CN1129779C - 利用电子位置编码器测量相对位置的系统的方法 - Google Patents

Abstract

一种在电子位置编码器中用来合成空间波形的方法和装置，使提供给电子位置传感器的合成空间波形的位置能够以小于电子位置传感器的电极间距的量逐步增加。通过在位置测量期间向电子位置传感器提供几个独立的空间波形，调整合成空间波形的位置。一个或多个独立的空间波形的位置以电极间距的增量被改变。在一个实施例中，合成空间波形被提供给电子位置传感器的发送器电极。调整合成空间波形的位置，使电子位置传感器的电压减至最小。

Description

利用电子位置编码器测量相对位置的系统和方法

本发明涉及一种用于合成或滤出信号(波形)的方法及装置，该信号提供给电子位置编码器的多个电极或从电子位置编码器的多个电极接收，以相对于电极增量调整波形空间位置，该增量大大小于电极间距。

电容位置编码器已研制并应用于各个领域。这种电容位置编码器的例子已在Meyer的美国专利3857092和Andermo的美国专利4420754，4878013，4879508和5023559中公开，在此引用供参考。Andermo的’754专利中描述的电容位置编码器使用了可滑动地安装在伸长的固定刻度盘上的滑块。滑块固定在刻度盘上使其沿刻度盘的长度可移动。滑块和刻度盘机械地连接位置测量件，例如卡钳，从而位置测量件之间的相对位置与刻度盘上滑块的位置相对应。

刻度盘和滑块的每个分别包含沿刻度盘和滑块长度延伸的一电极阵列。例如，滑块包含几组发送器电极。在每组中对应地定位发送器电极相互连接。与每个多相周期信号，例如正弦波或矩形波相对应的电压，耦合到每组中相应的发送器电极，发送器电极形成在或者滑块或者刻度盘上。

例如，80个发送器电极形成在滑块上并被分成5个子组。每个子组含16个电极。幅值VoSin(N2π/16)的电压信号提供给发送器电极，这里N＝1，2，3……，16。特别是，每组中的第N个电极接收相同的电压信号。因此，例如电压0.707Vo提供给每组的第二发送器电极(发送器电极2，18，34，50和66)。另一方面，第一电压信号可提供给每组16个中的前一m个发送器电极并且第二电压能提供给每组中剩余的16-m个发送器电极。矩形波因此接入发送器电极。

提供给发送器电极组的电压信号产生“空间波形”。也就是说，电波形在每组发送器电极占有的空间上扩张。在相邻发送器电极上的对应点之间的距离是电极的“空间间距”。在相邻组中的对应发送器电极之间的距离是发送器电极的“空间波长”。空间波形根据每个电压信号提供给的电极位置具有相对于发送器电极组的位置或相位。

例如，在上述矩形波例子中，当每组中的第前8个电极接收第一电压并且第二8个电极接收第二电压时空间波形的相位定义成0°。通过把第一电压设置在每组中的发送器电极2-9上，而把第二电压设置在每组的发送器电极1和10-16上，空间波形的相位就能移位到22.5°。

然而，每组中的发送器电极数目限定了空间波形能够移位的最小角相位增量。类似地，发送器电极的间距限定了空间波形能够移位的最小位置增量。因此，在上述例子中空间波形能够移位的最小相位角是22.5°。更一般地，最小相位角是360°/N，这里N是每组发送器电极的数目。

在电压信号提供给发送器电极后，电压信号电容性地耦合到刻度盘上的第一接收器电极。第二发送器电极电连接到第一接收器电极。因此，电容性地耦合到第一接收器电极的电压信号提供给第二发送器电极。提供给第二发送器电极的电压信号然后电容性地耦合回到滑块上的一个或多个第二接收器电极度。

根据滑块相对于刻度盘的位置构成刻度盘上的电极以改变从滑块上的发送器电极接收的电压信号值(或移动空间波形的相位)。因此从滑块上的第二发送器电极接收的合成电压信号值(或者相移值)表示滑块和刻度盘之间的相对位置。

连接到第二接收器电极和信号源从而把电压信号提供给第一发送器电极的适当电子装置确定已合成的接收电压信号的值和刻度盘上滑块位置。第一发送器电极的信号源可移动提供给第一发送器电极组的空间波形的相位，使其与滑块沿刻度盘的移动相适应。

滑块和刻度盘上电极的布置也可相反，使第一发送器电极和第二接收器电极固定在刻度盘上而第一接收器电极和第二发送器电极固定在滑块上。

假定模拟信号插入法的给定变度，逐步增加地移动供给的空间波形的空间相位的现有技术电容位置编码器的距离测量分辨率是空间波形扩展的每组中发送器电极的密度和间距的函数。因为逐步增加的空间相移发生在较短距离内，把更薄的发送器电极更近的放置在一起导致更高的测量分辨率。例如，在空间波长1＂内增加发送器电极数目从8个电极到16个电极就能在1个电极间距距离上把“可选择的”角相移从45°降低到22.5°并将最小可选择空间增量减半。另一方面，在空间波长内保持发送器电极数目恒定，例如为16，并把空间波长从1＂降低到1/2＂就能把22.5°相移发生经过的距离从1/8＂降低到1/16＂。

然而，能够制作多小的电极间距都是有限的，因此限制了电容位置编码器的分辨率。如果相邻电极间的可选择角相移能小于2π/N(或360°/N)，这里N是空间波长内的电极数目，那么就能提高电容编码器的分辨率。特别是不用降低电极间距或增加模拟信号插入法的变度就能提高分辨率。

在现有电容位置编码器中，最小单纯地数字空间相位增量限制于发送器电极间距。然而，在现有技术中已公知使用模拟输入信号来实现小于发送器电极间距的增量的编码器。例如，Andermo的美国专利4,420,754描述了使用模拟输入信号的两个特殊方法，使能够用分辨率好于发送电极间距的位置判定。

第一方法是提供正弦信号给发送器电极。而且，发送器电极本身是正弦形状。然后用模拟技术测量输出信号相对于输入信号的瞬时相移。然而，当发送器电极间距和要获得的所需位置分辨率之间的比率高时，此方法要求相当精确的模拟内插电路。结果，为实现空间内插法的必须变度，本方法要求相对灵敏和昂贵的模拟电路系统，例如高精度模拟-数字转换器。

在’754专利中公开的第二个方向是提供均匀电压脉冲给发送器电极。然后用瞬时相位控制器调节脉冲的时标。这就调节提供给发送器电极的空间波形的相位。结果，电容性耦合到第二接收器电极的全部信号的瞬时相位具有一个预定的瞬时相位，例如0度。瞬时相位控制器能以小于相邻电极间的空间相移增量的增量改变发信号的瞬时相位。因此，在接收器电极保持零相移所需的相位调整值表示具有高分辨率的在滑块和刻度盘之间的相对位置。

Meyer的美国专利4,841,225公开了一种方法，  数字地选择空间波形的相位，以小于发送电极间距的增量来进行移位。在｀225专利中，不是提供相同的电压信号给每组中对应定位的发送器电极，｀225专利给一些组中对应的发送器电极提供不同的电压信号。提供给一组发送器电极的空间波形的相位与提供给另一组发送器电极的空间波形的相位不同。

通过提供不同相位的空间波形给不同组的发送器电极，提供给每组发送器电极的空间波形相位由转换器进行空间平均。如果给定空间相位的电压信号只提供给一组发送器电极，平均空间移位等于相移被发送器电极的组数相除。

因此，平均空间波形能够以小于发送器电极间距的距离移位。平均相移因此小于360°/N，这里N是每组中发送电极的数目。更一般地，给定M组N个发射电极，在一组中以具有宽度P_t的间距数目P来移位空间相位导致空间波形的位移在逐步增加的相移P_t*P/M内。然而，为单独地提供不同的电压信号给每个发送器电极，｀225专利的电容位置编码器需要大量的开关连接。

相对低成本的印制电路板编码器技术最常用于制造电容电子位置编码器。大量开关(即，M组x每组N个开关)和所需的含发送器电极的基片长度使｀225专利的方法在性能及经济方面难以实现使用印制电路板编码技术。对电极排开关网使用集成电路生产方法就能制造大量所需开关。然而，在许多情况下这不是理想的制造方法。

Ardermo的美国专利4,878,013公开了另一方法，数字地选择小于发送器电极的物理间距的空间相位增量。｀013专利把发送器和接收器电极的特定间隔与提供给发送器电极的驱动信号的特定对应关系相结合，以选择小于发送器物理间距的分辨率增量。由多组发送器电极和适当间隔开的刻度盘电极产生“合成”空间间距。在｀013专利中发送器电极的有效合成空间间距实际上极大地小于实际物理间距。因此，空间波形信号能够数字移位的增量相应地更小。然而，对此问题这是几何而非电子学方法。

本发明提供一种方法和装置，用于根据位置编码器数字地变换电极的空间波形，以产生小于电极间距的有效空间波形分辨率。

本发明还提供具有小于发送器电极间距的有效分辨率的电容位置编码器，该发送器电极不需要大量开关。

本发明进一步提供使用相对少量的发送器电极组、具有小于发送器电极间距的有效分辨率的电容位置编码器。

所要求的系统合成逐步增加的或绝对的电容位置编码器的空间波形。这些编码器具有沿测量轴可彼此相对移动的第一基片和第二基片。发送器电极形成在第一基片上。提供给发送器电极的电压信号产生空间波形。至少另一电极形成在第一基片上。此至少另一电极通过第二基片上的电极电容耦连到发送器电极。在发送器电极和至少另一电极之间传送的电压信号的变化值(或振幅或相位)取决于在沿测量轴的第一和第二基片之间的相对位置。

为实现所要精度，通过变换器传送的电压信号具有空间连续和周期的结构，例如矩形波，或者最好正弦波。对于每个位置测量，通过提供多个组成数字空间波形给编码器来提供连续的和周期的波结构。这产生具有空间相位的合成空间波形，该空间相位与提供给编码器的组成数字空间波形的空间总和的相位相对应。

在工作中，系统首先确定在滑块上的接收电极接收的信号值。然后系统选择合适的组成数字空间波形来调整已接收的合成空间波形的空间相位，以获得预定输出值。系统通过变化至少一些组成数字空间波形来调整已接收的合成空间波形的空间相位。

在正常工作中，变换器系统重复进行上述操作，使预定输出值保持在所希望的范围内。在此工常工作期间，根据为保持预定的输出值而选择的组成数字空间波形的唯一结构，系统确定在刻度盘长度的一个增量内沿测量轴的第一和第二基片的相对位置。为确定在沿测量轴的第一和第二基片之间的相对位置，系统重复执行上述操作，同时累积所移动的刻度盘长度增量的总数。

系统为每个空间波形或提供相应电压给排中的每个电极或从排中的每个电极接收相应电压。因此，对每个位置测量，多个电压信号多次提供给发送器电极。如果系统提供相同电压信号给每组中的每个电极，系统每次最好用相应的多个系数调制脉冲。而且，多个系数中的每个与每个电极组中的一个电极相对应。结果，在每次测量期间多个调制脉冲提供给每个电极。每组调制脉冲形成具有空间结构的空间波形，该空间结构与系数组相对应。如果不同的电压信号提供给每个发送器电极，可从合成空间波形中确定有效的空间相位。

电子位置编码器能相反地产生。至少另一电极发送波形而发送器电极接收波形。当电压信号由发送器电极代替接收时，在每次测量期间多个脉冲提供给至少另一电极。系统在具有对应的多组系数的多个脉冲期间最好控制每组发送器电极的连接和连接极性的存在情况。在一组中的每个系数对应于每组中的发送器电极。因此每组脉冲由可选择的空间滤波器进行空间调制和滤波，该空间滤波器具有由此组系数确定的空间结构。结果，每次测量，多个脉冲通过每组电极被调制和滤波。

本发明的这些和其它特征及优点在下面优选实施例的详细描述中是明显的。

参照下面附图将详细描述本发明的优选实施例，其中：

图1表示被本发明空间波形合成系统使用的电容位置编码器的优选实施例；

图2A-2G是电压及波形图，表示用于提供电压信号给图1的每组电容位置编码器中的发送器电极的第一排列；

图3A-3C是电压及波形图，表示用于提供电压信号给图1的每组电容位置编码器中的发送器电极的第二排列；

图4A-4C是电压及波形图，表示用于提供电压信号给图1的每组电容位置编码器中的发送器电极的第三排列；

图5A-5C是电压及波图，表示用于提供电压信号给图1的每组电容位置编码器中的发送器电极的第四排列；

图6表示所得空间波形如何在图1的电容位置编码器的电极的单一间距内限定逐步增的位置；

图7表示正向脉冲；

图8表示紧跟负向脉冲的正向脉冲；

图9表示提供给现有位置编码器、复位期间必须相互分离的脉冲；

图10表示具有相关时标和数据的数字波形；

图11表示用于通过图1的电容位置编码器的电极输入各种合成电压电平的一组数字波形；

图12更详细地表示图1的电容位置编码器的信号发生器和信号处理器；

图13表示当滑块相对刻度盘移动时如何调整空间波形以限定增量位置在图1的电容位置编码器的发送器电极的间距内。

图14表示图12的电容位置编码器的放大器，解调器和积分器的优选实施例；

图15A-15C表示在各种条件下在图14的电路中存在的各种波形；

图16是图1的电容位置编码器的信号发生器和信号处理器的通用结构方框图；

图17是图16的电容位置编码器的信号发生器和信号处理器的方框图；

图18是图16的电容位置编码器的信号发生器和信号处理器的另一实施列的方框图；

在优选实施例中，使用本发明的电极排合成空间波形的方法应用于电容位置编码器，正如图1所示的。如图1所示，编码器100包括基本与美国专利4,878,013的图1相对应的电容位置传感器110。

传感器110包括滑块112，滑块112定位成相邻于刻度盘114。滑块112沿测量轴116相对于刻度盘114移动。电容位置编码器110还包括电子电路120。电子电路120包括信号发生器122和信号处理器124。

一排第一发送器电极130固定在滑块112上。如图1所示，第一发送器电极130的两组132、134固定在滑块112上。然而，应当理解能使用任何组数的发送器电极130。

发送器电极130连接到信号发生器122。特别是，第一组132中的第一发送器电极132a和第二组134中的第一发送器电极134a每个都连接到信号发生器122的相同输出。类似地，第一组132的第二等电极132b-132h和第二组134的第二等电极134b-134h中的每个分别连接到信号发生器122的相同信号输出线126b-126h。

第一组132的第一发送器电极132a左边缘和第二组134的第一发器电极134a左边缘之间的距离是此排发送器电极130的空间波长。发送器电极130的间距136是在任何发送器电极130上的任何点和在相邻发送器电极130上的对应点之间距离。

滑块112定位成靠近刻度盘114，使提供给第一发送器电极130的信号电容性地耦合到第一接收器电极140，第一接收电极140在刻度盘114上被排列成一排。每个接收器电极140由连接线142连接到第二发送器电极150。第二发送器电极也被排列成一排电容性地耦合在第一接收器电极140上的电压信号由连接线142提供给第二发送器电极150。提供给第二发送器电极150的电压信号电容性地耦合到滑块112上固定的第二接收器电极160。第二接收器电极160连接到信号处理器124。第二接收器电极接收的电压信号是滑块112相对于刻度盘114的位置的函数。

每组132、134的每个第一电极132a、134a由信号线126a连接到信号发生器122。类似地，第一组132的第二-第八电极132b-132h中的每个分别由信号线126b-126h连接到信号发生器122。同样，第二组134的第二-第八电极134b-134h中的每个分别由信号线126b-126h连接到信号发生器122。第二接收器电极160由信号线127连接到信号处理器124。信号发生器122和信号处理器124由信号线129相互连接。

与周期波形相对应的电压信号从信号发生器120提供给第一和第二组132、134中的电极130。例如，如果周期波形是矩形波，第一和第二组132、134中的前4个发送器电极132a-132d和134a--134d接收相同的第一电压信号(例如，+5V信号)。第一和第二组132、134中的另外4个电极132e-132h和134e-134h接收相同的第二电压信号(例如，-5V信号)。因此，正好代替周期波形，周期波形沿测量轴116空间分布。因此，周期波形是“空间波形”。

通过变化在每个第一和第二组132和134中的位置，在此位置电压信号从第一电压(+5V)移位到第二电压(-5V)，就能逐步增加地移动此空间波形的相位。因此，通过提供第一电压(+5V)给第一和第二组132、134中的第二至第五发送器电极132b-132e和134b-134e，空间波形位置将从上述例子的位置移动间距136。同时，第二电压(-5V)提供给第一、第二组132、134中的第一和第六至第八发送器电极132a、132f-132h和134a、134f-h。一个间距136的位置移动相当于45°的空间相移。也就是相移360°/N，这里N是每组中的发送器电极的数目。因为在上述例子中，第一和第二组132、134每个具有8个发送器电极130，相移是360°/8，或45°。

在操作中，第二接收器电极160接收的电压信号的振幅是滑块112和刻度盘114之间的相对位置与放置在第一发送器电极130上的信号的空间波形两者的函数。第二接收器电极160接收的电压信号是从第一发送器电极130通过第一接收器电极140和第二发送器电极150耦连的全部电压信号的总和。

对滑块112和刻度盘114之间给定的相对位置，当互补电压提供给以相同程度耦连到第一接收器电极140的发送器电极130的适当电极时，第二接收器电极160将接收一个振幅为OV的信号。然后当滑块112沿刻度盘114移动时，发送器电极130和接收器电极140之间的几何关系变化。因此，与那些发送器电极130容性耦连的单一极性的电压信号变得大于与那些发送器电极130容性耦连的具有另一极性的电压信号。结果，第二接收器电极160上的电压信号或者是正或者是负电压信号，这取决于滑块112相对于刻度盘114移动方向。

当滑块112相对刻度盘114移动时，信号发生器122相对于组132、134的第一发送器电极132a-132h和134a-134h增加提供给发送器电极130的空间波形位置，以保持第二接收器电极160接收的电压信号在大约0V的振幅。相对于组132、134的第一发送器电极132a-132h和134a-134h的空间波形位置因而与在滑块112及刻度盘114上的传感器元件的相对位置相对应。通过利用相对于组132、134的发送器电极的空间波形位置，信号处理器124在一距离内确定沿测量轴116的刻度盘114上的滑块112的相对位置，该距离等于刻度盘波长λ_F除以发送器电极或相位数N。

电子电路120执行上述操作，同时累积移动距离λ_F/N的总数来确定滑块112在刻度盘114上的位置。然而，假设空间波形是连续周期性的，这样电子电路是具有仅两种可能电压信号输入(例如，用在上述例子中的+5V和-5V信号)的普通数字型系统，并且在每次测量周期中使用仅一种空间波形，仅能在等于距离λ_F/N的增量内移动提供给发送器电极130的空间波形的位置。因此，当传感器110连接到普通电子电路120时，图1所示的编码器100的数字分辨率基本由λ_F/N限定。

通过在每次测量周期内基于提供给发送器电极的多个空间波形而进行的每次位置测量，本发明空间波形合成方法的优选实施例就能实现小于发送器电极130的间距136的数字分辨率。在每次测量周期内提供给发送器电极130的至少一个空间波形的结构可以(但不必须)不同于在同样的测量周期内提供给发送器电极130的其它空间波形结构。因此，在一次测量周期内提供给发送器电极130的全部空间波形总和形成的合成空间波形的位置是提供给发送器电极130的全部组成空间波形的空间累积位置。

例如，一测量周期包括四个组成空间波形。如果恰好一个组成空间波形的位置相对于另一组成波形的位置移动可发送器电极130的间距136，那么全部四个测量子周期上累积的合成空间波形位置相对于重复使用单一组成波形形成的基准合成空间波形移动了四分之一间距136。

因此，通过变化至少一个组成空间波形的位置，由一测量周期构成的全部波形上累积的合成空间波形的位置将相对于基准合成空间波形移位几分之一的发送器电极130的间距136。以小于发送器电极130间距136的增量有效地改变合成空间波形位置的能力使采用低成本、高精度的数字装置实现相应的更好测量分辨率。

图2A示意表示第一发送器电极130的第一组132电极132a-132h。图2B表示提供给电极132a-132h以在四个不同时间t₁-t₄形成四个组成数字空间波形的电压信号的相对电压振幅。在时间t₁，前3个电极132a-132c被提供具有第一极性的电压信号(例，+5V)。同时，电极132e-132g被提供具有相同值但极性相反的电压信号(例，-5V)。

放置正电压在电极132a-132c上有效地形成从电极132a左边缘延伸到电极132c右边缘的单一正电极(不考虑电极130之间间隔)。类似地，放置负电压在电极132e-132g上有效地形成从电极132e左边缘延伸到电极132g右边缘的单一负电极。对如图2 B所示的每个组成空间波形，每个组成空间波形的中心或形心(表示空间相位或空间位置)将分别在P₁-P₄。特别地，对图2B所示的组成空间波形，每个形心P1-P4是在电极132d的中间点。

图2C表示在四个时间t₁-t₄期间放置在电极132a-132h上的电压之和产生的合成空间波形。如图2C所示，合成波形在电极132a-132c占有的范围内具有+4个单位(即，+4倍于放置在电极132a-132c上的电压)的振幅，在电极132d占有的范围内振幅是0V，在电极132e-132g占有的范围内振幅是-4单位，以及在电极132h占有的范围内振幅是0V。

合成空间波形的中心或形心(表示空间相位或空间位置)将在P_s。P_s同四个相同的组成空间波形的形心P₁-P₄是在相同位置，即，电极132d的中间点。

本发明空间波形合成方法累积在全部四个时间周期t₁-t₄期间放置在电极132a-132h上的组成数字空间波形，以根据累积的合成波形位置来提供位置测量输出。同在单一时间周期期间对每个电极132a-132h的放置图2C所示的单个电压信号在对应的第一发送器电极132a-132h上，累积的合成波形提供相同效果。图2C所示的合成波形表示在四个时间t₁-t₄期间提供给发送器电极132a-132h的合成空间波形位置。

图2D表示放置在发送器电极132a-132h上的另一组电压信号。如图2D所示，在时间t′₁，  t′₂和t′₄期间放置在电极132a-132h上的电压信号同图2B所示的在时间t₁，t₂和t₄时放置在电极132a-132h上的电压信号是相同的。在时间t′₁，t′₂和t′₄时组成空间波形的形心位置是在P′₁，P′₂和P′₄，即电极132d的中间点。

然而，在时间t₃′，正电压信号也放置在电极132d上，且负电压信号也放置在电极132h上。结果，在时间t₃′提供的组成空间波形的形心向右移位半个电极130间距136，因而位于P₃′。组成波形能自由地变化，而对合成波形，变换系统将不允许自由度。

总之，系统精度要求合成波形在所有位置具有几乎恒定形状，是空间连续的周期波，以及最好是正弦的。组成波形单独不能提供或必须具有这些所希望的特性。因此，它们的位置性能仅提供本发明的合成波形位置控制方法的近似替代或替换物。图2 E表示在四个时间t₁′-t₄′期间放置在电极132a-132h上的电压之和(合成波形)。

如图2E所示，合成波形具有+4单位的振幅。因为电极132a-132c在四个时间t₁-t₄的每个期间接收单个单位正电压信号，此振幅沿电极132a-132c占有的区域延伸。然而电极132d占有的空间波形部分仅在时间t₃′期间接收正单位电压信号。因此，此部分合成波形具有+1的振幅。

类似地，沿电极132e-132g延伸的合成空间波形部分具有-4单位的振幅。然而，沿电极132h延伸的合成空间波形部分仅在时间t₃′期间接收负单位电压信号。因此，此部分合成波形具有-1的振幅。

从时间t₁′，t₂′和t₄′的P₁′，P₂′和P₄′分别到时间t′₃的P₃′的组成空间波形形心的位移使合成空间波形形心以小于电极130间距136移位。在时间t₃′向右移位组成空间波形的形心使合成空间波形形心P_s′向右移位。移位值是时间阶段t₁′-t₄′的数目以及每次移位大小的函数，组合的空间波形在时间阶段t₁′-t₄′期间被移位。

例如，如果电极132a-132h在时间t₃＂接收图2F所示的电压信号，组成空间波形形心移位一整个间距136到P₃＂。从P₃到P₃＂的移位是从P₃到P₃′的两倍。当在时间t₃＂期间提供的电压信号是如图2F所示时，图2G表示放置在电极132a-132h上的电压信号之和。图2G所示的合成空间波形的形心P_s＂定位在图2E所示的合成空间波形形心P_s′的右边。

对正部分的全部测量基准点是在电极132b和132c之间的中间点x，如图2E和2G所示。对空间波形的负部分，基准点是在电极132f和132g之间的中间。

整个空间波形的形心P_s是波形正负部分形心的组合。此形心是从在电极132d和132c之间中间的基准点确定。因此，整个空间波形的基准点是同图2D的P₃′在相同位置。整个空间波形的形心，例如图2E所示的空间波形，也能看成图2D所示的P₁′-P₄′表示的形心的组合。

因为如图2C，2E和2G所示空间波形的正负部分是互补的，正部分形心的移位与负部分形心以相同方向的相等移位以及全部组合波形形心以相同方向的相等移位相一致。因此，例如，波形正部分形心的计算位置-1设定在电极132a和132b之间中间的那个形心。空间波形负部分的计算位置将也是-1，把那形心从它的基准点移位到在电极132e和132f之间的中间点。类似地，组合波形的形心计算位置从它的基准点移位到在电极132c和132d之间的中间点。

为计算空间波形正部分的形心，每个电极提供的贡献是那个电极上的电压振幅分量和在那个电极中间点和基准点x之间的距离。然后，各个贡献之和被电极上各个电压振幅之和除。因为，在此例子中，基准点x是设定在两相邻电极之间，任何电极的中间点和基准点x之间的距离将在一半间距上。

如图2G所示，电极132a的中心是位于距基准点x为-1.5间距的距离处。在四个时间t₁＂-t₄＂期间提供给电极132a的电压信号之和是+3单位。因此，电极132a提供的贡献是-4.5(即，-1.5*3)。不用详细解释电极132b-132d提供的贡献，图2G所示的空间波形的正部分形心是： $\frac{(-1.5*3)+(-.5*4)+(+5*4)+(+1.5*1)}{12}=$ $\frac{(-4.5)+(-2)+(+2)+\left(1.5\right)}{12}=\frac{3}{12}=-.25$

因此形心P_s＂的计算移位是-0.25。这意味着形心P_s＂被向基准点x的左边移位四分之一的电极130间距136。相反，图2C所示空间波形的形心P_s＂的计算移位是-0.5。因此，图2G所示空间波形的形心定位在图2C所示空间波形的形心右边的四分之一间距136处。

另一方面，用2G所示的空间波形的形心等于如图2F所示的在时间t₁＂-t₄＂产生的空间波形的形心P₁＂-P₄＂的平均。具体地，在图2F中时间t₁＂，t₂＂和t₄＂的每个空间波形的形心是在-.5。也就是说，对正部分，此空间波形的形心是在基准点x右边的一半间距136处。假设相同数目的电压单位(即，图2F中的3个“+”电压单位和3个“-”电压单位)用在每个时间周期中，合成空间波形的形心是各个空间波形的四个形心之和(-.5×3+.5＝-1)被形心数目(4)除或-0.25。

因此原因，本发明优选实施例的操作能以各种方式体现。各个空间波形能看作产生合成空间波形，该合成空间波形具有与各个空间波形的位置平均相对应的位置。另一方面，置于每个电极上的电压信号的振幅能看成被求和，以产生图2C，2E和2G所示的合成电压波形，电压波形产生形心位置与电压波形的形心相对应的合成空间波形。

也应当理解，置于第一发送电极130上的组成电压振幅的不同组合也会产生相同的合成空间波形。例如，图3C所示的电压波形表示的合成空间波形与图4C所示的空间波形是相同的。然而，如图4B所示，空间波形在t₃时移位电极间距136，由正极性驱动3个电极和负极性驱动3个电极而产生图4C所示的空间波形。

反之，如图3B所示，用互补电压在时间t₁和t₃时驱动全部8个电极132a-132h，并且在时间t₂和t₄时驱动电极132a-132h中的仅4个电极就会产生图3C所示的空间波形。尽管如此，图3B所示电压的组合同图4B所示电压的组合产生同样的合成空间波形。

最后，一个空间波形位置移位而产生的合成空间波形位置的移位不仅是那具移位值的函数，而且是供给电压以产生移位的空间波形的电极数目的函数。参照图5A-C，在时间t₁，t₂和t₄产生的空间波形同在时间t₁′，t₂′，和t₄′产生的图2D所示空间波形是相同的。而且，在图5B中在时间t₃产生的空间波形的形心同在图2D中在时间t₃′产生的空间波形形心是相同的。然而，在图2D中在时间t′₃产生的空间波形是驱动全部8个电极132a-132h产生的，而在图5B中在时间t₃产生的空间波形是驱动仅4个电极132b，132c，132f和132g产生的。

结果，图2E所示的电压波形不同于图5C所示的电压波形。图2E所示的合成空间波形的正部分形心从基准点移位-.346(＝-4.5/13)。因此，整个空间波形的形心从在电极132d和132e之间中间的基准点移位到-.346。反之，图5C所示合成空间波形的形心位移-.409(＝-4.5/11)。因此，各个空间波形位置的移位能使合成空间波形位置移位的程度不仅取决于移位值，也取决于为产生空间波形而驱动的电极数目，即各个空间波形的“权衡”。

图6表示用于本发明优选实施例的一组电压波形。通过在四个时间t₁-t₄上选择地提供或正或负电压给8个电极132a-132h的每个来产生每个电压波形。结果，合成空间波形具有合成振幅，该合成振幅是4个组成数字空间波形每个中的4个分立电压振幅的合成。合成空间波形的电压振幅以1个单位增量在+4单位和-4单位之间扩展。

在图6示意表示的优选实施例中，电压信号提供给电极130，以产生8个不同的空间波形Φ₀-Φ₇。当0.00P_t位置与一电极左边缘相对应时，每个所得合成空间波形的形心P从图6的波形Φ₀所示的-0.5P_t位置向右移位到图6的波形Φ₇所示的+.346位置。

表1表示用于确定从电极左边缘的这些形心移位的计算，这里P_t表示电极130的间距136宽度。特别地，表1表示正部分的形心逐步增加的移位，以及，当合成波形相对于第一发送器电极130被定位时对每个波形Φ₀-Φ₇的整个波形的形心逐步增加的移位。也就是说，波形的最左边电极不一定是第一或第二组132或134的第一电极132a或134a。当然，图6所示波形的最左边电极可以是电极132a-132h或134a-134h中的任何一个。

                       表1((-1.5)(4)+(-.5)(4)+(.5)(4)+(1.5)(0))/12＝-.500P_t((-1.5)(4)+(-.5)(4)+(.5)(4)+(1.5)(1))/13＝-.346P_t((-1.5)(3)+(-.5)(4)+(.5)(4)+(1.5)(1))/12＝-.250P_t((-1.5)(3)+(-.5)(4)+(.5)(4)+(1.5)(2))/13＝-.115P_t((-1.5)(2)+(-.5)(4)+(.5)(4)+(1.5)(2))/12＝.000P_t((-1.5)(2)+(-.5)(4)+(.5)(4)+(1.5)(3))/13＝.115P_t((-1.5)(1)+(-.5)(4)+(.5)(4)+(1.5)(3))/12＝.250P_t((-1.5)(1)+(-.5)(4)+(.5)(4)+(1.5)(4))/13＝.346P_t

然而，应当理解不同的组成空间波形能用于产生其它合成空间波形，在电极130间距136内提供更多或更少的合成空间波形的位置增量。例如，具有电压单位振幅3，4，4，0，-3，-4，-4，0的合成空间波形将具有-.409Pt的形心，它在波形Φ₀的形心-.5P_t和波形Φ₁的形心-346P_t之间。

为使本例子更易理解，通过使用传感器100的线性变换函数以简化上述例子。应当理解对本发明的优选实施例，传感器100具有正弦信号变换函数。因此，形心的计算变得更数学化。

对正弦变换函数，使用矢算来最简单地计算形心。当每个相位电极的合成振幅分别是A₀-A₇时，合成矢量V_T是： $V_T=\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{V}_n$ 这里V_n是每个相位n的矢量。对8相位系统，合成矢量V_T的振幅和角度计算为：Re(V_T)＝(A₀+A₃-A₄-A₇)·cos67.5°+(A₁+A₂-A₅-A₆)·cos22.5Im(V_T)＝(A₀-A₃-A₄+A₇)sin67.5n+(A₁-A₂-A₅+A₆)·sin22.5 $\mathrm{Amplitude}\left(V_T\right)=\sqrt{{\left[\mathrm{Re}\left(V_T\right)\right]}^2+{\left[\right(\mathrm{Im}\left(V_T\right)]}^2}$ $\mathrm{Angle}\left(V_T\right)=\arctan \frac{\mathrm{Im}\left(V_T\right)}{\mathrm{Re}\left(V_T\right)}$

表2表示用这些等式计算的合成矢量V_T的振幅和角度。对每个物理相位位置，以8个模拟相位位置均匀分布的最好振幅和角度精度来选择组成矢量。

                                                               表2

标称位置		P	h	a	s	e	#		相对振幅	角度	计算位置	位置误差
													0	1	2	3	4	5	6	7
	0.500	4	4	4	0	-4	-4	-4													0	1.03	22.5	0.500	0.000
0.375									4	4	4	1	-4	-4	-4	-1	1.04	16.59	0.369	-0.006
	0.250	3	4	4	1	-3	-4	-4													-1	0.97	11.7	0.260	0.010
0.125									3	4	4	2	-3	-4	-4	-2	1.00	5.67	0.126	0.001
	0.000	2	4	4	2	-2	-4	-4													-2	0.95	0	0.000	0.000
-0.125									2	4	4	3	-2	-4	-4	-3	1.00	-5.67	-0.126	-0.001
	-0.250	1	4	4	3	-1	-4	-4													-3	0.97	-11.7	-0.260	-0.010
-0.375									1	4	4	4	-1	-4	-4	-4	1.04	-16.59	-0.369	0.006

标称位置阶跃是物理相位阶跃的1/8，即刻度盘波长的1/64。相对振幅是如上述确定的计算振幅被表2中全部标称位置的平均振幅除。如表2所示，合成矢量V_T的振幅在平均振幅的±3％内，而相对于模拟相位位置均匀分布的角度误差从不大于相位间隔的1％，即，＜波长的1/800。

重要的是明白脉冲是如何通过电容位性置传感器耦合的。如上所述，提供发送器电极130的电压脉冲电容耦合到第一接收器电极140。然后脉冲从第一接收器电极140电传送到第二发送器电极150。脉冲从第二发送器电极150电容性地耦合到第二接收器电极160。

因为电极是电容性地耦合的，只有通过传感器100能耦合的信号类型是时间变化信号。因此，当脉冲信号，例如图7所示的脉冲200，能通过电容位置传感器100耦合时，静电电压信号将不会通过电容位置传感器100耦合。图7所示脉冲200有前沿202、后沿208和脉冲电压振幅204。

假设电压信号的振幅与信号发生器122提供给第一发送器电极130的脉冲200的振幅204相对应。然而，因为振幅204等于前沿202或后沿206的长度，脉冲振幅204与前沿202或后沿206的高度相对应。而且，脉冲振幅204的极性(正或负)与正或负的前沿202相对应。

图7所示的正脉冲能提供给第一发送器电极130的任何一个。例如图8所示的紧跟负脉冲210的正脉冲200也能提供给电极130的任何一个。然而，如图8所示，只要脉冲是不同的值或极性，两个相邻脉冲200或210就能通过电容编码器耦合。如果相邻脉冲200是相同的振幅，第二脉冲200将仅仅使电压电平保持在另一脉冲周期的相同脉冲振幅。因此，没有通过电容编码器要耦合的时间变化分量。

相应地，如图9所示，在下一脉冲提供前提供给发送器电极130的电压信号必须“复位”。在图9中，每个脉冲220，230和240紧跟复位周期250。因为脉冲200或210不能提供给发送器电极130直至复位周期250终止后，复位周期250的持续时间必定降低测量的速度。

然而，通过检测脉冲200的脉冲跃变值和时标来检测脉冲的值和极性，而不需要把复位周期250插入在脉冲200之间。

图10表示在多个等间隔时标310的脉冲串300。时标310也称为正(“+”)时标312或负(“+”)时标314。在每个时标310处，检测脉冲串300内有或没有脉冲跃变。在正时标312处出现的上升沿302称为正脉冲322。类似地，在负时标314处出现的下降沿304称为正脉冲322，这是因为此种跃变与正脉冲的后沿相对应。

相反地，因为正向跃变与负脉冲的后沿相对应，出现在负时标314的上升沿302称为负脉冲324。出现在正时标312的下降沿304也类似地称为负脉冲324，这是因为此跃变与负脉冲的前沿相对应。最后，在任何时标310没有脉冲跃变称为空脉冲326，没有或者正或者负脉冲。因此，图10所示的脉冲串300解码成图10所示的有效脉冲串320。

定义没有脉冲跃变为空脉冲，即没有或者正或者负向脉冲对数字型编码系统是很有用的附加物。在仅具有两个可能电压振幅电平的数字系统中，使用空脉冲作可能输入供仅使用两种电压电平的三种可能逻辑输入之用：上升沿，下降沿或空脉冲。这仅使正常数字型系统的分辨率从通常的满间距增量加倍成半间距增量。

通过检测通过位置传感器耦合的脉冲跃变的方向和时标，不再需要图9示意表示的复位周期250。因此，以相对快的速度进行测量。

如上所述，在优选实施例中的合成波形具有按1个单位增量的振幅，该1个单位在+4单位和-4单位之间。图11表示能提供给每个发送器电极130以按1单位增量来提供在+4单位和-4单位之间的合成振幅的一组信号(a-i)。如图11所示，脉冲跃变发生在时标310₁-310₄。时标310₁-310₄的极性也表示在图11中。

特别地，时标310₁和310₃是负时标312。时标310₂和310₄是正时标314。为更好说明在逻辑电平“0”和“1”之间的跃变，在这些逻辑电平之间的中线也表示在每个信号(a)-(i)上。

由于使用逻辑电平“1”的静态电压，信号(a)产生“0”合成振幅。合成振幅“0”也能由逻辑电平“0”的静态电压产生。如信号(b)所示，“+1”的合成振幅由在正时标310₂的上升沿产生。相同的合成振幅也能由在正时标310₄的上升沿或在负时标310₁或310₃任何一个的下降沿产生。

如信号(c)所示，“+2”的合成振幅由在正时标310₂的上升沿和在负时标310₃的下降沿产生。相同的合成振幅能由在不同时间出现的其它脉冲跃变产生。例如，在负时标310₁或310₃中一个的下降沿和在正时标310₂或310₄中一个的上升沿的任何组合都能产生“+2”的合成振幅。

如信号(d)所示，“+3”的合成振幅由在负时标310₁和310₃的下降沿和在正时标310₂的上升沿产生。最后，如信号(e)所示，“+4”的合成脉冲振幅由在正时标310₂和310₄的上升沿和在负时标310₁和310₃的下降沿产生。在-1和-4之间的负合成振幅以类似方式产生，如图11的信号(f)-(i)所示。因此，例如，在时标310₁-310₄上延伸的测量周期期间把-3的合成电压振幅置于电极132a上要求在负时标310₁和310₃提供脉冲的上升沿给电极132a，以及在正时标310₂提供脉冲的下降沿给电极132a。

通过图1的电容位置传感器100的每个脉冲跃变的耦合由电子电路120中的检测电路累积。产生“+4”合成振幅所需的图11所示的4个脉冲跃变实际上没有放置4个单位的振幅在发送器电极130的任何一个上。即使“+4”单位振幅的脉冲置于发送器电极130上，在检测电路中4个脉冲跃变的累积效果是相同的。

图12所示为用在图1示出的电容性位置传感器100中的电子电路120的一个实施例。为了清楚，仅示出了到第一发送器电极130的第一组132和第二接收器电极160的连接。相同的连接将被提供给设置的发送器电极的每一组134等。

提供给第一发送器电极132a-132h的信号由信号发生器122产生。信号发生器122包括一个振荡器450，振荡器450产生并输出一个时钟脉冲给调制器46的一组“异或”门462a-462h。“异或”门462a-462h的输出端被分别连接到信号线126a-126h。信号线126a-126h把“异或”门462a-462h的输出分别提供给第一组132的电极132a-132h。

“异或”门462a-462h由存储在一个只读存储器(ROM)470中的数据单独启动。ROM470包括一个存储相应于图11中所示的信号(a)-(i)的系数的查阅表。存储在ROM470中的的系数调制从振荡器450来的脉冲，在每一个信号线126a-126h上形成信号(a)-(i)中的一个。在组合中，信号(a)-(i)在电极130上产生9个不同的合成振幅，以产生图6中所示的每一个位置的合成空间波形。

ROM470的地址由微处理器400产生。微处理器400还被连接到振荡器450的输出。这样，微处理器400能够确定振荡信号的时标和极性，从而最恰当地选择一个输入给每一个“异或”门462a-462h。

传感器110的第二接收器电极160被信号线127连接到信号处理器124的一个放大器410。放大器410也在信号线418上接收微处理器400的控制信号，放大从第二接收器电极160接收的信号。放大后的信号被从放大器输出到解调器420。解调器420由通过信号线422，424和426从微处理器400输出的三个控制信号控制。

解调后的信号被输出到一个积分器430，积分器430由通过信号线436和438从微处理器400输出的两个信号控制。积分器430对第二接收器电极经过四个时标310₁-310₄的每一组接收的波形进行积分。积分器430通过信号线432或信号线433输出的模拟信号被A/D转换器440转换成数字信号。A/D转换器440输出的数字信号被微处理器400输入。

ROM470的每个地址包括一组系数。每一个系数对应于图11中的信号(a)-(i)的其中之一在一个时标310的一个逻辑电平跃迁的存在和极性。而且，ROM470包括几组系数，即，在组合中，能够形成图11中的每一个信号(a)-(i)，以产生图6中所示的空间波的每个相位或位置Φ₀-Φ₇。

这样，例如，微处理器400通过选择ROM地址在第一发送器电极132a上形成一个+3单位的合成振幅电平，所选择的ROM地址对于“异或”门462a具有合适的系数，从而“异或”门的输出在时标310₁和310₃具有一个下降沿，在时标3102具有一个上升沿，在时标310₄具有一个零脉冲(无跃迁)。第一发送器电极132a这样就接收了一个+3的合成电压电平。

以同样的方式，微处理器400选择的ROM地址对于“异或”门462b-462h来说具有合适的系数，因此在电极132b和132c上的合成振幅为+4单位，电极132d上的为+1单位，电极132e上为-3单位，电极132f和132g上为-4单位，电极132h上为-1单位。通过在电极132a-132h上安排这些振幅，微处理器400在传感器110上产生一个具有图6所示的相位或位置Φ₂的空间波。

因此，ROM470必须存储32个8比特字，这里每一比特相应于电极132a-132h其中一个。此外，每一个地址相应于在两个相邻的电极130之间的八个不同空间相位或位置的每个，在时标3101-3104之一时是否具有一个跃迁。

如前面参考图1所作的解释，提供给第一发送器电极130的电压与第一接收器电极140的耦合值根据滑块112和刻度盘140之间的相互位置而改变。如果输入波形没有改变，当滑块112相对于刻度盘114移动的距离等于第一发送器电极130的电极阵列的全循环或波长Wt时，第二接收器电极160接收的电压将循环经过正、负电压的整个范围。第二接收器160接收的电压的大小是滑块112和刻度盘114之间的相互位置的函数。

然而，不用测量耦合到第二接收器电极160的信号电压的整个范围，它要求昂贵的、高精密度的模—数转换器，本发明的电容性位置编码器100的测量系统调节提供给第一发送器电极130的空间波形的相位或位置，以保持耦合到第二接收器电极160的电压接近于0伏。除了0伏以外的任何剩余电压都能够被使用模—数转换器的系统测量出来，所使用的模—数转换器与要求测量整个电压电压范围的模—数转换器相比具有较低的精度和范围要求。

通过为在第二接收器电极160上维持零电压信号而保持所需的空间波形的相位移大小，微处理器400以预定的增量确定滑块112相对于刻度盘114的位置。本发明的电容位置编码器100的测量系统以小于第一发送器电极130的间距136的分辨率执行这一功能，这因为它能在每个间距136内移动提供给电极130的空间波形的相位以八个增量，如图6所示。微处理器400根据如A/D转换器440所指示的从积分器430输出的电压的极性来增加或减少空间波形的位置。当然，本发明的电容性位置编码器100的测量系统也能够以多个间距136确定滑块112沿刻度盘1144的位置。

也应该明白在｀013专利中描述的传感器结构和方法，它能够被这里描述的电容位置编码器100的测量系统使用，以减少空间波形的相位移动的增量，以增加测量系统的分辨率。然而，当把｀013专利中描述的电容性位置编码器的结构和方法与这里描述的测量系统相结合时必须注意｀013专利中列举的所有原因。由于｀013专利中列举的原因，特别是要必须注意每一组132和134的电极被驱动的次序。

第二接收器电极160的输出通过信号线127连接到放大器410。信号线127上的输出信号振幅是从调制器460输出到传感器110的输入脉冲振幅(包括极性)乘以每一个相位通道的实际位置的转移函数的总和。 $S_{127}\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{V}_n\left(t\right)\·T_n\left(x\right)$ 这里V_n(t)是相位通道n在时间t的脉冲输入振幅，T_n(x)是滑块相对于刻度盘在相位通道n的实际位置x的转移函数，S₁₂₇(t)是信号线127上的输出信号时间t时的振幅。

放大器410被微处理器400有选择地控制，从而在包括振荡器450的输出脉冲的每一个上升沿或下降沿期间放大来自第二接收器电极160的信号。放大器410在这种边缘跃迁之间是禁止使用的。放大器410的输出线412上的信号是提供给第一发送器电极130的每次脉冲跃迁被耦合到第二接收器电极160时就产生的脉冲。放大器410的输出脉冲的极性和幅值是与每个脉冲跃迁时信号线127上信号的幅值成比例的。

从放大器410输出的脉冲被解调器420输入。如上所述，脉冲极性的判断不仅仅依据跃迁的极性，还有跃迁的时标。为了响应放大器410输出脉冲在时标310₂或310₄时的上升沿或放大器410输出脉冲在时标310₁或310₃时的下降沿，解调器420在输出线422上产生一个正幅值脉冲。相反地，为了响应放大器410输出脉冲在时标310₂或310₄时的下降沿或放大器410输出脉冲在时标310₁或310₃时的上升沿，解调器420在输出线422上产生一个负幅值脉冲。

解调器420产生的脉冲被输出到积分器430。积分器430累积解调器420输出的脉冲，并输出一个信号给模-数转换器440，相当于解调器420输出的脉冲的幅值的总和。

积分器430输出电压的大小和极性是提供给发送器电极112的合成空间波形的相位或位置和第二接收器电极114的位置之间的偏移的量度。

根据A/D转换器440的输出值，微处理器400确定，空间波形必须移动的大小和方向以减小积分器420累积的脉冲跃迁的大小。微处理器400记录合成波形的位置并加上一个从A/D转换器440的输出确测的校正量。微处理器400还计算通过的波长，来确定滑块112相对于刻度盘114的位置。

微处理器400驱动一个普通的显示器128，提供已确定位置的可视显示。

应该注意到，虽然信号处理器124使用一个模-数转换器440，位置测量的精度并不完全取决于模-数转换器的精度(如现有技术系统)。由于模-数转换器440仅仅用来确定限定范围内的剩余电压的大小和极性，而不是在整个范围，所以模-数转换器440的相对精度要求不高。当剩余电压的测量为非零时，模-数转换器440的输出仅仅用于把合成空间波形的位置向零位置移动。这样，一个昂贵的、高精密度的宽范围模-数转换器440在信号处理器124中是不需要的，否则，它将被需要用来测量全电压范围内达到理想的精度。

例如，传感器110的波长是5.12mm，每一组具有8个电极130。如传感器110要求一个10μm的分辨率，那么在5.12mm的波长上512个增量需要是可测量的。由于每个波长有八个电极，当使用现有技术系统时，相邻电极之间的每一个间隔距离被A/D转换器分割成为64增量(512/8)。为了在每个间隔距离中插入64个增量，需要一个6比特(2⁶＝64)A/D转换器。

通过这里描述的脉冲内插入法及空间波形合成方法和系统，每个间隔距离本身被空间波形合成方法和系统的操作分成八个子间隔。这样，由于在传感器的每个波长内有64(8间隔×8间隔/间距)个间隔，每个间隔内只有8个增量(512/64)需要被A/D转换器插入。这样，仅需要一个三比特(2³＝8)A/D转换器。这样一个三比特A/D转换器使用的能量大大低于较高比特A/D转换器。这样，以此方式简化A/D转换器在数字测径器和类似的仪器中特别有价值，因为这些装置由单个的低压电池供电。

图13示出了提供给发送器电极130的合成空间波形的相位和刻度盘电极140的位置之间的关系。应当理解，图1中的电极140的形状是半正弦波形，而图13中所示的电极的形状为矩形。对于下面的例子，图13所示的近似法是足够的。

特别是，图13示出了图6的合成电压波形Φ₀-Φ₇。叠加在每个合成电压波形Φ₀-Φ₇的是一个刻度盘电极140，它在八个合成波形Φ₀-Φ₇中每个波形中需要获得零条件(例如，与之耦合的零脉冲跃迁)的位置被示出。

如图13中的合成空间波形Φ₀所示，当刻度盘电极140的横向中心与位于中心发送电极132d的中心的形心z相重合时，耦合到刻度盘电极140的累积脉冲跃迁为零。如果滑块仍相对于刻度盘114移动，根据滑块112移动方向，耦合到刻度盘电极140的累积脉冲跃迁将是正或负。

微处理器400将会使信号发生器122移动合成空间波形的形心z的位置，从而合成空间波形的形心z又与刻度盘电极140的横向中心重合。

这样，如图13所示，当滑块112相对于刻度盘114移动时，合成空间波形的位置必须移动，从而保持合成空间波形的形心z位于刻度盘电极140的横向中心162。如上所述，图13示出了在合成空间波形的相位以八个增量的移动，相应于八个合成空间波形Φ₀-Φ₇，覆盖的距离等于发送器电极130的间距136。

图14中较详细地示出了放大器410，解调器420和积分器430。图15A-15C示出了这些器件的操作。如图14所示，从传感器110输出的脉冲信号通过信号线127输入到放大器410中的放大器416和开关414。放大器416是一个差动放大器，它具有从放大器的输出端提供反馈阻抗给反相输入端的电容器C。由于传感器112在端子127的输出阻抗为值C₁₂₇的电容，放大倍数将等于C₁₂₇/C。当开关414闭合时，放大倍数为零并且任何到输入端的DC泄漏都将复位为零(即，输入端被置为Vbias)。开关414由微处理器400通过信号线418输出的信号控制。当信号线418上的信号为高电平时开关414闭合。

放大器416的输出通过信号线412输入到解调器420的第一开关423a和第三开关425b。第二开关425a和第四开关423b被连接到偏压Vbias。第一和第四开关423a和423b被连接到微处理器400的控制线422。类似地，第二和第三开关425a和425b被连接到微处理器400的控制线424。微处理器400控制开关423a、423b、425a和425b，使它们或者关闭开关423a和423b，或者关闭开关425a和425b，但它们不能同时都闭合。

当开关423a和423b闭合时，放大器416的输出被连接到电容器421的节点421a。偏压Vbias被连接到电容器421的节点421b。这是与电容器421的“非反相”连接。相反，当开关425a和425b闭合时，放大器416的输出被连接到节点421b。偏压Vbias连接到节点421a。这是与电容器421的“反相”连接。一对开关427a和427b通过信号线428把电容器421的节点421a和421b分别与积分器430的运算放大器434的反相和非反相输入相连。开关427a和427b被连接到微处理器400的控制线426。当控制线426上的信号为高电平时开关427a和427b被闭合。

信号线431被连接到运算放大器434的输出端。电容器435和开关437被连接在运算放大器434的反相输入端和信号线432之间。开关437与微处理器400的控制线436连接。

各种不希望的制造和操作状况影响电容性位置传感器110的转移函数水平。因此，A/D转换器440应当使用一个参考信号作为满刻度参考值。在此系统中，在一个分离的参考周期期间获得参考信号。这个周期的运行类似于参照参照图13、14和15所描述的那样。

特别是，空间波形的形心移位90°。此外，驱动已减少个数的电极并且对输出信号在已减少次数的循环上积分。这就保证了参考信号的振幅近似等于转换测量信号所需的预计电压范围。由于A/D转换器440的低分辨率，这个参考信号要求的精度相当低。

参考图13，在空间波形Φ₀-Φ₇的每一个中，如果空间波形右移两个全电极130(相当于90°位移)，刻度盘电极140将接收一个接近于最大值的信号，而不是接收一个接近于零的信号。这就是在参考循环期间所做的。不管传感器110的实际位置，由于不希望的制造或工作参考数可能会影响系统产生的信号的总的大小，没有这个参考信号，规律测量循环信号大小的相对意义就不清楚。

这样，信号线431通过开关439可控制地连接到参考信号线432或测量信号线433。开关439连接到微处理器400的控制线438。参考信号线432把参考信号传送给A/D转换器440，用以启动A/D转换器440。一旦A/D转换器440被启动，使用测量信号线433并把测量信号传送给A/D转换器440。

图15A示出了由微处理器400，通过控制线418、427、424、426和436输出到放大器410、解调器420、和积分器430的控制信号。图15B和15C示出了放大器410的输出信号、节点421a和421b上的电压、和对传感器110的两个不同输出信号的积分器430的输出信号。

如图15A所示，微处理器400在信号线418上输出一个高电压脉冲，以在每个时标310₁-310₄之前的一个短时间内关闭开关414。这使放大器416复位。微处理器400通过信号线422输出高电压脉冲，以在时标310₂和310₄期间关闭开关423a和423b，同时在时标310₁和310₃期间打开开关423a和423b。相反地，微处理器400在信号线424上输出高电压脉冲，以在时标310₁和310₃期间关闭开关425a和425b，同时在时标310₂和310₄期间打开开关425a和425b。微处理器最后在信号线426上输出一个脉冲串，以便当开关423a、423b、425a或425b任何一个任何时候闭合时，开关427a和427b打开，仅当所有的开关423a，423b，425a和425b都打开时，开关427a和427b才闭合。

微处理器400还在信号线436上输出一个低电压脉冲，从而恰好在时标310₁之前直到正好在时标310₄之后打开积分器430的开关437。然后，在当前测量循环的时标310₄之后和下一个测量循环的时标310₁之前微处理器400闭合开关437，以复位运算放大器434的输出。

如图15B所示，来自第二接收器电极160在信号线127上的信号在时标310₁和310₃时具有下降沿，在时标310₂和310₄时具有上升沿。如上所述，在时标310₁和310₃的下降沿以及在时标310₂和310₄的上升沿被定义为正脉冲跃迁。这样，图15B中示出的在信号线127上的信号与通过电容性位置编码器110耦合的四个正脉冲相对应。

由于在时标310₁在信号线127上的下降沿的结果，从时标310₁开始，放大器416的输出412上的信号变低(在短时间内)。然后，当开关414被信号线418上的高电压脉冲闭合时，放大器416复位到一个偏压电平。由于在时标310₂时信号线127上的上升沿的结果，放大器416的输出412上的信号从时标310₂开始变高(在短时间内)。当开关414被信号线418的高电压脉冲闭合时，放大器416又复位到此偏压电平。

由于在时标310₃时信号线127上的下降沿的结果，输出412上的信号在时标310₃又一次变低。当信号开关414被线号线418上的高电压脉冲闭合时，放大器416再次复位到偏压电平。由于信号线127上的上升沿的结果，放大器416的输出412的信号在时标310₄再次变高。最后，当开关414再次闭合时，放大器416再次复位到偏压电平。这样，放大器在时标310₂和310₄时，从信号线127上的上升沿在信号线412上产生正脉冲，在时标310₁和310₃时从信号线127上的下降沿在信号线412上产生负脉冲。

接下来，如图15A所示，开关423a和423b在包括时标310₂和310₄的期间闭合。这样，输出线412和偏压V bias以非反相极性被连接到电容器421。类似地，开关425a和425b在包括时标310₁和310₃的期间被闭合。这样，输出线412和偏压Vbias以反相极性被连接到电容器421。

因此，如图15B所示，在时标310₁和310₃，信号线412上的负脉冲以反相的极性被输入到电容器421。信号出现在节点421a和421b上，如图15B所示。也就是说，在时标310₁和310₃，信号线424上的信号变高，从而节点421a上的电压通过闭合的开关425a连接到偏压Vbias，同时信号线412上的负脉冲通过闭合的开关425b连接到节点421b。然后信号线424上的信号变为低电平，打开开关425a和425b。

接下来，开关427b被信号线426上的高电平信号闭合，把节点421b连接到积分器430的运算放大器434的参考电压(即，非反相输入)。开关427a也被信号线426上的高电平信号闭合，把节点421a连接到运算放大器434的反相输入。运算放大器434的非反相输入还被连接到偏压Vbias。当开关427a和427b闭合时，节点421b被马上置于偏压Vbias。这就导致了节点421a上的电压增加先前置于电容器421两端的电压。

结果，电容器421上的电荷被转移到在输出线431和运算放大器434的反相输入之间连接的电容器435。运算放大器434和电容器435象积分器一样工作以累积从电容器421接收的电荷。这样，运算放大器434在信号线431上的输出逐渐减小。

在图15B中的时标310₂和310₄时信号线412上的正脉冲被解调器420和积分器430以稍微不同的方式处理。如图15B所示，在时标310₂和310₄，信号线412上的正脉冲以非反相的极性被输入到电容器421。也就是说，在时标310₂和310₄，当信号线422上的信号变为高电平时，节421b上的电压通过闭合的开关423b连接到偏压Vbias。信号线412的正脉冲也通过闭合的开关423a被连接到节点421a。然后信号线422上的信号变为低电平，打开开关423a和423b。

接下来，开关427a和427b又被信号426上的高电平信号闭合，这就把节点421a连接到运算放大器434的反相输入，把节点421b连接到运算放大器434的非反相输入(并再次把节点421b连接到偏压Vbias)。由于节点421b上的电压保持在偏压Vbias，节点421a上的电压增加信号线412上脉冲的振幅。

结果，现在电容器421上的电荷也转移到电容器435。这样，运算放大器434在信号线431上的输出再次逐渐减小。

结果，在图15B中，在时标310₁和310₃产生的负脉冲和在时标310₂和310₄产生的正脉冲逐渐降低反相放大器434的输出。由于图15B中信号线127上的信号相应于四个正脉冲跌迁，反相放大器434在信号线431上的输出相应地减小到这四个脉冲振幅的总和。这些振幅取决于输入极性和它们被输出时经过的相位通道的转移函数。在测量期间结束时，积分器430的输出被A/D转换器440处理之后，微处理器400在信号线436上输出一个高电平信号。此信号闭合开关437，使电容器435放电并使积分器430复位。

在图15C中，在信号线127上从电容性位置传感器110来的信号是图15B中示出的在信号线127上的信号的反相。因此，放大器410在时标310₁和310₃时在信号线412上产生正脉冲，在时标310₂和310₄时在信号线412上产生负脉冲。在此情况下，由于开关425a和425b在时标310₁和310₃时被闭合，在时标310₁和310₃时的正脉冲以反相极性被输入到电容器421。

此后，当开关427a和427b被信号线426上的高电平信号闭合时，节点421b被连接到偏压V bias。把节点421a上的电压减少存储在电容器421中的信号线412上的正脉冲的振幅。那么电容器421上的负电荷如上所述被转移到电容器435。这样，反相放大器434的输出逐渐地增加。

如上所述，在时标310₂和310₄产生的信号线412上的负脉冲也被输入到电容器421。结果，当开关427a和427b被闭合时，电容器421上的电荷被转移到电容器435，导致反相放大器435的输出又逐渐地增加。

综上所述，放大器410、解调器420和积分器430给A/D转换器440提供了一个模拟电压。此模拟电压具有由电容性位置编码器110输出的脉冲跃迁大小和极性确定的大小和极性。模拟电压代表接收器电极160的中心和合成空间波的形心之间的偏差的大小和极性，如图13所示。A/D转换器440接收的信号的大小和极性表示提供给发送器电极130的合成空间波形必须移位的大小和方向，以使合成空间波形的形心更接近于接收器电极160的中心162。

图1的位置传感器110通过跟踪滑块112的逐渐移动来确定滑块112相对于刻度盘114的位置。本发明的空间波形合成方法和装置也可以适用于美国专利5,023,559中公开的绝对电容性位置编码器。除了设置两个或多个刻度盘之外，这种绝对位置编码器类似于图1所示的增量传感器。本发明同样适用于这种传感器。在这种传感器中全部要求使用本发明来提供具有选择控制逻辑的信号处理器124。选择控制逻辑选择刻度盘，传感器信号将提供给刻度盘，并从刻度盘读取输出信号。这种选择控制逻辑对本领域技术人员是公知的，这里将不再进一步描述。

在图1示出的本发明的电容性位置编码器100的测量系统的上述描述中，第一发送器电极130接收产生合成空间波形的信号。合成空间波形从滑块112耦合到刻度盘114，并返回到滑块114上至少一个第二接收器电极160。至少一个第二接收器电极160接收的的合成空间波形产生一个表示滑块112和刻度盘114之间的相对位置的电压。然而，应当理解，如’559专利中所讨论的那样，电容性位置编码器能够在“相反的”方向下操作。

图16示出了本发明的测量系统，其通常以向前和向后方向都可以的形式。如图16所示，当空间波形通过位置传感器110耦合时，微处理器400接收一个表示空间波形的相移的信号Vf，微处理器400然后向ROM470输出一个地址，以选择需要的系数来移位合成空间波形，使反馈电压Vf减小到零。微处理器400根据合成空间波形的相位调节，在显示器128上显示滑块112相对于刻度盘114的位置。而且，微处理器400在每个测量周期期间提供多个地址，因此合成空间波形的相移是与微处理器400输出的每个地址相对应的每个单独空间波形相移的平均值。

例如，如图17所示，电容性位置传感器110接收代表第一发送器电极130上一个合成空间波形的信号，并在第二接收器电极160上输出一个表示电容性位置编码器110的刻度盘114和滑块112这宰的相对位置的电压。

合成空间波形由调制器460的一组“异或”门462产生。异或门462把振荡器450的输出乘以ROM470输出的各个系数C₀-C₇。存储在R0M470的每个地址中的每一组系数C₀-C₇与用在时标310₁-310₄之一提供的各个空间波形的特定相位相对应。调制器460的“异或”门462根据ROM470的系数C₀-C₇调制振荡器450的脉冲。

当每个空间波形在时标310₁-310₄被提供给电容性位置传感器110时，第二接收器电极160上的有效电压在累加器490中累积。累加器490包括图12中的放大器410、解调器420、积分器430和A/D转换器440。在测量周期的末端，从累加器490输出的电压代表确定合成空间波形位置以减少Vf的大小所需要的位移大小和方向。

如上所述，电容性位置传感器110以实质上相同的方式在相反的方向上被驱动，如图18所示。如图18所示，振荡器450输出四个脉冲，其中一个脉冲在每个时标310₁-310₄时以图17中相同的方式输出。这些脉冲被施加于第二接收器电极160。这些脉冲从电极160电容耦合到电极150，转移到电极140，然后电容耦合到电极132a-132h(8个通道)。这八个传送通道中的每一个通道具有一个转移函数，它取决于滑块112相对于刻度盘114的位置。

乘法器460′从第一发送器电极130接收该信号，还从ROM470接收一组系数C₀-C₇。每一个系数C₀-C₇具有一个值-1、0或+1。系数C₀-C₇通过乘以电极130接收的信号来调节合成空间滤波器的相位。这就有效地、空间地过滤了电极130的灵敏度曲线。然后从乘法器460′的八个通道的输出电荷总和被输入到累加器490′，从而在测量时间的末端输出一个电压。

然后此电压被A/D转换器440转换成数字信号。该数字信号被微处理器440用来确定滑块112相对于刻度盘114的位置，以及选择将从ROM470输出的一组新的系数C₀-C₇来移动电极130接收的合成空间波形的相位。

在图17和18中，微处理器400向ROM470输出一个相位信号，以输出用来调节合成空间转移函数的相位的系数C₀-C₇，从而反馈电压Vf减至最小。根据相位调节信号，微处理器400确定滑块112相对于刻度盘114的位置。

位置传感器110、振荡器450、以及图17的调制器460或图18的乘法器460′形成一个转移函数装置。转移函数装置的转移函数T_c根据滑块112相对于刻度盘114的位置和合成空间波形的相位输出一个电压Vf，其中合成空间波形与微处理器400在测量周期内输出的地址组相对应。而且，无论电子位置编码器是图1所示的增量电容性位置编码器、绝对位置编码器还是一些其他型式的电子位置编码器，转移函数Tf都是存在的。此外，转移函数的存在与电容性位置编码器100是从一个或多个接收器电极接收空间波形、还是在多个发送器电极上产生一个空间波形无关。在每种情况下，微处理器400在每一次测量期间输出多个地址，因此，由测量周期内产生的所有相位信号引起的合成空间波形可能在相位上被移动，位移增量小于发送器电极130的间距。

应当理解，微处理器400可以通过使用编程的微处理器或微处理控制器(和外围积分电路元件)，ASIC或其他积分电路，诸如分离元件电路的硬连线电子或逻辑电路，诸如PLD、PLA或PAL的可编程的逻辑装置，或类似的装置来实现。还应当理解，R0M470最好由一个R0M来实现。然而，R0M470也可以由一个PROM，和EPR0M，一个EEPROM，一个瞬时存储器，一个硬连线逻辑电路，或类似的装置来实现。

应当理解，虽然为示意说明在这里描述了本发明的具体实施例，在不脱离本发明的精神和保护范围的情况下可以得到各种变形。显然，各种替换物、变形、和变化对本领域或技术人员是显而易见的。因此，前述的本发明的实施例是示意性的，而不是限定。在不脱离本发明所附的权利要求的精神和保护范围的情况下可以得到各种变化。

Claims (20)

1、一种用来测量第一和第二部件之间的相对位置的系统，包括：

一个电容性位置编码器，包括：

沿测量轴彼此可相对移动的第一和第二基片；

形成在第一基片上的一电极阵列，相应于一空间波形将电压提供给阵列中的电极；

在所述第一基片上形成的至少一个其它电极，通过所述第二基片所述其它电极电容性耦合到所述电极阵列，同时根据一预定转移函数从所述其它电极接收信号，该转移函数相应于沿所述测量轴的第一和第二基片之间的相对位置以及在所述电极阵列上的所述空间波形位置和形状限定所述电极阵列和每个其它电极之间的空间波形耦合；以及

一个连接到所述电极阵列的空间波形移相器，用来把空间波形的位置沿所述阵列移动一个距离，该距离相应于作为控制信号的函数的一个预定距离的整数倍，从而所述空间波形的移位与沿所述测量轴的所述第一和第二基片之间的相对位置相一致；

一个控制系统，它连接到所述电容性位置编码器的其他电极并连接到所述空间波形移相器，所述控制系统向所述空间波形移相器提供每个位置测量的所述控制信号，在每个位置测量期间所述控制信号导致多个空间波形通过所述空间波形移相器和所述电容性位置编码器被耦合，通过所述空间波形移相器的至少一个空间波形的相移不同于通过所述空间波形移相器的至少一个其他的空间波形的相移，其差别为所述预定距离的整数倍，因此通过的所述空间波形移相器耦合的所述多个空间波形的平均相移可以是所述预定距离的几分之一，所述控制系统从所述电容性位置编码器接收反馈信号，该反馈信号与在每次位置测量期间通过所述空间波形移相器和所述电容性位置编码器耦合的所述多个空间波形的相移的平均值相对应，所述控制系统产生下一个位置测量的控制信号，作为所述反馈信号的函数以降低所述反馈；和

一个位置测定系统，从所述控制系统接收所述控制信号，用来确定所说的第一基片相对于所述第二基片的位置，作为所述控制信号的函数。

2、根据权利要求1的测量系统，其特征在于所述空间波形移相器向所述阵列中的电极施加相应的电压，从而向所述阵列提供一个空间波形，其中由于在每个测量中提供给所述阵列的所述多个空间波形中每一个空间波形的原因，相应的电压在所述其他电极产生。

3、根据权利要求2的测量系统，其特征在于所述空间波形移相器包括：

产生多个脉冲的一个时钟；

记录多组系数的一个存储器，所述每一组系数相应于所述空间波形的各个相移，为所述电极阵列的间距的整数倍，所述存储器由所述控制信号标记地址，从而所述控制信号确定所述存储器输出的系数组；

一个调制器，对于每个位置测量，从所述时钟接收多个脉冲并从所述存储器接收相应的多个系数，对于每一个所述脉冲，所述调制器向所述阵列中的电极提供相应电压，所述电压形成相位与所述系数的所述组相对应的一个空间波形。

4、根据权利要求2的测量系统，其特征在于所述空间波形移相器包括：

产生多个脉冲的一个时钟；

记录多组系数的一个存储器，所述每一组系数相应于所述空间波形的各个相移，为所述电极阵列的间距的整数倍，所述存储器由所述控制信号标记地址，从而所述控制信号确定所述存储器输出的系数组；

一个调制器，对于每个位置测量，从所述时钟接收多个脉冲并从所述存储器接收相应的多个系数，对于每一个所述脉冲，所述调制器向所述阵列中的电极提供相应电压，所述电压形成相位与所述系数的所述组相对应的一个空间波形，所述调制器包括一组逻辑门，每一组逻辑门从所述时钟接收脉冲并从所述存储器接收一个相应系数，所述逻辑门的输出被连接到所述阵列中的相应电极。

5、根据权利要求1的测量系统，其中对于每个测量，多个脉冲被顺序地提供给所述其他电极，由于对每个测量，所述多个脉冲中的每个脉冲提供给所述其他电极，其结果是所述空间波形移相器从所述阵列中电极接收各个电压。

6、根据权利要求4的测量系统，其特征在于所述空间波形移相器包括：

记录多组系数的一个存储器，所述每一组系数相应于所述空间波形的各个相移，为所述电极阵列的间距的整数倍，所述存储器由所述控制信号标记地址，从而所述控制信号确定所述存储器输出的系数组；

一个接收多个空间波形的解调器，对于每一个位置测量，每一个空间波形与从所述阵列中的电极来的一组电压和从所述存储器来的相应的多组系数相对应，所述解调器根据从所述阵列中的电极接收的所述空间波形中的每一个空间波形产生相应电压，每个所述电压具有一个值，该值与从所述阵列接收的一个相应空间波形的相位和一个相应的所述系数组相对应。

7、根据权利要求4的测量系统，其特征在于所述空间波形移相器包括：

一个记录多组系数的存储器，所述每一组系数相应于所述空间波形的各个相移，为所述电极阵列的间距的整数倍，所述存储器由所述控制信号标记地址，从而所述控制信号确定所述存储器输出的系数组；

一个接收多个空间波形的解调器，对于每一个位置测量，每一个空间波形与从所述阵列中的电极来的一组电压和从所述存储器来的相应的多组系数相对应，所述解调器根据从所述阵列中的电极接收的所述空间波形中的每一个空间波形产生相应电压，每个所述电压具有一个值，该值与从所述阵列接收的一个相应空间波形的相位和相应的所述系数组相对应，所述解调器包括一组逻辑门，每个逻辑门从所述序列中的一个电极接收一个相应的电压和从所述存储器接收一个相应的系数，所述逻辑门的输出被组合，以产生所述反馈信号。

8、根据权利要求1的测量系统，其特征在于所述容性位置编码器是一个增量容性位置编码器。

9、根据权利要求1的测量系统，其特征在于所述容性位置编码器是一个绝对容性位置编码器。

10、根据权利要求1的测量系统，其特征在于所述预定距离是所述电极阵列的间距，因此通过所述空间波形移相器耦合的所述多个空间波形的平均相移可能是所述电极序列的间距的几分之一。

11、一个容性位置编码器测量系统，包括：

一个容性位置编码器，具有沿一个测量轴彼此可相对移动的第一和第二基片，一电极阵列形成在所述第一基片上，所述阵列中的电极上的电压相对应于一个空间波形，并且至少一个其他的电极形成在所述第一基片上，所述其他电极通过所述第二基片电容性地耦合到电极的所述阵列，相位与所述第一和第二基片之间沿所述测量轴的相对位置相对应。

一个连接到所述电极阵列的信号发生器，对于每个位置测量所述信号发生器，向所述阵列中的各电极提供多组离散电压，提供给所述电极的所述电压的平均值导致空间波形具有一个相对于所述阵列可由控制信号选择的位置，每一个所述离散电压组导致在所述其他电极产生一个相应的输出信号，信号具有的大小和极性由所述空间波形相对于所述阵列的位置和所述空间波形从所述阵列到所述其他电极的电容性耦合的相位确定；

一个连接到所述其他电极的累加器，所述累加器产生一个电压，代表在每个测量期间产生的多个所述输出信号的值；以及

一个连接到所述信号发生器和所述累加器的处理器，对于每一组所述离散电压，所述处理器向所述信号发生器提供一个相应的控制信号，所述处理器产生所述控制信号，作为在前一次的测量期间产生的一个电压反馈信号的函数，因此提供给所述阵列的空间波形的位置在一个方向上移动，导致在所述前一测量期间产生的所述电压反馈信号的大小降低，所述处理器从电压反馈信号进一步确定在所述第一和第二基片之间沿所述测量轴的相对位置。

12、根据权利要求11的测量系统，其特征在于所述信号发生器包括：

一个产生多个脉冲的时钟；

一个记录多组系数的存储器，所述每一组系数与一个相应组的所述离散电压相对应，所述存储器由所述控制信号标记地址，因此所述控制信号确定由所述存储器输出的系数组；以及

逻辑门的组，每一组逻辑门从所述时钟接收脉冲和从所述存储器接收一个相应系数，所述逻辑门的输出被连接到所述阵列中的相应电极。

13、根据权利要求11的测量系统，其特征在于所述信号发生器在每一个测量期间向所述阵列中的每个电极提供一个数字波形，每个所述波形中的逻辑电平跃迁的极性和时标决定每个所述离散电压的极性。

14、根据权利要求11的测量系统，其特征在于所述信号发生器在每一个测量期间向所述阵列中的每个电极提供一个数字波形，在每个所述波形中的逻辑电平跃迁的数量、极性和时标决定所述空间波形每个分量的大小和极性，并且其中在从所述阵列耦合到其他电极后所述累加器累积所述跃迁的数量、时标、和极性，并产生所述电压反馈信号，作为所述跃迁的数量、极性和周期的函数。

15、根据权利要求11的测量系统，其特征在于所述信号发生器在每个测量期间向所述阵列中的每个电极提供一个数字波形，每个所述波形中的逻辑电平跃迁的数量、极性、和周期确定所述空间波形的每一分量的大小和极性，并且在从所述阵列耦合到其他电极后所述累加器累积所述跃迁的数量、极性和周期，所述累加器包括一个解调器，解调器对于每次跃迁产生一个脉冲，所述脉冲具有一个由所述跃迁的极性和时标决定的极性，所述累加器还包括一个积分器，积分器对所述脉冲求和并产生一个与之相对应的积分器输出，所述累加器进一步包括一个模拟一数字转换器，转换器接收所述积分器输出并向所述处理器提供一个相对应的数字字。

16、一种测量电容性位置编码器中的第一和第二基片之间的相对位置的方法，其中所述空间波形通过所述编码器的相移与所述第一和第二基片之间沿测量轴的相对位置相对应，所述方法包括：

(a)对于每个位置测量，把多个信号耦合到所述编码器，每个所述信号使各个空间波形通过所述编码器与所述空间波形耦合在一起，产生一个合成空间波形，通过所述编码器耦合后的所述合成波形的相位与所述空间波形的相位的平均值和通过所述编码器的所述合成波形的相移相对应；

(b)确定通过所述电容性位置编码器耦合后的所述合成空间波形的相移；

(c)通过独立于所述编码器中所述空间波形的相位移而改变至少部分所述空间波形的相位，来将通过所述编码器耦合后的合成空间波形的相位调节到一预定值；以及

(d)确定所述第一和第二基片之间沿测量轴的相对移动，作为所述合成波形相位调整的函数；以及

(e)重复步骤(a)-(d)，同时记录所述第一和第二基片之间的相对移动，以提供所述第一基片和第二基片之间沿所述测量轴的相对位置的指示。

17、根据权利要求16的方法，其特征在于所述电容性位置编码器包括形成在所述第一基片上的一电极阵列，所述阵列中的电极上的电压相对应于空间波形，并且至少有一个其他电极形成在所述第一基片上，通过所述第二基片所述其他电极电容性耦合到所述阵列的电极，所述电极阵列和所述其他电极之间的所述空间波形的相移相对应于沿所述测量轴在所述第一和第二基片之间的相对位置，并且其中把多个信号耦合到所述编码器的所述步骤包括，对于每个空间波形，向所述阵列中的每个电极提供一个相应的电压，因此，对于每个位置测量，多组电压提供给所述阵列。

18、根据权利要求16的方法，其特征在于所述电容性位置编码器包括形成在所述第一基片上的一个电极阵列，所述阵列中的电极上的电压相对应于空间波形，并且至少有一个其他电极形成在所述第一基片上，通过所述第二基片所述其他电极电容性耦合到所述电极阵列，所述电极阵列和所述其他电极之间的所述空间波形的相移相对应于所述第一和第二基片之间沿所述测量轴的相对位置，并且其中把多个信号耦合到所述编码器的所述步骤包括，对于每个位置测量，用来自所述存储器的相应多组系数调制多个脉冲，所述组中的每个系数相对应于所述阵列中的一个电极，因此对于每个所述测量，多个已调制脉冲被提供给每个所述电极，每组已调制脉冲形成一个相位与所述组的所述系数相对应的空间波形。

19、根据权利要求16的方法，其特征在于所述容性位置编码器包括形成在所述第一基片上的一电极阵列，所述阵列中的电极上的电压相对应于一空间波形，并且至少有一个其他电极形成在所述第一基片上，通过所述第二基片所述其他电极电容性地耦合到所述电极阵列，所述电极阵列和所述其他电极之间的所述空间波形的相位移相对应于所述第一和第二基片之间沿所述测量轴的相对位置，其中把多个信号耦合到所述编码器的所述步骤包括，对于每个空间波形，向所述阵列中的每个电极提供一个相应的电压，因此，对于每个位置测量，多组电压被提供给所述阵列，并且其中调整合成空间波形的相位的所述步骤包括，对于提供给所述阵列的所述电压组，确定从所述阵列耦合到所述其他电极的各个信号的平均值，并且改变提供给所述阵列中的所述电极的至少部分电压作为耦合到所述其他电极的平均值的函数。

20、根据权利要求16的方法，其特征在于所述电容性位置编码器包括形成在所述第一基片上的一个电极阵列，所述阵列中的电极上的电压相对应于一空间波形，并且至少有一个其他电极形成在所述第一基片上，通过所述第二基片所述其他电极电容性地耦合到所述电极阵列，所述电极阵列和所述其他电极之间的所述空间波形的相移相对应于所述第一和第二基片之间沿所述测量轴的相对位置，其中把多个信号耦合到所述编码器的所述步骤包括，对于每个空间波形，向所述阵列中的每个电极提供一个相应的电压，因此，对于每个位置测量，多组电压被提供给所述阵列，并且其中确定通过所述电容性位置编码器耦合后的所述合成空间波形的相移的所述步骤包括，对于提供给所述阵列的所述电压组，确定从所述阵列耦合到所述其他电极的各个电压的平均值。

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