CN112751498A - 一种直流-交流变换器拓扑结构及其控制策略 - Google Patents

一种直流-交流变换器拓扑结构及其控制策略 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种直流‑交流变换器拓扑结构，包括采用Si‑IGBT器件构成的主单元、采用SiC‑MOSFET器件构成的从单元、工频变压器；主单元包括连接直流侧输入电压的逆变电路a，逆变电路a连接LC滤波电路a，LC滤波电路a输出端串联工频变压器的初级绕组，LC滤波电路a输出端还连接负载；从单元包括连接直流侧输入电压的逆变电路b，逆变电路b连接LC滤波电路b，LC滤波电路b串联工频变压器的次级绕组；将SiC‑MOSFET开关损耗小与Si‑IGBT电流能力强的优点有效结合起来，极大地降低了Si‑IGBT的开关频率，使高频工作的SiC‑MOSFET流过较小电流，降低了开关损耗，提高了系统的工作效率。

Description

一种直流-交流变换器拓扑结构及其控制策略
技术领域
本发明属于直流-交流的电能变换技术领域，具体涉及一种直流-交流变换器拓扑结构，还涉及一种直流-交流变换器拓扑结构控制策略。
背景技术
随着电力电子技术的发展，越来越多的逆变(DC-AC)系统应用到大功率电力动车拖动、大型轮船动力拖动、分布式发电系统、柔性直流输电系统等领域。在应用传统的Si材料电力电子器件时，受到开关损耗的影响，一般只运行在几百赫兹的低开关频率下。但是较低的开关频率这样会导致输出的电压和电流中含有大量的谐波。如何减小开关损耗，提高逆变系统的运行效率η并减少输出波形的谐波，提高输出波形质量成为了目前亟需解决的问题。
传统的逆变系统在大功率低开关频率情况下，存在波形质量差、谐波含量高等问题。同时，SiC电力电子器件的兴起，凭借其良好的开关性能使得高频开关下较低的开关损耗得以实现。但是因为目前的SiC器件电流能力的限制，且SiC器件成本非常高，还不能直接应用在大功率情景当中。因此，探讨如何在大功率情景下应用SiC器件减小开关损耗，提高逆变系统工作效率，同时减少输出的谐波含量来优化输出波形质量受到了世界各国学者的广泛关注，具有广阔的应用场景。目前常见的应用SiC器件的DC-AC系统存在以下问题：
1.在已有的DC-AC拓扑中直接应用全SiC器件，虽然可以减小系统的开关损耗，在高频工作时拥有较高的效率，减小滤波器体积的同时保持较好的波形质量，但全SiC器件的成本非常高且受限于电流能力，不能在大功率下运行。
2.传统的混合Si-SiC的DC-AC拓扑中，减少了SiC器件的数量，提高系统效率的同时，相对全SiC结构极大的降低了成本，但仍然没有突破SiC电流应用能力的限制。
3.已有的Si与SiC开关并联的新型器件，充分利用了Si器件和SiC器件各自的优势，以Si器件作为主要开关，SiC器件作为辅助开关，为SiC器件的大功率应用提供了可能，在DC-AC系统中可以实现与全SiC器件相近的工作效率。但目前市场上Si/SiC的混合开关器件的生产并不普遍，大规模应用仍然不现实。
发明内容
本发明的目的是提供一种直流-交流变换器拓扑结构，将SiC-MOSFET开关损耗小与Si-IGBT电流能力强的优点有效结合起来，极大地降低了Si-IGBT的开关频率，使高频工作的SiC-MOSFET流过较小电流，降低了开关损耗，提高了系统的工作效率。
本发明所采用的技术方案是，一种直流-交流变换器拓扑结构，包括采用Si-IGBT器件构成的主单元、采用SiC-MOSFET器件构成的从单元、工频变压器；
主单元包括连接直流侧输入电压的逆变电路a，逆变电路a连接LC滤波电路a，LC滤波电路a输出端串联工频变压器的初级绕组，LC滤波电路a输出端还连接负载；
从单元包括连接直流侧输入电压的逆变电路b，逆变电路b连接LC滤波电路b，LC滤波电路b串联工频变压器的次级绕组。
本发明所采用的另一种技术方案是，一种直流-交流变换器拓扑结构的控制策略，建立对一种直流-交流变换器拓扑结构的控制电路，控制电路包括依次连接的直接电压控制环、间接电压控制环、电流控制环，电流控制环依次连接混合正弦脉宽调制电路(SPWM)，混合正弦脉宽调制电路(SPWM)通过门驱动电路b连接逆变电路b，直接电压控制环还连接互感器，互感器采集负载电压、LC滤波电路b电流、工频变压器的初级绕组电压；
控制方法具体为：
步骤1、分别通过互感器采集负载输出电压V0、主单元输出电压V1，对直接电压控制环输入假定参考电压Vref，通过对参考电压Vref、负载电压V0、主单元输出电压V1的反馈计算，获得从单元参考电压V2ref，并将从单元参考电压V2ref输入间接电压控制环；
步骤2、通过将从单元参考电压V2ref与从单元电压，获得电容电流参考值Icref，并将电容电流参考值Icref输入电流控制环；
步骤3、通过电容电流参考值Icref与LC滤波电路b的电容电流Ic，获得逆变电路b所需要的调制波；
步骤4、调制波通过SPWM调制电路、门驱动电路，输出驱动电平至逆变电路b，使逆变电路b输出电压与从单元参考电压V2ref相同。
步骤1具体过程为：分别通过电压互感器采集负载输出电压V0、主单元输出电压V1，对直接电压控制环输入假定参考电压Vref，和负载输出电压V0相减，得到负载输出电压的误差值，该误差值经过PI控制器得到负载输出电压的实际参考值Voref，负载输出电压的实际参考值Voref与主单元输出电压V1相减，得到从单元参考电压V2ref，并将从单元参考电压V2ref输入间接电压控制环。
步骤2具体过程为：通过电压互感器采集变压器的初级绕组电压，将直接电压控制环送入的从单元参考电压V2ref与变压器的初级绕组电压相减，得到从单元电压误差，从单元电压误差经过多重准谐振比例控制器后得到电容电流参考值Icref，将电容电流参考值Icref输入电流控制环。
步骤3具体过程为：通过电流互感器采集LC滤波电路b的电容电流Ic，将电容电流参考值Icref与电容电流Ic相减得到电流误差值，将电流误差值乘比例系数Ki得到最终逆变电路b所需要的调制波。
还包括主单元的谐波消除电路，主单元的谐波消除电路通过门驱动电路a连接逆变电路a。
还包括步骤5、向主单元的谐波消除电路输入假定参考峰值Vref—pk，结合直流侧输入电压，获得调制比，根据调制比角度表找到调制比对应的主单元开关角度，将主单元开关角度通过驱动电路a输入逆变电路a。
本发明益效果是：
1)本发明的拓扑结构将SiC-MOSFET开关损耗小与Si-IGBT电流能力强的优点有效结合起来，极大地降低了Si-IGBT的开关频率，使高频工作的SiC-MOSFET流过较小电流，降低了开关损耗，提高了系统的工作效率，可以省去冷却装置。
2)本发明的拓扑结构能够应用在大容量情景下，主单元流过主要功率，从单元流过部分功率，拓展了SiC-MOSFET的实际应用范围，规避了SiC-MOSFET电流能力弱的缺点，通过隔离侧的功率变换使其流过的电流远小于输出电流和主单元电流。
3)该混合SiC-Si的DC-AC变流器采用SHEPWM和混合SPWM的混合调制策略，将SHEPWM谐波含量低和SPWM动态调节方便的优点结合在一起，提高了主单元的等效开关频率，减小了主单元无源滤波器件的体积。
4)本发明的拓扑结构控制策略中建立的控制电路采用三环控制，最外环的输出电压PI控制保证最终控制对象的精度；中间环的隔离输出侧电压多重准比例谐振控制，实现了降阶控制，近似实现了从单元对主单元的零误差补偿，保证了输出电压的波形质量；最内环的从单元电容电流比例控制，增加了系统阻尼，消除谐振，增大带宽，提高了系统的动态调节性能和稳定性。
附图说明
图1为本发明的混合SiC-Si的DC-AC拓扑图；
图2为本发明的基于部分功率的混合SiC-Si的DC-AC拓扑对应的控制结构示意图；
图3为本发明的主单元和从单元电压的频段分布示意图；
图4为逆变电路a、逆变电路b均采用H桥结构的DC-AC拓扑结构示意图；
图5为本发明中主单元特定谐波消除法调制后桥臂输出电压示意图；
图6为本发明中从单元的混合SPWM调制信号示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明一种直流-交流变换器拓扑结构中，综合考虑到逆变结构具有高压大容量的逆变能力、输出波形谐波含量小、开关损耗小、工作效率高、动态调节性能好等优点，能实现大功率时直流-交流的电能高效变换。在应用特定谐波消除法的同时实现精准快速的闭环控制，在硬件上充分发挥传统Si-IGBT器件电流能力强和SiC-MOSFET开关性能优良的优点，在控制和调制中充分发挥了特定谐波消除法调制谐波含量小和SPWM调制动态调节性能强的优点。变流器不仅要实现直交变换功能，还应保持直流侧电压稳定、满足输出电压和电流正弦输出等功能。
本发明一种直流-交流变换器拓扑结构，如图1所示，包括采用Si-IGBT器件构成的主单元、采用SiC-MOSFET器件构成的从单元、工频变压器；
主单元包括连接直流侧输入电压的逆变电路a，逆变电路a连接LC滤波电路a，LC滤波电路a输出端串联工频变压器的初级绕组，LC滤波电路a输出端还连接负载；
从单元包括连接直流侧输入电压的逆变电路b，逆变电路b连接LC滤波电路b，LC滤波电路b串联工频变压器的次级绕组。
整体架构包括主单元和从单元，主单元采用Si-IGBT器件，由逆变部分和LC滤波器构成，承担大部分功率；从单元采用SiC-MOSFET器件，由逆变部分、滤波器、隔离部分组成，承担小部分功率进行谐波补偿。其中，隔离部分采用工频变压器，从单元的滤波器在单元内部，滤波后的电压通过工频变压器补偿到主单元输出电压，消除主单元输出电压中的低次谐波，最终通过LC低通滤波器滤出高频分量，得到谐波含量极低的完美正弦交流电压。
主单元在低开关频率工作，使得Si-IGBT的开关损耗几乎为0，流过大电流处理主要功率，充分利用了Si-IGBT电流能力强的优点，规避了其开关损耗大的缺点，结合特定谐波消除法调制策略，主单元输出电压包含主要的基波和部分低次谐波。
从单元高频工作，通过工频变压器减小了流过SiC-MOSFET的电流，等效提高了SiC-MOSFET的额定电流，减小了SiC-MOSFET的开关损耗和导通损耗，处理部分功率并补偿主单元谐波来精准调节输出电压，充分利用了SiC-MOSFET开关损耗小的优点，规避了其电流能力弱的缺点，从单元输出电压包含与主单元大小相同、极性相反的低次谐波电压和少量基波电压。
工频变压器输入输出侧的电压变比为n:1，工频变压器输入侧连接从单元滤波器的输出侧，输出侧与主单元串联。工频变压器的功率即为从单元的功率，为主单元与从单元之间的功率流通提供了通路，实现了降低从单元电流的功能，理想情况下从单元电流为主单元电流的1/n，提高了SiC-MOSFET的额定电流。该结构适用于功率等级较大的DC-AC系统，其优势在于开关损耗小，工作效率高，冷却装置小，谐波含量低，波形质量高。
本发明的拓扑结构利用了部分功率的思想，使得SiC-MOSFET只流通少部分功率，可以在大功率场合应用。两个单元的逆变部分独自的最高工作效率均大于98.5％，总体运行效率大于98％，提高了变流器的工作效率，且变流器的总开关损耗极小，使得大功率下冷却装置体积可以大大减小。
本发明的逆变电路a、逆变电路b可以采用多种不同的结构，如全桥结构、半桥结构、T型结构。对于所有的不同结构的选择。
本发明一种直流-交流变换器拓扑结构的控制策略，如图2所示，建立对一种直流-交流变换器拓扑结构的控制电路，控制电路包括依次连接的直接电压控制环、间接电压控制环、电流控制环，电流控制环依次连接混合正弦脉宽调制电路(SPWM)，混合正弦脉宽调制电路(SPWM)通过门驱动电路b连接逆变电路b，直接电压控制环还连接互感器，互感器采集负载电压、LC滤波电路b电流、工频变压器的初级绕组电压；还包括主单元的谐波消除电路，主单元的谐波消除电路通过门驱动电路a连接逆变电路a。
控制方法具体为：
步骤1、分别通过电压互感器采集负载输出电压V0、主单元输出电压V1，对直接电压控制环输入假定参考电压Vref，和负载输出电压V0相减，得到负载输出电压的误差值，该误差值经过PI控制器得到负载输出电压的实际参考值Voref，负载输出电压的实际参考值Voref与主单元输出电压V1相减，得到从单元参考电压V2ref，并将从单元参考电压V2ref输入间接电压控制环。
步骤2、通过电压互感器采集变压器的初级绕组电压，将直接电压控制环送入的从单元参考电压V2ref与变压器的初级绕组电压相减，得到从单元电压误差，从单元电压误差经过多重准谐振比例控制器后得到电容电流参考值Icref，将电容电流参考值Icref输入电流控制环。
步骤3、通过电流互感器采集LC滤波电路b的电容电流Ic，将电容电流参考值Icref与电容电流Ic相减得到电流误差值，将电流误差值乘比例系数Ki得到最终逆变电路b所需要的调制波。
步骤4、调制波通过SPWM调制电路、门驱动电路，输出驱动电平至逆变电路b，使逆变电路b输出电压与从单元参考电压V2ref相同。
步骤5、向主单元的谐波消除电路输入假定参考峰值Vref—pk，结合直流侧输入电压，获得调制比，根据调制比角度表找到调制比对应的主单元开关角度，将主单元开关角度通过驱动电路a输入逆变电路a。
本发明中主单元的特定谐波消除法调制原理为：主单元桥臂电压通过主单元的谐波消除电路消除中频段谐波，保留低频段谐波，其高频段谐波由滤波器过滤，低频段谐波由从单元进行补偿。其中，保留低频段谐波的优点是，在从单元进行补偿时使从单元滤波电容流过的补偿电流主要为低频补偿电流，减小其谐波电流，从而降低流过SiC MOSFET的电流。同时主要的谐波含量集中在低频段，未被消除的高次谐波含量小，可以提高主单元LC滤波器的截止频率，减小主单元滤波器体积。
主单元为开环控制，所采用的特定谐波消除法并不进行实时计算，而是固定较低的开关频率(fs<1kHz)后，提前计算好基波调制比在0.9-1间对应的开关角度，并将其存储在控制器中直接调用。该方式的优点在于：在低频情况下，可以极大地减小开关损耗，同等开关频率下特定谐波消除法的输出波形质量优于正弦脉宽调制，谐波含量相对较小，且提前储存可克服特定消谐法实时计算复杂的缺点。
从单元的混合正弦脉宽调制(SPWM)的原理，区别于传统正弦脉宽调制的地方在于混合调制中的调制波并非正弦波，而是由主单元决定的以低次谐波为主的混合波。该调制波由闭环控制产生，控制从单元的输出来补偿主单元的谐波并调节输出电压的幅值。该方式的优点在于：克服了主单元特定谐波消除法动态调节特性差的缺点，提高了系统的动态响应速度。完全补偿了主单元保留的低频谐波，减小主单元滤波器的体积。
从单元的混合正弦脉宽调制(SPWM)的原理，区别于传统正弦脉宽调制的地方在于混合调制中的调制波并非正弦波，而是由主单元决定的以低次谐波为主的混合波。该调制波由闭环控制产生，控制从单元的输出来补偿主单元的谐波并调节输出电压的幅值。该方式的优点在于：克服了主单元特定谐波消除法动态调节特性差的缺点，提高了系统的动态响应速度。完全补偿了主单元保留的低频谐波，如图3所示，减小主单元滤波器的体积。
本发明的一种直流-交流变换器拓扑结构的控制策略，输出电压外环采用PI控制，从单元电压中间环采用多重准PR控制，从单元电容电流内环采用比例控制。该方式的优点在于：外环以输出电压为目标，保证了控制的精度；中间环以工频变压器输出侧电压为目标，采用多重准PR控制，保证从单元输出电压在指定补偿频率处实现零误差跟踪，实现等补偿，完全消除主单元的低频谐波。电容电流内环控制采用比例控制，可以增大系统阻尼，提高带宽和系统的响应速度。
本发明中将电路等效为两个受控电压源的串联。前端电压源(主单元)输出基波为主要构成并带有部分低频谐波的电压波形；后端电压源(从单元)由目标期望输出电压与前端电压源输出控制，其输出与主单元幅值相等极性相反的低频谐波和以目标电压幅值与主单元基波幅值之差作为幅值的基波电压的混合波，从而实现两个电压叠加使得输出电压与目标电压吻合的效果。主单元的基波所对应的功率和从单元的基波所对应的功率总和是输出功率，而主单元的谐波无功功率与从单元的谐波无功功率相互补偿而抵消。
控制策略采用三环控制。其中，最内环采用从单以的电容电流反馈，最外环采用系统的输出电压反馈，中间环采用隔离部分输出侧的电压反馈。控制的最终目的是控制系统的总输出电压，实际控制的是从单以的输出电压从而实现对系统输出电压的间接控制。该控制方式的优点在于：所有控制环均为瞬时值控制，保证了控制的响应速度；最外环的间接目标控制保证了系统的控制精度；直接控制隔离部分输出侧电压大大减小了控制难度，将主单元的扰动量由采样直接消除，降低了控制系统的阶数，实现了降阶控制。
实施例
如图4所示，逆变电路a、逆变电路b均采用H桥结构，滤波器采用LC滤波器，隔离部分采用n:1工频变压器。主单元H桥由4个主动开关管组成，且各个主动管的集电极与反并联二极管阴极相连接，发射极与反并联二极管的阳极相连接；这四个主动管分别为S1、S2、S3、S4。其中，S1的发射极与S3的集电极相连接并引出与滤波电感L1的F端相连接；S2的发射极与S4的集电极相连接并引出与变压器输出侧的G端相连接；S1，S3的集电极相连，S2，S4的发射极相连，S1，S3的集电极与S2，S4的发射极分别再与所述直流侧电容Cd的正负两极相并联。滤波电感L1与滤波电容C1连接于H端相连接，滤波电容C1与变压器输出侧的I端相连接。
如图4所述的从单元H桥由4个主动开关管组成，且各个主动管的集电极与反并联二极管阴极相连接，发射极与反并联二极管的阳极相连接；这四个主动管分别为S5、S6、S7、S8。其中，S5的发射极与S7的集电极相连接并引出与滤波电感L2的J端相连接；S6的发射极与S8的集电极相连接并引出与滤波电容C2的、变压器输入侧相连于K端；S5，S7的集电极相连，S6，S8的发射极相连，S5，S7的集电极与S6，S8的发射极分别再与所述直流侧电容Cd的正负两极相并联。滤波电感L2、滤波电容C2和变压器输入侧于L端相连接。
V2＝(Vref-V1(1))-V1(h)＝V2(1)+V2(h) (1)
Figure BDA0002843624700000111
Figure BDA0002843624700000112
V1是主单元滤波电感后的输出电压，V2是从单元经过隔离侧后的输出电压，V2s是从单元隔离部分输入侧电压，Vref是总输出电压Vo的期望值，V1(1)和V1(h)为主单元输出电压的基波和谐波，V2(1)和V2(h)为从单元输出电压的基波和谐波。I1是主单元电流，I2是从单元电流。基波频率这里设定为50HZ。
主单元的SHEPWM调制后桥臂输出电压为u(t)。
Figure BDA0002843624700000113
un(t)是主单元桥臂电压的n次谐波电压，an可以等效看作主单元的n次谐波的调制比，Vd为直流侧电压，则anVd为桥臂电压n次谐波的幅值，ω为基波角速度，αi为第i次开关动作的角度。
主单元特定谐波消除法调制后桥臂输出电压如图5所示，从图5可以看出，主单元桥臂输出电压为低频矩形波，且正负周期波形对称，半个周期内四分之一周期波形也镜像对称，保证了桥臂电压中只有奇数次谐波的正弦项。
主单元的SHEPWM调制在四分之一基波周期采用x个开关角，消除中频段谐波y次谐波—(y+2x-2)次谐波，保留低频段谐波3次谐波—(y-2)次谐波，且主单元期望的基波输出调制比为m。
Figure BDA0002843624700000121
主单元经过SHEPWM调制后，输出的谐波主要集中在50(y-2)HZ以下，50(y+2x-2)HZ以上的高频段含量很低，可以视作被LC滤波器完全过滤，则主单元的等效调制波为D1。
Figure BDA0002843624700000122
若调整SHEPWM四分之一周期的开关数量x和消除的起始谐波次数y就可以实现不同的谐波补偿。
从单元的SPWM调制波为D2，系统的总输出电压的调制波可以视作为D，其调制比为k。从单元的混合SPWM调制信号如图6所示，根据图6可知，采用双调制波的方法进行调制，调制波不是正弦波形，而是正弦基波和低次谐波混合的混合调制波。
D2≈n(D-D1) (7)
D＝k sin ωt (8)
对于隔离部分的变比n，为了使谐波能够完全补偿，留有一定裕度且让从单元的电流尽量小，需要满足
Figure BDA0002843624700000123
忽略高频谐波，隔离部分认为是理想的，则所述主单元的电压V1，从单元电压V2，输出电压Vo为
Figure BDA0002843624700000131
基于部分功率的混合SiC-Si的DC-AC拓扑的相应控制结构的外环控制器为GV1(s),中间环控制器为GV2(s),内环控制器为Gi(s)。
Figure BDA0002843624700000132
Kp和Ki分别为外环PI控制器的比例系数与积分系数，kp、ki、ωc、ωi分别为中间环多重准PR控制器的比例系数、i次谐波控制的谐振系数、阻尼项角速度和i次谐波控制对应的谐波角速度，K为内环比例控制的比例系数。
其中，GV1(s)是PI控制器，可以在低频段产生较大的增益，保证了输出电压的精度；GV2(s)是多重准比例谐振控制，在指定的补偿频率处实现无穷增益，保证从单元电压的控制精度；Gi(s)为比例控制，抑制了电感电容的谐振，提高了内环带宽，增快内环的响应速度。
通过上述方式，本发明公开了一种直流-交流变换器拓扑结构，采用特定谐波消除法调制的大功率Si-IGBT主单元集成了部分功率的SiC-MOSFET从单元，并对此拓扑提出了相应的调制和控制策略。该拓扑由主单元(main unit,MU)，从单元(salve unit,SU)和电压变比为n:1的工频变压器(linear frequency transformer,工频变压器)构成。两个单元的直流输入侧并联，交流输出侧通过工频变压器串联来降低从单元电流。Si-IGBT的额定电流大，同时开关损耗也大，因此主单元开关低频动作，承担大部分功率；SiC-MOSFET具有非常小的开关损耗，但是它的额定电流也很小，因此，从单元承担小部分功率，通过高频动作来补偿主单元的谐波并实现输出电压的精准调节。本发明克服了传统DC-AC变流器在大功率工况下谐波含量高、效率低、损耗大的缺点，将Si-IGBT电流能力强和SiC-MOSFET开关损耗小的优点结合在一起，降低了开关损耗，减小了大功率下冷却装置的体积，提高了变流器的波形质量和工作效率。

Claims (7)

1.一种直流-交流变换器拓扑结构，其特征在于，包括采用Si-IGBT器件构成的主单元、采用SiC-MOSFET器件构成的从单元、工频变压器；
所述主单元包括连接直流侧输入电压的逆变电路a，所述逆变电路a连接LC滤波电路a，所述LC滤波电路a输出端串联工频变压器的初级绕组，所述LC滤波电路a输出端还连接负载；
所述从单元包括连接直流侧输入电压的逆变电路b，所述逆变电路b连接LC滤波电路b，所述LC滤波电路b串联工频变压器的次级绕组。
2.一种直流-交流变换器拓扑结构的控制策略，其特征在于，建立对权利要求1所述一种直流-交流变换器拓扑结构的控制电路，控制电路包括依次连接的直接电压控制环、间接电压控制环、电流控制环，所述电流控制环依次连接混合正弦脉宽调制电路，所述混合正弦脉宽调制电路通过门驱动电路b连接逆变电路b，直接电压控制环还连接互感器，所述互感器采集负载电压、LC滤波电路b电流、工频变压器的初级绕组电压；
控制方法具体为：
步骤1、分别通过互感器采集负载输出电压V0、主单元输出电压V1，对直接电压控制环输入假定参考电压Vref，通过对参考电压Vref、负载电压V0、主单元输出电压V1的反馈计算，获得从单元参考电压V2ref，并将从单元参考电压V2ref输入间接电压控制环；
步骤2、通过将从单元参考电压V2ref与从单元电压，获得电容电流参考值Icref，并将电容电流参考值Icref输入电流控制环；
步骤3、通过电容电流参考值Icref与LC滤波电路b的电容电流Ic，获得逆变电路b所需要的调制波；
步骤4、调制波通过SPWM调制电路、门驱动电路，输出驱动电平至逆变电路b，使逆变电路b输出电压与从单元参考电压V2ref相同。
3.根据权利要求2所述的一种直流-交流变换器拓扑结构的控制策略，其特征在于，步骤1具体过程为：分别通过电压互感器采集负载输出电压V0、主单元输出电压V1，对直接电压控制环输入假定参考电压Vref，和负载输出电压V0相减，得到负载输出电压的误差值，该误差值经过PI控制器计算获得负载输出电压的实际参考值Voref，负载输出电压的实际参考值Voref与主单元输出电压V1相减，得到从单元参考电压V2ref，并将从单元参考电压V2ref输入间接电压控制环。
4.根据权利要求3所述的一种直流-交流变换器拓扑结构的控制策略，其特征在于，步骤2具体过程为：通过电压互感器采集变压器的初级绕组电压，将直接电压控制环送入的从单元参考电压V2ref与变压器的初级绕组电压相减，得到从单元电压误差，从单元电压误差经过多重准谐振比例控制器后得到电容电流参考值Icref，将电容电流参考值Icref输入电流控制环。
5.根据权利要求4所述的一种直流-交流变换器拓扑结构的控制策略，其特征在于，步骤3具体过程为：通过电流互感器采集LC滤波电路b的电容电流Ic，将电容电流参考值Icref与电容电流Ic相减得到电流误差值，将电流误差值乘比例系数Ki得到最终逆变电路b所需要的调制波。
6.根据权利要求2所述的一种直流-交流变换器拓扑结构的控制策略，其特征在于，还包括主单元的谐波消除电路，所述主单元的谐波消除电路通过门驱动电路a连接逆变电路a。
7.根据权利要求6所述的一种直流-交流变换器拓扑结构的控制策略，其特征在于，还包括步骤5、向主单元的谐波消除电路输入假定参考峰值Vref—pk，结合直流侧输入电压，获得调制比，根据调制比角度表找到调制比对应的主单元开关角度，将主单元开关角度通过驱动电路a输入逆变电路a。
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