CN113922679A - 电源适配器 - Google Patents

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Abstract

本公开提供了一种电源适配器。电源适配器包括斩波电路、变压器、整流电路。斩波电路包括控制电路以及受控于所述控制电路的高速电子开关，所述高速电子开关在所述控制电路的控制下对交流电源进行斩波；变压器具有初级绕组以及次级绕组；经所述高速电子开关斩波后的交流电能输入至所述初级绕组；整流电路的输入端与所述次级绕组连接，以将所述次级绕组输出的交流电能整流成直流电能输出，用于为电子设备充电。本公开电源适配器的电路结构使得电源适配器具有较小的体积。

Description

电源适配器
技术领域
本公开涉及电子设备充电领域，特别涉及一种电源适配器。
背景技术
电源适配器内的电路一般都是首先对输入的市电进行整流滤波，而后输入至变压器的初级侧，并由PWM调制芯片控制MOS管开断，以对初级侧上的电能进行斩波，从而在变压器次级侧上获得所需要的电压。
然而，受制于整流电路的工作频率，以及MOS管的工作频率的限制，使得斩波频率无法做到很高，导致了变压器、电容、电感等与能量转换相关的元器件无法使用体积小的器件，从而不利于实现适配器朝小型化方向发展。
在所述背景技术部分公开的上述信息仅用于加强对本公开的背景的理解，因此它可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。
发明内容
本公开的一个目的在于提出一种具有较小体积的适配器。
为解决上述技术问题，本公开采用如下技术方案：
根据本公开的一个方面，本公开提供一种电源适配器，包括：
斩波电路，包括控制电路以及受控于所述控制电路的高速电子开关，所述高速电子开关在所述控制电路的控制下对交流电源进行斩波；
变压器，所述变压器具有初级绕组以及次级绕组；经所述高速电子开关斩波后的交流电能输入至所述初级绕组；
整流电路，所述整流电路的第一端与所述次级绕组连接，以将所述次级绕组输出的交流电能整流成直流电能输出，用于为电子设备充电。
根据本公开一实施例，所述高速电子开关至少有四个，且电连接形成全桥电路，以对所述交流电源的正半周电能、负半周电能分别进行斩波。
根据本公开一实施例，所述高速电子开关为GaN开关，至少四个所述GaN开关形成GaN全桥电路；
所述GaN全桥电路的第一端接入交流电源，所述GaN全桥电路的第二端与所述初级绕组连接。
根据本公开一实施例，所述电源适配器还包括LLC谐振电路，所述LLC谐振电路的一端连接于所述GaN全桥电路的输出端，所述初级绕组作为所述LLC谐振电路的谐振电感。
根据本公开一实施例，所述控制电路还用于检测所述交流电源的电压，且所述控制电路用于根据所述交流电源的电压，控制所述GaN全桥电路的斩波频率。
根据本公开一实施例，所述GaN全桥电路包括两个GaN半桥功率驱动芯片，每个所述GaN半桥功率驱动芯片内集成了两个所述GaN开关器件；
所述GaN半桥功率驱动芯片具有第一端、第二端以及受控端；两个所述GaN半桥功率驱动芯片的受控端均与所述控制电路连接；两个所述GaN半桥功率驱动芯片的第一端分别供所述交流电源的火线和零线连接；两个所述GaN半桥功率驱动芯片的第二端均与所述初级绕组连接。
根据本公开一实施例，所述电源适配器还包括同步整流电路，所述同步整流电路至少具有两个开关管，所述控制电路根据所述次级绕组上电压的正、负交替时机，控制两个所述开关管交替导通，以对所述次级绕组上的交流电进行同步整流。
根据本公开一实施例，所述同步整流电路包括第一开关管、第二开关管；所述次级绕组具有第一端、第二端、以及位于所述次级绕组第一端和第二端之间的抽头端；
所述第一开关管连接于所述次级绕组的第一端以及地，且受控于所述控制电路；
所述第二开关管连接于所述次级绕组的第二端以及地，且受控于所述控制电路；
所述抽头端为所述同步整流电路的输出端。
根据本公开一实施例，所述电源适配器还包括降压电路，所述降压电路与所述整流电路的第二端连接，以对所述整流电路输出的直流电能降压。
根据本公开一实施例，所述电源适配器还包括电压控制芯片；
所述电压控制芯片控制所述降压电路的工作，以使所述降压电路输出的电压与所述电子设备期望的充电电压匹配。
根据本公开一实施例，所述降压电路至少包括两种不同类型的电能变换电路，以扩大所述降压电路所允许的的输入电压范围。
根据本公开一实施例，所述电源适配器还包括抬压电路，所述抬压电路并联于所述降压电路的输入端与地之间；
所述抬压电压包括第三开关管、抬压电容；所述第三开关管连接于所述整流电路输出端与所述降压电路的输入端之间，且受控于所述控制电路；
在所述降压电路输入端上的电压低于第一预设电压值时，所述控制电路控制所述第三开关管导通，以使所述抬压电容储能，从而升高所述降压电路的输入端上的电压。
根据本公开一实施例，所述变压器次级侧还包括反馈绕组，所述反馈绕组与所述初级绕组耦合；所述控制电路具有电源端；
电源适配器还包括辅助电源，所述辅助电源的输入端与所述反馈绕组连接，所述辅助电源的输出端与所述控制电路的电源端连接；
所述反馈绕组用于对所述辅助电源充电，以使所述辅助电源对所述控制电路供电。
本公开实施例是基于高速电子开关用于斩波，利用高速电子开关较高的开关频率，从而能够提高斩波频率，由此得以减小与能量转换有关的器件的体积，从而减小了电源适配器的整体体积。
并且，由于高速电子开关能够对交流电源的正半周期、负半周期分别进行斩波，因此本实施例得以将整流电路设置在次级侧，由于变压器的次级绕组上的电压在很大程度上低于初级侧绕组上的电压，因此将整流电路设置在次级侧能够减小对器件功率的要求，从而能够采用更加小型化、低耐压值的器件，有利于降低成本。
综上所述，本公开技术方案减小了电源适配器的体积，有利于实现电源适配器的小型化。
根据本公开另一方面还提出一种电源适配器，包括：
斩波电路，包括控制电路以及受控于所述控制电路的高速电子开关，所述高速电子开关在所述控制电路的控制下对交流电源进行斩波；
变压器，所述变压器具有初级绕组以及次级绕组；经所述高速电子开关斩波后的交流电能输入至所述初级绕组；
降压电路，所述降压电路与所述次级绕组连接，以用于对所述次级绕组输出的电压降压；所述降压电路至少包括两种不同类型的电能变换电路，以扩大所述降压电路所允许输入的电压范围。
整流电路，所述整流电路设置于所述变压器初级侧，且连接于所述斩波电路与所述交流电源之间；或所述整流电路设置于所述变压器次级侧，且连接于所述次级绕组与所述降压电路之间。
根据本公开一实施例，所述降压电路至少包括串联连接的电荷泵电路以及BUCK电路。
根据本公开一实施例，所述降压电路为降压芯片，所述降压芯片的输入电压范围的上限值和下限值的差值大于或等于40V。
本公开实施例是基于高速电子开关用于斩波，利用高速电子开关较高的开关频率，从而能够提高斩波频率，由此得以减小与能量转换有关的器件的体积，从而减小了电源适配器的整体体积。
并且，在本实施例中，设置连接在变压器次级侧上的降压电路包括至少包括两种不同类型的电能变换电路，以扩大所述降压电路所允许的的输入电压范围。因此本实施例中的降压电路允许较宽的电压输入范围，能够很好的应对采用了匝数较少的变压器后所带来的次级绕组上的电压范围较大的问题，从而保证了电源适配器工作的可靠性。
综上所述，本公开实施例减小了电源适配器的体积了同时，保证了电源适配器工作的可靠性。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性的，并不能限制本公开。
附图说明
通过参照附图详细描述其示例实施例，本公开的上述和其它目标、特征及优点将变得更加显而易见。
图1是根据一示例示出的一种电源适配器的电路结构框图；
图2是根据另一示例示出的一种电源适配器的电路结构框图；
图3是根据一示例性示出的一种电源适配器的电路结构示意图；
图4是根据一示例性示出的电源适配器中，变压器初级侧的电路结构示意图；
图5是根据再一示例性示出的一种电源适配器的电路结构框图。
附图标记说明如下：
10、斩波电路；101、GaN全桥电路；102、电源控制芯片；H1、第一GaN开关器件；H2、第二GaN开关器件；H3、第三GaN开关器件；H4、第四GaN开关器件；1011、GaN半桥功率驱动芯片；
20、变压器；L1、初级绕组；L2、次级绕组；L3、反馈绕组；30、整流电路；40、降压电路；50、LLC谐振电路；Q1、第一开关管；Q2、第二开关管；Q3、第三开关管；C1、抬压电容；60、抬压电路；70、辅助电源；80、电压控制芯片；90、微波隔离电路。
具体实施方式
现在将参考附图更全面地描述示例实施方式。然而，示例实施方式能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的范例；相反，提供这些实施方式使得本公开将更加全面和完整，并将示例实施方式的构思全面地传达给本领域的技术人员。附图仅为本公开的示意性图解，并非一定是按比例绘制。图中相同的附图标记表示相同或类似的部分，因而将省略对它们的重复描述。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本公开的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
以下结合本说明书的附图，对本公开的较佳实施方式予以进一步地详尽阐述。
本公开提出一种电源适配器，电源适配器是一种供电电源变换设备，其可以将市电或其他交流/直流电源的电压变换成电子设备所能接受的充电电压，从而为电子设备充电。本公开所提出的电源适配器在对电子设备充电时，可以是输出一固定的电压，也可以是电源适配器与电子设备进行通讯握手后，根据电子设备所反馈的期望充电电压，而输出与期望充电电压相匹配的电压。
本公开所提出的电源适配器，通过改变其内部电路架构，从而使得电源适配器的体积得以减小，有利于实现电源适配器朝向小型化发展。
图1是根据一示例示出的一种电源适配器的电路结构框图。在一实施例中，电源适配器包括依次连接的斩波电路10、变压器20、整流电路30。其中，斩波电路10包括控制电路104以及受控于所述控制电路104的高速电子开关103，所述高速电子开关103在所述控制电路104的控制下对交流电源进行斩波。所述变压器具有初级绕组以及次级绕组；经所述高速电子开关103斩波后的交流电能输入至所述初级绕组；所述整流电路的输入端与所述次级绕组连接，以将所述次级绕组输出的交流电能整流成直流电能输出，用于为电子设备充电。
进一步的，当输入电源为交流电源时，可以设置所述高速电子开关103至少有四个，且电连接形成全桥电路，以对所述交流电源的正半周电能、负半周电能分别进行斩波。
在此高速电子开关103是指该电子开关具有非常高的开关频率，开关频率达到300KHz以上，例如GaN开关。在下述实施例中，以高速电子开关103为GaN开关为例进行说明。
在一具体实施例中，所述高速电子开关103为GaN开关，至少四个所述GaN开关形成GaN全桥电路；所述GaN全桥电路的第一端接入交流电源，所述GaN全桥电路的第二端与所述初级绕组连接。控制电路104为电源控制芯片102为例说明。
控制电路104可以是电源控制芯片102或者MCU、专用于PWM调制管理的芯片等。根据具体所选用的电源控制芯片102不同，其引脚名称及数量会有相应不同。在一示例中，电源控制芯片102具有多个控制端，用于输出控制信号。其中有四个控制端分别用于与GaN全桥电路101的四个桥臂的通断，从而达到调控GaN全桥电路101输出电压的占空比。可以理解的是，也可以采用四个单独的电源控制芯片102分别控制GaN全桥电路101的四个桥臂的交替通断。
在下述实施例中以控制电路104为电源控制芯片102为例说明。
请参阅图2，图2是根据另一示例示出的一种电源适配器的电路结构框图。具体的，斩波电路10包括电源控制芯片102以及受控于电源控制芯片102的GaN全桥电路101，GaN全桥电路101的第一端接入交流电源，GaN全桥电路101包括多个GaN开关器件，GaN全桥电路101用于对交流电源进行斩波；变压器20具有初级绕组L1以及次级绕组L2；初级绕组L1与GaN全桥电路101的第二端连接；整流电路30的第一端与次级绕组L2连接，以整流次级绕组L2输出的交流电能。
进一步的，电源适配器还可以包括有降压电路40或升压电路。降压电路40与整流电路30的第二端连接，以对整流电路30输出的直流电能降压。升压电路与整流电路30的第二端连接，以对整流电路30输出的直流电能升压。
请参阅图3，图3是根据一示例示出的一种电源适配器的电路结构示意图。在一示例中，请参阅图3，图3中，共有四个GaN开关器件，四个GaN开关器件分别形成左上桥臂、左下桥臂、右上桥臂、右下桥臂。四个GaN开关器件分别与电源控制芯片102的控制端连接。其中，左上桥臂和左下桥臂分别与交流电源的火线L和零线P连接。
在此，GaN开关器件包括第一GaN开关器件H1(对应在左上桥臂)、第二GaN开关器件H2(对应在左下桥臂)、第三GaN开关器件H3(对应在右上桥臂)、第四GaN开关器件H4(对应在右下桥臂)。这四个GaN开关器件的栅极均与电源控制芯片102连接，第一GaN开关器件H1的源极与第二GaN开关器件H2的漏极连接，第一GaN开关器件H1的漏极与火线L连接，第二GaN开关器件H2的源极接地。第三GaN开关器件H3的源极与第四GaN开关器件H4的漏极连接，第三GaN开关器件H3的漏极与零线P连接，第四GaN开关器件H4的源极接地。
在此，以交流电源为市电为例说明。在市电正半周期，电源控制芯片102控制左上桥臂、右下桥臂上的GaN开关器件导通；在市电正负周期，电源控制芯片102控制左下桥臂、右上桥臂上的GaN开关器件导通。如此，GaN全桥电路101实现了对市电正半周期、负半周期的斩波。
本实施例中，相较于相关技术中，利用一个开关管的通断，以调制变压器20初级绕组L1上的电能方案中，由于变压器20初级绕组L1上的电压变化幅值较大，因此当初级绕组L1上的电压较小而无法满足开关管的导通条件时，开关管无法导通，从而导致能量无法传导至变压器20负极，并且积累的能量会转换成热量，造成变压器20发热。在此，由于初级绕组L1上电压较小而无法维持开关管工作的区间称为死区。因此，相关技术中的对初级绕组L1上的电能斩波过程中，电压死区较大。
而在本公开实施例中，左上桥臂、左下桥臂组成了推挽结构；且右上桥臂、右下桥臂也组成了推挽结构。推挽结构能够减小死区，从而提高了能量从初级绕组L1向次级绕组L2转换的效率，提高了电能利用率，并且有效的减小了发热量。同样重要的是，由于死区的减小，有利于提高对电能PWM调制的精确性，从而提高适配器输出电压的精准性。
请参阅图4，图4是根据一示例示出的一种电源适配器的电路结构示意图。在一示例中，GaN全桥电路101包括两个GaN半桥功率驱动芯片1011，每个GaN半桥功率驱动芯片1011内集成了两个GaN开关器件；GaN半桥功率驱动芯片1011具有第一端、第二端以及受控端；两个GaN半桥功率驱动芯片1011的受控端均与电源控制芯片102连接；两个GaN半桥功率驱动芯片1011的第一端分别供交流电源的火线L和零线P连接；两个GaN半桥功率驱动芯片1011的第二端均与初级绕组L1连接。
在一具体的GaN半桥功率驱动芯片1011，其整体体积只有9mmx9mmx1mm。内集成了两个GaN开关器件，并且同时集成了GaN开关器件通断的驱动电路，在外部输入一驱动信号，即可以驱动GaN开关器件工作，因此无需在GaN半桥功率驱动芯片1011外再配置驱动电路，因此减小了电源适配器的体积。
在一些实施例中，电源控制芯片102还用于检测交流电源的电压等级，且电源控制芯片102用于交流电源的电压等级，控制GaN全桥电路101的斩波频率。在一具体的示例中，交流电源的电压等级反映了所属地区、国家。
例如，当电源控制芯片102检测到交流电源的电压为220V时，则表示是中国交流市电，由于中国交流市电的电压幅度较大，可利用的能量较多，因此电源控制芯片102GaN全桥电路101的斩波频率，以增大斩波后电能波形的占空比，以输出较大功率如120W。当电源控制芯片102检测到交流电源的电压为110V时则表示是美国地区的交流电源，此时如果仍以120W能量输出，将会影响电路的整体转换效率，导致适配器发热、对电网产生谐波干扰等影响，因此电源控制芯片102控制GaN全桥电路101的斩波频率，以输出较低的功率。
请继续参阅图3。在一些实施例中，电源适配器还包括LLC谐振电路50，LLC谐振电路50的一端连接于两个GaN半桥功率驱动芯片1011的第二端之间；LLC谐振电路50包括电感，电感与初级绕组L1耦合。
LLC谐振电路50中的谐振元件主要由以上3个谐振元件构成，即谐振电容Cs，电感Ls和激磁电感。其中，励磁电感为初级绕组L1。通过选择合适的容置的谐振电容Cs以及合适电感量的电感，从而在GaN全桥电路101的工作频率范围内，使得LLC谐振电路50工作在谐振状态。当LLC谐振电路50工作在谐振状态时，能够减小在GaN开关器件关断时的反向输入电流，能够进一步减小GaN开关器件在通断切换过程中电能的损耗，有利于提高开关效率，并减小因电能损耗所产生的发热量。
进一步的，如前，上述实施例的斩波电路10基于的开关器件是GaN开关器件，GaN开关器件是一种高电子迁移率晶体管(HEMT)相对于传统的MOS管，GaN开关器件有更高工作频率，其在斩波过程中，工作频率可以达到500K-1Mhz。由于工作频率的增大，降低了对变压器20绕组电感量的要求，从而可以允许减小变压器20的匝数，由此得以减小变压器20的体积。
在一些实施例中，变压器20采用的是平面变压器20。平面变压器20是一种具有高频，低造型，高度很小而工作频率很高等特点的变压器20，有利于降低电源适配器的厚度。例如，采用印刷电路PCB(printed circuit board)型变压器20。可省去绕组骨架，能增大散热面积，能减小在高频工作时由集肤效应和邻近效应所引起的涡流损耗。在一示例中，采用16T：2T：2T的印刷电路PCB型变压器20，而其体积只有20mmx20mm左右，非常小巧。
进一步的，本实施例中，电源适配器还包括整流电路30，整流电路30的第一端与次级绕组L2连接，以整流次级绕组L2输出的交流电能。对比相关技术中，整流电路30均设置在变压器20的初级侧；本实施例中，整流电路30是设置在了变压器20的次级侧，由于变压器20的次级绕组L2上的电压在很大程度上低于初级侧绕组上的电压，因此将整流电路30设置在次级侧能够减小对器件功率的要求，从而能够采用更加小型化、低耐压值的器件，有利于降低成本。
并且，将整流电路30设置在次级侧，使得在初级侧，电源控制芯片102仅需要控制GaN全桥电路101，对于在次级的整流电路30可以采用专用的控制芯片来进行控制，从而降低了电源控制芯片102的控制负担，使得电源控制芯片102更加能够准确、有效的控制GaN全桥电路101的工作，因此本实施例有利于提高电源适配器的工作稳定性和可靠性。
在此需要说明的是，正是由于本实施例方案中在初级侧采用了GaN全桥电路101来对交流电源的正半周期、负半周期分别进行斩波，从而使得无需在变压器20的初级侧再设置整流电路30，而得以将整流电路30设置在变压器20的次级侧，从而才有了上述有益效果。
在一实施例中，整流电路30采用的是同步整流电路30。所述同步整流电路30至少具有两个开关管，所述电源控制芯片102根据所述次级绕组上电压的正、负交替时机，控制两个所述开关管交替导通，以对所述次级绕组上的交流电进行同步整流。
由于本实施例中的电源适配器体积较小，对比二极管整流电路30，同步整流可减少因为二极管整流产生的固定压降导致的发热，从而有助于减少电源适配器内散热结构的要求，从而进一步减小适配器体积。
所述电源适配器还包括微波隔离电路90，所述电源控制芯片102发出的控制信号经过所述微波隔离电路90发送至所述整流电路30中的开关管；
所述微波隔离电路90包括发射端和接收端，所述发射端与所述电源控制芯片102连接，所述接收端与所述整流电路30中的开关管连接，所述发射端用于将所述电源控制芯片102发出的控制信号转化为微波信号并发送至所述接收端，所述接收端用于将所述微波信号转化为所述控制信号，以控制相应的开关管的导通或关断。
由于隔离微波单元90的响应速度快，其发射端可以将控制信号转化为微波信号并快速传输至接收端，因此，即使控制信号的死区时间设置的较短，也能快速开通或关断开关管，可以提高效率，同时也不会引起电路的串扰；另一方面，由于微波的传输不依靠介质传输，因此，微波单元的发射端和接收端之间的距离可以设置的较远一些，进一步地，可以避免电路串扰，也可以避免开关管的误导通。
在一示例中，同步整流电路30包括第一开关管Q1、第二开关管Q2；次级绕组L2具有第一端、第二端、以及位于次级绕组L2第一端和第二端之间的抽头端；第一开关管Q1连接于次级绕组L2的第一端以及地，且受控于电源控制芯片102；第二开关管Q2连接于次级绕组L2的第二端以及地，且受控于电源控制芯片102；抽头端与降压电路40的输入端连接。
在此第一开关管Q1、第二开关管Q2可以是MOS管。其中抽头端用于输出正向电压，第一开关管Q1、第二开关管Q2轮流分别接地，从而实现对变压器20次级绕组L2的整流。本示例中的同步整流电路30使用逻辑电平高直接驱动该整流MOS，无需自举电路，由此节省了器件，简化了电路结构。
如前，由于采用了GaN开关器件用于斩波，GaN开关器件的高开关频率使得变压器20可以采用较少的匝数，当变压器20的匝数减小时，将造成变压器20的变比较大；即在变压器20次级绕组L2上的电压变化范围会较宽。并且，对于印刷电路PCB型变压器20，多层PCB板是夹在磁芯之间的，在生产过程中，气隙不容易控制，所以容易造成PCB型变压器20的实际变比与设计变比之间具有偏差，这种偏差可能造成变压器20次级绕组L2上的电压范围会进一步增大。
基于此，在本实施例中，设置连接在变压器20次级侧上的降压电路40包括串联的电荷泵电路以及BUCK电路。电荷泵电路能够允许有较宽的电压输入范围，而buck电路具有较高的能量转换效率，因此本实施例中的降压电路40允许较宽的电压输入范围，能够很好的应对采用了匝数较少的变压器20后所带来的次级绕组L2上的电压范围较大的问题。
在一实施例中，可以直接使用允许较宽电压输入能力的降压芯片，降压芯片的输入电压范围的上限值和下限值的差值大于或等于40V，例如可以是5V～60V。降压芯片的使用能够进一步降低电源适配器的体积。
在一些实施例中，降压芯片可以直接受控于电源控制芯片102，在另一些实施例中，降压芯片受控于设置在变压器20次级侧的电压控制芯片80。电压控制芯片80可以是MCU。电压控制芯片80输出占空比可调的PWM波，并通过一个MOS开关管(该MOS开关管可以内置或外置于电压控制芯片80)控制降压芯片内开关管的通断，从而达到调节降压芯片输出电压的目的。
此外，当电压适配器还包括充电接口，待充电的电子设备通过该充电接口与电压适配器连接，以接收最终由降压芯片所输出的电能。充电接口在此可以是TYPE-C接口，USB2.0接口、Micro USB接口等。
当电压适配器与待充电的电子设备连接时，电压控制芯片80还用于该电子设备通讯握手，从而确定电子设备的期望输出电压和期望输出电流。进而，电源控制芯片102基于期望输出电压和期望输出电流调节输出的PWM的占空比，从而控制降压电路40的输出电压和输出电流。
在本实施例中，在变压器20的初级侧使用电源控制芯片102控制GaN全桥电路101的斩波频率，以大范围的根据期望输出电压对交流电源进行电压变换；在变压器20的次级侧使用电压控制芯片80来进一步精细化的调节最终降压芯片所输出的电压，从而提高了电源适配器所输出的电压与期望输出电压匹配。因此本实施例提高了电源适配器按需输出电压的精准性。
变压器20次级绕组L2上的电压经过同步整流电路30整流后，形成馒头波。对于馒头波，其电压会随着时间而发生变化。当电压低到一定程度时，超过了降压电路40的工作阈值，则造成降压电路40无法对这部分低电压区间的电能进行能量变换，从而导致能量的浪费。
请继续参阅图3以及参阅图5，其中，图5是根据另一示例性示出的一种电源适配器的电路结构框图。在一实施例中，设置电源适配器还包括抬压电路60，抬压电路60用于抬高降压电路40输入端电压，从而在同步整流电路30输出电压较低时，也能够保证降压电路40能够正常工作，使得降压电路40能够对低电压区间的电能进行能量变换，从而提高电能转换效率。
具体的，抬压电路60并联于降压电路40的输入端与地之间；抬压电压包括第三开关管Q3、抬压电容C1；第三开关管Q3连接于抽头端与降压电路40的输入端之间，且受控于电源控制芯片102；在降压电路40输入端上的电压低于第一预设电压值时，电源控制芯片102控制第三开关管Q3导通，以使抬压电容C1储能，从而升高降压电路40的输入端上的电压。
在此第三开关管Q3可以是MOS管，当采用NMOS管时，MOS管的栅极可以与电源控制芯片102连接，也可以与其他的控制芯片连接，MOS管的漏极与电容连接，MOS管的源极接地。还应当理解，为了增大抬压效果，可以设置多个电容并联。
当同步整流电路30输出电压处于馒头波的低电压区间时，电源控制芯片102控制第三开关管Q3导通，此时电容逐渐被充满电而具有电压，电容上的电压加载在降压电路40的输入端上，从而抬高降压电路40的输入端上的电压，以保证处于馒头波的低电压区间上的电能能够被有效的利用。
抬压电路60的工作受控于电源控制芯片102。电源控制芯片102可以通过微波隔离电路90向抬压电路60内的开关管发出控制信号。微波隔离电路90的具体实施例参阅上述实施例。
应当理解的是，电源控制芯片102可经由不同的微波隔离电路90分别向整流电路30和抬压电路60内的开关管发送控制信号，以避免信号发生串扰。
本实施例采用的抬压电路60仅在整流电路30输出电压较低时，才会并联进电路，以抬高降压电路40输入端电压，从而可以使用较小的电容就可以满足降压电路40工作的要求。较小的电容体积较小，有利于进一步减小适配器的体积。因此本实施例的抬压电路60设置在满足降压电路40工作的要求的前提下，有利于适配器体积的进一步减小。
在一些实施例中，变压器20次级侧还包括反馈绕组L3，反馈绕组L3与初级绕组L1耦合；电源控制芯片102具有电源端；电源适配器还包括辅助电源70，辅助电源70的输入端与反馈绕组L3连接，辅助电源70的输出端与电源控制芯片102的电源端连接；在电源适配器工作初始，变压器20初级侧上的微弱电能能够馈送到反馈绕组L3上，因此反馈绕组L3对辅助电源70充电，辅助电源70充电后对电源控制芯片102供电，以启动电源控制芯片102开始工作。
在一示例中，辅助电源70为线性稳压源。具体的，也可以采用转用的线性稳压芯片，从而向电源控制芯片102输出稳定的供电电压。
反馈绕组L3还用于检测反馈绕组L3上的电压，并将该电压反馈至电源控制芯片102，从而使电源控制芯片102根据反馈的电压调节GaN全桥电路101。在一示例中，辅助电源70可以包括分压采样电路，分压采样电路具体可以由至少两个电阻串联而形成。
在一些实施例中，通过在电源适配器内配置多种充电协议，以提高电源适配器的兼容性。充电协议可以是PD、QC、SCP、VOOC等充电协议。
本公开实施例是基于GaN全桥电路101用于斩波，利用GaN开关器件较高的开关频率，从而能够提高斩波频率，由此得以减小与能量转换有关的器件的体积，从而减小了电源适配器的整体体积。
并且，由于GaN全桥电路101能够对交流电源的正半周期、负半周期分别进行斩波，因此本实施例将整流电路30设置在次级侧，由于变压器20的次级绕组L2上的电压在很大程度上低于初级侧绕组上的电压，因此将整流电路30设置在次级侧能够减小对器件功率的要求，从而能够采用更加小型化、低耐压值的器件，有利于降低成本。
综上，本公开技术方案减小了电源适配器的体积，有利于实现电源适配器的小型化。
本公开实施例是基于GaN全桥电路101用于斩波，利用GaN开关器件较高的开关频率，从而能够提高斩波频率，由此得以减小与能量转换有关的器件的体积，从而减小了电源适配器的整体体积。
并且，在本实施例中，设置连接在变压器20次级侧上的降压电路40包括串联的电荷泵电路以及BUCK电路。电荷泵电路能够允许有较宽的电压输入范围，而buck电路具有较高的能量转换效率，因此本实施例中的降压电路40允许较宽的电压输入范围，能够很好的应对采用了匝数较少的变压器20后所带来的次级绕组L2上的电压范围较大的问题，从而保证了电源适配器工作的可靠性。
综上，本公开实施例减小了电源适配器的体积了同时，保证了电源适配器工作的可靠性。
虽然已参照几个典型实施方式描述了本公开，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本公开能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施方式不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (17)

1.一种电源适配器，其特征在于，包括：
斩波电路，包括控制电路以及受控于所述控制电路的高速电子开关，所述高速电子开关在所述控制电路的控制下对交流电源进行斩波；
变压器，所述变压器具有初级绕组以及次级绕组；经所述高速电子开关斩波后的交流电能输入至所述初级绕组；
整流电路，所述整流电路的输入端与所述次级绕组连接，以将所述次级绕组输出的交流电能整流成直流电能输出，用于为电子设备充电。
2.根据权利要求1所述的电源适配器，其特征在于，所述高速电子开关至少有四个，且电连接形成全桥电路，以对所述交流电源的正半周电能、负半周电能分别进行斩波。
3.根据权利要求2所述的电源适配器，其特征在于，所述高速电子开关为GaN开关，至少四个所述GaN开关形成GaN全桥电路；
所述GaN全桥电路的第一端接入交流电源，所述GaN全桥电路的第二端与所述初级绕组连接。
4.根据权利要求3所述的电源适配器，其特征在于，所述电源适配器还包括LLC谐振电路，所述LLC谐振电路的一端连接于所述GaN全桥电路的输出端，所述初级绕组作为所述LLC谐振电路的谐振电感。
5.根据权利要求3所述的电源适配器，其特征在于，所述控制电路还用于检测所述交流电源的电压，且所述控制电路用于根据所述交流电源的电压，控制所述GaN全桥电路的斩波频率。
6.根据权利要求3所述的电源适配器，其特征在于，所述GaN全桥电路包括两个GaN半桥功率驱动芯片，每个所述GaN半桥功率驱动芯片内集成了两个所述GaN开关器件；
所述GaN半桥功率驱动芯片具有第一端、第二端以及受控端；两个所述GaN半桥功率驱动芯片的受控端均与所述控制电路连接；两个所述GaN半桥功率驱动芯片的第一端分别供所述交流电源的火线和零线连接；两个所述GaN半桥功率驱动芯片的第二端均与所述初级绕组连接。
7.根据权利要求1所述的电源适配器，其特征在于，所述电源适配器还包括同步整流电路，所述同步整流电路至少具有两个开关管，所述控制电路根据所述次级绕组上电压的正、负交替时机，控制两个所述开关管交替导通，以对所述次级绕组上的交流电进行同步整流。
8.根据权利要求7所述的电源适配器，其特征在于，所述同步整流电路包括第一开关管、第二开关管；所述次级绕组具有第一端、第二端、以及位于所述次级绕组第一端和第二端之间的抽头端；
所述第一开关管连接于所述次级绕组的第一端以及地，且受控于所述控制电路；
所述第二开关管连接于所述次级绕组的第二端以及地，且受控于所述控制电路；
所述抽头端为所述同步整流电路的输出端。
9.根据权利要求7所述的电源适配器，其特征在于，所述电源适配器还包括微波隔离电路，所述控制电路发出的控制信号经过所述微波隔离电路发送至所述整流电路中的开关管；
所述微波隔离电路包括发射端和接收端，所述发射端与所述控制电路连接，所述接收端与所述整流电路中的开关管连接，所述发射端用于将所述控制电路发出的控制信号转化为微波信号并发送至所述接收端，所述接收端用于将所述微波信号转化为所述控制信号，以控制相应的开关管的导通或关断。
10.根据权利要求1至9任意一项所述的电源适配器，其特征在于，所述电源适配器还包括降压电路，所述降压电路与所述整流电路的第二端连接，以对所述整流电路输出的直流电能降压。
11.根据权利要求10所述的电源适配器，其特征在于，所述电源适配器还包括电压控制芯片；
所述电压控制芯片控制所述降压电路的工作，以使所述降压电路输出的电压与所述电子设备期望的充电电压匹配。
12.根据权利要求10所述的电源适配器，其特征在于，所述降压电路至少包括两种不同类型的电能变换电路，以扩大所述降压电路所允许输入的电压范围。
13.根据权利要求10所述的电源适配器，其特征在于，所述电源适配器还包括抬压电路，所述抬压电路并联于所述降压电路的输入端与地之间；
所述抬压电压包括第三开关管、抬压电容；所述第三开关管连接于所述整流电路输出端与所述降压电路的输入端之间，且受控于所述控制电路；
在所述降压电路输入端上的电压低于第一预设电压值时，所述控制电路控制所述第三开关管导通，以使所述抬压电容储能，从而升高所述降压电路的输入端上的电压。
14.根据权利要求1所述的电源适配器，其特征在于，所述变压器次级侧还包括反馈绕组，所述反馈绕组与所述初级绕组耦合；所述控制电路具有电源端；
电源适配器还包括辅助电源，所述辅助电源的输入端与所述反馈绕组连接，所述辅助电源的输出端与所述控制电路的电源端连接；
所述反馈绕组用于对所述辅助电源充电，以使所述辅助电源对所述控制电路供电。
15.一种电源适配器，其特征在于，包括：
斩波电路，包括控制电路以及受控于所述控制电路的高速电子开关，所述高速电子开关在所述控制电路的控制下对交流电源进行斩波；
变压器，所述变压器具有初级绕组以及次级绕组；经所述高速电子开关斩波后的交流电能输入至所述初级绕组；
降压电路，所述降压电路与所述次级绕组连接，以用于对所述次级绕组输出的电压降压；所述降压电路至少包括两种不同类型的电能变换电路，以扩大所述降压电路所允许输入的电压范围。
整流电路，所述整流电路设置于所述变压器初级侧，且连接于所述斩波电路与所述交流电源之间；或所述整流电路设置于所述变压器次级侧，且连接于所述次级绕组与所述降压电路之间。
16.根据权利要求15所述的电源适配器，其特征在于，所述降压电路至少包括串联连接的电荷泵电路以及BUCK电路。
17.根据权利要求15所述的电源适配器，其特征在于，所述降压电路为降压芯片，所述降压芯片的输入电压范围的上限值和下限值的差值大于或等于40V。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116632984A (zh) * 2023-07-24 2023-08-22 鹏元晟高科技股份有限公司 移动电源充放电电路

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08214546A (ja) * 1994-12-06 1996-08-20 Hitachi Ltd 直流電源装置及び直流電源供給システム
CN201726325U (zh) * 2010-08-11 2011-01-26 上海交通大学 全桥高频链单相电力电子变压器
CN102163932A (zh) * 2011-03-18 2011-08-24 上海交通大学 交流斩波的线性ac-dc变换器
CN102291020A (zh) * 2011-07-22 2011-12-21 上海交通大学 交流推挽变换-单管整流的ac-dc变换器
CN106712529A (zh) * 2017-01-17 2017-05-24 浙江大学 一种基于GaN的高效率高功率密度隔离DC‑DC变换电路
CN110492623B (zh) * 2018-05-15 2021-04-30 哈尔滨工业大学 一种基于直接控制ac-ac变换器的无线电能传输逆变电源
CN110429838B (zh) * 2019-08-12 2021-02-23 黄山学院 高功率密度GaN同步整流负载点电源模块
CN110995025A (zh) * 2019-12-20 2020-04-10 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种开关电源电路
CN111064369A (zh) * 2019-12-20 2020-04-24 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 开关电源电路
CN211266788U (zh) * 2019-12-20 2020-08-14 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种开关电源电路
CN211701861U (zh) * 2019-12-20 2020-10-16 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 开关电源电路
CN112165266B (zh) * 2020-09-25 2021-12-14 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 开关电源电路

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116632984A (zh) * 2023-07-24 2023-08-22 鹏元晟高科技股份有限公司 移动电源充放电电路

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