CN112511001A - 开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

根据实施方式，开关电源电路具备连接于输入端子与节点间的开关晶体管、将PWM的驱动信号向所述开关晶体管供给的驱动电路、以及将反馈电压向误差放大器供给的相位补偿电路，并根据所述开关晶体管即将接通之前的所述节点的电压，切换所述相位补偿电路的特性。

Description

开关电源电路
相关申请
本申请享受2019年9月13日提出申请的日本专利申请号2019－167361的优先权的利益，在本申请中引用该日本专利申请的全部内容。
技术领域
本实施方式一般来说涉及开关电源电路。
背景技术
以往，公开有根据负载状态来切换将输出电压的反馈电压供给到误差放大器的相位补偿电路的特性、并实现负载响应特性的改善的开关电源电路的技术。为了根据是重负载还是轻负载来切换相位补偿电路的特性，期望是能够准确地判定负载状态的构成。另外，期望的是，能够抑制切换相位补偿电路的特性时的向误差放大器的输入变动、并顺畅地进行基于负载状态的判定结果的相位补偿电路的特性切换的开关电源电路。
发明内容
实施方式提供一种能够准确地判定负载状态、并顺畅地进行相位补偿电路的特性切换的开关电源电路。
实施方式的开关电源电路具备：开关晶体管，其主电流通路连接于被施加输入电压的输入端子与节点间；电感器，连接于将输出电压输出的输出端子与所述节点间；误差放大器，比较所述输出电压的反馈电压与规定的参照电压，输出与其差分相应的指示信号；驱动电路，生成根据所述误差放大器的指示信号而被控制占空比的驱动信号，并供给到所述开关晶体管；相位补偿电路，将所述反馈电压供给到所述误差放大器；以及检测电路，检测所述节点的电压，所述开关电源电路根据所述检测电路检测出的所述开关晶体管即将接通之前的所述节点的电压，切换所述相位补偿电路的特性。
附图说明
图1是第一实施方式的开关电源电路的构成图。
图2是表示驱动器电路的一个例子的图。
图3是概略地表示第一实施方式的开关电源电路的动作波形的图。
图4是表示负载量判定电路的一个例子的图。
图5是第二实施方式的开关电源电路的构成图。
图6是第三实施方式的开关电源电路的构成图。
图7是表示第四实施方式的开关电源电路的构成的图。
图8是表示第五实施方式的开关电源电路的构成的图。
图9是概略地表示第五实施方式的动作波形的图。
图10是表示第六实施方式的开关电源电路的构成的图。
图11是概略地表示第六实施方式的开关电源电路的动作波形的图。
具体实施方式
以下，参照添附附图，详细地说明实施方式的开关电源电路。另外，并非通过这些实施方式限定本发明。
(第一实施方式)
图1是第一实施方式的开关电源电路的构成图。本实施方式的开关电源电路根据输出电压切换被供给反馈电压的相位补偿电路来进行电压反馈控制。开关电源电路具有被施加直流的输入电压VIN的输入端子20和输出负载电流Iload的输出端子21，将负载电流Iload供给到负载10。在输入端子20与地电位GND间连接驱动器电路7。驱动器电路7响应于驱动信号DRVp。驱动器电路7的输出端子连接于节点SW。
在节点SW与输出端子21之间连接由电感器Lo与电容器Co构成的低通滤波器8。电感器Lo的一端连接着节点SW，另一端连接着输出端子21。电容器Co的一端连接着输出端子21，另一端连接着地电位GND。输出端子21连接于负载10的一端。负载10的另一端被设为地电位GND。
在输出端子21与地电位GND间连接电阻分压器1。电阻分压器1具有电阻Rfb1与电阻Rfb2的串联电路。电阻分压器1从电阻Rfb1与电阻Rfb2的连接点输出反馈电压VFB。反馈电压VFB是由电阻Rfb1与电阻Rfb2之比分压后的输出电压Vout。
反馈电压VFB经由用于确保相位余量的轻负载用相位补偿电路3、重负载用相位补偿电路4而向切换器5供给。切换器5响应于模式检测信号DCMp而选择轻负载用相位补偿电路3和重负载用相位补偿电路4的一方的输出，并向误差放大器2的反转输入端(－)供给。误差放大器2比较反馈电压VFB与参照电压VREF而生成与其电压差相应的指示信号VD，并向脉冲宽度调制器6输出。
脉冲宽度调制器6根据响应于时钟信号CK而生成的锯齿波(未图示)和指示信号VD，输出占空比变化的PWM(Pulse Width Modulation)调制的驱动信号DRVp。
负载量判定器9响应于时钟信号CK，判定负载10是轻负载还是重负载。负载量判定器9根据判定结果输出用于控制切换器5的模式检测信号DCMp。在判定为轻负载的情况下，选择轻负载用相位补偿电路3，在判定为重负载的情况下，选择重负载用相位补偿电路4。即，根据模式检测信号DCMp，切换将反馈电压VFB向误差放大器2供给的路径。通过根据负载状态来切换连接于误差放大器2的相位补偿电路的特性，能够改善负载响应特性。
图2是表示驱动器电路7的构成例的图。本构成是非同步控制型开关驱动器电路的一个例子。驱动器电路7具有从输入电压VIN生成高电压的电压VPP的升压电荷泵7－1、预驱动器7－2、开关晶体管7－3和二极管7－4。
预驱动器7－2通过电压VPP与节点SW的电压而偏压。预驱动器7－2生成使驱动信号DRVp的电压偏移后的驱动信号Gp而向开关晶体管7－3的栅极供给。开关晶体管7－3是NMOS型，漏极连接着输入端子20，源极连接着节点SW。即，开关晶体管7－3的主电流通路即源极·漏极通路以串联的方式连接于输入端子20与节点SW之间。负载量判定器9将开关晶体管7－3即将接通之前的节点SW的电压与规定的阈值比较，判定负载10的状态。二极管7－4的阴极连接着节点SW，阳极连接着地电位GND。在开关晶体管7－3响应于驱动信号Gp而接通时，输入电压VIN被供给到节点SW。
图3是概略地表示本实施例的动作波形的图。使用图3，对本实施例的开关电源电路的动作进行说明。在最上层表示负载电流Iload。概略地表示负载10从重负载变为轻负载、并再次返回重负载的情况。
下一层表示输出电压VOUT。在负载急剧减轻的时刻，输出电压VOUT上升。之后，通过电压反馈控制，输出电压VOUT逐渐降低，返回到由虚线所示的设定电压。接下来，在负载急剧加重的时刻，输出电压VOUT下降。之后，通过电压反馈控制，输出电压VOUT逐渐上升，返回设定电压。
下一层用实线示出指示信号VD，并用虚线示出锯齿波。锯齿波是响应于时钟信号CK而由脉冲宽度调制器6所具备的锯齿波生成电路(未图示)生成的。若输出电压VOUT高于设定电压，则误差放大器2降低指示信号VD的电压。相反，若输出电压VOUT低于设定电压，则误差放大器2提高指示信号VD的电压。下一层示出驱动信号DRVp。脉冲宽度调制器6比较指示信号VD与锯齿波的电压关系。误差放大器2在锯齿波比指示信号VD低电位时，将驱动信号DRVp设为H电平，在锯齿波比指示信号VD高电位时，将驱动信号DRVp设为L电平。驱动信号DRVp的占空比根据指示信号VD而变化。
再下一层示出节点SW的电压波形。驱动器电路7在驱动信号DRVp为H电平时，将节点SW连接于输入端子20。此时，节点SW的电压与输入电压VIN大致相同。另一方面，驱动器电路7在驱动信号DRVp为L电平时，使节点SW与输入端子20的连接开放。于是，通过流经电感器Lo的电感电流IL，节点SW的电荷被放电，其电压下降。若节点SW的电压低于地电位GND的电压，则二极管7－4成为导通状态。由此，节点SW接地，从地电位GND侧朝向节点SW供给电流。
下一层示出模式检测信号DCMp。负载量判定器9例如响应于时钟信号CK而检测开关晶体管7－3即将接通之前的节点SW的电压，来判定负载状态。例如在如定时t1所示那样，检测出节点SW中的电压上升的情况下，判定为电感电流IL成为断续，使模式检测信号DCMp为H电平。相反，在负载电流Iload较大时，由于电感电流IL连续地持续流动，因此不会产生节点SW的电压上升。例如在定时t2所示那样，未检测出节点SW中的电压上升的情况下，负载量判定器9使模式检测信号DCMp为L电平。
下一层用实线示出电感电流IL。若节点SW与输入端子20连接，则电感器Lo的两端产生电压差VOUT－VIN，电感电流IL被充电并增加。之后，在节点SW与输入端子20的连接被开放时，节点SW的电压被接地，并成为0V，因此电感器Lo的两端产生电压差－VIN，电感电流IL被放电并减少。
电感电流IL的平均值|IL|，在虚线L1所示的负载电流Iload为一定时，与其电流量一致。若负载电流Iload减少，则节点SW与输入端子20连接的时间变短，电感电流IL减少。相反，若负载电流Iload增加，则节点SW与输入端子20连接的时间变长，电感电流IL增加。
但是，若负载电流Iload急剧地减少，则电感电流IL的减少速度不会赶上其减少速度。因此，电流成为过度供给状态，输出电压VOUT相对于设定值上升。在其上升量大的情况下，指示信号VD极端降低，节点SW与输入端子20不被连接的期间得以继续。
不久，电感电流IL被完全放电，进而，电流从输出端子21向节点SW逆流，节点SW的电压上升到输出电压VOUT。对于该输出节点SW的电压上升而言，在电感电流IL的平均值|IL|与负载电流Iload相等之后，也会在每次各开关的动作中，在开关晶体管断开之后产生。因而，通过用负载量判定器9检测即将使开关晶体管7－3接通之前的节点SW的电压上升，能够判定为是轻负载。
这样，通过检测即将使开关晶体管7－3接通之前的节点SW的电压，能够准确地判定是重负载还是轻负载。切换器5根据判定结果，切换将反馈电压VFB向误差放大器2供给的相位补偿电路，即，以在轻负载时选择轻负载用相位补偿电路3、在重负载时选择重负载用相位补偿电路4的方式，进行利用模式检测信号DCMp来切换的控制。通过根据负载状态来切换连接于误差放大器2的相位补偿电路的特性，能够改善负载响应特性。
图4是表示负载量判定器9的一个构成例的图。负载量判定器9由非同步动作的比较器9－1与D型触发器9－2构成。比较器9－1在非反转输入端子(+)连接节点SW，在反转输入端(－)被供给负载判定参照电压VDCM。负载判定参照电压VDCM例如被从外部作为设定电压供给。比较器9－1在节点SW的电压比负载判定参照电压VDCM高时输出H电平，在比负载判定参照电压VDCM低时输出L电平。D型触发器9－2在时钟信号CK向H电平转变的瞬间获取比较器9－1的输出，并保持其状态。另外，D型触发器9－2对开关晶体管7－3即将响应于驱动信号DRVp而接通之前的节点SW的电压所对应的判定结果进行保持，并将其判定结果作为模式检测信号DCMp而输出。
另外，电感电流IL连续地流动的连续电感电流模式(以下，称作CCM(ContinuousConduction Mode))时的节点SW的电压成为与二极管7－4的阈值电压相等的负电压。电感电流IL不连续的非连续电感电流模式(以下，称作DCM(Discontinuous Conduction Mode))时的节点SW的电压成为与输出电压VOUT大致相等的正电压。因而，负载判定参照电压VDCM优选的是设定为0V至1V左右的相对较低的电压。
电感电流IL非连续的最大的峰值电流ILpkDCMmax如式(1)所示，由输入电压VIN、输出电压VOUT、开关频率fSW、电容器Co的电容值以及电感器Lo的电感的值确定。另外，开关频率fSW是开关晶体管7－3接通/断开的频率。
Figure BDA0002380758740000061
平均负载电流|Iload|是峰值电流ILpkDCMmax的一半。即，在平均负载电流|Iload|比峰值电流ILpkDCMmax的一半低时，开关电源电路以DCM动作。该电感电流IL成为CCM与DCM的边界的临界负载电阻RloadCrit能够如式(2)那样表示。
Figure BDA0002380758740000062
在负载电阻Rload比临界负载电阻RloadCrit小时，电感电流IL成为CCM，因此将该状态判定为重负载。相反，在负载电阻Rload比临界负载电阻RloadCrit大时，电感电流IL成为DCM，因此将该状态判定为轻负载。
例如在开关频率fSW以500kHZ动作，电感器Lo的电感为33μH，从30V的输入电压VIN获得15V的输出电压VOUT时，临界负载电阻RloadCrit成为66Ω。在这种情况下，在负载电阻Rload小于66Ω时成为重负载，大于66Ω时成为轻负载。
在电压反馈控制中，需要补偿在低通滤波器8的截止频率附近产生的180°的相位旋转。在电压反馈控制中，由于CCM时与DCM时的开环传递特性完全不同，因此通过根据负载状态来切换相位补偿电路的特性，能够改善开关电源电路的负载响应特性。
(第二实施方式)
图5是第二实施方式的开关电源电路的构成图。对已叙述的实施方式所对应的构成标注相同的附图标记，仅在需要的情况下进行重复的记载。之后相同。
本实施方式的开关电源电路共用构成轻负载用相位补偿电路3与重负载用相位补偿电路4的元件的一部分。切换器5由响应于模式检测信号DCMp而将构成轻负载用相位补偿电路3与重负载用相位补偿电路4的元件连接或者切离的NMOS晶体管5－1～5－3、以及逆变器5－4构成。
本实施方式的轻负载用相位补偿电路3由四个电阻42、43、50、51以及电容52构成。例如轻负载用相位补偿电路3的重要参数即零频率时的增益Gz能够由Rd1/Rd2求出，零频率fz能够由1/2π·Rd1·Cd1求出。这里，Rd1是电阻51与电阻43的合计值，电阻Rd2是电阻42与电阻50的合计值，Cd1是电容52的电容值。根据轻负载中的希望的传递特性来设定电阻值、电容值。
重负载用相位补偿电路4由三个电阻40、42、43和两个电容41、52构成。例如重负载用相位补偿电路4的重要参数即第一零频率中的增益Gz1能够由Rc3/Rc1求出，第一零频率fz1能够由1/2π·Rc1·Cc1求出，第二零频率fz2能够由1/2π·Rc2·Cc2求出，第二极点频率与第二零频率之比fp2/fz2能够由(Rc3+Rc2)/Rc3求出。这里，Rc1是电阻43的电阻值，Rc2是电阻40的电阻值，Rc3是电阻42的电阻值，Cc1是与轻负载用相位补偿电路3共用的电容52的电容值(＝Cd1)，Cc2是电容41的电容值。根据重负载中的希望的传递特性设定电阻值、电容值。
电阻42、43、以及电容52在轻负载用相位补偿电路3与重负载用相位补偿电路4中被共用。通过模式检测信号DCMp控制晶体管5－1～5－3的接通/断开，切换各电阻与电容的连接关系，从而能够构成轻负载用相位补偿电路3与重负载用相位补偿电路4。由于能够共用构成相位补偿电路的元件的一部分，因此能够减少元件数量而实现成本的抑制。
(第三实施方式)
图6是第三实施方式的开关电源电路的构成图。本实施方式的开关电源电路具备电压跟随器电路11与末端(termination)切换器12。电压跟随器电路11具有运算放大器11－1，参照电压VREF被供给到运算放大器11－1的非反转输入端(+)、运算放大器11－1的输出被供给到其反转输入端(－)。
电压跟随器电路11生成与参照电压VREF大致相等的末端电压VTM。末端切换器12在模式检测信号DCMp为H电平时，选择重负载用相位补偿电路4，在模式检测信号DCMp为L电平时，选择轻负载用相位补偿电路3，并连接于电压跟随器电路11。
切换器5在模式检测信号DCMp为H电平时选择轻负载用相位补偿电路3，在模式检测信号DCMp为L电平时选择重负载用相位补偿电路4。即，末端切换器12将未被切换器5选择的相位补偿电路连接于电压跟随器电路11，将其输出保持为末端电压VTM。
通过构成为在轻负载用相位补偿电路3或者重负载用相位补偿电路4被切换器5选择而成为被使用的状态时、向误差放大器2的反转输入端子(－)供给末端电压VTM，从而在进行了相位补偿电路的切换时能够防止向误差放大器2的反转输入端子(－)供给的电压变得不连续。由此，可抑制伴随着相位补偿电路的切换的输出电压VOUT的变动，能够进行顺畅的切换。
(第四实施方式)
图7是第四实施方式的开关电源电路的构成图。本实施方式的轻负载用相位补偿电路3由两个电阻30、31和电容32构成。重负载用相位补偿电路4由三个电阻40、42、43和两个电容41、44构成。
切换器5与末端切换器12的动作与第三实施方式相同。根据末端切换器12的切换，电容32或者电容44连接于电压跟随器电路11，被供给末端电压VTM。即，通过末端切换器12的切换，电容32或者44的一端的电压被维持为末端电压VTM。另外，为了不影响误差放大器2的指示信号VD，优选的是将电压跟随器电路11的驱动力抑制为较低。
切换器5根据模式检测信号DCMp来选择轻负载用相位补偿电路3或者重负载用相位补偿电路4中的某一个，并连接于误差放大器2的反转输入端(－)。这里，若模式检测信号DCMp变化，则连接于误差放大器2的反转输入端子(－)的相位补偿电路瞬时切换。此时，构成此前未被选择的相位补偿电路的电容32或者44的一端的电压被维持为末端电压VTM。因此，通过切换动作，可防止向误差放大器2的反转输入端子(－)供给的电压变得不连续。
如以上说明那样，根据本实施方式的开关电源电路，在轻负载用相位补偿电路3与重负载用相位补偿电路4之间利用切换器5进行了选择的切换时，在未被选择的状态时被施加了与参照电压VREF相等的末端电压VTM的电容32或者电容44的一端侧的电压被向误差放大器2的反转输入端子(－)供给。因此，可避免通过相位补偿电路的切换向误差放大器2的反转输入端子(－)供给的电压变得不连续，可抑制变动，因此能够向负载10供给稳定的输出电压VOUT。
(第五实施方式)
图8是第五实施方式的开关电源电路的构成图。本实施方式的开关电源电路的驱动器电路7在高电位侧与低电位侧分别具备NMOS开关晶体管(未图示)。另外，这里所说的高电位侧表示相对于节点SW而言的输入端子20侧，低电位侧表示相对于节点SW而言的地电位GND侧。各个开关晶体管通过驱动信号HDRVp与驱动信号LDRVp来控制接通/断开。
具有检测节点SW的电压而检测负载状态的负载量判定器9。负载量判定器9被供给时钟信号CK作为触发信号。负载量判定器9检测高电位侧的NMOS开关晶体管即将接通之前的节点SW的电压，根据其检测结果生成模式检测信号DCMp并输出。
负载量判定器9在高电位侧的开关晶体管即将接通之前的节点SW的电压比规定的电位高时，输出表示轻负载的H电平的模式检测信号DCMp。切换器5选择轻负载用相位补偿电路3，连接于误差放大器2的反转输入端(－)。
本实施方式的开关电源电路具备过零检测器13和死区时间控制器14。过零检测器13检测电感电流IL逆流的情况，生成过零检测信号ZCDp并输出。死区时间控制器14接收过零检测信号ZCDp，调整高电位侧与低电位侧的开关晶体管共同断开的时间(死区时间)。
第五实施方式是包括具有低电位侧的开关晶体管的同步型的驱动器电路7的同步型开关电源电路。开关晶体管的导通电阻非常小，因此在低电位侧的开关晶体管接通时，几乎不会产生节点SW与地电位GND间的电压差。因而，同步型开关电源电路具有重负载时的效率与非同步型相比、电力转换效率更好这一优点。
在同步型开关电源电路中，设置同时切断高电位侧以及低电位侧的开关晶体管的期间即死区时间，来防止电感电流IL的逆流。因此，驱动信号HDRVp与驱动信号LDRVp的转变定时设有短期间的余量。通过设置驱动信号HDRVp与驱动信号LDRVp都成为L电平的期间(死区时间)，从而防止高电位侧以及低电位侧的开关晶体管同时接通，并防止贯通电流。
在同步型开关电源电路中的重负载时的开关动作中，节点SW的电压在低电位的开关晶体管刚断开之后的定时低于0V，若高电位侧的开关晶体管接通则上升。另一方面，在轻负载时的开关动作中，节点SW的电压在高电位侧的开关晶体管接通之前，在低电位的开关晶体管断开的同时开始上升。这是由电感电流IL产生的现象。驱动信号LDRVp成为L电平，检测低电位的开关晶体管刚断开之后的节点SW的电压，从而能够准确地判定电感电流IL正在正向流动还是反向流动。
图9是概略地表示第五实施方式的开关电源电路的动作波形的图。最上层示出轻负载时的驱动信号HDRVp与LDRVp的电压波形。下一层示出节点SW的电压波形，最下层示出电感电流IL的波形。
对本实施方式中的电感电流IL的逆流防止动作进行说明。在图9的左侧、在CCM的范围所示的二次开关动作中，驱动信号HDRVp与LDRVp都成为L电平的时间为短时间，因此，在开关动作的后半段中，电感电流IL逆流，成为电感电流IL连续地流过的CCM。
在本实施方式中，利用过零检测器13，检测在定时t10～t17、驱动信号LDRVp刚转变为L电平之后的节点SW的电压。在该瞬间的节点SW的电压为正的情况下，判定为电感电流IL为负，使过零检测信号ZCDp为H电平。相反，在节点SW的电压为负的情况下，判定为电感电流IL为正，将过零检测信号ZCDp保持为L电平。
在定时t10～t13以及t15～t16中，节点SW的电压为正，过零检测信号ZCDp成为H电平。死区时间控制器14进行使驱动信号LDRVp从H电平转变为L电平的定时提前的控制。即，进行使低电位的开关晶体管的接通时间缩短的控制。另一方面，在定时t14以及t17，节点SW的电压为负，过零检测信号ZCDp成为L电平。死区时间控制器14进行使驱动信号LDRVp从H电平转变为L电平的定时延迟并延长低电位的开关晶体管的接通时间的控制。
死区时间控制器14根据过零检测信号ZCDp调整驱动信号HDRVp、LDRVp都成为L电平的节点SW的开放期间。在驱动信号LDRVp刚转变为L电平之后的节点SW的电压为正且过零检测信号ZCDp为H电平时，稍微延长使驱动信号LDRVp为L电平然后使驱动信号HDRVp为H电平为止的延迟时间。相反，在驱动信号LDRVp刚转变为L电平之后的节点SW的电压为负且过零检测信号ZCDp为L电平时，稍微缩短使驱动信号LDRVp为L电平然后使驱动信号HDRVp为H电平为止的延迟时间。通过重复该操作，适当地调整死区时间，防止电感电流IL逆流。
在本实施方式的同步型开关电源电路中，由于通过死区时间的调整，防止了电感电流IL的逆流，因此在轻负载下成为CCM与DCM。负载量判定器9在高电位侧的开关晶体管即将接通之前的节点SW的电压比0V上升的情况下判定为轻负载，使模式检测信号DCMp为H电平，并保持其状态。切换器5接收模式检测信号DCMp，将重负载用相位补偿电路4切换为轻负载用相位补偿电路3。同时，模式检测信号DCMp为H电平的期间，基于死区时间控制器14的节点SW的开放期间的调整功能变为有效。相反，在驱动信号HDRVp成为H电平的瞬间、节点SW的电压低于0V的情况下，负载量判定器9判定为重负载，使模式检测信号DCMp为L电平，并保持其状态。切换器5将轻负载用相位补偿电路3切换为重负载用相位补偿电路4。
模式检测信号DCMp为L电平的期间，基于死区时间控制器14的节点SW的开放期间的调整功能变为无效，瞬间将节点SW的开放期间复位为防止贯通电流所需的最低限度的时间。
根据本实施方式，根据负载适当地控制电感电流IL而使轻负载时的电力效率提高。同时，根据负载是轻负载还是重负载来切换相位补偿电路，从而可实现电压反馈控制的稳定性的确保与负载响应特性的改善。
(第六实施方式)
图10是第六实施方式的开关电源电路的构成图。本实施方式的驱动器电路7由升压电荷泵7－1、预驱动器7－2、高电位侧的开关晶体管7－3、贯通防止控制器7－5、预驱动器7－6、以及低电位侧的开关晶体管7－7构成。
升压电荷泵7－1接收输入电压VIN，生成高电压的电压VPP。预驱动器7－2是使电压VPP作为高电位的电压、使节点SW的电压作为低电位的电压而动作的缓冲器，使驱动信号HDRVp的电压偏移而生成栅极驱动信号GHp。
开关晶体管7－3是NMOS型，栅极被供给栅极驱动信号GHp。开关晶体管7－3在栅极驱动信号GHp为H电平时接通，将连接于源极的节点SW与连接于漏极的输入端子20以低电阻电连接，在栅极驱动信号GHp为L电平时，使节点SW与输入端子20间为高电阻。
贯通防止控制器7－5在驱动信号HDRVp为L电平时，将驱动信号LDRVp的状态向下一层的预驱动器7－6传递。另一方面，贯通防止控制器7－5在驱动信号HDRVp为H电平时，将驱动信号LDRVp保持为L电平而防止从开关晶体管7－3向开关晶体管7－7流过贯通电流。
预驱动器7－6接收贯通防止控制器7－5的输出信号，生成栅极驱动信号GLp。开关晶体管7－7是NMOS型，栅极被供给栅极驱动信号GLp。开关晶体管7－7在栅极驱动信号GLp为H电平时接通，将连接于漏极的节点SW和连接于源极的地电位GND以低电阻电连接，在栅极驱动信号GLp为L电平时，使节点SW和地电位GND间为高电阻。
负载量判定器9由比较器9－1和D型触发器9－2构成。负载量判定器9根据开关晶体管7－3即将接通之前的节点SW的电压，生成模式检测信号DCMp。比较器9－1在节点SW的电压比负载判定参照电压VDCM高时输出H电平，在除此以外的时间输出L电平。
过零检测器13由延迟计时器13－1、锁存器13－2、以及脉冲宽度计时器13－3构成。栅极驱动信号GLP经由逆变器15向延迟计时器13－1供给。延迟计时器13－1使逆变器15的输出信号延迟栅极驱动信号GLp成为L电平而节点SW的电压变化并判定电感电流IL是正还是负所需的时间，并生成定时信号。锁存器13－2在栅极驱动信号GLp转变为L电平的定时，获取比较器9－1的输出信号的状态，并保持于内部，将其状态作为过零检测信号ZCDp而输出。脉冲宽度计时器13－3接收作为锁存器13－2的输出的过零检测信号ZCDp，延迟一定时间并向锁存器13－2的复位端子供给。
通过该构成，若过零检测器13检测节点SW的电压，并检测到电感电流IL为负，则时钟信号CK转变为H电平之后延迟一些而成为H电平，输出在一定时间后返回到L电平的过零检测信号ZCDp。本实施方式为将负载量判定器9的比较器9－1与过零检测器13共用的构成，但也可以为将比较节点SW的电压与规定的参照电压的单独的比较器(未图示)设于过零检测器13的构成。
死区时间控制器14由可变计时器14－1、锁存器电路14－2、延迟电路14－3以及锁存器电路14－4构成。可变计时器14－1生成延迟了时钟信号CK的延迟时钟信号CKx。该延迟时间是可变的。延迟时间在模式检测信号DCMp为L电平时，在不从开关晶体管7－3向开关晶体管7－7流过贯通电流的最短时间内瞬间被复位，在模式检测信号DCMp为H电平时，其延迟时间的可变功能成为有效。
若在延迟时间的可变功能成为有效的期间、接收到H电平的过零检测信号ZCDp，则其延迟时间稍微变长，相反，在L电平的过零检测信号ZCDp时，其延迟时间稍微变短。延迟时钟信号CKx被向脉冲宽度调制器6与负载量判定器9供给。锁存器电路14－2在时钟信号CK转变为H电平的定时获取驱动信号LDRVp的状态，生成低电位侧复位信号。延迟电路14－3生成从低电位侧复位信号延迟了一定时间的复位信号，并向锁存器电路14－2的复位端子供给。低电位侧复位信号是仅在驱动信号LDRVp为H电平时生成的一定宽度的脉冲信号。
锁存器电路14－4在驱动信号HDRVp转变为L电平的定时将驱动信号LDRVp设定为H电平，接收低电位侧复位信号的H电平的脉冲并复位为L电平。
图11是概略地表示第六实施方式的开关电源电路的动作波形的图。使用图11，对本实施方式的开关电源电路的动作进行说明。最上层示出负载电流Iload。概略地示出负载10从重负载变为轻负载并再次返回到重负载的情况。
下一层示出输出电压VOUT。在负载急剧减轻的时刻，输出电压VOUT上升。轻负载用相位补偿电路3被选择，通过电压反馈控制，输出电压VOUT逐渐降低，返回到虚线所示的设定电压。接下来，在负载急剧加重的时刻，输出电压VOUT下降。重负载用相位补偿电路4被选择，通过电压反馈控制，输出电压VOUT逐渐上升，返回到设定电压。
下一层示出时钟信号CK、延迟时钟信号CKx的波形。时钟信号CK是等间隔地重复H电平与L电平的定时信号。另一方面，延迟时钟信号CKx是由死区时间控制器14延迟后的定时信号。其延迟时间通过最下层所示的过零检测信号ZCDp调整。
下一层用实线示出指示信号VD，用虚线示出锯齿波。锯齿波通过响应于延迟时钟信号CKx而由脉冲宽度调制器6所具备的锯齿波生成电路(未图示)生成。若输出电压VOUT高于设定电压，则误差放大器2降低指示信号VD的电压。相反，若输出电压VOUT低于设定电压，则误差放大器2提高指示信号VD的电压。脉冲宽度调制器6比较指示信号VD与锯齿波的电位关系，生成由指示信号VD控制占空比的驱动信号HDRVp。
下一层示出驱动信号HDRVp。驱动信号HDRVp在锯齿波比指示信号VD电位低时为H电平，在锯齿波比指示信号VD电位高时为L电平。驱动信号HDRVp是根据指示信号VD而占空比变化的PWM信号。
下一层示出驱动信号LDRVp。驱动信号LDRVp基本上成为驱动信号HDRVp的反转信号。但是，在轻负载下模式检测信号DCMp为H电平时，时钟信号CK与延迟时钟信号CKx的向H电平的转变定时产生延迟。驱动信号LDRVp在时钟信号CK转变为H电平的定时被复位为L电平，驱动信号HDRVp在延迟时钟信号CKx转变为H电平的定时被设定为H电平。因而，产生驱动信号LDRVp与驱动信号HDRVp都成为L电平的期间。
下一层示出节点SW的电压波形。在驱动信号HDRVp为H电平时，节点SW连接于输入端子20。此时，节点SW的电压成为与输入电压VIN大致相同的电压。在驱动信号LDRVp为H电平时，节点SW与地电位GND连接，其电压大致为0V。另外，在驱动信号HDRVp与驱动信号LDRVp都为L电平时，节点SW被开放，其电压根据电感电流IL而变动。若电感电流IL成为零，则节点SW的电压与输出电压VOUT相等。
下一层用实线示出电感电流IL。若节点SW与输入端子20被连接，则电感器Lo的两端产生电压差VOUT－VIN，电感电流IL被充电并增加。之后，若节点SW与输入端子20的连接被开放，则节点SW的电压被接地并成为0V，因此电感器Lo的两端产生电压差－VIN，电感电流IL被放电并减少。
电感电流IL的平均值|IL|在虚线所示的负载电流Iload为一定时，与其电流量一致。若负载电流Iload减少，则通过电压反馈控制，节点SW与输入端子20连接的时间变短，电感电流IL减少。相反，若负载电流Iload增加，则通过电压反馈控制，节点SW与输入端子20连接的时间变长，电感电流IL增加。
但是，若负载电流Iload急剧地减少，则电感电流IL的减少速度不会赶上其减少速度，因此电流成为过度供给，输出电压VOUT的电压相对于设定值上升。在其上升量大的情况下，指示信号VD的电压极端地降低，节点SW与输入端子20不被连接的期间得以继续。
不久，电感电流IL被完全放电，进而，电流从输出端子21向节点SW逆流，节点SW的电压上升到输出电压VOUT。该节点SW的电压上升在电感电流IL的平均值|IL|与负载电流Iload相等之后，也会在从驱动信号LDRVp变为L电平到驱动信号HDRVp变为H电平为止的期间产生。
负载量判定器9在延迟时钟信号CKx转变为H电平的瞬间动作，检测开关晶体管7－3即将接通之前的节点SW的电压，并根据其结果输出模式检测信号DCMp。
本实施例的同步型开关电源电路的过零检测器13检测驱动信号LDRVp成为L电平然后经过了某一定时间之后的节点SW的电压。在检测出的电压比0V高、且检测出电感电流IL逆流的情况下，生成H电平的过零检测信号ZCDp。死区时间控制器14响应于过零检测信号ZCDp而延长内部的延迟时间，从而调整驱动信号LDRVp与驱动信号HDRVp都为L电平的期间。
如以上说明那样，在本实施方式的开关电源电路中，通过抑制轻负载时的电感电流IL的逆流量，能够提高电力转换效率。另外，通过根据负载状态来切换相位补偿电路的特性，能够根据负载状态改善负载响应特性。由此，能够对负载变动快速反应而抑制输出电压VOUT的变动。
虽然说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式是作为例子而提出的，并不意图限定发明的范围。这些新的实施方式能够以其他各种方式实施，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行各种省略、替换、变更。这些实施方式、其变形包含在发明的范围、主旨中，并且包含在权利要求书所记载的发明与其等效的范围内。

Claims (20)

1.一种开关电源电路，其中，具备：
开关晶体管，其主电流通路连接于被施加输入电压的输入端子和节点间；
电感器，连接于将输出电压输出的输出端子与所述节点间；
误差放大器，比较所述输出电压的反馈电压与规定的参照电压，输出与其差分相应的指示信号；
驱动电路，生成根据所述误差放大器的指示信号而被控制占空比的驱动信号，并供给到所述开关晶体管；
相位补偿电路，将所述反馈电压供给到所述误差放大器；以及
检测电路，检测所述节点的电压，
根据所述检测电路检测出的所述开关晶体管即将接通之前的所述节点的电压，切换所述相位补偿电路的特性。
2.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，
所述相位补偿电路包括具有第一特性的第一相位补偿电路和具有第二特性的第二相位补偿电路，
根据所述检测电路的输出来选择所述第一相位补偿电路和所述第二相位补偿电路中的一方，从而切换所述相位补偿电路的特性。
3.根据权利要求2所述的开关电源电路，其中，
具备被供给所述第一相位补偿电路的输出和第二相位补偿电路的输出的选择电路，所述选择电路根据所述检测电路的输出来选择所述第一相位补偿电路和第二相位补偿电路中的一方并将其连接于所述误差放大器。
4.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，
所述相位补偿电路，具备串联连接的多个电阻和与所述多个电阻中的至少一个以并联的方式连接的开关，根据所述检测电路的输出来控制所述开关的接通/断开而切换所述多个电阻的连接关系。
5.根据权利要求2所述的开关电源电路，其中，具备：
电压跟随器电路，其非反转侧的输入端子被供给所述规定的参照电压；以及
切换器，在切换了所述第一相位补偿电路和所述第二相位补偿电路的情况下，通过切换而将未连接于所述误差放大器的所述第一相位补偿电路和所述第二相位补偿电路连接于所述电压跟随器电路的输出端。
6.根据权利要求5所述的开关电源电路，其中，
所述切换器根据所述检测电路的输出将所述第一相位补偿电路和所述第二相位补偿电路连接于所述电压跟随器电路的输出端。
7.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，
具备从地电位朝向所述节点正向连接的二极管。
8.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，
所述驱动电路具备脉冲宽度调制器，该脉冲宽度调制器响应于规定的时钟信号，生成根据所述指示信号而被控制占空比的PWM信号。
9.根据权利要求8所述的开关电源电路，其中，
所述检测电路具备：
比较电路，比较所述节点的电压与规定的设定电压；以及
锁存器电路，响应于所述时钟信号并对所述比较电路的输出进行锁存。
10.一种开关电源电路，其中，具备：
输入端子，被施加输入电压；
第一开关晶体管，其主电流通路连接于所述输入端子与节点间；
第二开关晶体管，其主电流通路连接于所述节点与地电位间；
输出端子，将输出电压输出；
电感器，连接于所述输出端子与所述节点间；
误差放大器，比较所述输出电压的反馈电压与规定的参照电压，输出与其差分相应的信号；
PWM信号生成电路，生成根据所述误差放大器的输出信号而被控制占空比的PWM信号；
第一驱动信号生成电路，响应于所述PWM信号生成电路的输出而生成控制所述第一开关晶体管的接通/断开的第一驱动信号；
第二驱动信号生成电路，响应于所述PWM信号生成电路的输出而生成控制所述第二开关晶体管的接通/断开的第二驱动信号；
相位补偿电路，将所述反馈电压供给到所述误差放大器；
检测电路，检测所述节点的电压；
切换电路，根据所述检测电路检测出的所述第一开关晶体管即将接通之前的所述节点的电压，切换所述相位补偿电路的特性；以及
调整电路，根据所述检测电路检测出的所述第二开关晶体管刚断开之后的所述节点的电压，调整所述第二驱动信号生成电路生成的所述第二驱动信号的占空比。
11.根据权利要求10所述的开关电源电路，其中，
所述相位补偿电路包括具有第一特性的第一相位补偿电路与具有第二特性的第二相位补偿电路，
所述开关电源电路根据所述检测电路的输出来选择所述第一相位补偿电路和所述第二相位补偿电路中的一方，从而切换所述相位补偿电路的特性。
12.根据权利要求11所述的开关电源电路，其中，
具备被供给所述第一相位补偿电路的输出和第二相位补偿电路的输出的切换器，所述切换器根据所述检测电路的输出来选择所述第一相位补偿电路和第二相位补偿电路中的一方并将其连接于所述误差放大器。
13.根据权利要求10所述的开关电源电路，其中，
所述PWM信号生成电路响应于规定的时钟信号，生成根据所述误差放大器的输出信号而被控制占空比的PWM信号。
14.根据权利要求10所述的开关电源电路，其中，
所述调整电路具备锁存器电路，该锁存器电路在使所述第二驱动信号延迟了规定的时间的定时，对所述检测电路的比较电路的输出进行锁存。
15.根据权利要求14所述的开关电源电路，其中，
所述调整电路具备延迟电路，该延迟电路的延迟时间通过所述检测电路的输出信号和所述锁存器电路的输出而被控制。
16.根据权利要求15所述的开关电源电路，其中，
所述时钟信号经由所述延迟电路而向所述PWM信号生成电路供给。
17.根据权利要求10所述的开关电源电路，其中，
在所述检测电路检测出的所述第二开关晶体管刚断开之后的所述节点的电压为正的情况下，所述调整电路缩短所述第二开关晶体管的接通时间，
在所述检测电路检测出的所述第二开关晶体管刚断开之后的所述节点的电压为负的情况下，所述调整电路延长所述第二开关晶体管的接通时间。
18.根据权利要求15所述的开关电源电路，其中，
所述检测电路具备：
比较电路，比较所述节点的电压与规定的设定电压；以及
锁存器电路，响应于经由所述延迟电路输出的所述时钟信号而对所述比较电路的输出进行锁存。
19.根据权利要求18所述的开关电源电路，其中，
所述调整电路具备锁存器电路，该锁存器电路在使所述第二驱动信号延迟了规定的时间的定时，对所述检测电路的比较电路的输出进行锁存。
20.根据权利要求10所述的开关电源电路，其中，
第一开关晶体管和第二开关晶体管由NMOS晶体管构成。
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