CN106712529A - 一种基于GaN的高效率高功率密度隔离DC‑DC变换电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于GaN的高效率高功率密度隔离DC‑DC变换电路，包括LLC半桥软开关、匝比N:1:1的变压器、滤波电容、Fly‑back辅助电源电路、集成LLC控制UCC25600芯片电路、驱动UCC27714电路、光耦及输出反馈PI调节电路、PEM‑2‑S12‑S5‑D电压转换电路等，其中原边采用GaN器件GS66502B，副边采用GaN器件GS61004B并联同步整流；本发明将LLC谐振电路与同步整流进行结合，采用简单的控制和驱动电路以及辅助电源设计，实现了宽输入电压范围，恒定输出电压12V，200W的DC‑DC变换，电路采用GaN开关器件，提高了变换器效率和功率密度。

Description

一种基于GaN的高效率高功率密度隔离DC-DC变换电路
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，涉及一种基于GaN的高效率高功率密度隔离DC-DC变换电路，尤其涉及一种应用GaN器件的宽范围输入，恒定输出的隔离DC-DC降压电路。
背景技术
DC-DC电源在军事、工业以及日常生活中都有着极其广泛的应用，但现在的DC-DC变换器大都效率不是特别理想，而且效率低主要因为电力电子开关器件不理想导致，如果采用开关特性更好的器件，将对提高DC-DC变换器效率有着极大的好处，对于节能环保具有重要意义。DC-DC变换器必须能在输入电压范围内及不同负载条件下稳定运行，大部分场合需要隔离型DC-DC变换器，所以研究隔离型高效率的DC-DC变换器方案十分必要。
高效节能、保护环境已成为当今全世界的共识。在国家973计划和国家自然科学基金重点和重大项目中，属于功率半导体领域的宽禁带半导体材料与器件的基础研究一直是受到大力支持的研究方向。研究设计高效高功率密度DC-DC变换器，对应对能源短缺及气候变化等问题，推动“中国智能制造2025”的发展具有重要意义。
为了使变换器具有更高的功率密度、高可靠性、低噪声和快速响应能力，必须提高电力电子电路开关频率。但由于电力电子开关器件的开关损耗与开关频率成正比，频率越高，器件和电路的损耗越大，变换器的效率也就越难提高。
以SiC和GaN为代表的第三代宽禁带半导体材料具有禁带宽度大、临界击穿电场强度高、饱和电子漂移速度高、抗辐射能力强等特点,是高压、高温、高频、大功率应用场合下极为理想的半导体材料。
GaN MOSFET通过MOS结构增大栅极势垒高度，从而提高栅击穿电压，降低栅泄漏电流。除此之外，GaN MOSFET器件还降低了开启功耗，由于较小的输入电容，得到了更高的电流关断频率，这在军用和民用领域都有很大的研究意义。
达95％以上的变换效率，还需要尽可能高的功率密度和效率。于是相比于平常的开关电源，变换器开关频率要大大提高。
提高工作频率使开关电源的体积大大减小，功率密度增加。但是在效率相同的情况下，功率密度提高就意味着单位体积需要散发更多的热量。因此，效率的提高是电源小型化的一个重要条件。高效率高功率密度是电力电子产品的一个重要发展趋势。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术的问题，提出一种基于GaN的高效率高功率密度的隔离型DC-DC变换电路，该变换器应用GaN器件，结构简单、效率高、功率密度高，具有较大的输入调节范围，稳定的输出电压。
本发明的基于GaN的高效率高功率密度隔离DC-DC变换电路，包括LLC半桥软开关、谐振电感、谐振电容、匝比N:1:1的变压器、及输出整流；所述的LLC半桥软开关采用GaNMOSFET半桥，采用GaN器件GS66502B，所述的输出整流采用GaN MOSFET并联同步整流，采用GaN器件GS61004B，该电路还包括滤波电容、Fly-back辅助电源电路、集成LLC控制UCC25600芯片电路、驱动UCC27714电路、光耦及输出反馈PI调节电路、PEM-2-S12-S5-D电压转换电路、UCC24610同步整流控制电路；
滤波电容与GaN MOSFET半桥并联连接300-400V输入电压，UCC25600芯片采集谐振电流，其输出端连接UCC27714电路，UCC27714电路的两路输出各通过一个脉冲驱动变压器与GaN MOSFET半桥中的两个开关管栅极相连，Fly-back辅助电源电路从输入直流母线取电，用于将300-400V的输入电压转化为12V为原边芯片UCC25600和UCC27714供电，UCC24610芯片用于给GaN MOSFET并联同步整流电路提供驱动信号，PEM-2-S12-S5-D电压转换电路用于将原边的12V转化为5V为UCC24610芯片供电，基于431的输出反馈PI调节电路通过光耦反馈到原边控制芯片UCC25600。
上述技术方案中，进一步的，所述的脉冲驱动变压器采用EP7磁芯，初级电感值为2mH，匝比为1:1。
进一步的，所述的LLC谐振电路选定谐振频率：160kHz；输出电容：2200uF，取m＝5，满载时品质因数为Qe＝0.288，选取谐振电容为24nF，谐振电感为Lr＝40.2μL，主变压器励磁电感Lm＝201μL。
进一步的，所述的变压器采用铁氧体PQ3220型磁芯，谐振电感采用PQ2020磁芯。
进一步的，所述的输出整流部分采用三个GaN器件GS61004B并联进行同步整流，具体为：三个GaN MOSFET的漏极共连作为漏端，源极共连作为源端，三个MOSFET的栅极各与一个1Ω电阻一端相连，这三个1Ω电阻的另一端共接为公共端(Common_point1)，稳压管MMBZ5V6ALT1G跨接于上述公共端与源端之间，源端与一个1Ω电阻一端相连，该电阻另一端与芯片UCC24610的7号引脚相连，该引脚连接一个10k电阻后接入公共端，二级管串联0欧姆电阻后与5.1Ω电阻并联，该并联电路二极管阳极端连接公共端，该并联电路另一端与UCC24610的5号引脚相连。
本发明将LLC谐振电路与同步整流进行结合，采用简单的控制和驱动电路以及辅助电源设计，实现了宽输入电压范围，恒定输出电压12V，200W的DC-DC变换，电路采用GaN开关器件，提高了变换器效率和功率密度。
原边采用半桥LLC谐振电路。原边采用GaN器件GS66502B。谐振模式电源是一种被称为软开关技术的自适应零电压或零电流开关电源，与传统的硬开关技术相比损耗更小。LLC半桥谐振转换器可以使开关工作于软开关模式，降低了开关损耗。半桥相较于全桥只需要两个开关管，器件少；而且对于降压DC-DC变换，在设计变压器时候可以减小变压器匝比。因此半桥LLC谐振变换器在变换效率和功率密度方面具有一定优势。
二次侧电路采用同步全波整流。LLC谐振变换器在低压大电流输出的应用场合，其二次侧整流电路的损耗往往占了总损耗相当大的比重。为了降低二次侧的二极管损耗，二次侧电路采用同步全波整流。将传统的全波整流二极管换成mosfet，利用其小的导通电阻进行。因为单个GaN器件GS61004B的导通电阻不是很小，所以本发明中同步全波整流采用GaN器件GS61004B并联实现。
另外，由于需要较高的开关频率，所以选择模拟芯片进行控制，本方案选用原边与副边独立控制的方式，原边采用TI公司的谐振控制器UCC25600；副边采用TI公司的同步整流控制器UCC24610。原副边独立控制的方案不仅便于单独调试，而且不存在原副边延时控制问题。
本发明将LLC谐振电路与同步整流进行结合，采用简单的控制和驱动电路以及辅助电源设计，实现了宽输入电压范围，恒定输出电压的DC-DC变换，电路采用新型GaN开关器件，提高了变换器效率和功率密度。电路主要信息如下：
工作频率：70kHz-250kHz。
输入电压：300–400Vdc，输入纹波：小于50mA
输出电压：12Vdc，单路，输出纹波：小于200mV
额定输出功率：200W
额定输出电流：16.7A
环境条件：无风冷自然冷却
功率密度：不低于15W/每立方英寸
变换效率：最佳不低于95％
绝缘耐压：不小于2kV。
附图说明
图1为隔离型DC-DC变换器结构框图；
图2为隔离型DC-DC主电路拓扑；
图3为LLC谐振腔满载与空载下谐振腔归一化增益随开关频率变化的曲线；
图4为多MOSFET并联连接图。
具体实施方式
隔离型DC-DC变换器结构框图如图1所示，由包括：GaNMOSFET半桥、谐振电感、谐振电容、匝比N:1:1的变压器、同步整流GaNMOSFET、滤波电容、Fly-back辅助电源电路，集成LLC控制UCC25600芯片电路、驱动UCC27714电路、驱动变压器、光耦及输出反馈PI调节电路、PEM-2-S12-S5-D电压转换电路、UCC24610同步整流控制电路组成。其中高压侧器件采用GS66502B，低压侧器件采用GS61004B。
原边控制器UCC25600是由TI公司生产的专门用于LLC谐振变换器控制的芯片。内部集成的振荡器支持30～350kHz的开关频率。高精度的振荡器限制最小开关频率有4％的差额，可以避免设计超出功率等级，减少了系统设计成本。可编程的死区时间使电路能在最小的磁化电流下实现零电压开通。在各种应用中这可以极大地提高系统效率。可编程的软启动时间使各种使用半桥拓扑的终端设备的设计机动性得到提高。
在新一代绿色开关电源中，提高能效的关键技术是同步整流。副边控制器UCC24610是TI公司一款性能特别优秀的同步整流器控制器。UCC24610即能驱动标准电平MOSFET，也可以驱动逻辑电平MOSFET，它即能大幅度减小整流的功耗，还能间接地减小初级侧的损耗。UCC24610采用漏源电压检测，最适于LLC谐振半桥，4.5V-5.5V的输出电压对于GaN器件是非常好的驱动。UCC24610可以最大工作到600kHz工作频率、具有2.0Ω栅驱动阻抗，还具有自动轻载管理、可调输入的保护等特点。20ns典型的关断比例延迟，以及可以直接从5V输出电压供电，还可以从休眠和轻载模式下同步唤醒并且具有最少的外部元件。
因为LLC原边的两个MOSFET以及副边同步整流的两个MOSFET需要用隔离驱动，而控制器UCC25600的输出电流太小，不足以驱动开关管，所以必须加上驱动芯片进行驱动。TI公司的UCC27714芯片，专门用于驱动半桥配置的高侧和低侧MOSFET。该器件采用自举技术生成高侧偏置电压，完全运行时的电压高达600V(HS引脚)。该器件具有出色的稳定性和抗扰度，能够在HS引脚上的负电压高达–8V的条件下维持逻辑正常运行。另外，UCC27714具有宽输入电压范围10-20V，且具有高达4A峰值拉/灌电流能力。UCC27714具有分离栅极输出，允许单独而灵活地调节导通和关断强度。
因为控制器是和原边共地的，所以必须采用隔离的方式驱动原边MOSFET。脉冲变压器传播延迟较低、时序特性更精确，与光耦合器相比，具有速度优势。其工作速度可以达到最高1MHz。同时，脉冲变压器不需要用隔离式电源来驱动原边MOSFET。设计门极脉冲驱动变压器首先要选择磁芯材料。对于200kHz左右的开关频率，一般选择TDK公司的PC40材料，若是其他公司，直接对应即可。而且初级电感值选取为2mH左右。因为PC40材料的饱和磁感应强度为0.5T，于是选择EP7磁芯。EP7磁芯可以使得驱动变压器的漏感小到千分之一左右。考虑到GaN器件的门极驱动电压不超过7V，5V即可以导通，而驱动芯片的输出电平为12V，于是选择变压器匝比为1:1，将门极驱动电平设为6V左右。
因为发明方案中采用的电路控制器选用TI的高性能谐振模式控制器UCC25600，由于该控制器内部不具有自启动电路，所以必须设计辅助电源电路。本方案采用反激电路进行辅助电源供电，从输入直流母线取电，利用反激的高降压特性，将300-400V的输入电压转化为12V原边芯片工作电压。为原边芯片供电。副边采用PEM-2-S12-S5-D模块电源，将原边的额12V辅助电源输出转化为隔离的5V电压，供副边的同步整流芯片UCC24610用电，从而达到辅助供电的目的。
LLC谐振变换器，主电路拓扑如图2所示。将副边的电阻折算到原边，得到RLC串并联电路，该电路有两个本征谐振频率点，分别是fr和fm。
L-C本征谐振频率为：
L-L-C的本征谐振频率为：
根据分析，LLC谐振变换器可以工作在ZVS和ZCS两种模式下。但是在ZCS情况下，LLC原边电流超前电压，开关管容易损坏，因此选择电路工作在ZVS模式下。通过改变开关频率，改变谐振槽增益。达到负载变化和输入电压波动的情况下都维持输出电压不变的要求。
结合GaN器件特性及控制等电路，选定谐振频率：160kHz；输出电容：2200uF；额定输出功率：200W；效率95％。
因此额定输入功率为：
LLC谐振电路开关频率在谐振频率附近时，电路的工作性能最好。这也就意味着电流主要由单一频率波形组成，十分接近正弦波形状。由于电路的谐波分量没有对电路产生很大的影响，于是忽略输入电压里的高频谐波分量，用其基波分量去代替它，来分析设计LLC谐振电路。这种方法叫做基波分析法(FHA)。
为了保证尽可能高的电路效率，励磁电感与谐振电感的比值：理应越大越好。因为励磁电感越大使励磁电流越小，从而减小了变压器损耗和传导损耗。但是另一方面，励磁电流又起到给原边主MOS源漏极电容放电的作用，从而实现ZVS工作模式，所以励磁电感又不宜取得太大。折衷考虑，本设计取m＝5。
开关频率定在谐振频率附近工作得到的LLC变换器效率最高，而且为了保证原边开关管工作在ZVS模式下，开关频率要大于两个谐振频率。
谐振槽电压增益归一化以后的工作曲线如图3所示。从图3中可以发现，在电压增益小于1的工作区域，增益随着频率的增加变化较缓。为了使最大输入电压400V工作下的的开关频率不至于太高，本方案将谐振工作模式下的电压定为输入为380V。当工作在满载情况下，输入电压降为300V的最低时，归一化增益应该满足：
其中图中的：
λ＝0.2
Qe＝0.288
从图3可以发现，在规定工作频率范围内，归一化增益符合要求。
满载输出200W工作时输出电流为：
给定的低压侧GaN器件GS61004B导通电阻为0.015欧姆，于是MOSFET压降为：
ΔU＝R2*out＝0.015*12＝0.25V
于是变压器的变比为：
另外，根据图3曲线可以设定在满载时品质因素为0.288。满载情况下的负载电阻折算到原边等效为：
于是可以计算得到谐振槽的参数如下：
实际选取谐振电容为24nF则谐振电感为：
主变压器励磁电感为：
Lm＝m*Lr＝201μL
变压器采用铁氧体PQ型磁芯。PQ型具有最佳的体积与辐射表面和线圈窗口面积之比。因磁芯损耗正比于磁芯体积，而散热能力正比于辐射表面，这些磁芯在给定输出功率下具有最小的温升。并因此在给定输出功率下体积最小。
谐振电感磁芯选用PQ2020，根据最高频率250kHz时的开关频率对应铜导线的透入深度为0.15mm，于是选择直径小于0.3mm的漆包线，实际选取0.2mm直径的漆包线绕制谐振电感。
二次侧如果采用GaN器件进行同步整流，图4所示为副边侧使用同步整流的电路图，利用3个MOSEFT并联可以使得导通电阻更小，在同步整流开关管上的总损耗是原来的1/3，单个开关管的损耗是不采用并联的1/9，同步整流没有二极管反向恢复的问题，进一步提高了LLC谐振电路的效率。
连接方式具体为：三个GaN MOSFET的漏极共连作为漏端，源极共连作为源端，三个MOSFET的栅极各与一个1Ω电阻一端相连，这三个1Ω电阻R2、R6、R7的另一端共接为公共端Common_point1，稳压管MMBZ5V6ALT1G跨接于上述公共端与源端之间，源端与一个1Ω电阻R5一端相连，该电阻另一端与芯片UCC24610的7号引脚相连，该引脚连接一个10k电阻R4后接入公共端，二级管D1串联0欧姆电阻R3后与5.1Ω电阻R1并联，该并联电路二极管阳极端连接公共端，该并联电路另一端与UCC24610的5号引脚相连。
当输出电流过大时，输出电压下降，采取过流保护，并采用蜂鸣器辅助播音提示。
总而言之，本发明将LLC谐振电路与同步整流进行结合，采用简单的控制和驱动电路以及辅助电源设计，实现了宽输入电压范围，恒定输出电压12V，200W的DC-DC变换，电路采用GaN开关器件，提高了变换器效率和功率密度。

Claims (5)

1.基于GaN的高效率高功率密度隔离DC-DC变换电路，包括LLC半桥软开关、谐振电感、谐振电容、匝比N:1:1的变压器、及输出整流；其特征在于，所述的LLC半桥软开关采用GaNMOSFET半桥，采用GaN器件GS66502B，所述的输出整流采用GaN MOSFET并联同步整流，采用GaN器件GS61004B，该电路还包括滤波电容、Fly-back辅助电源电路、集成LLC控制UCC25600芯片电路、驱动UCC27714电路、光耦及输出反馈PI调节电路、PEM-2-S12-S5-D电压转换电路、UCC24610同步整流控制电路；
滤波电容与GaNMOSFET半桥并联连接300-400V输入电压，UCC25600芯片采集谐振电流，其输出端连接UCC27714电路，UCC27714电路的两路输出各通过一个脉冲驱动变压器与GaNMOSFET半桥中的两个开关管栅极相连，Fly-back辅助电源电路从输入直流母线取电，用于将300-400V的输入电压转化为12V为原边芯片UCC25600和UCC27714供电，UCC24610芯片用于给GaNMOSFET并联同步整流电路提供驱动信号，PEM-2-S12-S5-D电压转换电路用于将原边的12V转化为5V为UCC24610芯片供电，基于431的输出反馈PI调节电路通过光耦反馈到原边控制芯片UCC25600。
2.根据权利要求1所述的基于GaN的高效率高功率密度隔离DC-DC变换电路，其特征在于，所述的脉冲驱动变压器采用EP7磁芯，初级电感值为2mH，匝比为1:1。
3.根据权利要求1所述的基于GaN的高效率高功率密度隔离DC-DC变换电路，其特征在于，所述的LLC谐振电路选定谐振频率：160kHz；输出电容：2200uF，取m＝5，满载时品质因数为Qe＝0.288，选取谐振电容为24nF，谐振电感为Lr＝40.2μL，主变压器励磁电感Lm＝201μL。
4.根据权利要求1所述的基于GaN的高效率高功率密度隔离DC-DC变换电路，其特征在于，所述的变压器采用铁氧体PQ3220型磁芯，谐振电感采用PQ2020磁芯。
5.根据权利要求1所述的基于GaN的高效率高功率密度隔离DC-DC变换电路，其特征在于，所述的输出整流部分采用三个GaN器件GS61004B并联进行同步整流，具体为：三个GaNMOSFET的漏极共连作为漏端，源极共连作为源端，三个MOSFET的栅极各与一个1Ω电阻一端相连，这三个1Ω电阻(R2、R6、R7)的另一端共接为公共端(Common_point1)，稳压管MMBZ5V6ALT1G跨接于上述公共端与源端之间，源端与一个1Ω电阻(R5)一端相连，该电阻另一端与芯片UCC24610的7号引脚相连，该引脚连接一个10k电阻(R4)后接入公共端，二级管(D1)串联0欧姆电阻(R3)后与5.1Ω电阻(R1)并联，该并联电路二极管阳极端连接公共端，该并联电路另一端与UCC24610的5号引脚相连。
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