CN1934412A

CN1934412A - 基于帕德逼近进行补偿和基于模块提供激励的电抗性传感器模块

Info

Publication number: CN1934412A
Application number: CNA2005800086247A
Authority: CN
Inventors: 乔斯·马科斯·拉拉亚; 丹羽正久; 罗伯特·P·莫克; 乔斯·G·塔维拉
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd; AMI Semiconductor Inc
Current assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Priority date: 2004-06-16
Filing date: 2005-06-03
Publication date: 2007-03-21
Anticipated expiration: 2025-06-03
Also published as: JP2007525673A; WO2006009608A3; JP4599393B2; EP1756518A4; WO2006009608A2; KR100832411B1; US7006938B2; CN1934412B; KR20070064549A; US20050283330A1; EP1756518A2

Abstract

电抗性传感器通常对温度变化表现出非线性响应。公开了一种系统和方法，其用于对电抗性传感器的非线性和/或温度依赖特性进行补偿，并对于测量中的物理参数的关于已知采样的已补偿过的输出信号进行校准。本发明的一种实施例包括包含电抗性传感器的至少一部分的壳体、单片集成电路以及时间基准器。该集成电路包括：波形生成器，其用于产生传感器激励信号；检测器，其用于检测传感器对激励信号和测量中物理参数的组合的响应；温度补偿单元；以及帕德逼近的非线性补偿单元，其中通过利用数字编程的系数对所述温度补偿单元和帕德逼近非线性补偿单元进行调节。该系数对最终输出进行校准以及对非线性和温度敏感性进行补偿。

Description

基于帕德逼近进行补偿和基于模块提供激励的电抗性传感器模块

技术领域

本发明一般涉及对模拟换能器的非线性和/或温度漂移进行补偿的电子系统。更具体地，本发明涉及集成传感器模块，其中换能器(transducer)与诸如电子补偿电路的补偿装置封装在一起，并且所述换能器包括诸如电感或电容的电抗性元件。

2a.专利的交叉参考

在此通过参考援引以下美国专利的公开内容：

(A)2001年3月6日授予Ivanov的、题为″Bridge sensor linearization circuitand method″的美国专利第6,198,296号；

(B)1999年5月11日授予Crispie等人的、题为″System and method forhigh accuracy calibration of a sensor for offset and sensitivity variation withtemperature″的美国专利第5,902,925号；

(D)1998年6月9日授予Rastegar的、题为″Method and apparatus forsensor signal conditioning using low-cost，high-accuracy analog circuitry″的美国专利第5,764,067号；

(E)1997年11月11日授予Kurtz等人的、题为″Ambient temperaturecompensation for semiconductor transducer structures″的美国专利第5,686,826号。

(F)1992年6月16日授予Nelson的、题为″Linearization of a sensing bridgecircuit output″的美国专利第5,122,756号；

(G)1983年12月6日授予Kurtz等人的、题为″Linearizing circuits for asemiconductor pressure transducer″的美国专利第4,419,620号；

(H)1982年12月7日授予Okayama等人的、题为″Displacementtransducer″的美国专利第4,362,060号；

(I)1998年8月25日授予Crispie等人的、题为″Digital compensation circuitfor calibration of sensors″的美国专利第5,798,692号。

(J)1999年11月30日授予Roeckner等人的、题为″Signal conditioningcircuit including a combined ADC/DAC，sensor system，and method therefor″的美国专利第5,995,033号；

(K)2000年8月15日授予Kirkpatrick，II的、题为″Temperaturecompensation circuit for a hall effect element″的美国专利第6,104,231号。

(L)1986年5月27日授予McCorkle的、题为″Signal conditioning circuitfor L/R VDT sensors″的美国专利第4,591,795号；

(M)1986年7月8日授予Sanford等的、题为″AC excited transducer havingstabilized phase sensitive demodulator circuit″的美国专利第4,599,560号；

(N)1987年3月17日授予Pennell的、题为″Apparatus and method forretaining phase information for use with a multiple-coil inductive displacementsensor″的美国专利第4,651,130号。

(O)1989年7月11日授予Lafler的、题为″Signal conditioner for a linearvariable differential transformer″的美国专利第4,847,548号；

(P)1989年8月15日授予Braswell的、题为″Method and apparatus forindicating the position of a core member of a variable differential transformer″的美国专利第4,857,919号；

(Q)1990年9月4日授予Husher的、题为″Linear displacement transducersutilizing voltage component in phase with current that varies linearly with coredisplacement″的美国专利第4,954,776号；

(R)1994年7月5日授予DeVito等人的、题为″Decoder and monolithicintegrated circuit incorporating same″的美国专利第5,327,030号；

(S)1995年3月21日授予Zoller的、题为″Peak amplitude detector for usein a synchronized position demodulator″的美国专利第5,399,964号；

(T)1995年12月19日授予Mandl等人的、题为″Sensor-drive and signal-processing method″的美国专利第5,477,473号；

(U)1998年2月10日授予Deller等人的、题为″Demodulator circuit for usewith a displacement sensor to position information″的美国专利第5,717,331号；

(V)1998年7月7日授予Maher的、题为″Variable differential transformersystem and method providing improved temperature stability and sensor faultdetection apparatus″的美国专利第5,777,468号；以及

(W)1997年1月14日授予O′Shaughnessy等人的、题为″Self-calibratingRC oscillator″的美国专利第5,594,388号。

2b.专利申请的交叉参考

在此通过参考援引以下美国专利申请的公开内容：

(a)2003年9月18日以Niwa、Masahisa名义公开的、题为″Position sensor″的美国专利申请第2003/0173952号；以及

(b)2004年5月13日以Jose Marcos Laraia、Robert P.Moehrke、Jose G.Taveira名义提交的、原题为″Pade′Approximant Based Compensation forIntegrated Sensor Modules and the Like″的美国专利申请序列号第10/845,681号，其为该申请的共同受让人其中之一所有。

2c.非专利公开文献的交叉参考

在此引用以下公开文献用于参考：

(a)Wolfram Research Mathworld网站：

http://mathworld.wolfram.com/PadeApproximant.html；

(b)Baker，G.A.Jr.和Graves-Morris，P.PadéApproximants.纽约剑桥大学出版社，1996年；

(c)Yoshii等人的″1 Chip Integrated Software Calibrated CMOS PressureSensor with MCU，A/D Convertor，D/A Convertor，Digital Communication Port，Signal Conditioning Circuit and Temperature Sensor″，1997年固态传感器和制动器国际会议记录(Proceedings 1997 International Conference on Solid-StateSensors and Actuators)，芝加哥，1997年6月16-19日，1485-1488页；

(d)Mnif，K.，″Compensation is critical in fitting analog pressure sensors tothe application″，ISD Magazine，2001年7月。

(e)Travis，B.，″Smart conditioners rub out sensor errors″，EDN Magazine，2001年2月。

(f)McGonigal，J.，″Signal conditioning″，Sensor Magazine，2003年9月。

(g)Harrold，S.，″Programmable analog ICs″，Sensor Magazine，2003年4月。

(h)Dunbar和Allen，″Performance grows with integration″，EE Times，2003年10月7日。

(i)Pallas-areny和Webster，Sensors and Signal Conditioning，2nd edition，John Wiley&Sons，纽约，207-327页，2001年。

(j)Yassa和Garverick，″A multichannel digital demodulator forLVDT/RVDT position sensors″，IEEE J.Solid-State Circuits，25卷，第2册，441-450页，1990年4月。

(k)Crescini等人，″Application of an FFT-based algorithm to signalprocessing of LVDT position sensors″，IEEE Trans.Instrum.Meas.，47卷，第5册，1119-1123页，1998年10月。

(1)Ford等人，″A novel DSP-based LVDT signal conditioner″，IEEE Trans.Instrum.Meas.，50卷，第3册，768-773页，1998年10月。

(m)AD598 Application Note，LVDT Signal Conditioner，Analog Devices，Rev.A，[无日期]

(n)AD698 Application Note，Universal LVDT Signal Conditioner，AnalogDevices，Rev.B，1995年。

(o)Rahim，Using the NE5521 signal conditioner in multi-facetedapplications，AN 1182 Application Note，Philips Semiconductors，1988年12月。

(p)Unbehauen和Cichocki，″MOS Switched-Capacitor andContinuous-Time Integrated Circuits and Systems″，Springer-Verlag BerlinHeidelberg 1989。

背景技术

经常需要精确地检测多个物理参数中的一个或多个，例如：位置、角度、速度、加速度、温度、压力、力、张力、亮度和流体流动速率。技术的进步已经允许对某些参数进行相当精确地测量并以电子方法进行报告，有时甚至利用单片集成电路和微机电系统(MEMs)。即使在传感元件是分离的而不是集成的情况下，为了方便起见，它们经常被安放在传感器模块中，所述传感器模块还包含分离的电路和/或单片集成电路(IC)，用以提供信号调节和/或其他传感器支持功能和/或通信支持功能。应用领域包括汽车、医药、航空航天和工厂自动化。

先前设计的传感器，例如LVDT(线性可变差动变压器)，通常被设计为完全独立地提供相对精确的测量。成本和尺寸不是问题。然而，在诸如汽车的各种现代应用领域中，传感器的尺寸、重量、成本、功耗和接口能力成为非常重要的问题，特别是在将传感器无处不在地嵌入车辆或其他结构并将其连接到串行数据信道以使所述结构更智能地操作信道时。非常需要提供低成本的传感器模块，其体积小、精确、可靠、易于与汽车的其他部分或其他结构连接，并能够在恶劣环境中运行。对于适当传感器的探求产生了基于不同物理/电学原理的多种传感元件，每一个传感器均针对其独特的特殊应用和环境而被优化。正是由于不同传感器的特性引起各种问题。具体来说，为了恰当地操作，一类传感器需要交流激励。为了将传感器的工作点移动到所需状态(例如指定的工作温度)，可通过直流电压或电流将交流激励与附加激励相结合。为上述交流激励传感器提供适当的支持存在问题。

电传感器可以大致地分为主要运行的三大类别：电阻性的(R)、电感性的(L)和电容性的(C)。当然，在给定的传感器中，也可以存在RLC功能性的各种组合。(参见如上引用的Pallas-Areny&Webster的教科书)

本发明着重于用于操作的需要交流激励的传感器。这些传感器通常基于电感性(L)和/或电容性(C)运行，而非基于基本上全电阻性(R)运行。

电感性传感器可以根据多种不同的电磁特性而提供检测功能，包括但不限于可变磁阻(reluctance)和/或产生涡流。电感性传感器包括具有线性活动部分的电感性传感器、具有旋转活动部分的电感性传感器以及不具有活动部分的电感性传感器。实例包括线性和旋转的差动变压器(LVDT/RVDT)。电感性传感器可配置为方便地检测位移、位置和角度、或可方便地转换为位置或角度的其他物理参数。上述其他物理参数的实例包括压力、重量、力、转矩、加速度和流体速度。

电容性传感器通常依靠作为电容器极板的两个或更多导体之间出现的电容值变化。可变电容的原因可以归结于极板面积的改变、极板间距的改变、和/或极板之间的电介质材料的改变。电容性传感器对于某些传感器应用是很有用的，例如近似检测、小位移测量、压力和加速度的检测。

包括电感性和/或电容性的多种传感元件都存在独特的需要和限制，即需要以某种方式规避或者为外部装置进行补偿或由外部装置支持。例如，为了恰当地操作，除了可以从被检测的物理属性产生的能量之外，大部分电感性和/或电容性传感器都需要适当的交流激励源。通常，响应于给定的物理属性(例如，力、位移、速度、加速度、温度或任何其他可以被检测和/或测量的物理参数)，由电感性和/或电容性传感器产生的电或其他输出信号相对地较弱、失真、或完全不足以与依靠该传感器输出信号的电子或其他控制系统直接连接。因而，通常需要放大信号和去除失真。所使用的放大器和/或传感器本身由于其制造工艺中的干扰而通常具有增益变化和偏移误差。因此，这些元件通常应当被单独地校准。相对于所检测的参数，许多传感元件表现出非理想的响应功能。非理想的响应功能由于在不同温度范围上的响应变化和/或由于对于被测量的物理参数的线性变化产生非线性响应而会令人很头痛。各种应用均需要将这些非理想的响应行为校正到一个或另一个范围。通常被称为″信号调节电路″的适当电子电路经常用于照顾到这些需要，并且通常成为传感器封装组件(package)的必备部分。传感元件和信号调节电路通常被封装在单个环境密封的物理单元中，该物理单元被称为传感器模块，或简单地称为集成传感器。在上述引用的Mnif、Travis和McGonigal的文章中可找到关于传感器信号调节和可用的解决方案实例的进一步说明。

尽管已经为全电阻性类型的传感器(例如电阻性桥型网络)开发了许多信号调节方案，但是很少方案对于电感性(L)和/或电容性(C)类型可用。部分问题是由于交流激励信号可能改变传感器运转状况。已知三种商业集成电路可用：AD598、AD698(这两种来自Analog Devices)以及NE5521(PhilipsSemiconductors)，它们都用于LVDT和RVDT。为了简化起见，将仅仅对LVDT进行参照，但是应当理解的是，LVDT信号调节器通常也能用于RVDT。LVDT不同于通常的电感性(L)和/或电容性(C)类型的传感器，不同之处在于LVDT通常设计用于提供相对精确的测量，而不考虑在它们交流激励信号中的变化或不考虑来自于制造各个LVDT的变化。因此，LVDT信号调节的需要通常比其它种电抗性传感器的调节需求要少。

存在三种提供LVDT信号调节的常规方法。第一种使用典型的DSBSC(双边带抑制载波)AM同步解调技术。AD698以及NE5521芯片均使用该方法。为了保证检测信息的精确恢复以及避免cos(φ)误差(参见Crescini等人)，需要保持初级和次级线圈的波形同相。DSBSC AM同步解调技术在相位超前/相位滞后网络中借助于可调电位器提供相位调整。在大量生产环境中调节每个电位器是繁重的、高成本以及容易出错的工作。即使当在工厂中恰当地完成了，也不能保证在整个传感器温度的实地工作范围内存在相匹配的相位。

第二种方法用于AD598芯片，并且由于替代地利用异步的基于比率的方法避免了电位器调节问题。通过计算LVDT次级线圈处的各信号的差与和之间的商而对检测信息进行恢复。该计算电路导致相当复杂的、以相对较高成本出售的产品(参见Ford等人)。此外，AD598芯片仅仅能操作在各次级线圈之间具有中心抽头的5线LVDT。而不能用于机械的、较简单的4线LVDT。此外，对于实现较好的精度以及线性度来说，次级线圈处的信号和必须与LVDT磁芯位置无关，而这是LVDT制造商通常不能保证的。所有这些理由严重地限制了所述第二方法的适用范围。

第三种方法涉及使用数字信号处理(DSP)的若干不同的设计技术。Yassa和Garverick(上述引用的)利用基于预测技术的自适应AM解调算法实现了单片5信道的多信道数字解调器。每个信道具有一阶∑-Δ模数转换器(ADC)和具有32位字长的专用数字解调器。Crescini等人(上述引用的)通过在频域内处理数据改进该方法，从而避免了cos(φ)误差。它们使用了在电路板实现的数字算法，其中该板具有运行在50MHz的商业DSP以及由14位DAC组成的模拟接口电路，伴随有滤波器和14位的ADC。最后，Ford等人(上述引用的)通过实现了改良的基于DSP的Costas接收器改善了上述技术方案的动态特性，其中所述接收器具有由A/D和D/A转换器连接的商业DSP。尽管改进了不同方面的性能，但是第三方法的这些DSP技术方案复杂而又昂贵。它们不能用于注重成本的LVDT应用。

除了以上三种用于LVDT或RVDT的方法以外，通常认为对于其他类型的电感性和电容性传感器(不是LVDT的那些)来说没有用于提供信号调节的商业上标准的单片技术方案。因此，如果大多数电抗性传感器的用户希望完全拥有信号调节作用，则他们处于开发他们自己的专用信号调节电路的情况，而专用的信号调节电路具有相对大量的元件以及导致昂贵、体积庞大以及消耗更多能量。

通常，一些常用的信号调节电路专注于实现对于传感器输出的优良的内在线性度和精度。它们不能同时试图提供对于每个单个传感元件特性的校准或对该传感器的温度变化进行补偿。当在较宽温度范围上需要高的传感器精度时，通常不得不通过多个而不是一个专用电路来实现校正和校准功能。这往往引起总体的模块尺寸、成本和功耗的增加。在工业中需要存在更紧凑和更通用的方法，以包容单个传感器的特性。

发明内容

电抗性传感器通常对激励信号(例如，正弦振荡信号)和测量中的物理参数(例如，磁芯部件的位置)的组合表现出非线性响应。上述传感器通常对温度变化敏感。公开了一种系统和方法，其用于对电抗性传感器的非线性和/或温度依赖特性进行补偿，并同时校准与测量中的物理参数(例如，位置)的已知采样相关的补偿后输出信号。

本发明的一种实施例包括传感器模块壳体，其中该壳体包含电抗性传感器的至少一部分(例如，可变磁阻电感的线圈部分)、单片集成电路以及时间基准器(timing reference)(例如，振荡器晶体)。该集成电路包括电压基准器；波形生成器，其用于产生传感器激励信号，其中该传感器激励信号利用时间基准和电压基准而合成；检测器，其用于检测传感器对激励信号和测量中的物理参数的组合的响应；温度补偿单元；以及基于帕德逼近的非线性补偿单元。利用数字编程的系数对温度补偿单元和帕德逼近非线性补偿单元进行谐调。这些系数对传感器模块的输出信号进行校准，并对在传感器以及传感器与传感器模块输出信号之间的信号路径中的非线性和温度敏感性进行补偿。即使每一传感器和补偿电路相对简单、紧凑以及低成本，也可以实现对测量中的物理参数的高精度测量。

从上述例子可以看出，本发明提供一种解决方案，其中将一种相对简单以及低成本的电抗性传感器(例如，简单的线圈以及可移动的磁芯部件)与可编程调节的补偿电路结合使用，以由此提供精确的、低成本的以及紧凑的组合。尽管当单独表现特性时，传感器是相对不精确的以及易于产生温度漂移的，但是可以使得传感器和补偿电路的组合相对精确以及对温度的改变不敏感。本发明提供了非线性和温度补偿方法以及相应的结构，其中这些方法和结构能够用于需要交流激励源以及单独输出校正后的电抗性传感器。根据本发明的结构，由于可以可编程地调节以适应单个传感器的特性，因此可以使它们紧凑以及相对低功耗并且仍然能够非常精确。根据本发明的结构可以非常灵活，以使得既能够低成本大量生产又能够在宽广的应用范围中使用。在这里公开的方法和结构允许将传感器激励和校准作为非线性补偿的整体部分进行，而通过相同的电路可以实现这两种功能。根据本发明的实施例可以被实现为单片集成电路，主要地使用模拟技术来提供信号调节，而避免了数字化的问题(例如，量化误差和/或采样保持时间)。

在一个实施例中，为需要交流激励的传感器提供了单片集成并且可编程的信号调节电路。该电路包括：用于合成大体上正弦的或其他激励波形的可编程源、具有低通滤波器功能的峰值检测器、温度补偿电路、非线性补偿和校准电路以及输出接口。提供程序接口以允许为具体传感器优化配置电路。

更具体地说，根据本发明的一个方面，提供基于帕德逼近数学式实现非线性补偿功能的技术。帕德逼近可以用于产生期望映射函数的可展开的逼近，其中这些逼近可以表示为两个幂级数的比，而每个幂级数包括各自的系数组。可以通过调节其分子和分母系数中的任一项或二者来确定和/或微调给定的帕德逼近映射函数。帕德逼近映射函数适合于对非线性物理特性建模，所述的非线性物理特性包括其数学模型包含极点或类似奇点的特性。特别地，相比更广泛使用的泰勒展开式，相信帕德逼近法提供的有理函数更适于对现实世界现象建模，其中泰勒展开式为了将逼近定义到期望的精度和准确度而不利地调用了大量的项和相关的系数。

利用低阶有理函数和相应简单的、低成本以及大体上模拟的非线性补偿电路就可以实现相对精确的帕德逼近。在一个实施例中，所有被调用的是：(a)可变增益的模拟放大器，(b)连接到该放大器输出端的模拟偏置加法器；(c)连接到该偏置加法器输出端的反馈衰减元件；以及(d)用于可变增益模拟放大器的增益设置电路，其中增益设置电路产生增益信号，该增益信号表示第一增益因数G与一减反馈衰减元件的输出的乘积。

结果产生的电路特性可以表示为：

V_out＝G·(1-k_vf·V_out)·V_in+v_off

{公式1a}

通过解公式1a得到输出电压Vout，公式1a可以再表示为：

Vout = \frac{G \cdot Vin + voff}{G \cdot kvf \cdot Vin + 1}

{公式1b}

然后，通过代入x＝Vin，y＝Vout，a＝G，b＝v_off，以及c＝G·k_vf，公式1b可以再表示为一阶帕德逼近：

y (x) = \frac{P_{1} (x)}{Q_{1} (x)} = \frac{ax + b}{cx + 1}

{公式1c}

在更广义的公式中，上述公式1c可以再表示为n阶帕德逼近：

y_{2} (x) = \frac{P_{2} (x)}{Q_{2} (x)} = \frac{P_{n} x^{n} + P_{(n - 1)} x^{n - 1} + . . . + P_{0}}{Q_{n} x^{n} + Q_{(n - 1)} x^{n - 1} + . . . + 1}

{公式1d}

此外，分子和分母中的多项式阶数可以彼此不同(m阶和n阶)。

可以看出，通过在一阶公式1c中适当的调节三个系数a、b和c，可以对多种映射函数进行近似。例如，通过设置c＝0，获得了线性映射公式y＝ax+b。通过设置a＝0，获得了非线性映射公式y＝b/(cx+1)。输入变量x可以被转移变量(x-x0)替代，从而获得水平移动后的映射函数。输出变量y可以被转移变量(y-y0)替代，从而获得垂直移动后的映射函数。为了在x-y图形坐标上提供180度旋转的映射函数，x和y的任何一个另外可以将其极性反转：x′＝-x或y′＝-y。

根据本发明的非线性补偿电路可以配置在传感器模块的模拟信号路径中的任何位置。补偿功能可以包括对补偿器内部的非线性以及对报告路径中其他电路的非线性的补偿。由于补偿不必对传感器激励信号进行调节(例如可能的，某些电阻电桥电路)，因此传感器激励信号可以保持恒定或可以与电源电压成比例。这允许一种更简单的设计并且可以有助于确保传感器激励电压或电流将在最佳范围内，该最佳范围是如每个传感器以及其使用的独特环境所需要的。作为附加优点，非线性补偿电路还可以提供传感器校准，由此进一步减小总体的复杂性和成本。当与非线性补偿的通用的数字化方法相比，该数字化方法使用很大的查找表、微处理器和/或类似组件等，而根据本发明实施例能够允许以显著低的成本建立更加简单和更小的电路。

尽管在检测应用的环境下公开，但是这里公开的函数映射电路和技术可以是广义范围中的，可以运用到其他应用中，例如音频、视频、图像或任何待以电子方式提供非线性映射函数的情况中。

根据本发明提供一种用于将输入信号映射到对应输出信号的方法。该方法的一个实施例包括：(a)提供可编程变换单元，其根据具有相应的分子和分母系数的帕德逼近比运行；以及(b)可编程地调节该变换单元以由此产生相应的分子和分母系数，所述系数使得该变换单元在所提供的具有至少三个(3)输入基准值点的输入信号与具有至少三个(3)标准化输出值的相应输出信号之间提供期望的帕德逼近映射，其中所述至少三个(3)标准化输出值基于一对一的方式对应于所述至少三个(3)输入基准值点。

根据以下的具体说明，本发明的其他方面将变的明显。

附图说明

参考附图，说明以下具体实施方式部分，其中，

图1示出了传感器模块框图，其在一个实施例中包括安装传感器线圈、单片集成电路和振荡器晶体的印刷电路板；

图2示出了电流与时钟周期的图表，显示了可以用于激励图1电抗性传感器的伪正弦的离散波形；

图3示出了可以用在图1的传感器模块中的线性温度补偿电路的示意图；

图4示出了从非线性以及未校准的传感器响应曲线到校准且线性化的响应曲线的映射的示意图；

图5示出了可以用在图1的传感器模块中的一阶帕德逼近补偿电路的示意图；

图6示出了另一个传感器模块的示意图，其中使用了具有可变互感的电抗性传感器；

图7示出了另一个传感器模块的示意图，其中使用了具有可变电容的电抗性传感器；

图8示出了一个映射，该映射是从表示具有分段的不同响应区域的第一曲线到相应于相同的物理输入参数(x)的、表示线性化且校准的输出信号的第二曲线的映射；

图9示出了另一个传感器模块的示意图，其中使用了LVDT型的电抗性传感器；

图10示出了可以在图9的传感器模块中使用的相位检测器的示意图；

图11示出了可以在本发明的传感器模块中使用的另一个帕德逼近补偿电路的示意图。

具体实施方式

以下说明书仅仅是说明性的并非限制性的。参考图1，提供了包括可变磁阻传感器105的传感器模块100的框图。在一个实施例中，该模块包括安装有传感器线圈、单片集成电路(IC，未单独示出)以及振荡器晶体的印刷电路板(未示出)。该印刷电路板被诸如密封的、非磁性金属(例如，铝)壳体的保护壳体101(部分地示出)包围。线圈被安置接近于保护壳体101的壁，以使其与外部且可活动的磁芯部件102相互作用。外部物理参数P(t)，诸如可活动的磁芯部件102的位置，可改变如此形成的传感器105的磁阻。

电流生成器110配置在IC内部，用于驱动周期性的电流信号I_sine通过该可变磁阻传感器105，其中I_sine是数字合成的从而具有伪正弦或其他的周期波形。峰值检测器106具有高阻抗的输入端(例如，大于约100KΩ)，用于检测传感器105两端产生出的峰值电压。峰值检测器106的输入阻抗足够大，从而基本避免改变可变磁阻传感器105对合成的I_sine信号和对外部物理参数P(t)的响应。

电感性传感器(例如，线圈和磁通路以及寄生电容)105可以建模为具有相应于P(t)的某复数阻抗，其中该阻抗包括电阻性和电感性级数(series)的分量。在给定温度和激励频率处，电阻性分量Z_dc通常在整个检测范围内是常数，而对于级数电感分量，Z_ac通常是线圈与它的磁通路(例如，通过可位移的磁芯的磁通)之间的相关磁耦合的函数。当嵌入电感性传感器105作为使Z_ac随目标物理参数P(t)的函数变化的适当机械结构的部分时，可以基于这个原理方便地测量诸如位移、角度或位置的物理参数(P(t))。

为了测量Z_ac，可驱动足够的激励电流I_sine通过传感器线圈，并从而可以检测所产生的线圈两端的电压。以下的公式1a和1b示出了由具有DC和AC分量的电流激励引起的线圈电压Va，其中AC阻抗Z_ac具有实部和虚部分量：

Va＝Zdc·Idc+|Zac|·|Iac| 公式1a，

| Zac | = \sqrt{Re {Zac}^{2} + Im {Zac}^{2}}

公式1b

对于用于指出线圈阻抗并由此指出所检测的物理变量P(t)的Va来说，电流激励应该具有固定的主频和稳定的、良好控制的幅值。由于所产生的电压Va随后可以表示寄生元件(例如，寄生电容或电感)的响应，其中所述寄生元件不会适当响应于所检测物理变量P(t)的变化，因此不希望在频域中具有较大高次谐波含量。图2示出可以提供上述低谐波特性的可重复的离散阶跃波形(例如，数字化波形)。波形中阶跃的数目，每个阶跃的宽度和/或各阶跃之间的间隔尺寸可以取决于所使用的阶跃-幅值/宽度生成器(例如，数字化设备)的种类以及取决于支持该阶跃-幅值/宽度生成器(例如，数字化设备)的存储器的容量。图1示出了可以产生这样的准正弦波形的电流波形生成器110。通过利用例如稳定电压源(诸如带隙电压基准器)以及固定电阻器，从块111产生DC电流基准I_ref。来自板载晶体振荡器或另一个基本稳定的频率源115的方波振荡器向已被适当编程的波形计数器116提供时钟(clock)，以计算期望波形(例如，图2的波形)的采样点。在图1中，传送数字信号的线路是由延伸通过这些线路的斜线表示的。来自计数器116的数字输出信号施加到输出电流的数模转换器(电流DAC)114。电流DAC可以包括数字可选择的电流镜并联组，所有的电流镜以线路112上的I_ref信号为基准。最后，电流DAC产生I_ref的预定分数或倍数的模拟电流阶跃(采样)。在一个实施例中，如图2所示，采样被选择为类似正弦波。在一个实施例中，波形计数器116可编程地响应于存储在控制单元150的可再写性存储器(例如，非易失性FLASH存储器)151中的数字数据，由此可以为各种电抗性传感器105的应用选择不同的预定波形(例如，三角形、锯齿波、梯形等等，和/或不同的直流偏置水平)。可选的内部滤波器可以被配置在电流DAC114中，用以平滑化电流的过渡阶段。这样，可以合成准正弦或其他平滑的电流波形，其具有良好控制的I_dc和I_ac分量(参见图2)以及精确确定的主频和受限制的谐波含量。在一个实施例中，使基准钟源115可编程地响应于存储在单元150的可再写性存储器中的数据，由此可以产生适合于不同传感器105的不同的预定主频。

尽管一个实施例使用谐振晶体作为基准时间源115的部分，但是在本发明的范围之内可以使用不同精确程度的其他时间基准，包括被集成到单片集成电路IC中的那些，所述单片集成电路IC包含波形生成器110的其他部分。例子包括陶瓷共振振荡器和自校准RC振荡器。更具体地说，美国专利5,594,388(O′Shaughnessy等人)公开了用于IC中集成的自校准振荡器。例如，利用EEPROM调节操作(trimming)使其频率位于中心以及利用外部电阻器减小温度依赖性，可以使得此自校准振荡器更加精确。可选地，激光调节或其他调节的RC振荡器可以用在被调节的R和C位于IC内部的情况下。

尽管一个实施例为产生合成的、传感器激励信号(例如I_sine)的数字阶跃而使用了DAC114，但是在本发明的范围之内，也可以使用离散合成波形的其他发生器，包括这样的波形，其中离散波形部分具有与阶跃函数不同的调制脉冲宽度和/或对于时间的幅值。

由于传感器激励信号(例如I_sine)的应用以及由于被检测的物理参数P(t)随时间变化，因此传感器电抗将被相应地调整以及传感器两端产生的电压将反映传感器激励信号和变化的物理参数P(t)的综合效果。当调幅(AM)信号的包络线包含有根据物理参数P(t)所检测到的信息时，由激励电流I_sine＝I_dc+I_ac的施加所产生的线圈电压Va是AM电压信号，其载波频率通常具有与由激励电流使用的载波频率相同的中心频率。因此，Va波形的包络线电压将通常是表示待测量物理参数P(t)的单调函数，所述物理参数P(t)例如是磁芯部件102的位置。为了提取包络线电压，Va电压信号被施加到峰值检测器电路106。峰值检测器电路106在Va电压脉冲(脉冲不必是正弦的)上升沿期间跟踪Va波形，以及对于各个脉冲，其将相应的电荷泵入电容器107中，以表示电压脉冲上升侧的峰值数值。当Va电压脉冲达到峰值并随后数值开始下降时，峰值检测器电路106停止将电荷泵入电容器107，且允许电容器开始以预定的恒定速率缓慢地放电，直到它的电压下降到或轻微地低于Va信号的下一个上升沿的电压。在这一点，峰值检测器电路106开始将新的电荷泵入电容器107。则电容器107两端的电压将会大致跟踪脉冲Va电压信号的包络线。可选地提供低通滤波器108以使电容器107的电压变得平滑，并且减少由于数字合成的激励电流I_sine的载波频率谐波而导致的噪声和失真。

可选地在传感器105和峰值检测器106之间将两个附加模块(未示出)加入图1的模块100。如果线圈电压Va相对较低(例如，＜＜1V)，则峰值检测器可以被放在高阻抗的电压放大器之前。为EMI保护和进一步减少噪音和谐波含量，可以额外或可选地在传感器105和峰值检测器106之间插入简单的RC低通滤波器或具有高于载波频率的拐点频率的其他滤波器。

参考图1的元件120，电抗性传感器例如105通常表现出对温度的某些响应变化。为了提供期望程度的传感器精度，可能需要温度补偿。在图1中，温度检测器122被配置在线圈105附近，并且将数字的表示温度的信号123提供给单元120。在可选实施例中，信号123可以是模拟的。可以以多种方法进行温度补偿，并且温度补偿高度依赖于传感元件和传感器结构的特性。例如，美国公开申请号2003/0173952描述了类似于以上所述那些的、用于接收具有恒定和交流分量的激励电流的电感性位置传感器。如果所产生的电压(Va)的温度依赖性在全部期望检测范围以及I_dc和I_ac的所有预期选择中都是比较线性和恒定的，则可以使用线性补偿电路。图3示出了用于提供线性温度补偿的简单电路。线性的、随温度而变化的偏置电压在加法器301中简单地与来自低通滤波器108的输出信号的Vb(或如果没有使用可选的低通滤波器108，则可替代地，Vb可以是来自峰值检测器的输出信号)相加。当适当地选择了数字定义的参数V_sh和h时，按以下公式2，可以使得线路309上产生的电压Vc在温度范围内大体上是恒定值：

V_c＝V_b+V_sh·(1±h·T) 公式2。

图3中，传感器温度的数字表示310被周期地写入寄存器312。与传感器相关的斜率因数h存储在寄存器314中。数字乘法器315在线路316上产生数字乘积信号h·T。传感器偏置值的数字表示存储在寄存器322中。将基准电压提供到D/A转换器325的模拟基准输入端。相应的模拟电压V_sh出现在D/A转换器的输出线326上。第二D/A转换器330使得模拟电压V_sh与在线316上的因数h·T相乘，由此在线336上产生模拟乘积信号h·T·V_Sh。模拟加法器340将线326和336上的信号相加，以由此在线342上产生模拟和信号V_sh·(1±h·T)。加法器301随后如上述的那样加上Vb。变换电容值的DAC和/或变换电容值的加法器可以用于保存能量。参见以上引用的Unbehauen和Cichocki的操作，其作为如何实现变换电容值的DAC和/或变换电容值的加法器的例子。

根据特定的传感器105(图1)和期望的精度要求，可以额外地或可选地使用多种其他温度补偿方法。其他可能的温度补偿方法包括以下步骤：响应于表明温度的信号123调节传感器激励信号；和/或响应于表明温度的信号123利用基于EEPROM的查找表插入补偿因数；和/或利用表明温度的信号123作为连接到存储装置151的地址位将检测范围划分为多个分段线性段并选择不同的系数；和/或响应于表明温度的信号123应用多项式校正函数。

参考图1的单元130，电抗性传感器(即，105)通常对测量中的物理参数P(t)的线性变化表现出非线性响应特性。为了对测量中的物理参数P(t)提供精确的测量，电抗性传感器可以额外地或可选地表现出需要按照增益和/或偏置进行校准的响应特性。本发明人发现，由于从一个函数到另一个函数的交叉效应可能会使事物变得过度复杂，因此有利的是，独立于温度漂移补偿来补偿非线性和/或校准误差。利用单步变换而不是图1所示的多个单元(120，130)，提供从所检测的传感器响应信号V_b到相应校正过的传感器响应信号Ve的变换也在本发明的范围之内。关于在单元130中进行的非线性和/或校准误差的补偿，以上引用的于2004年5月13日以Jose Marcos Laraia，RobertP.Moehrke，Jose G.Taveira等人名义提交的、原题为“Pade′Approximant BasedCompensation for Integrated Sensor Modules and the Like”的美国申请总体地公开了用于为传感器的非线性特性提供同时校准和补偿的多个系统和方法。上面引用的美国申请的公开内容通过引用并入此处，其有助于对传感器输出路径进行非线性补偿以及提供校准，其中所述的传感器输出路径包括图1的增益/偏置校准和非线性补偿单元130。将适当的帕德逼近系数信号从系数编程部件150馈送给映射单元130。电压输出信号Vd被理解为相比温度补偿后的电压信号Vc，是校准的和进一步线性化的模拟对应部分。如果可选地省略了温度补偿单元120，则电压输出信号Vd将被理解为相比表示峰值的(以及可选地被108滤波的)电压信号Vb，是校准的和进一步线性化的模拟对应部分。同样，如果可选地省略了温度补偿单元120，则按以上引用的美国申请序列号10/845,681的公开内容，通过将信号123连接到单元130，非线性补偿单元130可以提供一些温度补偿，尽管如所指出的，其通常难以像具有单步变换的105一样对电感性传感器的温度敏感性和非线性进行同时补偿。

出于全面性考虑，图4-5示出了在以上引用的美国申请序列号10/845,681中公开的多种变化中的一个实施例500的操作。在图4的电压与参数的数值曲线401中，可以看出，相对于P(t)＝x1到P(t)＝x2的传感器输入区域来说，来自温度补偿模块(120)的电压信号Vc是非线性的。同样，对于给定参数输入值的电压Vc的数值来说，由于各个传感元件之间的制造容许误差或其他不同，P(t)＝x0的表达(say)对于各个传感器来说会发生变化。可以将该问题视为，在x1到x2的区域内将函数Vc(x)映射到另一个函数Vd(x)，其中Vd(x)相对于x成线性关系，而当所检测的物理参数P(t)分别等于x1和x2时，Vd(x)进一步至少在校准过的值v1和v2上取值。根据本发明的一种方法，如图4所示，通过例如大约在x1和x2之间的中间位置引入第三校准点x0，从而数学地解决本问题。这形成一种存在三个方程和三个未知数的情况。所述的三个未知数(帕德逼近系数信号)将在稍后进行描述。已知的是在物理参数轴(X)上的x1、x2和x0校准点以及分别在那些校准点处产生的相应的Vc电压，即，V_i1、V_i2以及V_i0，以及将分别在那些校准点产生的相应的Vd电压，即，V₁、V₂和V₀。

稍后将在图5中示出，Vd可以表示为一阶帕德逼近形式(公式3)：

V_{d} = \frac{a \cdot V_{c} + b}{c \cdot V_{c} + 1}

公式3

由于从P(t)＝x1、x2和x0处的相应三个校准测量获知Vc和Vd的三个共同相关的实例；因此可以通过将克莱默法则应用到公式4所示的三个线性方程和三个变量的系统从而确定三个系数a、b和c。

\{\begin{matrix} a \cdot {Vi}_{0} + b - c \cdot {Vi}_{0} \cdot V_{0} = V_{0} \\ a \cdot {Vi}_{1} + b - c \cdot {Vi}_{1} \cdot V_{1} = V_{1} \\ a \cdot {Vi}_{2} + b - c \cdot {Vi}_{2} \cdot V_{2} = V_{2} \end{matrix}\}

公式4

图5的电路实现500将可编程确定的偏置电压v_Off与可变增益放大器521的输出信号512相加，其中可变增益放大器具有等于G·(1-k_vf·Vd)的可编程增益，其中G和k_vf的数值同样是编程确定的。Vc是施加到放大器521的高阻抗输入端511的输入电压信号。数模转换器(DAC)535从寄存器545接收数字k_vf信号和经由反馈路径515接收模拟输出电压信号Vd。作为响应，DAC 535在线路518上输出表示A·k_vf·Vd数值的模拟电压信号，其中A是与放大器521相关的电压-增益转换因数。从线路517(A·G)上的电压信号减去线路518上的电压信号，以将放大器的增益确定为G·(1-k_vf·Vd)。在一个实施例中，DAC 535是一种形成为一组切换的电容电压分离器的可编程衰减器，这些电容电压分离器分别从线路515获得电荷以及将衰减的电压释放到线路518上从而保存能量。变换电容值的DAC和/或变换电容值的加法器可以用在电路中的其他地方以保存能量。

仍然参考图5，寄存器547存储基本增益值G的数字表示，同时DAC 537在线路517上产生表示A·G的电压信号。寄存器542存储偏置电压v_Off的数字表示，同时DAC 532产生相应的电压信号并且将其施加到电压加法单元522的一个输入端。电压加法单元522的第二输入端512接收放大器521的输出电压。实现了以下传递函数(公式5)：

V_d＝G·(1-k_vf·V_d)·V_c+V_off 公式5

通过移项可以实现以下公式6。

V_{d} = \frac{G {\cdot V}_{c} + voff}{G \cdot k_{vf} \cdot V_{c} + 1}

公式6

此后，通过利用以下公式7a-7c的代入，可以重写公式3。

a＝G

b＝v_off

c＝G·k_vf 公式7a-7c

用于单个给定传感器(例如，105)的补偿和校准的所有系数都可以通过例如图1的单元150内的、适当的数字程序接口152存储在可编程或可再编程的非易失存储器151中，例如PROM、EPROM、EEPROM或Flash。每当传感器模块100上电时，可以将可编程产生的系数从存储器151下载到相应的寄存器中，从而控制D/A转换器并再次生成期望的结果。

尽管温度补偿单元120被显示配置在非线性补偿单元130的上游，由此单元130接收单元120的输出，但是在本发明的范围之内，可以变换该顺序并将单元120配置到单元130的下游。可以改变单元120和130的可编程系数从而提供适当的映射，所述映射是从滤波器108的输出电压Vb到稍后描述的、输出接口单元140的误差校正和校准过的输出电压Ve之间的映射。

在一个实施例中，提供模拟和数字输出接口140和150的一个或二者，从而允许传感器模块100与外界通信。模拟接口140可以输出表示具有相对较高精度的所检测物理参数P(t)的模拟电压信号Ve。补偿单元130可以为Ve电压信号而不是仅仅为Vd信号提供线性化补偿。因此单元120和130的补偿组合可以基本上消除与特定传感器105以及传感器105与输出端141之间的特定电子路径相关的温度和非线性特性，从而产生基本上刚好表示所检测的物理参数P(t)的Ve电压信号。模块140和/或150提供的输入/输出接口可以是模拟的或数字的，以及可以具有一个或多个输出。模拟接口可以操作如电压信号、电流信号或基于时间的格式(脉宽调制：PWM)、或基于频率的格式，其中所表示的输出参数是所检测的物理变量P(t)的线性函数。数字接口可以是任何的标准总线接口，例如I2C、SPI、LIN收发机、CAN收发机等等。数字接口152将单元140的数字输出信号142转换为适当的格式。当通过一个串行及双向数据端子发送相应的串行时钟信号时，数字输出信号142的表示可以出现在另一个这样的串行及双向数据端子上，其中该另一个这样的串行及双向数据端子从单元152延伸出传感器模块封装101。配置用于延伸出传感器模块封装101的附加端子可以包括用于提供电源和接地电压的示出的Vcc以及GND端子。

应当注意的是，由信号调节电路(120、130)提供的温度和/或非线性补偿和校准不仅可以校正传感器的非理想性和/或温度漂移，而且还可以对那些将通过模块电路而引入的非理想性和温度漂移进行校正，即，单元106、108、110和/或140的非理想性和温度漂移。换句话说，如果传感器模块100中的某些单元表现出相应的非线性度或对温度的响应变化，则对于这些的校正可以与对传感器非理想性的校正“捆绑”进行。通过存储单元151中的适当系数的选择和存储，可以“自校正”类似单元120和130的非理想性。由此，即使单元106、108、110、140、120和/或130的电路可能具有相对较差的性能，所述自校正后的特性也会对这些进行补偿，并且由此提供低成本的系统，该系统大致具有优于不进行自校正后的现有技术的信号调节技术方案的总体精度。

参考图6，示出了第二实施例600，其包括具有多个线圈的互感传感器605。在这种情况下，可以将如正弦电压信号Vsine的激励信号施加到传感器605的初级线圈，并且可以在次级线圈的两端产生与参数相关的传感器输出信号Va。传感器输出信号Va与初级激励信号Vsine的比可以作为正在被测量的物理参数P(t)的函数。当DAC 614将波形计数器的数字输出信号转换为相应的电压信号Vsine时，在这种情况下单元611可以作为电压基准器。初级激励信号Vsine可以是任何适当的周期性电压信号，当然地包括，准正弦或三角形或锯齿形或梯形。图6其余的处理模块可以与如图1的实施例中的相应模块大体上相同。

参考图7，示出了包括电容性传感器705的第三实施例700。其他电路结构与图1实施例中描述的大体上相同。传感器705将激励电流信号电抗性地转换为电压信号Va，该电压信号是正被测量的物理参数P(t)的函数。

参考图8和9，传感器905可以包括LVDT型结构，当磁芯部件位于中间位置x₀时，该结构产生至少一个0电压输出，Vs＝0。从中心零位将该磁芯部件向任一方向移动，将导致次级绕组信号Vs以相对对称的方式增加，但是Vs的相位依据所采用的相对方向中的哪一个而变化。在这种情况下，可能希望确定相对于初级激励信号Vp的Vs相位。一般来说，产生零信号的电抗性传感器可以被构造为利用信号抵消在待测量的参数P(t)的特定值处产生一个或多个零输出。通常希望确定产生零位的电抗性传感器在对应零位的哪一侧运行。因而，在本发明的范围之内，通常提供适当的零位侧(side-of-null)确定装置，用于确定产生零位的电抗性传感器在对应零位的哪一侧运行。零位侧确定装置的具体操作取决于该相应零位和产生零位的电抗性传感器的特性。

图9示出适用于使用产生零位的电抗性传感器LVDT型905的第四实施例，其中可以通过初级和次级电压之间的相位关系识别零位侧。相位检测器909同时连接到初级和次级电压Vp和Vs，由此可以作出关于传感器磁芯位于零位的哪一侧的判断。在某些情况下，输出到零点每一侧的LVDT不同并且可以对零位每一侧分别调用不同的线性校正函数和不同校准点。在一个实施例中，对于中心零位的各个方向独立地确定LVDT校准和/或温度补偿的系数，从而根据应用的需要提供线性或非线性响应输出。在确定了两个独立(并且通常不同的)的系数组并存储在存储器951中之后，来自相位检测器909的输出信号991可以被用作存储器地址位，用于确定在每个场合应当使用哪一组独立的系数组。

参考图10，LVDT通常在初级和次级电压信号(Vp和Vs)之间表现出相对较小的相移，尽管可以更小，但在额定操作频率时通常为大约10度到15度。同样，LVDT次级绕组通常以反向串联结构系在一起，由此它们的信号取决于可移动磁心部件被配置在零位的哪一侧而具有180度反相的相位以及具有不同的幅值。根据LVDT型传感器在零位的哪一侧运行，串连产生的次级输出电压信号Vs可以与初级电压信号Vp接近同相，或者可以与初级电压信号Vp成180度反相的相位。图10的相位检测器电路1010可以利用这些性质确定LVDT次级信号是与初级信号基本上同相或者是反相。由此，可以确定LVDT磁芯相对于中央零点位于哪一侧。所示的LVDT相位检测器1010包括初级和次级电压信号(Vp和Vs)的过零比较器，该过零比较器用于相对于线圈DC基准电压(线圈接地)对这些信号的重叠进行比较。更具体地说，放大器1011和1012具有高输入阻抗以及产生分别来自Vp和Vs信号的放大信号P和S。在一个实施例中，使P和S饱和，以基本上生成如在1020和1030处的电压与时间曲线中所示的数字信号。OR门1015产生如在1020和1030处所示的相应的XOR输出信号E。该E信号通常被形成为脉冲列，其频率是输入信号的两倍并且其脉冲宽度等于Vp和Vs信号的零相交处之间的延迟。低通滤波器1016将窄的E脉冲转换为大致DC电压电平F，该电压电平F高于或者低于预定阈值Vdd/2，即电源电压的一半。比较器1017将F信号转换为数字饱和的逻辑低或逻辑高，由此表明磁芯部件位于零位的一侧或者另一侧。一个或多个比较器1011、1012和1017可以具有预定的滞后量，建立该滞后用于防止在零位的附近出现“抖动(chatter)”。XOR门1015可以具有少许滞后，建立该滞后用于防止在噪声信号情况下出现“抖动”。

可以以若干方式利用比较器1017的输出信号O。在一个实施例中，根据相位检测器的输出，两组系数中的一组在运行时被下载到温度和/或非线性补偿电路(例如图1的120、130)中。在可选实施例中，提供了多个校准电路，其各自具有自己的系数组。响应于相位检测器输出信号1019，模拟多路复用器为提供温度和/或非线性补偿而选择其中一个电路。前一个方法更加简单，但是可能会在通过中心零位的跃迁期间产生输出尖峰。当输出接口不足以滤除这些尖峰时，更希望采用后一个方法。

参考图11，提供了可以用在本发明的传感器模块中的另一个帕德逼近补偿电路1100的示意图。传送数字信号的线路在图11中由延伸通过那些线路的斜线表示。由此，可以理解，除进入A/D转换器1112的模拟输入信号1111(Vin)和离开D/A转换器1140的模拟输出信号1141(VOut)之外，基本上所有其他的信号都是数字的。数字乘法器1121执行与图5中由放大器521执行的模拟函数的数字对应。类似地，加法单元1122执行与图5中由单元522执行的模拟求和函数的数字对应。数字乘法器1145执行与图5中由D/A单元535执行的模拟函数的数字对应。由于数字单元1121和1122可以分别直接从寄存器1147和1142接受G和Voff值的数字表示，因此在图11中不需要图5的D/A转换器537和532的数字对应。为了进行输出，数字输出信号1115可以通过传感器模块的串行输出链接(未在图11中示出)转换为串行形式。

至此，可以对所述的示例性实施例进行多种变化。在一个用户可编程的实施例中，可以在以下情况下配置具有图1和9的组合结构的单片集成电路，所述情况是，波形生成器110/910在电流生成模式和电压生成模式之间可编程地切换，以及根据正在使用何种传感器(LVDT型905或较简单的互感型605或更简单的单线圈型105)而对片内(in-chip)相位检测器909的使用进行可编程地接通或切断。因此，本发明提供一种单片集成电路，该单片集成电路可利用多种不同类型的电抗性传感器由用户编程，并且相对于标准化的物理参数设置而言，该单片集成电路提供了对于温度变化和传感器响应的非线性的补偿以及提供了对模块输出函数的校准。单个IC、简单的线圈(105)以及晶体时间基准器(115)的简单且低成本的组合可以被封装在紧凑的壳体(101)中，从而提供给定的物理参数P(t)的高精确度测量。当然，在本发明的范围内，可以将多个上述传感器封装在同样的壳体中，并且提供相应的支持上述传感器的多个IC、和/或提供将支持多个传感器以及与通用的串行数据总线可以接口连接的IC。例如，可以定向一个线圈以检测x轴方向的位移，而定向另一个线圈以检测假设在y方向上的垂直位移。本发明适用于诸如接近汽车的磁性的、可移动部分的嵌入式系统，由此可以精确地测量上述部分的角度或其他位移。

应当将本发明作为说明性的，而非限制以下权利要求内容的保护范围、特性或精神。在研究本发明之后，对于本领域技术人员来说各种改型和变化将变得明显，包括利用等效的功能和/或结构代替这里描述的部件，利用等效的功能连接代替这里描述的连接，和/或使用等效的功能步骤代替这里描述的步骤。上述非实质性的变化将被视为落入本发明预期的范围之内。此外，如果对于具体的装置或步骤给出了多个例子以及在上述给出的例子之间或之外的归纳明显借鉴了本发明时，则本发明将被认为有效地公开了并由此至少覆盖了上述的归纳。

除非在这里明确地另外指出，通常的术语在它们表示的背景内具有相应的通常的含义，并且本领域的通常术语在相关的技术领域内以及在这里它们表示的背景下具有相应的常规含义。

给出了以上发明通常概念和具体实施例，而本发明所谋求的保护范围是由所附的权利要求书所定义的。发布的权利要求书不应被认为将申请人的权利限制到所公开的、但尚未通过一个或多个进一步申请而文字地请求保护的主题，所述的一个或多个进一步申请包括那些按照35U.S.C.120和/或35U.S.C.251所提交的。

Claims

1.一种系统，包括：

电抗性传感器，对可变的物理参数作出响应；

波形生成器，用于将激励信号提供给该电抗性传感器；

检测器，用于检测电抗性传感器对该激励信号以及对该物理参数的响应，并用于输出表示电抗性传感器的所述响应的检测信号；以及

数字可编程补偿电路，其包括帕德逼近映射单元，所述帕德逼近映射单元用于将检测信号或源自检测信号的其它响应表示信号映射到校正后的响应表示信号，所述校正后的响应表示信号更精确地表示了该可变物理参数。

2.如权利要求1的系统，其中：

该数字可编程补偿电路还包括温度补偿单元，该温度补偿单元响应于温度变化，并作为响应，产生所述其它响应表示信号。

3.如权利要求1的系统，其中：

该电抗性传感器包括可变电感元件。

4.如权利要求3的系统，其中：

该可变电感元件具有一个线圈。

5.如权利要求1的系统，其中：

该电抗性传感器包括互感元件。

6.如权利要求5的系统，其中：

该互感元件的互感随可变物理参数的函数而变化；

该互感元件包括初级绕组以及至少一个次级绕组；

波形生成器以将激励信号提供给该初级绕组的方式连接；以及

将检测器连接到所述至少一个次级绕组，用于检测电抗性传感器对激励信号以及对该物理参数的响应。

7.如权利要求1的系统，其中：

该电抗性传感器包括可变电容元件。

8.如权利要求1的系统，其中：

该电抗性传感器包括零位产生元件，该零位产生元件根据测量中的可变物理参数的特定值产生一个或多个零位输出；以及该系统还包括：

零位侧检测器，用于确定该零位产生元件在相应零位的哪一侧运行。

9.如权利要求8的系统，其中：

数字可编程补偿电路响应于该零位侧检测器，从而根据该零位产生元件在相应零位的哪一侧运行而提供不同的补偿。

10.如权利要求8的系统，其中：

该零位侧检测器包括相位检测器。

11.如权利要求1的系统，其中：

该帕德逼近映射单元包括：

可变增益放大器，其在运行时被连接为接收检测信号或源自检测信号的其他响应表示信号作为输入信号，该放大器至少具有第一输入端、输出端以及增益控制端；

第一加法器，其在运行时被连接到该可变增益放大器的输出端，用于加入第一偏置信号；

第一乘法器，其在运行时被连接到第一加法器的输出端，且被连接为接收可编程产生的比例反馈因数信号，以及相应地产生相乘后的反馈信号；以及

第二加法器，其在运行时被连接为接收可编程产生的增益因数信号，以及相应地使该可变增益放大器的增益成为该可编程产生的增益因数信号和相乘后的反馈信号的函数。

12.如权利要求11的系统，其中该数字可编程补偿电路还包括：

系数确定装置，连接到该第一加法器、第一乘法器、第二加法器的至少其中之一，用于相应地确定该第一偏置信号、比例反馈系数信号和增益因数信号中的至少其中之一。

13.如权利要求12的系统，还包括：

温度传感器，其在运行时被连接到该系数确定装置，用于使该系数确定装置响应于所检测的温度确定下述信号的至少其中之一，所述信号是：第一偏置信号、比例反馈因数信号和增益因数信号。

14.如权利要求1的系统，还包括：

壳体，封闭该电抗性传感器的至少一部分，还封闭该波形生成器、该检测器和该数字可编程补偿电路的至少其中一个。

15.如权利要求14的系统，其中：

该壳体还封闭数字接口单元，该数字接口单元在该壳体外的节点与所述波形生成器以及数字可编程补偿电路的其中之一或两者之间提供串行数据通信。

16.如权利要求14的系统，其中：

该壳体还封闭安装有该电抗性传感器的所述至少一部分的印刷电路板以及集成电路封装，其中该封装包含所述波形生成器、检测器和数字可编程补偿电路中的一个或多个。

17.一种方法，包括：

合成传感器激励信号；

将该激励信号施加到电抗性传感器，其中该电抗性传感器通过可变物理参数调节；

检测该电抗性传感器对于该激励信号和物理参数的组合的响应，并输出相应检测的响应信号；以及

通过利用至少一个帕德逼近补偿电路将所检测的响应信号变换为校正后的响应信号。

18.如权利要求17所述的方法，其中所述合成、检测和变换步骤基本在单片集成电路内执行。

19.如权利要求所述17的方法，其中所述合成步骤包括：

接收时间基准信号；

生成电压或电流基准信号；以及

利用数模转换器产生阶跃的模拟电压或电流数值序列，其中所述的数值是所产生的电压或电流基准信号的倍数，以及所述阶跃的时间是由所收到的时间基准信号所确定的。

20.如权利要求19所述的方法，还包括：

可编程地生成所述产生的电压或电流基准信号的倍数。

21.如权利要求17所述的方法，其中所述检测步骤包括：

确定何时出现电压脉冲的大致峰值数值；以及

当确定出现的数值为该电压脉冲的大致峰值数值时将表示电压脉冲数值的电荷量存储到电容器中。

22.如权利要求17所述的方法，其中所述变换步骤包括：

使用接收时变增益信号的可变增益放大器，其中所述时变增益信号是变换输出信号的函数。

23.如权利要求17所述的方法，其中所述变换步骤包括：

与提供非线性校正相独立地提供温度校正因数。

24.如权利要求17所述的方法，其中所述变换步骤包括：

利用可编程存储的系数确定所述至少一个帕德逼近补偿电路的帕德逼近系数。

25.如权利要求24所述的方法，其中用于确定相应的帕德逼近系数组的至少一组可编程存储的系数是校准过的系数组，其响应于可变物理参数的预定设置产生预定的变换输出信号。

26.一种校准传感器模块的方法，其中该模块包括对可变物理参数和激励信号的组合作出响应的电抗性传感器，该方法包括：

将具有交流分量的激励信号施加到该电抗性传感器；

将该物理参数设置为至少三个预定且可测量的值；

提供可编程变换单元，其根据具有相应分子和分母系数的帕德逼近比运行；以及

可编程地调节该变换单元，以由此产生相应的分子和分母系数，使得该变换单元在输入信号和相应的输出信号之间提供期望的帕德逼近映射，其中所述输入信号源自传感器对所述激励信号和对该物理参数的所述至少三个预定且可测量的值的响应，以及所述输出信号具有与所述物理参数的至少三个预定且可测量的值分别相对应的至少三个标准化输出值。

27.如权利要求26所述的方法，还包括：

将温度补偿变换施加到源自传感器响应的输入信号和由所述可编程变换单元产生的输出信号中的至少其中之一。

28.一种方法，包括：

将至少三个不同物理参数和一激励信号施加到电抗性传感器；

确定所述传感器对所述至少三个不同物理参数以及所述激励信号的相应的至少三个响应；以及

确定帕德逼近映射单元的系数，用于将所述电抗性传感器的所述至少三个响应映射到相应的至少三个输出信号，其中所述相应的至少三个输出信号是预定的。

29.一种传感器模块，包括：

壳体；

位于该壳体内并且提供传感器输出信号的电抗性传感器的至少一部分；

波形生成器，用于产生激励所述电抗性传感器的激励信号，所述波形生成器位于所述壳体内；

映射电路，至少根据具有三个或更多映射系数的第一帕德逼近映射函数，将表示受到激励的传感器响应的传感器响应信号映射为校准后的输出信号，所述映射电路位于所述壳体内；以及

数字接口电路，用于至少在映射电路与壳体外部延伸的预定数据链路之间提供控制和数据接口，其中所述数字接口电路位于所述壳体内。

30.一种集成电路，包括：

波形生成器，用于产生将激励电抗性传感器的激励信号，其中受到激励的传感器随后可以对施加的待测量物理参数作出响应；

检测器，用于检测该受到激励的传感器对于施加的物理参数的响应并且输出相应的检测信号；以及

数字可编程补偿电路，其包括帕德逼近映射单元，用于将该检测信号或源自该检测信号的其他响应表示信号映射为更精确地表示可变物理参数的校正后响应表示信号。

31.如权利要求30的集成电路，还包括：

相位检测器，在操作时连接到该补偿电路的，用于响应于在所述传感器中所检测的信号的相位关系改变该补偿电路特性。

32.如权利要求30的集成电路，还包括：

数字接口电路，用于至少在可编程补偿电路与该集成电路外部延伸的预定数据链路之间提供控制和数据接口。

33.如权利要求30的集成电路，其中所述波形生成器是数字可编程的，用以产生不同的、可编程确定的激励信号。

34.如权利要求30的集成电路，其中所述波形生成器包含在片上时间基准器上。

35.如权利要求30的集成电路，其中所述帕德逼近映射单元包括：

第一数字乘法器；

连接到该第一数字乘法器的输出端的数字加法器；以及

连接到所述数字加法器的输出端的第二数字乘法器。