CN112564524A - 一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助网络及方法 - Google Patents

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CN112564524A CN202011015296.6A CN202011015296A CN112564524A CN 112564524 A CN112564524 A CN 112564524A CN 202011015296 A CN202011015296 A CN 202011015296A CN 112564524 A CN112564524 A CN 112564524A
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李庆祥
徐鹏飞
李鸿儒
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Abstract

一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助网络及方法，涉及电力电子及控制技术领域，包括供电电源，三电平全桥变换器和有源自适应辅助网络。所述供电电源与三电平全桥变换器相连；所述三电平全桥变换器与有源自适应辅助网络相连。所述三电平全桥变换器包括主变压器T，与主变压器T串联的谐振电感Lr和隔直电容Cb，与隔直电容Cb和谐振电感Lr相连的主MOS管。本发明与现有技术相比，解决了现有三电平全桥变换器无法在全负载范围内实现软开关的问题；解决了现有有源辅助网络无法根据负载电流大小精确控制辅助电感La储能大小的问题；解决了现有有源辅助网络拓扑结构复杂的问题。

Description

一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助网络及方法
技术领域
本发明涉及电力电子及控制技术领域，具体涉及一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助网络及方法。
背景技术
随着半导体功率器件及其相关拓扑结构的发展，三电平全桥变换器在大功率场合的应用越来越广泛，然而普遍存在轻载工况下开关管软开关难实现问题，进而导致开关管因为开关损耗而发热损坏，影响系统稳定性。
目前相关技术的研究成果，提出以下几种方案：
提出增大漏感或饱和电感的办法，但这会导致占空比丢失，不能输出要求的电压，为了达到要求的电压而减小变比，会导致副边整流二极管电压应力过大，原边开关管通态损耗增大的问题。
在变压器两端并联辅助电感，该辅助电感利用变压器原边励磁电感来实现，变换器工作时为励磁电感提供能量，帮助开关管的体二极管导通，从而实现软开关。但由于其和励磁电感成正相关，重载时导致开关管功耗加大，降低变换器效率。
提出并联无源自适应辅助网络的办法，采用电感加二极管方案，这种网络优势在于，重载时辅助网络电流小，轻载时辅助网络电流大，有效的降低了开关损耗，且全工况范围内实现软开关。但是，由于器件不可控，辅助网络在整个开关周期内都处于导通状态，而实际导通时间不需要这么长，因此会造成较大的通态损耗。
提出采用双绕组变压器、电容、电感、二极管、开关管的有源辅助网络方案，该方案优势在于辅助网络的导通关断可控，开关管栅极受控于变压器原边电压状态，开关管不需要额外的驱动电路。但缺点在于，从外管关断到内管关断时间内有源辅助网络一直导通，控制不够灵活，此外该拓扑结构增加了一套变压器，拓扑较为复杂，成本较高。
鉴于以上拓扑结构的缺点，本发明基于三电平全桥变换器拓扑，设计了一款拓扑结构简单，可精确控制的有源自适应辅助网络。
发明内容
本发明的技术方案为：一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助网络及方法，涉及电力电子及控制技术领域，包括供电电源，三电平全桥变换器和有源自适应辅助网络；所述供电电源与三电平全桥变换器相连，所述三电平全桥变换器与有源自适应辅助网络相连，所述三电平全桥变换器包括主变压器T，与主变压器T串联的谐振电感Lr和隔直电容Cb，与隔直电容Cb和谐振电感Lr相连的主MOS管。
所述供电电源为750V直流电源，所述开关管为MOS管，G极为栅极，D极为漏极，S极为源极，还包括体二极管和寄生电容；所述三电平全桥变换器，包括：主MOS管Q1～Q8，续流二极管Dc1～Dc4，隔直电容Cb，变压器T，谐振电感Lr，其中，C1～C8分别为Q1～Q8管的寄生电容，Q1、Q4、Q5、Q8称为外管，Q2、Q3、Q6、Q7称为内管，A点为Q2和Q3的连接点，B点为Q6和Q7的连接点。
所述有源自适应辅助网络，包括：续流二极管Da1、续流二极管Da2，辅助MOS管Q9、辅助MOS管Q10，辅助电感La。辅助MOS管Q9的漏极和主MOS管Q5的漏极相连，辅助MOS管Q9的源极和辅助MOS管Q10的漏极相连，连接点称为C点，辅助MOS管Q10的源极和主MOS管Q8的源极相连，辅助电感La并接于B点和C点之间，续流二极管Da1阳极接C点，阴极接主MOS管的源极，续流二极管Da2的阳极接主MOS管Q7的源极，阴极接辅助MOS管Q10的源极。
一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助网络及方法，所述步骤如下：
步骤1：t0时刻，开通主MOS管Q1、Q2、Q7、Q8，供电电源给隔直电容Cb、变压器原边、谐振电感Lr充电，电流流向为从A点到B点，变压器向副边传输能量。
步骤2：t1时刻，辅助MOS管Q9导通，辅助电感La充电，电流流向为从C点到B点，变压器原边电流流向不变。
步骤3：t2时刻，主MOS管Q1、Q8以及辅助MOS管Q9同时关断，主MOS管Q1的寄生电容C1和主MOS管Q8的寄生电容C8充电，变压器仍然向副边传输能量。
步骤4：t2～t3时间内，原边电流先后通过变压器原边、谐振电感Lr、主MOS管Q7、续流二极管Dc4、续流二极管Dc1、主MOS管Q2、隔直电容Cb，形成续流回路，变压器原副边能量传递结束；辅助电流通过辅助电感La、主MOS管Q7、续流二极管Da2、辅助MOS管Q10的体二极管，形成续流回路。
步骤5：t3时刻，主MOS管Q2、Q7关断，主MOS管Q2的寄生电容C2和主MOS管Q7的寄生电容C7充电，主MOS管Q3、Q4、Q5、Q6的寄生电容C3、C4、C5、C6电压均降为零，其体二极管自然导通，辅助电感电流流向不变。
步骤6：t4时刻，主MOS管Q3、Q4、Q5、Q6导通，供电电源给谐振电感Lr、变压器原边T、隔直电容Cb充电，电流流向变为从B点到A点，变压器向副边传输能量。
步骤7：t5时刻，辅助MOS管Q10导通，辅助电感La充电，辅助电感电流流向为从C点到B点，变压器原边电流流向不变。
步骤8：t6时刻，主MOS管Q4、Q5和辅助MOS管Q10同时关断，主MOS管Q4的寄生电容C4和主MOS管Q5的寄生电容C5充电，变压器仍然向副边传输能量。
步骤9：t6～t7时间内，原边电流先后通过谐振电感Lr、变压器原边、隔直电容Cb、主MOS管Q3、续流二极管Dc2、续流二极管Dc3、主MOS管Q2，形成续流回路，变压器原副边能量传递结束；辅助电流先后通过La、续流二极管Da1、主MOS管Q6，形成续流回路。
步骤10：t7时刻，主MOS管Q3、主MOS管Q6关断，主MOS管Q3的寄生电容C3和主MOS管Q6的寄生电容C6充电，辅助电感电流流向不变。至此，完成一个开关周期。
本发明与现有技术相比，具有以下优点：通过添加有源自适应辅助网络，使得三电平全桥变换器在轻载时可以更好地实现开关管的软开关，降低开关损耗，延长主MOS的寿命；通过主控电路直接控制辅助MOS管的导通关断，相比于双绕组辅助变压器的方案，控制精度更高，控制更加灵活；通过采集负载电流大小，计算辅助MOS管的导通时间，控制辅助电感La储能，达到自适应调节的目的；辅助电感La和续流回路主MOS管的寄生电容形成LC谐振回路，不需要额外添加辅助电容，简化辅助网络结构。
附图说明
图1是三电平全桥变换器及有源辅助网络电气连接图。
图2是本发明所有MOS管控制波形示意图。
图3是本发明步骤1所述三电平全桥变换器及有源辅助网络的换流过程。
图4是本发明步骤2所述三电平全桥变换器及有源辅助网络的换流过程。
图5是本发明步骤3所述三电平全桥变换器及有源辅助网络的换流过程。
图6是本发明步骤4所述三电平全桥变换器及有源辅助网络的换流过程。
图7、图8是本发明步骤5所述三电平全桥变换器及有源辅助网络的换流过程。
图9是本发明步骤6所述三电平全桥变换器及有源辅助网络的换流过程。
图10是本发明步骤7所述三电平全桥变换器及有源辅助网络的换流过程。
图11是本发明步骤8所述三电平全桥变换器及有源辅助网络的换流过程。
图12是本发明步骤9所述三电平全桥变换器及有源辅助网络的换流过程。
图13是本发明步骤10所述三电平全桥变换器及有源辅助网络的换流过程。
具体实施方式
为了使本技术领域内技术人员更好地理解，将结合附图进一步详细介绍本发明。本发明的技术方案如图1所示：包括供电电源，三电平全桥变换器和有源自适应辅助网络；所述供电电源与三电平全桥变换器相连，所述三电平全桥变换器与有源自适应辅助网络相连，所述三电平全桥变换器包括主变压器T，与主变压器T串联的谐振电感Lr和隔直电容Cb，与隔直电容Cb和谐振电感Lr相连的主MOS管。
所述供电电源为750V直流电源，所述三电平全桥变换器如图1所示，包括：主MOS管Q1～Q8，续流二极管Dc1～Dc4，隔直电容Cb，变压器T，谐振电感Lr，其中，C1～C8分别为Q1～Q8管的寄生电容，QI、Q4、Q5、Q8称为外管，Q2、Q3、Q6、Q7称为内管，A点为Q2和Q3的连接点，B点为Q6和Q7的连接点。
所述有源自适应辅助网络如图1所示包括：续流二极管Da1、续流二极管Da2，辅助MOS管Q9、辅助MOS管Q10，辅助电感La。辅助MOS管Q9的漏极和主MOS管Q5的漏极相连，辅助MOS管Q9的源极和辅助MOS管Q10的漏极相连，连接点称为C点，辅助MOS管Q10的源极和主MOS管Q8的源极相连，辅助电感La并接于B点和C点之间，续流二极管Da1阳极接C点，阴极接主MOS管的源极，续流二极管Da2的阳极接主MOS管Q7的源极，阴极接辅助MOS管Q10的源极。
本专利的电路工作原理如下：
步骤1：如图2中t0时刻，开通主MOS管Q1、Q2、Q7、Q8，供电电源给隔直电容Cb、变压器原边、谐振电感Lr充电，电流流向为从A点到B点，变压器向副边传输能量，如图3所示。
步骤2：t1时刻，辅助MOS管Q9导通，辅助电感La充电，电流流向为从C点到B点，变压器原边电流流向不变，如图4所示。
步骤3：t2时刻，主MOS管Q1、Q8以及辅助MOS管Q9同时关断，主MOS管Q1的寄生电容C1和主MOS管Q8的寄生电容C8充电，变压器仍然向副边传输能量，如图5所示。
步骤4：t2～t3时间内，原边电流先后通过变压器原边、谐振电感Lr、主MOS管Q7、续流二极管Dc4、续流二极管Dc1、主MOS管Q2、隔直电容Cb，形成续流回路，变压器原副边能量传递结束；辅助电流通过辅助电感La、主MOS管Q7、续流二极管Da2、辅助MOS管Q10的体二极管，形成续流回路，如图6所示。
步骤5：t3时刻，主MOS管Q2、Q7关断，主MOS管Q2的寄生电容C2和主MOS管Q7的寄生电容C7充电，如图7所示。主MOS管Q3、Q4、Q5、Q6的寄生电容C3、C4、C5、C6电压均降为零，其体二极管自然导通，辅助电感电流流向不变，如图8所示。
步骤6：t4时刻，主MOS管Q3、Q4、Q5、Q6导通，供电电源给谐振电感Lr、变压器原边T、隔直电容Cb充电，电流流向变为从B点到A点，变压器向副边传输能量，如图9所示。
步骤7：t5时刻，辅助MOS管Q10导通，辅助电感La充电，辅助电感电流流向为从C点到B点，变压器原边电流流向不变，如图10所示。
步骤8：t6时刻，主MOS管Q4、Q5和辅助MOS管Q10同时关断，主MOS管Q4的寄生电容C4和主MOS管Q5的寄生电容C5充电，变压器仍然向副边传输能量，如图11所示。
步骤9：t6～t7时间内，原边电流先后通过谐振电感Lr、变压器原边、隔直电容Cb、主MOS管Q3、续流二极管Dc2、续流二极管Dc3、主MOS管Q2，形成续流回路，变压器原副边能量传递结束；辅助电流先后通过La、续流二极管Da1、主MOS管Q6，形成续流回路，如图12所示。
步骤10：t7时刻，主MOS管Q3、主MOS管Q6关断，主MOS管Q3的寄生电容C3和主MOS管Q6的寄生电容C6充电，辅助电感电流流向不变，如图13所示。至此，完成一个开关周期。
所述步骤1中，主MOS管Q2、Q7先导通，主MOS管Q1、Q8后导通，主MOS管Q2、Q7由于其两端既没有电压也没有电流，属于零电压零电流开通，主MOS管Q1、Q8导通时，其寄生电容充电，而由于电容电压不能突变，因此其开通过程属于零电压开通。隔直电容Cb充电，左正右负，变压器原边及谐振电感Lr的电流开始缓慢上升，但未饱和，变压器原边向副边传递能量，变压器两端电压为Uin。
所述步骤2中，辅助MOS管Q9导通，辅助电感La充电，电流流向为从C点到B点，根据楞次定律，辅助电感的电流开始缓慢增大，因此辅助MOS管Q9的导通为零电流开通。辅助MOS管Q9的导通关断由主控电路控制，并根据负载电流大小计算Q9的导通时间，控制辅助电感La的储能大小，负载电流越大，导通时间越短，变压器原边继续向副边传递能量。
所述步骤3中，主MOS管Q1、Q8和辅助MOS管Q9同时关断，变压器原边和辅助电感La分别进入环流状态。主MOS管Q1的寄生电容C1和Q8的寄生电容C8充电，主MOS管Q3的寄生电容C3和主MOS管Q4的寄生电容C4放电，主MOS管Q5的寄生电容C5和主MOS管Q6的寄生电容C6放电。辅助电感La的电流方向不变，并通过主MOS管Q7、续流二极管Da2、辅助MOS管Q10的体二极管续流，变压器原边继续向副边传递能量。
所述步骤4中，主MOS管Q1的寄生电容C1和Q8的寄生电容C8的电压分别升为Uin/2，主MOS管Q3的寄生电容C3和主MOS管Q4的寄生电容C4的电压和降为Uin/2，主MOS管Q5的寄生电容C5和主MOS管Q6的寄生电容C6的电压和降为Uin/2。变压器原边和辅助电感La因为续流作用电流方向保持不变。变压器副边由于整流桥续流被短路，因此原边电压也为零，原副边能量传递结束。
所述步骤5中，主MOS管Q2、Q6关断，主MOS管Q2的寄生电容C2和主MOS管Q7的寄生电容C7开始充电，轻载时，变压器原边、谐振电感Lr及变压器副边折射到原边的能量太小，但辅助电感La储存的能量帮助寄生电容C2、C7充电至Uin/2，帮助寄生电容C3和C4放电，直到电压和降为零，帮助寄生电容C5和C6放电，直到电压和降为零，主MOS管Q3、Q4、Q5、Q6的体二极管自然导通，为下一周期的软开通提供条件。所述步骤5至步骤10和步骤1至步骤5控制过程对称。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助网络，其特征在于，包括供电电源，三电平全桥变换器和有源自适应辅助网络；所述供电电源与三电平全桥变换器相连，所述三电平全桥变换器与有源自适应辅助网络相连，所述三电平全桥变换器包括主变压器T，与主变压器T串联的谐振电感Lr和隔直电容Cb，与隔直电容Cb和谐振电感Lr相连的主MOS管。
2.根据权利要求1所述的一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助网络，其特征在于，供电电源为750V直流电源，所述三电平全桥变换器包括：主MOS管Q1～Q8，续流二极管Dc1～Dc4，隔直电容Cb，变压器T，谐振电感Lr，其中，C1～C8分别为Q1～Q8管的寄生电容，Q1、Q4、Q5、Q8称为外管，Q2、Q3、Q6、Q7称为内管，A点为Q2和Q3的连接点，B点为Q6和Q7的连接点。
3.根据权利要求1所述的一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助网络，其特征在于，有源自适应辅助网络包含：续流二极管Da1、续流二极管Da2、辅助MOS管Q9、辅助MOS管Q10、辅助电感La，其中，辅助MOS管Q9的漏极和主MOS管Q5的漏极相连，辅助MOS管Q9的源极和辅助MOS管Q10的漏极相连，连接点称为C点，辅助MOS管Q10的源极和主MOS管Q8的源极相连，辅助电感La并接于B点和C点之间，续流二极管Da1阳极接C点，阴极接主MOS管的源极，续流二极管Da2的阳极接主MOS管Q7的源极，阴极接辅助MOS管Q10的源极。
4.一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助方法，其特征在于，步骤如下：
步骤1：开通主MOS管Q1、Q2、Q7、Q8，供电电源给隔直电容Cb、变压器原边、谐振电感Lr充电，电流流向为从A点到B点，变压器向副边传输能量；
步骤2：辅助MOS管Q9导通，辅助电感La充电，电流流向为从C点到B点，变压器原边电流流向不变；
步骤3：主MOS管Q1、Q8以及辅助MOS管Q9同时关断，主MOS管Q1的寄生电容C1和主MOS管Q8的寄生电容C8充电，变压器仍然向副边传输能量；
步骤4：原边电流先后通过变压器原边、谐振电感Lr、主MOS管Q7、续流二极管Dc4、续流二极管Dc1、主MOS管Q2、隔直电容Cb，形成续流回路，变压器原副边能量传递结束；辅助电流通过辅助电感La、主MOS管Q7、续流二极管Da2、辅助MOS管Q10的体二极管，形成续流回路；
步骤5：主MOS管Q2、Q7关断，主MOS管Q2的寄生电容C2和主MOS管Q7的寄生电容C7充电，主MOS管Q3、Q4、Q5、Q6的寄生电容C3、C4、C5、C6电压均降为零，其体二极管自然导通，辅助电感电流流向不变；
步骤6：主MOS管Q3、Q4、Q5、Q6导通，供电电源给谐振电感Lr、变压器原边T、隔直电容Cb充电，电流流向变为从B点到A点，变压器向副边传输能量；
步骤7：辅助MOS管Q10导通，辅助电感La充电，辅助电感电流流向为从C点到B点，变压器原边电流流向不变；
步骤8：主MOS管Q4、Q5和辅助MOS管Q10同时关断，主MOS管Q4的寄生电容C4和主MOS管Q5的寄生电容C5充电，变压器仍然向副边传输能量；
步骤9：原边电流先后通过谐振电感Lr、变压器原边、隔直电容Cb、主MOS管Q3、续流二极管Dc2、续流二极管Dc3、主MOS管Q2，形成续流回路，变压器原副边能量传递结束；辅助电流先后通过La、续流二极管Da1、主MOS管Q6，形成续流回路；
步骤10：主MOS管Q3、主MOS管Q6关断，主MOS管Q3的寄生电容C3和主MOS管Q6的寄生电容C6充电，辅助电感电流流向不变；至此，完成一个开关周期。
5.根据权利要求4所述的一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助方法，其特征在于，所述步骤1中，主MOS管Q2、Q7先导通，主MOS管Q1、Q8后导通，主MOS管Q2、Q7由于其两端既没有电压也没有电流，属于零电压零电流开通，主MOS管Q1、Q8导通时，其寄生电容充电，而由于电容电压不能突变，因此其开通过程属于零电压开通；隔直电容Cb充电，左正右负，变压器原边及谐振电感Lr的电流开始缓慢上升，但未饱和，变压器原边向副边传递能量，变压器两端电压为Uin。
6.根据权利要求4所述的一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助方法，其特征在于，所述步骤2中，辅助MOS管Q9导通，辅助电感La充电，电流流向为从C点到B点，根据楞次定律，辅助电感的电流开始缓慢增大，因此辅助MOS管Q9的导通为零电流开通；辅助MOS管Q9的导通关断由主控电路控制，并根据负载电流大小计算Q9的导通时间，控制辅助电感La的储能大小，负载电流越大，导通时间越短；变压器原边继续向副边传递能量。
7.根据权利要求4所述的一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助方法，其特征在于，所述步骤3中，主MOS管Q1、Q8和辅助MOS管Q9同时关断，变压器原边和辅助电感La分别进入环流状态；主MOS管Q1的寄生电容C1和Q8的寄生电容C8充电，主MOS管Q3的寄生电容C3和主MOS管Q4的寄生电容C4放电，主MOS管Q5的寄生电容C5和主MOS管Q6的寄生电容C6放电；辅助电感La的电流方向不变，并通过主MOS管Q7、续流二极管Da2、辅助MOS管Q10的体二极管续流；变压器原边继续向副边传递能量。
8.根据权利要求4所述的一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助方法，其特征在于，所述步骤4中，主MOS管Q1的寄生电容C1和Q8的寄生电容C8的电压分别升为Uin/2，主MOS管Q3的寄生电容C3和主MOS管Q4的寄生电容C4的电压和降为Uin/2，主MOS管Q5的寄生电容C5和主MOS管Q6的寄生电容C6的电压和降为Uin/2；变压器原边和辅助电感La因为续流作用电流方向保持不变，变压器副边由于整流桥续流被短路，因此原边电压也为零，原副边能量传递结束。
9.根据权利要求4所述的一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助方法，其特征在于，所述步骤5中，主MOS管Q2、Q6关断，主MOS管Q2的寄生电容C2和主MOS管Q7的寄生电容C7开始充电，轻载时，变压器原边、谐振电感Lr及变压器副边折射到原边的能量太小，但辅助电感La储存的能量帮助寄生电容C2、C7充电至Uin/2，帮助寄生电容C3和C4放电，直到电压和降为零，帮助寄生电容C5和C6放电，直到电压和降为零，主MOS管Q3、Q4、Q5、Q6的体二极管自然导通，为下一周期的软开通提供条件。
10.根据权利要求4所述的一种应用于直流充电模块的有源自适应辅助方法，其特征在于，所述步骤6至步骤10和步骤1至步骤5控制过程对称。
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