CN114726190B - Psr控制电路及反激式开关电源 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种PSR控制电路及反激式开关电源。其中，PSR控制电路中的采样单元用于采集第一采样信号，以及根据第一采样信号和反馈存储单元输出的反馈信号生成第二采样信号；误差放大单元用于接收第二采样信号，以及对第二采样信号与基准电压的周期差值进行固定增益的放大，以获得误差输出信号；反馈存储单元用于对误差输出信号进行多周期采集保持，并输出反馈信号至采样单元；波形发生器用于根据误差输出信号生成控制信号。可见，本发明通过采集误差输出信号，并以此生成反馈信号，以调节第一采样信号，避免因不同负载导致第一采样信号变化过大，致使输出不稳定，实现了对误差输出信号的自适应调节，提高了输出的稳定性。

Description

PSR控制电路及反激式开关电源

技术领域

本发明涉及电源技术领域，特别涉及一种PSR控制电路及反激式开关电源。

背景技术

原边反馈控制技术(Primary Side Regulator，PSR)是新型AC/DC控制技术，其将误差放大器放在IC内部，外围省去了由常见的三端精密稳压器TL431和光耦PC817等元件组成的稳压电路，节省了系统板上的空间，降低了成本并且提高了系统的可靠性，并广泛适用于电源电路中。

请参阅图1，为了实现输出的稳定性，现有的PSR系统将采样信号vfb与基准电压vref进行误差放大，并将其放大输出结果vea直接用作PFM/PWM发生器109的输入控制信号。然而，只通过误差放大的处理形式，在不同负载条件下，需要不同的的误差放大输出信号vea来控制PFM/PWM发生器109产生不同调整效果来稳定输出电压。且误差放大的输出信号vea与采样信号vfb相关，这也就导致了不同负载条件下采样信号vfb会存在一定的差异。并且，采样信号vfb与PSR系统的输出信号呈正相关，显然不同负载条件下输出电压存在的差异大小与误差放大单元301的固定放大增益以及在满足负载变化时为了能够得到合适的PFM/PWM信号所需最大误差放大输出和最小误差放大输出的差值相关。

如图1所示，误差放大单元301的输出信号vea与输入信号的由如下关系：

vea＝A1×(vfb-vref)；

其中，A1为误差放大单元301的固定放大增益，vea_max和vea_min分别为在满足负载变化时为了能够得到合适的PFM/PWM信号所需最大误差放大输出和最小误差放大输出。

基于此，当负载发生变化时，采样信号vfb与基准电压vref所产生的最大偏差量Δvfb_max为：

Δvfb_max＝(vea_max-vea_min)/A1；

例如，在PSR系统中vea_max＝3.5V，vea_min＝0.5V，A1＝40，vref＝1V，那么vfb_min＝1.0125V，vfb_max＝1.0875V，该PSR系统在不同负载下所产生的Δvfb_max＝0.075，那么该PSR系统在不同负载条件下所产生的输出将会最大波动7.5％，假设该PSR系统是一个5V的输出系统，那么输出的波动范围即为5V～5.375V，可见该方式在不同负载条件下的输出稳定度一般，只能达到相对稳定的要求，则无法适用于稳定程度要求高的工况。对此，为了提高输出稳定性，常见的方式可以是通过提高误差放大单元301的固定放大增益来减小该偏差量，但是放大增益的提高也会带来开关电源系统过于灵敏和不稳定的问题。

因此，需要一种新的PSR控制电路，以提高系统输出稳定性。

发明内容

本发明的目的在于提供一种PSR控制电路及反激式开关电源，以解决如何提高输出稳定性的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供一种PSR控制电路，包括采样单元、误差放大单元、反馈存储单元以及波形发生器；

所述采样单元用于采集第一采样信号，以及根据所述第一采样信号和所述反馈存储单元输出的反馈信号生成第二采样信号；

所述误差放大单元用于接收所述第二采样信号，以及对所述第二采样信号与基准电压的周期差值进行固定增益的放大，以获得误差输出信号；

所述反馈存储单元用于对所述误差输出信号进行多周期采集保持，并输出所述反馈信号至所述采样单元；

所述波形发生器用于根据所述误差输出信号生成控制信号。

可选的，在所述的PSR控制电路中，所述反馈存储单元包括开关、第一电阻、第一电容和跟随器；所述开关、所述第一电阻和所述跟随器依次串接，所述第一电容连接于所述第一电阻和所述跟随器之间，且并接到地；

以及，所述开关的一端部与所述误差放大单元的输出端相接，所述跟随器的输出端与所述采样单元的输入端相接。

可选的，在所述的PSR控制电路中，所述误差放大单元包括放大器、第二电阻和第三电阻；其中，所述第二电阻的一端与所述放大器的负极相接，另一端接入所述基准电压；所述第三电阻的一端与所述放大器的负极相接，另一端与所述放大器的输出端相接；所述放大器的正极接入所述第二采样信号。

可选的，在所述的PSR控制电路中，所述误差输出信号满足如下公式：

vea_cyc＝A×(vfb-vref)+vea_avg；

其中，vea_cyc为所述误差输出信号，A为所述放大器的固定增益，vfb为所述第一采样信号，vref为所述基准电压，vea_avg为所述反馈信号。

可选的，在所述的PSR控制电路中，所述采样单元包括第四电阻和第五电阻；所述第四电阻的一端为采样端，且与采样电路相接，另一端与所述放大器的正极和所述第五电阻的一端相接；所述第五电阻的另一端与所述反馈存储单元的输出端相接。

可选的，在所述的PSR控制电路中，所述第三电阻和所述第二电阻的比值与所述第五电阻和所述第四电阻的比值相同。

可选的，在所述的PSR控制电路中，所述第二采样信号满足如下公式：

vfb1＝[A/(A+1)]×vfb+[1/(A+1)]×vea_avg；

其中，vfb1为所述第二采样信号，A为所述放大器的固定增益，vfb为所述第一采样信号，vea_avg为所述反馈信号。

可选的，在所述的PSR控制电路中，所述波形发生器包括脉冲宽度调制模式和脉冲频率调制模式。

基于同一发明构思，本发明还提供一种反激式开关电源，包括所述的PSR控制电路。

可选的，在所述的反激式开关电源中，当所述反激式开关电源的输出达到稳态后，所述反馈存储单元输出的所述反馈信号与所述误差放大单元输出的所述误差输出信号相等。

综上所述，本发明提供一种PSR控制电路及反激式开关电源。其中，所述PSR控制电路包括采样单元、误差放大单元、反馈存储单元以及波形发生器；所述采样单元用于采集第一采样信号，以及根据所述第一采样信号和所述反馈存储单元输出的反馈信号生成第二采样信号；所述误差放大单元用于接收所述第二采样信号，以及对所述第二采样信号与基准电压的周期差值进行固定增益的放大，以获得误差输出信号；所述反馈存储单元用于对所述误差输出信号进行多周期采集保持，并输出所述反馈信号至所述采样单元；所述波形发生器用于根据所述误差输出信号生成控制信号。可见，本发明设置的所述反馈存储单元通过采集所述误差输出信号，并以此生成所述反馈信号，以调节所述第一采样信号，避免因不同负载导致所述第一采样信号变化过大，致使输出不稳定。即，经调节而生成的所述第二采样信号包含有所述第一采样信号的分量和所述反馈信号的分量，通过所述反馈信号实现了对所述误差输出信号的自适应调节，极大地减小了所述第一采样信号与所述基准电压的偏差值，提高了输出的稳定性。

附图说明

图1是现有技术中的PSR控制电路的电路图；

图2是本发明实施例中的PSR控制电路的电路图；

图3是本发明实施例中的反馈存储单元的电路图；

图4是本发明实施例中的误差反馈单元的电路图；

图5是本发明实施例中的采样单元的电路图；

图6是本发明实施例中的负载电流变化产生各种信号变化的对比图；

图7是本发明实施例中负载变化下第一采样信号的变化趋势与现有技术中采样信号的变化趋势的对比图；

其中，附图标记为：

101-初级绕组；102-次级绕组；103-辅助绕组；104-续流二极管；105-输出电容；106-负载；107-第一采样电阻；108-第二采样电阻；109-波形发生器；110-功率开关；

201-采样单元；202-误差放大单元；203-反馈存储单元；

301-误差放大单元。

具体实施方式

为使本发明的目的、优点和特征更加清楚，以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且未按比例绘制，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。此外，附图所展示的结构往往是实际结构的一部分。特别的，各附图需要展示的侧重点不同，有时会采用不同的比例。还应当理解的是，除非特别说明或者指出，否则说明书中的术语“第一”、“第二”、“第三”等描述仅仅用于区分说明书中的各个组件、元素、步骤等，而不是用于表示各个组件、元素、步骤之间的逻辑关系或者顺序关系等。

请参阅图2，本实施例提供一种PSR控制电路。可选的，所述PSR控制电路可应用于反激式开关电源系统中，用于向系统中的反激变换器提供稳定的控制信号。所述PSR控制电路包括采样单元201、误差放大单元202、反馈存储单元203以及波形发生器109；所述采样单元202用于采集第一采样信号vfb，以及根据所述第一采样信号vfb和所述反馈存储单元输出的反馈信号vea_avg生成第二采样信号vfb1；所述误差放大单元202用于接收所述第二采样信号vfb1，以及对所述第二采样信号vfb1与基准电压vref的周期差值进行固定增益的放大，以获得误差输出信号vea_cyc；所述反馈存储单元203用于对所述误差输出信号vea_cyc进行多周期采集保持，并输出所述反馈信号vea_avg至所述采样单元201；所述波形发生器用于根据所述误差输出信号vea_cyc并生成控制信号。

可见，本实施例设置的所述反馈存储单元203通过采集所述误差输出信号vea_cyc，并以此生成所述反馈信号vea_avg，以调节所述第一采样信号vfb，避免因不同负载导致所述第一采样信号vfb变化过大，致使输出不稳定。即，经调节而生成的所述第二采样信号vfb1包含有所述第一采样信号vfb的分量和所述反馈信号vea_avg的分量，通过所述反馈信号vea_avg实现了对所述误差输出信号vea_cyc的自适应调节，极大地减小了所述第一采样信号vfb与所述基准电压vref的偏差值，提高了系统输出的稳定性。

以下结合附图2-7具体介绍本实施例提供的所述PSR控制电路。

请参阅图2和3，所述反馈存储单元203用于对所述误差输出信号vea_cyc进行周期的采集保持，并生成所述反馈信号vea_avg以调节不同负载对所述第一采样信号vfb和所述基准电压vref的偏差值的影响。进一步的，所述反馈存储单元203包括开关S1、第一电阻R1、第一电容C1和跟随器F1；所述开关S1、所述第一电阻R1和所述跟随器F1依次串接，所述第一电容C1连接于所述第一电阻R1和所述跟随器F1之间，且并接到地；以及，所述开关S1的一端部与所述误差放大单元202的输出端相接，所述跟随器F1的输出端与所述采样单元201的输入端相接。其中，所述开关S1逐周期打开，并通过所述第一电阻R1和所述第一电容C1对所述误差放大单元202的所述误差输出信号vea_cyc进行采集保持。所述第一跟随器F1对所述第一电容C1上的电压进行增强驱动，并得到所述反馈信号vea_avg。当经过多个周期运算处理之后，系统达到稳态，所述反馈存储单元203输出的反馈信号vea_avg与所述误差放大单元202输出的误差输出信号vea_cyc相等。

请参阅图2和4，所述误差放大单元202用于对所述第二采样信号vfb1与基准电压vref的差值进行逐周期固定增益的放大，并获得误差输出信号vea_cyc。进一步的，所述误差放大单元202包括放大器A1、第二电阻R2和第三电阻R3；其中，所述第二电阻R2的一端与所述放大器A1的负极相接，另一端接入所述基准电压vref；所述第三电阻R3的一端与所述放大器A1的负极相接，另一端与所述放大器A1的输出端相接；所述放大器A1的正极接入所述第二采样信号vfb1。

请参阅图2和4-5，所述采样单元201用于采集第一采样信号vfb，以及根据所述第一采样信号vfb和所述反馈存储单元203输出的反馈信号vea_avg生成第二采样信号vfb1。即，将所述第一采样信号vfb和所述反馈信号vea_avg进行逐周期混合运算，以得到经调节后的所述第二采样信号vfb1。进一步的，所述采样单元201包括第四电阻R4和第五电阻R5；所述第四电阻R4的一端为采样端，且与采样电路相接，以接收所述第一采样信号vfb。所述第四电阻R4的另一端与所述放大器A1的正极和所述第五电阻R5的一端相接；所述第五电阻R5的另一端与所述反馈存储单元203的输出端相接，即接入所述反馈信号vea_avg。

进一步的，所述第三电阻R3和所述第二电阻R2的比值与所述第五电阻R5和所述第四电阻R4的比值相同，且等于所述放大器A1的固定增益。则所述第二采样信号vfb1满足如下公式：

vfb1＝[A/(A+1)]×vfb+[1/(A+1)]×vea_avg；

其中，vfb1为所述第二采样信号，A为所述放大器的固定增益，vfb为所述第一采样信号，vea_avg为所述反馈信号。可见，经调节而生成的所述第二采样信号vfb1包含有所述第一采样信号vfb的分量和所述反馈信号vea_avg的分量，通过所述反馈信号vea_avg实现了对所述误差输出信号vea_cyc的自适应调节，极大地减小了所述第一采样信号vfb与所述基准电压vref的偏差值，提高了输出的稳定性。

进一步的，所述误差输出信号vea_cyc满足如下公式：

vea_cyc＝(A+1)×vfb1-A×vref；

则根据上述两个公式可以得到所述第一采样信号vfb和所述第二采样信号vfb1的关系，进而得出所述误差输出信号vea_cyc满足如下公式：

vea_cyc＝A×(vfb-vref)+vea_avg。

基于此，在不同负载条件下，只要系统达到稳态，所述误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc与反馈存储单元203的反馈信号vea_avg相等，那么第一采样信号vfb将被始终调整到与基准电压vref一致。理论上第一采样信号vfb与基准电压vref的偏差量为0，且不随负载变化而变化，而第一采样信号vfb正比于输出电压vout，即输出电压vout随着负载变化理论上不会产生偏差量。但在实际应用中，由于PSR系统调整的原因，第一采样信号vfb与基准电压vref仍然会产生非常轻微的偏差。不过，相比现有技术，本实施例中的偏差已经优化很多，可以极大地提高输出电压的稳定性。

进一步的，系统达到稳态的速率受到所述反馈信号vea_avg的影响。具体的，所述误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc是瞬时变化的，但所述反馈存储单元203的反馈信号vea_avg则是缓慢变化的，那么系统达到稳态的过程主要受所述反馈存储单元203的反馈信号vea_avg变化速度影响，而反馈信号vea_avg又主要受开关S1、第一电阻R1、第一电容C1影响，通过控制开关S1的开通占空比、第一电阻R1和第一电容C1的值可以调整反馈存储单元203的整体时间常数，从而控制系统达到稳态的速率。

进一步的，请参阅图2，所述PSR控制电路中还包括：初级绕组101、次级绕组102、辅助绕组103、续流二极管104、输出电容105、负载106、第一采样电阻107、第二采样电阻108、波形发生器109和功率开关110。其中，辅助绕组103、所述第一采样电阻107和所述第二采样电阻108串接，采集所述第一采样电阻107和所述第二采样电阻108之间的信号，以作为所述第一采样信号vfb。所述第一采样信号vfb正比与系统的输出电压vout，当负载发生变化时，第一采样信号vfb感应输出电压vout的变化，并通过所述反馈信号vea_avg的调节作用，减低偏差值，以输出经调节后的所述误差输出信号vea_cyc。所述波形发生器109具有包括脉冲宽度调制模式和脉冲频率调制模式，用于接收所述误差输出信号vea_cyc，并根据不同的处理结果来控制所述功率开关110的开通占空比，从而输出稳定的控制信号，调整输出电压vout，实现整体系统输出的稳定。

请参阅图2-6，假设所述误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc与负载是反向对应关系。当然，也可以是同向对应关系，具体取决于实际设计，但必须保证输出电压负反馈的稳定。则在轻载条件下所述误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc值高，所述波形发生器109对较高的误差输出信号vea_cyc的处理结果是减小所述功率开关110的开通占空比，其目的是减少单周期能量维持PSR控制电路的稳定。反之，在重载条件下所述误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc值低，所述波形发生器109对较低的误差输出信号vea_cyc的处理结果是增大所述功率开关110的开通占空比，其目的是增加单周期能量维持系统的稳定。

如图6所示，假设在t1时刻前，系统工作在负载I0条件下的稳态状态下，且t1时刻前所述误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc与所述反馈信号vea_avg相等，第一采样信号vfb与基准电压vref也相等。当系统在t1时刻负载突然由I0提高至I1时，由于系统响应不及时，输出电压vout将会迅速降低，此时正比于输出电压vout的第一采样信号vfb也会实时降低，与基准电压vref形成一定的差压。第一采样信号vfb的降低会直接影响到误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc的降低，且误差输出信号vea_cyc的响应是一个快速响应过程，但反馈信号vea_avg的响应是一个缓慢响应过程。此时，误差输出信号vea_cyc的变化主要受控于第一采样信号vfb与基准电压vref的差压。

其中，波形发生器109需要实时响应误差输出信号vea_cyc的变化。由上述可知，误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc的降低会使得波形发生器109增大功率开关110的开通占空比，那么输出电压vout将会由快速下降转变为缓慢上升，则第一采样信号vfb与基准电压vref的差值又将会缩小，即A×(vfb-vref)的值会在t1时刻变成一个较负的值，然后再缓慢增加向零值靠近。但是，同时所述反馈存储单元203的反馈信号vea_avg也会因为误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc的下降而下降。但所述反馈信号vea_avg变化非常缓慢，需要系统工作多个周期后才能逐渐逼近误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc，直至稳态后两者达到一致。

由上述可知，在t1时刻，第一采样信号vfb的下降引起误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc的下降，所述波形发生器109响应其下降并开始调整开通占空比来提高输出电压vout，这时误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc的变化主要由第一采样信号vfb与基准电压vref的差值决定，所述反馈信号vea_avg基本不变，如下所示：

vea_cyc(↓)＝A×(vfb-vref)(↓)+vea_avg(—)；

随着时间推进，输出电压vout会缓慢提高，第一采样信号vfb与基准电压vref的差值会由负值开始上升并向零值靠近，而反馈存储单元203的反馈信号vea_avg也会响应误差输出信号vea_cyc的变化而缓慢下降。影响误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc的变化因素开始由第一采样信号vfb与基准电压vref差值的变化，转变成反馈信号vea_avg的变化，如下所示：

vea_cyc(↓)＝A×(vfb-vref)(↓-↑)+vea_avg(↓)；

当系统进入稳态后，所述反馈信号vea_avg最终会与误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc相等，此时误差输出信号vea_cyc将完全由反馈信号vea_avg来表征。即，在稳态下，第一采样信号vfb与基准电压vref的差值必然会进行到零值，否则会出现误差输出信号vea_cyc与反馈信号vea_avg相等但第一采样信号vfb与基准电压vref差值不为0的情况，显然该情况得到的误差输出信号vea_cyc并不能使得系统达到稳态，则系统处于假稳态状态，并会进一步继续调整以达到真正的稳态。由上述可知，所述第一采样信号vfb响应负载的变化，但第一采样信号vfb只参与误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc的变化过程，不影响系统的稳态。当系统达到稳态后，所述误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc完全由反馈存储单元203的反馈信号vea_avg来表征。则反馈信号vea_avg可以认为是误差输出信号vea_cyc的一个动态平均累计量，以实时保证系统稳定。

当进行到t2时刻，负载突然由I1减小到I2，同样在最终系统达到稳态后，第一采样信号vfb与基准电压vref的差值达到零值。

因此，从以上两种状态的变化过程可以看出，第一采样信号vfb只在负载突然变化的时候会与基准电压vref产生一定的偏差量，而该偏差量又会反馈到误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc。反馈存储单元203的反馈信号vea_avg对误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc进行动态存储。随着时间的推进，只要第一采样信号vfb与基准电压vref的差值未达到零值，那么误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc与反馈存储单元203的反馈信号vea_avg必然不相等，也没有达到系统的稳态条件。

例如，误差输出信号vea_cyc＝3V，反馈信号vea_avg＝2V，第一采样信号vfb＝1.025V，所述误差放大单元202的固定放大增益A为40，基准电压vref为1V，那么：

vea_cyc＝A×(vfb-vref)+vea_avg；

3＝40×(1.025-1)+2；

可见，在该状态下的误差放大单元202的误差输出结果3V仍然会使得第一采样信号vfb与基准电压vref存在一定的差值，显然误差输出信号vea_cyc＝3V时，并不是系统的稳态。但在该负载条件下误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc必然存在一个合适的值使得第一采样信号vfb与基准电压vref的差值为0，以达到稳态。

由于在误差输出信号vea_cyc＝3V的状态下反馈存储单元203的反馈信号vea_avg只有2V，还未达到3V，那么随着时间的进行，反馈存储单元203的反馈信号vea_avg仍然会继续提高。如果误差放大单元202的输出信号vea_cyc一直保持3V不变，那么反馈存储单元203的反馈信号最终升高到3V。但由上述可知：误差输出信号vea_cyc为3V会使得采样信号vfb与基准电压vref存在0.025V的差异，那么将会出现3＝40×(1.025-1)+3的情况，显然是不会出现这种状态的。所以，在该负载条件下，当系统进入稳态后，误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc与反馈存储单元203的反馈信号vea_avg必然会达到另一稳定值，例如为3.2V，即最终会出现：3.2＝40×(1-1)+3.2。则所述误差输出信号vea_cyc为3.2V才会使得第一采样信号vfb与基准电压vref相等。误差输出信号vea_cyc比3.2V高或者低都不能使得第一采样信号vfb与基准电压vref的差值为0，即未达到系统的稳态。

因此，在稳态条件下，所述误差放大单元202的误差输出信号vea_cyc与负载一一对应，且第一采样信号vfb与基准电压vref的差值为0，以实现所述误差输出信号vea_cyc根据当前负载条件进行自适应调节，无需第一采样信号vfb来表征，保证了不同负载条件下输出电压的一致性。

但在实际工程中，系统仍会存在轻微扰动，而第一采样信号vfb也会存在轻微扰动。如图7所示，虚直线表征所述基准电压vref，曲线a表征本实例提供的PSR控制电路中所述第一采样信号vfb在负载变化时的变化形式。可见，即使负载发生变化，第一采样信号vfb也只会在基准电压vref附近呈现上下轻微扰动。曲线b表征的是图1中的PSR控制电路中采样信号vfb在负载变化时的变化形式。可见，当负载Iload偏小时，为了得到较大的误差输出信号vea，采样信号vfb与基准电压vref的压差需较大；而在Iload增大时，为了得到较小的误差输出信号vea，采样信号vfb与基准电压vref的压差需较小。但采样信号vfb始终大于基准电压vref。可见，在不同负载下采样信号vfb是不一样的，相应的输出电压vout也就会产生一定的差异。显然，本实施提供的所述PSR控制电路相比现有技术中的PSR控制电路的输出稳定性更强。

基于同一发明构思，本实施例还提供一种反激式开关电源，包括所述的PSR控制电路。

综上所述，本实施例提供一种PSR控制电路及反激式开关电源。其中，在所述PSR控制电路中，本实施例加设了采样单元201和反馈存储单元203。所述反馈存储单元203通过采集所述误差放大单元202输出的所述误差输出信号vea_cyc，并以此生成所述反馈信号vea_avg，以调节所述第一采样信号vfb，从而避免因不同负载导致所述第一采样信号vfb变化过大，致使输出不稳定。并且，所述采样单元201用于将所述反馈信号vea_avg和所述第一采样信号vfb进行混合运算，生成所述第二采样信号vfb1以作为调节后的所述误差。即，经调节而生成的所述第二采样信号vfb1包含有所述第一采样信号vfb的分量和所述反馈信号vea_avg的分量，通过所述反馈信号vea_avg实现了对所述误差输出信号vea_cyc的自适应调节，极大地减小了所述第一采样信号vfb与所述基准电压vref的偏差值，提高了输出的稳定性。

此外还应该认识到，虽然本发明已以较佳实施例披露如上，然而上述实施例并非用以限定本发明。对于任何熟悉本领域的技术人员而言，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的技术内容对本发明技术方案作出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围。

Claims (8)

1.一种PSR控制电路，其特征在于，包括采样单元、误差放大单元、反馈存储单元以及波形发生器；

所述采样单元用于采集第一采样信号，以及根据所述第一采样信号和所述反馈存储单元输出的反馈信号生成第二采样信号；

所述误差放大单元用于接收所述第二采样信号，以及对所述第二采样信号与基准电压的周期差值进行固定增益的放大，以获得误差输出信号；

所述反馈存储单元用于对所述误差输出信号进行多周期采集保持，并输出所述反馈信号至所述采样单元；

所述波形发生器用于根据所述误差输出信号生成控制信号；

其中，所述误差放大单元包括放大器、第二电阻和第三电阻；其中，所述第二电阻的一端与所述放大器的负极相接，另一端接入所述基准电压；所述第三电阻的一端与所述放大器的负极相接，另一端与所述放大器的输出端相接；所述放大器的正极接入所述第二采样信号；

所述采样单元包括第四电阻和第五电阻；所述第四电阻的一端为采样端，且与采样电路相接，另一端与所述放大器的正极和所述第五电阻的一端相接；所述第五电阻的另一端与所述反馈存储单元的输出端相接。

2.根据权利要求1所述的PSR控制电路，其特征在于，所述反馈存储单元包括开关、第一电阻、第一电容和跟随器；所述开关、所述第一电阻和所述跟随器依次串接，所述第一电容连接于所述第一电阻和所述跟随器之间，且并接到地；

以及，所述开关的一端部与所述误差放大单元的输出端相接，所述跟随器的输出端与所述采样单元的输入端相接。

3.根据权利要求1所述的PSR控制电路，其特征在于，所述误差输出信号满足如下公式：

vea_cyc=A×（vfb-vref）+vea_avg；

其中，vea_cyc为所述误差输出信号，A为所述放大器的固定增益，vfb为所述第一采样信号，vref为所述基准电压，vea_avg为所述反馈信号。

4.根据权利要求1所述的PSR控制电路，其特征在于，所述第三电阻和所述第二电阻的比值与所述第五电阻和所述第四电阻的比值相同。

5.根据权利要求1所述的PSR控制电路，其特征在于，所述第二采样信号满足如下公式：

vfb1=[A/(A+1)]×vfb+[1/(A+1)]×vea_avg；

其中，vfb1为所述第二采样信号，A为所述放大器的固定增益，vfb为所述第一采样信号， vea_avg为所述反馈信号。

6.根据权利要求1所述的PSR控制电路，其特征在于，所述波形发生器包括脉冲宽度调制模式和脉冲频率调制模式。

7.一种反激式开关电源，其特征在于，包括如权利要求1~6中任意一项所述的PSR控制电路。

8.根据权利要求7所述的反激式开关电源，其特征在于，当所述反激式开关电源的输出达到稳态后，所述反馈存储单元输出的所述反馈信号与所述误差放大单元输出的所述误差输出信号相等。

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