應該瞭解的係，實際上被施加至該等比較 益輸入的臨界電壓vlow與Vhigh雖然係根據電位分割器 42 200818681 的縮放係數Rla/Rlb來作設定，用以和V3 +作比較；不過 當表現在波形圖之上時則係被放大，以便和實際的數值V2 + 作比較。 圖11所示的係DC-DC轉換器400的又一種可能運作 模式的波形。希望實施此運作模式的設計人員，依據前面 範例中所示的原理便可輕易地產生狀態轉變規則與回授路 技。圖1 1的波形所示的係在套用忽略時脈CLK的1轉 變且省略閒置狀態C的狀態轉變條件的結果，該電路在正
常下係從狀態B直接前進至狀態D。這反映出已經觀察到， 階段B與D之中的切換狀態實際上係相同的，避免觸變切 換器S4或S7b僅係用來創造閒置狀態，並且允許該等正 子循環與負子循環之間的責任循環及它們的個別充電時間 二有更大的自由度。在此圖巾’該高位準側切換作業係由 上面的遲滯臨界電壓VhigU vl〇w來決定。圖中所示的 低位準側輸出V2_雖然係配合目標數值VTARget_，不過， :切換作f卻可能係由上面所述的信1虎CD-及ILZ來決 疋。用以定義VTARGET-的參考信號可透過一位準移位器 及電阻器分割器來推知。 σ 可以^木用許多不同的規則組與回授路徑，每一 定的應用中均久古很从 I义勺各有優缺點。下文將說明進一步的變化例。 士办目μ為止所述的運作模式係假設在交#的子循環之 用空白子計 負輸出’不過亦可在沒有電虔需求時採 子循核。亦可採用其它技術，其中 另一側有客翁两兩上 、T J你，、甲一側或 、^而求時串接具有相同類型的子循環。這係 43 200818681 有效地實施DC-DC轉換器中已知的「連續運作模式 其中一般來說，不需要讓電感器電流返回零便能夠開^進 行一新的子循環。此連續運作模式可能係發生在具有相同 類型的子循環（用以充電高位準側的連續循環或是用以充電 低位準側的連續循環）之間。主要限制係應該要在開始進行 相反類型的子循環之前先結束該連續模式並且讓電感器電 流返回零。 r 圖12所示的便係其中一種此類技術的波形，在每一次 時脈轉變處，係比較V2 +與V2·的電壓誤差，並且係選擇 需要進行較大再充電的輸出。在該等波形範例中所示的第 一久轉變中，V2 +係低於（較小的正值）其低目標值， 但是V2-實際上則係低於（較大的負值）其低目桿值 VTARGET_，所以，實際上並不需要進行任何再充電，因 此，係選擇階段A。在下一轉變中，V2_係略為正值，但是 V2 +仍距離其目標值很遠，所以，即使電感器電流仍不為 零，但還是會選擇階段A以提升該電感器電流。在第三次 轉變中，V2+具有過衝正值，而V2-則往下降，所以，该 器件並不會切換回到階段A，而會繼續停留在階段B之 直到電流下降至零為止;而且其能夠落入間置階段c之中， 直到出現下-個上升時脈緣為止。從階段A轉變成階段β 以及從階段D轉變成階段㈣由該經遽波的誤差信號來操 控，於本範例中，該經渡波的誤差信號為fe…同樣地， 舉例來說’可以採用所有的精進方式來倍增時脈的速度或 採用等效的措施，俾使該電路不必一直等待到「正確」的 44 200818681 子循環切換其正在為其進行充電的側。 在眾多應用中，所需要的輸出電壓係恆定的。不過， 應該明白的係，輸出電M心與V2_亦可被控制成隨著時 間而改變。藉由改變於上面所述的回授控制電路中被施加 在各點處的參考電M Vref等便可非常輕易地達成此目的。 或者’更容易的係’亦可藉由改變電位分割器的比例 Rla/Rlb或R2a/R2b來取代，用以達成等效的作用。或者， :可結合使用冑述兩項技術。彳以手冑的方式或者根據特 疋所希的行為來自動控制控制該等變異。 該控制技術中的眾多其它修正、控制器46〇的形式、 甚至係該切換器網路的特定細節均可加以改變。熟習本技 術的讀者便會明白，可以對該些電路進行上面以及其它修 正與添增，其並不會脫離隨附申請專利範圍中所定義之本 發明的精神的範疇。據此，提出上面所述實施例的目的僅 在於解釋而非限制本發明的範疇。為詮釋本說明書與申請 專利範圍，讀者應該注意的係，「包括」一詞並不排除會 有申請專利範圍中所列出者以外的元件或步驟存在；而單 數冠詞「一」亦不排除會有複數個，而且亦可能由單一元 件來元成该專申请專利範圍中所述之數個元件的功能。申 請專利範圍中的任何元件符號均不應被視為係限制它們的 範轉。 當一申請專利範圍項提及元件「被連接至」或是「用 以連接」時’不應將此解釋為需要直接連接而排除任何其 它元件’相反地，應該將此解釋為需要進行充份的連接以 45 200818681 便讓該些元件發揮上述的功能。熟習本技術的讀者便會明 白’良好且實際的設計可能包含本文中並未提及的許多輔 助性組件，舉例來說，用以實施開機功能與關機功能、感 測功能、故障保護、或是類似的功能，其中的部份功能已 經在本文中作過說明，且沒有任何一項功能脫離本發明在 申請專利範圍中於上面所述之各實施例中的基本功能特 徵。 ' 除了 DC-DC轉換器電路本身内的變化與修正之外，本 =明除了涵蓋目2中所示的頭戴式耳機應用以外，還涵蓋 含有該DC-DC轉換器的所有裝置與系統。該電路可用來 供私給所有裝置（包含通信裝置在内）的輸出級，其中，該 輸出級可能會驅動一天線或傳輸線、-電光轉能器（發光器^ 件）或是電機械轉能器。在所有該些應用領域之中，尤其是 電池或打供電式ϋ件，本發明所容許的最小尺寸與 優點便會越來越重要。 本的 【圖式簡單說明】 丽面已經參考下列的附圖，透過範例來對本發明的每 施例作過說明，其中： 汽 圖1a與lb所示的係兩個放大器電路的方塊圖，其中， 可以使用用以具現本發明# DC-DC轉換器； 圖2所tf的係—已知的降壓返馳式類型的DC-沉 器電路’其包括—電感器、兩個電容器、以及數個切換器；、 圖&至3f所不的係圖2電路中的切換器在產生—饈 極供應電壓的連續階段期間的組態； ^ 46 200818681
圖4所示的係根據本發明第—實施例的一新穎DC-DC 轉換器電路； 圖5a至5f所示的係圖4電路中的切換器在產生一雙 極供應電壓的連續階段八至F期間的組態； 圖6所示的係圖4之電路在運作中所出現的波形； 圖7a與7b更詳細地顯示適用在圖4之轉換器中的控 制電路； 圖8所示的係由圖7a的控制電路所實施的狀態轉變 圖； ^圖9所示的係在本發明第二實施例中所實施的狀態轉 變圖，其具有和圖4相同的組態但卻具有一不同的控制電 路； 圖10更詳細地顯示適用在本發明第二實施例中的經修 正的控制電路； 圖Π所示的係在本發明第三實施例中所出現的波形， 其係以圖9與10的進一步修正例為主；以及 圖12所示的係在本發明第四實施例中所出現的波形。 【主要元件符號說明】 10 DC-DC轉換器 20 處理電路系統 20L 左處理電路系統 20R 右處理電路系統 30 位準移位器 30L 左位準移位器 47 200818681 30R 右位準移位器 40 輸出放大器 40L 左輸出放大器 40R 右輸出放大器 50 信號轉能器 51 立體聲頭戴式耳機 60 控制器 51 切換器 52 切換器 53 切換器 54 切換器 55 切換器 56 切換器 S7a 切換器 S7b 切換器 CS1 切換器控制信號 CS2 切換器控制信號 CS3 切換器控制信號 CS4 切換器控制信號 CS5 切換器控制信號 CS6 切換器控制信號 C1 電容器 C2 電容器 L 電感器 48 200818681 X 節點 Y 節點 400 DC-DC轉換器電路 460 控制器 462 定序器 464 切換器前置驅動與位準偏移電路系統 465 切換器陣列 466 差動式輸入放大器 468 高位準側誤差濾波器 470 比較器 472 電流感測電路 474 比較器 476 比較器 478 位準移位器 480 差動式輸入放大器 482 低位準側誤差濾波器 484 比較器 486 電流感測電路 488 比較器 Rla 電阻器 Rib 電阻器 R2a 電阻器 R2b 電阻器 960 控制器 49 200818681 962 定序 964 切換器前置驅動與位準偏移電路系統 966 比較器 968 比較器 972 電流感測電路 974 比較器 976 比較器 978 位準移位器 980 差動式輸入放大器 982 低位準側誤差濾波器 984 比較器 986 電流感測電路 988 比較器 50

Claims (1)

  1. 200818681 十、申請專利範面： 1. 一種DC-DC轉換器電路，丨包括一用以連接至一供 應電壓的輸入終端、第一輸出終端與第二輪出終端、以及 一共同終端，該電路包括·· •一第一電容器，其係被連接在該第_輪出終端與該 共同終端之間； --第二電容器’其係被連接在該第二輸出終端與該 共同終端之間； f
    -一電感器； -一切換網路，其包括複數個切換器用以用於： ⑷在第-類型的充電循環中，⑴在第—階段之中將該 電感器連接在該輸入終端與該第一輸出終端之間，用以建 立該電感器之中的電流，以及⑼在第二階段之中將該電感 器跨越連接在該第—電容器1，用以將能量㈣電感器傳 輸至該第一電容器，以及 W在第二類型的充電循環中，⑴在第—階段之中將該 電感器跨越連接在該第―電容器丨，用以建立該電感哭之 =電流’以及⑼在第二階段之中將該電感器跨越連接在 3亥第—電容器上，用以將能量從該電感器傳輪至該第二電 容器；以及 • 一控制器，用以控制該切換網路來實施該等第一類 型充電循環與第二類型充電循環。 2·如申請專利範圍第1項之電路，其中，在第二類型 充電循環中’ a電感器的其中_個終端係保持被連接至該 51 200818681 共同終端，而該電感器的另一個終端則係在該第一階段之 中被連接至該第一輸出終端並且係在該第二階段之中被連 接至該第二輸出終端，以便讓該第二輸出電壓相對於該共 同終端的極性係被驅動至具有與該第一輸出電壓相對於該 共同終端的極性相反極性的電壓處。 3 ·如申睛專利範圍第1或2項之電路，其中，在運作 中’該電感器之中的電流在該等第一類型充電循環與第二 類型充電循環中係具有相反的極性。 4·如申請專利範圍第1或2項之電路，其中，該切換 器網路包含四個可個別控制的切換器，它們可運作用以產 生用來實施該等第一類型充電循環與第二類型充電循環的 第一階段與第二階段的必要連接。 5·如申請專利範圍第4項之電路，其中，該等四個切 換器包括：一第一切換器，用以將該輸入終端連接至該第 一電感器終端；一第二切換器，用以將該第一電感器終端 連接至該共同終端；一第三切換器，用以將該第二電感器 終端連接至該第一輸出終端；以及一第四切換器，用以將 邊第二電感器終端連接至該第二輸出終端。 6.如申請專利範圍第1項之電路，其中，該控制器包 含一回授功能，其係被配置成用於利用非常規律的方式來 啟動每一種類型的充電循環，以便讓跨越該等第一電容器 與第二電容器的電壓維持在預設的界限内。 7·如申請專利範圍第6項之電路，其中，該控制器係 被配置成用於藉由比較每一個輸出終端處的電壓與一參考 52 200818681 電壓用以取得一個別的& i u + j的决差化號來監視該等負載條件，並 且用以根據該對應誤差作缺沾 L唬的大小來改變每一個循環的 -階段的時間持續長度，以便建立回授控制。 8 ·如申清專利範圍第7馆夕φ. 乂 矛/項之電路，其中，該誤差信號 係經過低通濾波處理，用以中 ^ ^ 用以疋義该回授控制的一所希頻率 響應。 半 9·如申請專利範圍第7 Jg 員之電路，其中，該控制器係 f 被配置成用以在每一種循環類型的第一階段期間監視該電 感器之中的瞬間電流並且藉由改變要觸發轉變至該第二階 段的電流位準來改變該第—階段的時間持續長度。 10·如申請專利範圍第6項之雷 、 ^ κ灸電路，其中，該控制器係 被配置成用以根據一日卑Μ #妹+ 4*a i 像岈脈^唬在規律的間隔處來啟動該等 充電循環。 ' 11.如中請專利範圍第1G項之電路，其中，該控制器 係被配置成心在-對應的時脈週期開始處並未表示來自 個別輸出終端的電壓需求時完全省略該等循環類型中的至 少其中一者。 12·如申請專利範圍第1〇 ，<電路，其中，該控制器 係被配置成用以在第二階段的充電循環結束處若該電感器 中的電流返回零時讓該切換器網路進入等待狀態之中，並 且在啟動一新的充電循環之前笤 ^ 衣引寺待该時脈信號的轉變，在 該等待狀態之中，任何的電咸5|故 J电4裔終端均不會被連接至該第 一輸出終端或該第二輸出終端中的任一者。 13·如申請專利範圍第12項 路，其中，在該等待 53 200818681 狀態之中 —起0 該切換器網路係將該電感 器的兩個終端連接在 I4·如申請專利範圍第6項之電路，1 被配置成用以在第一類型充雷循/、 该控制器係 乐職充電循核的第二階段 感器中的電流返回零時立刻啟動該第二類型充=電 不用等待一時脈信號。 展而 15.如申請專利範圍第6項之電路，其中，該控制器係
    被配置成用以允許在該等輸出終端中其中_者處有高電壓 需求時來啟動相同類型的連續循環。 16·如申請專利範圍第15項之雷敗甘+ … 貝之電路，其中，該控制器 係被配置成用以允許在前一個循環的第二階段中該電感器 中的電流返回零之前便先啟動一新的 : ^ | J兄尾循銥，w提係兩 個循環必須具有相同類型。 η·如申請專利範圍帛12項之電路，其中，該控" 係被配置成^在啟動相反類型的充電循環之前先在一循 環的第二階段之中等待該電感器中的電流返回零。 18.-種轉換電力的方法，用以將來自_輸人供應電壓 的電力轉換成第一輸出電壓與第二輸出電壓，該等第一輸 ά電Μ與^輸出相對於n终端具有相反的= 性，該方法係實施··第一類型的充電循環，其中，係經由 一電感器而從該輸入供應電壓處取得該第一輸出電壓·以 及’第二類型的充電循環，其中，係透過將能量儲存在和 第一類型充電循環中所使用之相同的電感器之中的中間步 驟而從該第一輸出電壓處取得該第二輸出電麼。 54 200818681 18項之方法，其中，該方法係 19 ·如申明專利範圍第 運用： 第輸出電谷器，用以維持跨越一第一輸出終端 與該共同終端的該第一輸出電壓； 第輸出電谷器，用以維持跨越一第二輸出終端 與該共同終端的該第二輪出電壓； -複數個切換器，农柄π、富^ 佚时匕們可運作用於以數種預設的組態 來互連該等終端及該電感器。
    /〇.如申請專利範圍帛19項之方法，其中，該方法包 括操作該等切換器’用以實施第-類型的充電循環及第二 力員型的充電循ί衣’以便讓該等第一輸出電壓與第二輸出電 壓分別維持在預設的界限内。 21·如申請專利範圍第18或19項之方法，其中，該第 ,員型的充電循環具有：一第一階段，其中，能量係從該 輸入供應電壓被傳輸至該電感器；以及一第二階段，其中， 儲存在4甩感裔之中的能量係被傳輸至該第一輸出電容 器’該第二類型的充電循環具有：一第一階段，其中，能 置係從該第一輸出電容器被傳輸至該電感器；以及一第二 階段’其中’儲存在該電感器之中的能量係被傳輸至該第 二輸出電容器。 22.如申請專利範圍第20項之方法，其中，四個可個 別控制的切換器可被操作用以產生用來實施該等第一類型 充電循環與第二類型充電循環的第一階段與第二階段的必 要連接。 55 200818681 23.如申請專利範圍帛22項之方法，其中，該等四個 切換器包括一第一切換器’用以將該輸入終端連接至該 弟^一電感恭終端，一第—切施51，田丨、， 乐一切換态，用以將該第一電感器終 端連接至該共同終端；一第二切施哭 弟一切換态，用以將該第二電感 裔終端連接至该第一輸出線减· 这 结 铷^、、，；知，以及一第四切換器，用以 將该第二電感為終端連接至該第二輸出終端。 24·如申請專利範圍第21項之方 巧〈乃沄，其中，在第二類 型的充電循壤中，該電减5|的豆φ Α 次杰的其中一個終端係保持被連接 至該共同終端，而該電咸哭的s , 电U 口口的另一個終端則係在該第一階 4又之中被連接至該第一輪屮炊*山并n y么上 、 ^輙出終為並且係在該第二階段之中 被連接至該第二輸出終端。 25.如申請專利範圍f 18項之方法，其中，該電感器 :中的電流在該等第一類型充電循環與第二類型充電德環 中係具有相反的極性。 26·如申請專利範圍第a 項之方法，其中，係響應不 同的負載ir、件來改變每一種類型 裡买貝生的循％的第一階段的時間 持績長度，同時依序交錯兩種 的循裱，以便響應於不 5勺負載條件來讓每一個輸出終 内。 ®、、知保持在預設的電壓範圍 2入如申請專利範圍第18項 ^ -I ^ ^ ^ 貝之方法，其中，係在第一 類t充電循環的第二階段结. 0士 "1“ H亥電感器中的電流返回跫 守立刻啟動該第二類型充電 " 號。 循衣而不用等待一時脈信 28·如申請專利範圍第18 項灸方法，其中，在該等輪 56 200818681 出電壓中其中一者之上有高電壓兩 有门免i而求日才係啟動相同類型的 連績循環，而不會插置其它類型的循環。 29.種音頻裝置，其包含：—如申請專利範圍第j至 η項中任-項的DC_DC轉換器電路；以及音頻輸出電路 :統’其係破連接用以由該轉換器的該等第一輸出電壓與 弟一輸出電壓來供雷，7 #甚+ 木仏％ u便產生-以該共同終端為基準的 雙極音頻輸出信號。 領乂〇:如申請專利範圍第29項之音頻裝置，其中，該音 頻I置係可攜的型式。 .種通仏裝置，其含有申請專利範圍第29或30項 之音頻裝置。 _車内9頻裝置，其含有巾請專利範圍第29項 之音頻裝置。 33·如中請專利範圍第Μ%項之音頻裝置，其進一 二已—要由該雙極音頻輸出信號來驅動的頭戴式耳機器 ，而不需要一 DC阻隔電容器。 置Λ4·Γ= 專利範圍第29或30項中任一項之音頻裝 被連接至：含—音頻輸出轉能器’其係當作-負載而 广頻輸出電路系統的一輸出終端， 阻隔電容器。 積/電5.^種用於DC-DC轉換器電路之中的積體電路，該 積體電路係具有用於 — 輸出終端愈第―鈐“ ~仏應電壓的輪入終端、第一 … 與—共同終端、以及用於連接至 心。的弟-電感器終端與第三電感器終端，該 57 200818681 積體電路包括一可運作在下列複數個狀態之中的切換網 路： -第一狀態，其中，該等第一電感器終端與第二電感 為終端係分別被連接至該輸入終端與該第一輸出終端； -第一狀悲’其中’該第一電感器終端係被連接至該 共同終端，而該第二電感器終端則係被連接至該第一輸出 終端； 第二狀悲’其中’該第一電感器終端係被連接至該 共同終端，而該第二電感器終端則係被連接至該第二輸出 終端。 36·如申請專利範圍第35項之積體電路，其進一步包 括一控制器，其係被配置成用以啟動至少兩種不同類型的 充电循％，其包含：第一類型的充電循環，其中，該切 換器網路係先被設置在該第一狀態之中，以便建立該電感 器之中的電流，並且接著係被設置在該第二狀態之中，以 等月b畺從σ亥電感器處傳輸至該第一輸出終端，以及（匕）第 :類型的充電循環，其中，該切換器網路係先被設置在該 第狀:之中，以便藉由從該第一輸出終端處吸汲能量來 j立該電感器之中的電流，並且接著係被設置在該第三狀 態之中，從而將能量從該電感器傳輸至該第二輸出終端。 二38·如申請專利範圍第35或刊項之積體電路，其中， 该切換器網路包含四個可個別控制的切換器，它們足以產 生專門用來疋義該等第一狀態、第二狀態、以及第三狀態 58 200818681 39.如申請專利範圍第38項之積體電路，其中，該等 四個切換器包括：-[切換器，其係被連接在該輸入終 端與：第-電感器終端之間；-第二切換器，其係被連接 在該第一電感器終端與該共同終端之間；一第三切換器， 其係被連接在該第二電感器終端與該第一輸出終端之間； 以及一第四切換器，其係被連接在該第二電感器終端與該 第二輸出終端之間。 40·如申請專利範圍第35項之積體電路，其中，該切 換器網路還可進一步運作在第四狀態之中，其中，無任何 的電感器終端被連接至該第一輸出終端或該第二輸出線 端。 、 —41·如申請專利範圍第40項之積體電路，其中，於該 第四狀態中’該第-電感器終端係被連接至該共同終端。 —42.如申請專利範圍第4〇項之積體電路，其中，於該 一狀心中°玄第一電感器終端係被連接至該第二電感哭 終端。 〜 43. 如申請專利範圍第42項之積體電路，其中，該切 換器網路包含-切換器，用以在該第四狀態之中於該等電 ，器終端之間達成連接作用’該切換器在該等第一狀態、 第二狀態、以及第三狀態之中則為開路。 44. 如申請專利範圍第43項之積體電路，其中，該額 外：換器的實體面積可能小於該網路中用來產生該等第一 第一狀怨、以及第二狀態之專屬連接所用到的切換 器的實體面積。 、 59 200818681 45 ·如申請專利範圍第35項之積體電路，其進一步包 含功能性電路系統，其係被連接以便由該DC-DC轉換器 來供電。 46.如申請專利範圍第45項之積體電路，其中，該功 能性電路系統包含一音頻放大器，其係被調適成用以產生 一以該共同終端為基準的雙極音頻輸出信號。 Η^一、圖式： 如次頁。 60
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