CN113067469B - 一种快速响应环路补偿电路、环路补偿芯片及开关电源 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种快速响应环路补偿电路、环路补偿芯片及开关电源，快速响应环路补偿电路包括可变输出摆率差分放大器、动态电流感应运算放大器、电阻R1、电阻R2和电容CC。当可变输出摆率差分放大器的输入电压在小信号区间内时，动态电流感应运算放大器反馈的电流为零或者很小，不改变可变输出摆率差分放大器的输出摆率。当可变输出摆率差分放大器在小信号区间之外时，动态电流感应运算放大器输出动态响应电流至可变输出摆率差分放大器，使其摆率增加，输出阻抗减小。本发明在不牺牲环路稳定性和动态性能的情况下，实现不同规格开关电源的环路归一化，节省环路调试所需要的人力、物力。在开关电源启机时减小应力和避免出现输出电压过冲现象。

Description

一种快速响应环路补偿电路、环路补偿芯片及开关电源
技术领域
本发明涉及快速响应环路补偿电路技术领域，特别涉及一种快速响应环路补偿电路、环路补偿芯片及开关电源。
背景技术
供电和电源调整是电子系统最基本的功能。没有稳定的供电，任何带负载的应用都不可能正常地工作，不管是手机、各种充电器或者信号采样器。因为在不同时间和不同工作条件下耗电负载所需要的电流是不一样的，快速改变的负载使得原本没有噪声的电源出现了瞬态偏移，最终的结果会导致原本应是直流的成分出现了不必要的电压波动。所以，常常需要通过负反馈环路来控制电压的稳定，确保输出电压不随着负载或温度的变化而产生较大的变化。如图1所示，是一个降压型Buck拓扑开关电源，粗实线框是buck控制IC，它的作用是将一个宽范围的输入电压VIN降压输出一个稳定的目标输出电压VOUT。由于输出端的带不同的负载电流，必然会影响VOUT的大小，所以需要通过环路来控制功率管的占空比，在输出负载变化时VOUT保持稳定。稳压原理是：通过采样电阻RFB2和RFB1分压作为反馈电压引脚FB的输入电压，用以感知VOUT的大小，由于输入电源VIN和输出电压VOUT是共“地”的，常称为非隔离反馈。当VOUT的电压偏高时，差分放大器的输入负端大于基准电压Vref，它的输出电压VO减小，在PWM比较器的作用于下，功率MOS管一个周期内导通的时间变短，即导通占空比减小，从而通过电感L传递到VOUT的能量减小，致使VOUT电压减小；相反地，当VOUT的电压偏低时，差分放大器的输入负端小于基准电压Vref，它的输出电压VO增加，在PWM比较器的作用于下，功率MOS管一个周期内导通的时间变长，即导通占空比增加，从而通过电感L传递到VOUT的能量增加，致使VOUT电压增加。如此形成的闭环回路，可以不断地调节目标输出电压VOUT到达稳定值，此时差分放大器的正负输入端的电压相等，容易计算出：
Figure GDA0003622683640000011
所以它是一个与负载大小无关的稳定值。图1中芯片外接的电阻RC和电容CC是用于环路补偿的电阻和电容，目的是使负反馈环路具有足够的相位裕度，避免环路产生自激振荡。为了使得负反馈环路具有足够大的相位裕度或增益裕度，补偿电容的大小常常需要几百皮法至几十纳法，这样大的电容在集成电路晶圆上实现面积非常大，甚至是难以实现。所以，在反馈环路集成芯片上常常需要把电容放大，获得足够大的等效电容。图2是传统的具有电容放大作用的滞环补偿电路结构(图2中差分放大器和运算放大器的实现电路分别如图3和图4所示)，它由差分放大器、零点电阻R1、极点电阻R2、补偿电容CC、运算放大器组成。运算放大器组成单位增益放大器，使得零点电阻R1上的压降跟极点电阻R2上的大小相同，由于极点电阻值远大于零点电阻，从而在补偿器的输出电压VEA变化时，大部分电流从零点电阻R1通过，仅有很小的与R1电流成比例的电流通过极点电阻R2，也就是给补偿电容CC的充电或者放电电流很小，起到了电容效应放大的作用。这一点容易通过对它的传递函数计算来得知：
Figure GDA0003622683640000021
极点的大小为：
Figure GDA0003622683640000022
可见，小信号等效电容Cequ是CC的(1+R2/R1)倍，设计R2与R1的比例，可获数百至数千倍的比例，那么只要皮法级别的电容便可获得纳法级别的等效电容，方便把环路集成在芯片内部。
如图5所示，是次级侧反馈(SSR，Secondary Side Regulated)反激开关电源，在隔离变压器副边，电阻RFB2和RFB1分压采样目标输出电压VOUT，TL431起到差分放大器的作用，它的基准电压Vref＝2.5V，电阻RC和电容CC用于环路补偿。当目标输出电压VOUT偏高时，TL431阴极电压降低，光耦电流增加，PWM控制IC的COM引脚电压减小，功率管开通的占空比减小，以使VOUT降低；相反地，当VOUT减小时，通过闭环回路的调节使其增加。由于输入电源VIN和输出电压VOUT是相互电气隔离的，常称为隔离反馈。这种TL431组成的补偿电路和光耦都需要建立时间，常常出现空载启机过冲的问题，需要较多的调试工作才能把启动过冲电压、稳态性能、动态性能三者折中好，在一些情况下需要另外增加软启动才能解决，电路复杂度增加，成本也增加。
上述非隔离反馈和隔离反馈的开关电源，都采用滞环补偿方法，这是开关电源中最常用的环路补偿方法，为了获得更好的环路稳定性，通过增加时间常数来实现，也就是增加上述等效电容。然而，时间常数的增加使得环路变慢，在输出电压发生偏离时环路不能及时地作出调整动作，输出电压偏离正常值较大。若时间常数较小，那么环路速度快，可以及时对输出电压进行调制，但是随着温度或者器件参数的变化，反馈环路产生自激振荡，致使输出电压振荡。环路的稳定性和响应速度是很难折中的一对矛盾，这就是使得传统的环路补偿具有两个缺点：1、需要很有经验的工程师才能设计和调试出漂亮的环路性能，实现各项指标的较好折中。不同的产品需要专门设计合适的环路，才能把性能指标折中好，这需要大量的调试工作。2、对于TL431组成的补偿电路，从开关电源开机启动阶段到环路进入稳态的过度过程中，常常出现输出电压过冲现象。
发明内容
本发明的目的是提供一种快速响应环路补偿电路、环路补偿芯片及开关电源，可以解决现有技术中设计环路性能对设计人要求高、调试工作量大以及常出现输出电压过冲现象的问题。
本发明的目的是通过以下技术方案实现的：
第一方面，本发明提供一种快速响应环路补偿电路，包括可变输出摆率差分放大器、动态电流感应运算放大器、电阻R1、电阻R2和电容CC；所述可变输出摆率差分放大器的信号输入正端口作为快速响应环路补偿电路的信号输入正端口；所述可变输出摆率差分放大器的信号输入负端口作为快速响应环路补偿电路的信号输入负端口；所述可变输出摆率差分放大器的电压输入正端口连接电源正；所述可变输出摆率差分放大器的电压负端口连接电源负；所述可变输出摆率差分放大器的输出端口与所述电阻R1的第一端口和所述电阻R2的第一端口相连，并作为快速响应环路补偿电路的输出端；所述可变输出摆率差分放大器的动态电流接收端口与所述动态电流感应运算放大器的动态电流发送端口相连；所述动态电流感应运算放大器的电压输入正端口连接电源正；所述动态电流感应运算放大器的电压输入负端口连接电源负；所述动态电流感应运算放大器的信号输入正端口与所述电阻R2的第二端口和所述电容CC的第一端口相连；所述动态电流感应运算放大器的信号输入负端口及输出端口与所述电阻R1的第二端口相连接；所述电容CC的第二端口连接电源负。
进一步的，所述的一种快速响应环路补偿电路还包括低跨导差分放大器，所述低跨导差分放大器的信号输入正端口与所述可变输出摆率差分放大器的信号输入正端口连接；所述低跨导差分放大器的信号输入负端口与所述可变输出摆率差分放大器的信号输入负端口连接；所述低跨导差分放大器的输出端口与所述动态电流感应运算放大器的输出端口连接；所述低跨导差分放大器的电压输入正端口连接电源正，所述低跨导差分放大器的电压输入负端口连接电源负。
进一步的，所述的可变输出摆率差分放大器包括三极管Q1、三极管Q2、晶体管PM11、晶体管PM12、晶体管PM13、晶体管NM11、晶体管NM12、晶体管NM13、晶体管NM14、晶体管NM15、晶体管NM16和晶体管NM17；所述三极管Q1的基极和所述晶体管MN17的栅极连接作为可变输出摆率差分放大器的信号输入正端口；所述三极管Q2的基极作为可变输出摆率差分放大器的信号输入负端口；所述晶体管PM1的源极、所述晶体管PM2的源极、所述晶体管PM3的源极、所述晶体管PM4的源极相互连接并作为可变输出摆率差分放大器的电压输入正端口；所述晶体管NM11的源极、所述晶体管NM12的源极、所述晶体管NM13的源极、所述晶体管NM14的源极、所述晶体管NM15的源极相互连接并作为可变输出摆率差分放大器的电压负端口；所述晶体管PM12的漏极和所述晶体管NM14的漏极连接并作为可变输出摆率差分放大器的输出端口；所述晶体管NM17的源极和所述晶体管NM15的漏极连接并作为可变输出摆率差分放大器的动态电流接收端口；第一固定电流输入到所述晶体管NM16的漏极和栅极、晶体管NM17的漏极；所述晶体管NM16的源极分别连接所述晶体管NM11的漏极和栅极、所述晶体管NM12的栅极、所述晶体管NM15的栅极；所述三极管Q1的集电极分别连接所述晶体管PM11的漏极和栅极、所述晶体管PM12的栅极；所述三极管Q2的集电极分别连接所述晶体管PM13的漏极和栅极、所述晶体管PM14的栅极；所述三极管Q1的集电极和所述三极管Q2的集电极连接所述晶体管NM12的漏极；所述晶体管PM14的漏极分别连接所述晶体管NM13的漏极和栅极、所述晶体管NM14的栅极。
进一步的，所述的动态电流感应运算放大器包括双端输入单端输出运算放大器301和动态电流感应电路302，所述动态电流感应电路302包括晶体管PM25、晶体管PM26、晶体管PM27、晶体管PM28、晶体管PM29、晶体管PM30、晶体管NM25、晶体管NM26、晶体管NM27、晶体管NM28和二极管D0；所述晶体管PM25的源极、所述晶体管PM26的源极、所述晶体管PM27的源极、所述晶体管PM28的源极、所述晶体管PM29的源极和所述晶体管PM30的源极连接电源正；所述晶体管NM25的源极、所述晶体管NM26的源极、所述晶体管NM27的源极、所述晶体管NM28的源极连接电源负；所述晶体管PM25的栅极和所述晶体管PM26的栅极相连并作为所述动态电流感应运算放大器的一个输入端；所述晶体管NM25的栅极和所述晶体管NM26的栅极相连并作为所述动态电流感应运算放大器的另一个输入端；所述晶体管PM25的漏极分别连接所述晶体管NM25的漏极、所述晶体管PM27的漏极和栅极、所述晶体管PM28的栅极；所述晶体管PM26的漏极分别连接所述晶体管NM26的漏极、所述晶体管NM27的漏极和栅极、所述晶体管NM28的栅极；所述晶体管PM29的栅极连接所述晶体管PM30的栅极和漏极；所述晶体管PM28的漏极连接所述晶体管PM29的漏极和所述二极管D0的阳极，所述二极管D0的阴极作为所述动态电流感应运算放大器的动态电流发送端口。
进一步的，所述的低跨导差分放大器包括晶体管PM31、晶体管PM32、晶体管PM33、晶体管PM34、晶体管NM31、晶体管NM32、晶体管NM33、晶体管NM34、三极管Q31、三极管Q32、电阻Re1和电阻Re2；所述三极管Q31的基极作为低跨导差分放大器的信号输入正端口；所述三极管Q32的基极作为低跨导差分放大器的信号输入负端口；所述晶体管PM31的源极、所述晶体管PM32的源极、所述晶体管PM33的源极、所述晶体管PM34的源极相连并作为低跨导差分放大器的电压输入正端口；所述晶体管NM31的源极、所述晶体管NM32的源极、所述晶体管NM33的源极、所述晶体管NM34的源极相互连接并作为低跨导差分放大器的电压输入负端口；所述晶体管PM32的漏极和所述晶体管NM34的漏极相连并作为低跨导差分放大器的输出端口；第二固定电压输入到所述晶体管NM31的栅极和漏极、所述晶体管NM32的栅极；所述三极管Q31的发射极通过所述电阻Re1后连接到所述晶体管NM32的漏极；所述三极管Q32的发射极通过所述电阻Re2后连接到所述晶体管NM32的漏极；所述三极管Q31的集电极分别连接所述晶体管PM31的漏极和栅极、所述晶体管PM32的栅极；所述三极管Q32的集电极分别连接所述晶体管PM33的漏极和栅极、所述晶体管PM34的栅极；所述晶体管PM34的漏极分别连接所述晶体管NM33的漏极和栅极、所述晶体管NM34的栅极。
第二方面，本发明提供一种环路补偿芯片，包括上述快速响应环路补偿电路。
进一步的，所述的一种环路补偿芯片还包含基准电压源产生电路、光耦驱动管PM0、电阻RSS、二极管DSS；所述基准电压源产生电路的输入端连接所述环路补偿芯片的高压电源输入正引脚，所述基准电压源产生电路的第一输出端连接所述快速响应环路补偿电路的信号输入正端口，所述基准电压源产生电路的第二输出端输出工作电压；所述快速响应环路补偿电路的信号输入负端口连接所述环路补偿芯片的反馈电压输入引脚；所述快速响应环路补偿电路的输出端连接所述光耦驱动管PM0的栅极和所述二极管DSS的阳极；所述光耦驱动管PM0的源极连接所述环路补偿芯片的光耦驱动引脚，所述二极管DSS的阴极连接所述环路补偿芯片的软启动时间设定引脚，所述二极管DSS的阴极通过所述电阻RSS连接工作电压。
第三方面，本发明提供一种开关电源，包括上述环路补偿芯片。
进一步的，所述的开关电源为以下之中的一种：线性稳压器、降压型Buck拓扑开关电源、初级侧反馈反激开关电源、次级侧反馈反激开关电源、升压型Boost开关电源。
本发明的快速响应环路补偿电路、环路补偿芯片及开关电源，有益效果在于：1、快速响应补偿电路易于集成到线性稳压芯片和开关电源芯片内部，面积小，不需要外接补偿电容。2、在不牺牲环路稳定性和动态性能的情况下，实现不同规格开关电源的环路归一化，大大节省环路调试所需要的人力、物力；3、易实现高精度的开关电源；4、具有软启动功能，在开关电源启机时减小应力和避免出现输出电压过冲现象。
附图说明
图1为现有技术的降压型Buck拓扑稳压控制原理图；
图2为现有技术的具有电容放大作用的环路补偿电路；
图3为现有技术的差分放大器实现电路；
图4为现有技术的运算放大器实现电路；
图5为现有技术的光耦隔离反馈反激开关电源原理图；
图6为本发明的快速响应环路补偿电路的第一种实施方式原理框图；
图7为本发明的快速响应环路补偿电路的第二种实施方式原理框图；
图8为本发明的可变输出摆率差分放大器的实现电路；
图9为本发明的动态电流感应运算放大器的实现电路；
图10为本发明的可变输出摆率差分放大器在无动态电流作用下的跨导曲线；
图11为本发明的低跨导差分放大器的实现电路；
图12为本发明的低跨导差分放大器和可变输出摆率差分放大器在无动态电流作用下的跨导曲线；
图13为本发明的环路补偿芯片在SSR反馈反激开关电源中的应用图；
图14为本发明的环路补偿芯片的实现原理框图。
具体实施方式
下面结合附图对本公开实施例进行详细描述。
以下通过特定的具体实例说明本公开的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本公开的其他优点与功效。显然，所描述的实施例仅仅是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例。本公开还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本公开的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。基于本公开中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。
实施例一
如图6所示，是本发明快速响应环路补偿电路第一种实现方式的原理框图，包括：可变输出摆率差分放大器、动态电流感应运算放大器、零点电阻R1、极点电阻R2、补偿电容CC。可变输出摆率差分放大器的信号输入正端口101作为快速响应环路补偿电路的信号输入正端口。可变输出摆率差分放大器的信号输入负端口102作为快速响应环路补偿电路的信号输入负端口，端口101与端口102的电压差是快速响应环路补偿电路的输入电压。可变输出摆率差分放大器的电压输入正端口103与电源正VCC相连接，可变输出摆率差分放大器的电压负端口104与电源负相连接，可变输出摆率差分放大器的输出端口105与零点电阻R1的第一端口和极点电阻R2的第一端口相连接，并作为快速响应环路补偿电路的输出端输出电压VO，可变输出摆率差分放大器的动态电流接收端口106与动态电流感应运算放大器的动态电流发送端口110相连接。动态电流感应运算放大器的电压输入正端口112与电源正VCC相连接，它的电压输入负端口109与电源负相连接，它的信号输入正端口107与极点电阻R2的第二端口和补偿电容CC的第一端口相连接，它的信号输入负端口108与输出端口111与零点电阻R1的第二端口相连接。补偿电容CC的第二端口与电源负连接。
图6所示的原理框图的工作原理为：
本发明环路补偿电路可工作在小信号稳态和大信号快速响应两种状态下；
当可变输出摆率差分放大器的输入电压在小信号区间内时，动态电流感应运算放大器反馈至可变输出摆率差分放大器的电流为零或者反馈的电流很小，不会改变可变输出摆率差分放大器的输出摆率。可变输出摆率差分放大器的输出摆率、输出阻抗特性由其自身的静态偏置电流决定。
当可变输出摆率差分放大器在小信号区间之外时，动态电流感应运算放大器输出动态响应电流至可变输出摆率差分放大器，使可变输出摆率差分放大器的摆率增加，输出阻抗减小。
上述小信号区间是指可变输出摆率差分放大器的输入电压较小，环路所要稳定的目标输出电压没有较大幅度地超出规格，不需要环路进行快速响应。在可变输出摆率差分放大器的输入电压超出此区间时，认为环路所要稳定的电压产生了较大幅度的偏差，需要环路快速响应以减小偏差。
在环路稳定下或者小幅波动下时，可变输出摆率差分放大器的信号输入电压(端口101和端口102的压降)约等于零或者是小量的压降，可变输出摆率差分放大器从端口105输出的电流IO1比较小，电流IO1的绝大部分经过零点电阻R1后流入动态电流感应运算放大器的输出端口111，不足以触发快速动态响应，也就是动态电流感应运算放大器的动态电流发送端口110不反馈电流或者反馈的电流很小，可变输出摆率差分放大器的输出摆率、输出阻抗等性能参数基本保持不变。所以在此种小信号输入状态下，本发明的快速动态响应环路补偿电路跟背景技术中的传统结构是一样的，它的传递函数如公式(2)，在此不再赘述。
在环路出现较大幅度的波动时，可变输出摆率差分放大器的信号输入电压较大，超出了设定的小信号范围，可变输出摆率差分放大器输出端口105的电流足够大，促使动态电流感应运算放大器产生动态电流从端口110反馈至可变输出摆率差分放大器的端口106，动态电流使得可变输出摆率差分放大器的静态偏置电流增加，输出摆率也因此增加，从而从端口105输出的电流IO1也会变大，进而动态电流也增加，这样就形成了正反馈，使得环路补偿电路的输出电压VO快速增加或者减小，快速地调整环路。可变输出摆率差分放大器的信号输入电压越大，上述的正反馈越强烈，环路响应速度越快。在VO的作用下，环路大幅度调整一段时间后，可变输出摆率差分放大器输入电压会再次进入小信号区间，直到环路最终稳定，输入信号电压约等于零。
可见，本发明快速响应环路补偿电路在小信号区间内，允许把时间常数设计得比传统结构的更大，这样表征环路稳定性的相位裕度更大，环路的适用性也强。在环路出现大动态时，又会通过对动态电流的检测和反馈快速地响应，实现了稳定性和动态响应速度的合理折中。
进一步的，在本申请的一种优选实施方式中，可变输出摆率差分放大器的电路原理图如图8所示，它端口的编号与图6中的一一对应，包括三极管Q1、三极管Q2、晶体管PM11、晶体管PM12、晶体管PM13、晶体管NM11、晶体管NM12、晶体管NM13、晶体管NM14、晶体管NM15、晶体管NM16和晶体管NM17，三极管Q1的基极和晶体管MN17的栅极连接并作为可变输出摆率差分放大器的信号输入正端口101；三极管Q2的基极作为可变输出摆率差分放大器的信号输入负端口102；晶体管PM1的源极、晶体管PM2的源极、晶体管PM3的源极、晶体管PM4的源极相互连接并作为可变输出摆率差分放大器的电压输入正端口103；晶体管NM11的源极、晶体管NM12的源极、晶体管NM13的源极、晶体管NM14的源极、晶体管NM15的源极相互连接并作为可变输出摆率差分放大器的电压负端口104；晶体管PM12的漏极和晶体管NM14的漏极连接并作为可变输出摆率差分放大器的输出端口105；晶体管NM17的源极和晶体管NM15的漏极连接并作为可变输出摆率差分放大器的动态电流接收端口106；固定电流IB输入到晶体管NM16的漏极和栅极、晶体管NM17的漏极；晶体管NM16的源极连接晶体管NM11的漏极和栅极、晶体管NM12的栅极、晶体管NM15的栅极；三极管Q1的集电极连接晶体管PM11的漏极和栅极、晶体管PM12的栅极；三极管Q2的集电极连接晶体管PM13的漏极和栅极、晶体管PM14的栅极；三极管Q1的集电极和三极管Q2的集电极连接晶体管NM12的漏极；晶体管PM14的漏极连接晶体管NM13的漏极和栅极、晶体管NM14的栅极。
图8所示的可变输出摆率差分放大器的工作原理是：采用NPN型三极管Q1和Q2作为差分输入对管，P型沟道绝缘栅晶体管PM11和PM12形成的电流镜作为三极管Q1一路的负载；PM13和PM14形成的电流镜作为三极管Q2一路的负载，并且再经过N型沟道绝缘栅晶体管NM13和NM14后形成单端输出。所以这是一个双端输入单端输出的差分放大器，上述是集成电路中常用的结构。跟传统的结构相比，本发明的不同点在于电流镜偏置管NM12的电流是变化的，它的实现原理如下：
为方便描述，从NM11、NM12、NM15、NM16、NM17各自漏极流入源极流出的电流分别记为IB11、IB12、IB15、IB16、IB17，从动态电流接收端口流入的电流记为Idt，如图8所示。记PM11和PM12的尺寸比例相同，PM13和PM14的尺寸比例相同，NM11、NM15、NM12的尺寸比例是1:3:4，那么IB11：IB15：IB12＝1:3:4。容易计算：
IB11＝IB16＝IB-IB17 公式(4)
IB17+Idt＝IB15＝3IB11 公式(5)
由以上两式可求得：
4IB11＝IB+Idt 公式(6)
那么可变输出摆率差分放大器的偏置管NM12的电流大小为：
IB12＝IB+Idt 公式(7)
可见，该偏置电流是一个固定电流IB与可变电流Idt之和。可变输出摆率差分放大器的输出摆率就是它的输出端口提供和抽取电流的能力，由NM12的电流大小决定。当动态电流Idt＝0时，NM12的电流是固定值IB；当动态电流大于零时，NM12的电流随着Idt的增加而增加，可变输出摆率差分放大器提供或吸收的电流增加，输出阻抗减小，差分放大器的带宽增加。所以，该电路达到了本发明可变输出摆率差分放大器的目的。
进一步的，在本申请的一种优选实施方式中，动态电流感应运算放大器如图9所示，端口的编号与图6中的一一对应。动态电流感应运算放大器包括双端输入单端输出运算放大器301和动态电流感应电路302，其中动态电流感应电路302包括晶体管PM25、晶体管PM26、晶体管PM27、晶体管PM28、晶体管PM29、晶体管PM30、晶体管NM25、晶体管NM26、晶体管NM27、晶体管NM28和二极管D0，晶体管PM25的源极、晶体管PM26的源极、晶体管PM27的源极、晶体管PM28的源极、晶体管PM29的源极和晶体管PM30的源极相连接并连接到电源正VCC；晶体管NM25的源极、晶体管NM26的源极、晶体管NM27的源极、晶体管NM28的源极连接到电源负；晶体管PM25的栅极和晶体管PM26的栅极相连并作为动态电流感应运算放大器的一个输入端；晶体管NM25的栅极和晶体管NM26的栅极相连并作为动态电流感应运算放大器的另一个输入端；晶体管PM25的漏极连接晶体管NM25的漏极、晶体管PM27的漏极和栅极、晶体管PM28的栅极；晶体管PM26的漏极连接晶体管NM26的漏极、晶体管NM27的漏极和栅极、晶体管NM28的栅极；晶体管PM29的栅极连接晶体管PM30的栅极和漏极；晶体管PM28的漏极连接晶体管PM29的漏极和二极管D0的阳极，二极管D0的阴极作为动态电流感应运算放大器的动态电流发送端口110。
本实施例的双端输入单端输出运算放大器301与传统的双端输入单端输出运算放大器一样，结构简单，也是很常用的，在此不再细述。本发明动态感应运算放大器的特征在于动态电流感应电路302，它可以感应输出动态电流。
动态电流感应电路302的工作原理为：
为描述方便，记图9中虚框302内PM25、PM26、PM27、PM28、PM29、PM30跟虚框302内PM24的尺寸比例都是1:1，NM24、NM25、NM26、NM27、NM28与NM24的尺寸比例也是1:1；IP24、IP28、IP29分别是P型沟道MOS管PM24、PM28、PM29各自源极到漏极的电流，IN24是N型沟道MOS管NM24漏极到源极的电流，如图9所示。容易计算出：
当动态电流感应运算放大器VO2输出电流时，即IP24>IN24
IP28＝0，IP29＝IP24-IN24＝|IVO2| 公式(8)
当动态电流感应运算放大器VO2吸收电流时，即IP24＜IN24
IP28＝IN24-IP24＝|IVO2|，IP29＝0 公式(9)
可见，IP28与IP29的电流之和等于VO2输出或吸收的电流大小，从图6可以看出该电流也是通过零点电阻R1的电流IR1。在环路稳定状态下时，极点电阻R2两端的电压差约为零，动态电流感应运算放大器组成的单位增益放大器使得极点电阻R2的第二端口与零点电阻R1的第二端口电压相同，所以此时零点电阻R1两端的电压差也是约为零；在环路动态响应过程中，可变输出摆率差分发放大器的输出电流IO1(负值表示吸收电流)致使VO增加或减小(I01为正时VO增加，反之减小)，又由于补偿电容CC上的电压不能突变，零点电阻R1和极点电阻R2上产生压降，从而产生动态响应过程中的环路调节电流，它是一个瞬态的电流。由于电阻R2远大于R1，IO1中大部分电流从零点电阻R1通过。仅有很小的电流通过极点电阻R2给补偿电容进行充放电，从而充放电时间常数大，实现了环路稳定所需要的靠近频域原点的极点。
从上述分析可知，动态电流感应运算放大器感应到的电流IP28+IP29就是通过零点电阻R1的电流大小IR1，约等于IO1的大小。在原理上，可以直接把IP28+IP29输出作为动态电流来改变可变输出摆率差分放大器的性能，然而，一方面实际中不需要动态响应太过灵敏，另一方面，可变输出摆率差分放大器和动态电流感应运算放大器不可避免地存在或多或少的失调，环路即使在稳态下零点电阻也存在小量的失调电流，不应该被认为是动态响应。所以，更优的选择是当IP28+IP29超过一定阈值时，才认为是环路动态过程。如图9虚框302中所示，本发明通过IP28+IP29之和与阈值电流IBth进行比较来实现，只有当IP28+IP29>IBth才会有电流通过二极管D0到动态电流输出端口110。二极管D0的作用是防止电流倒吸作用，IP28+IP29<IBth时，不会从端口110吸收电流，不影响输出摆率差分放大器的正常工作。
那么，只有可变输出摆率差分放大器的输出电流IO1大小超过阈值电流IBth时，本发明快速响应环路补偿电路才会形成正反馈，加速环路的调节作用。假设可变输出摆率差分放大器的跨导为Gm，折算到它的输入端，容易计算出输入电压的小信号区间为
Figure GDA0003622683640000101
当可变输出摆率差分放大器的输入电压在此小信号区间内时，动态电流感应运算放大器不产生改变可变输出摆率差分放大器性能的动态电流，也就不会发生快速动态响应过程；反之，当可变输出摆率差分放大器的输入电压超出此范围时，发生快速动态响应过程，加快环路的调节。
实施例二
如图7所示，是本发明快速响应环路补偿电路的第二种实现方式的原理框图，在实施例一的基础上增加了低跨导差分放大器，低跨导差分放大器的信号输入正端口201与可变输出摆率差分放大器的信号输入正端口101相连接，作为快速响应环路补偿电路的信号输入正端口，它的信号输入负端口202与可变输出摆率差分放大器的信号输入负端口102相连接，作为快速响应环路补偿电路的信号输入负端口，它的输出端口205与动态电流感应运算放大器的输出端111相连接，它的电压输入正端口203与电源正VCC相连接，它的电压输入负端口204与电源负相连接。
进一步的，在本申请的优选实施方式中，低跨导差分放大器如图11所示，包括晶体管PM31、晶体管PM32、晶体管PM33、晶体管PM34、晶体管NM31、晶体管NM32、晶体管NM33、晶体管NM34、三极管Q31、三极管Q32、电阻Re1和电阻Re2；三极管Q31的基极作为低跨导差分放大器的信号输入正端口201，三极管Q32的基极作为低跨导差分放大器的信号输入负端口201，晶体管PM31的源极、晶体管PM32的源极、晶体管PM33的源极、晶体管PM34的源极相连并作为低跨导差分放大器的电压输入正端口203，晶体管NM31的源极、晶体管NM32的源极、晶体管NM33的源极、晶体管NM34的源极相互连接并作为低跨导差分放大器的电压输入负端口204，晶体管PM32的漏极和晶体管NM34的漏极相连并作为低跨导差分放大器的输出端口205。固定电压IB2输入到晶体管NM31的栅极和漏极、晶体管NM32的栅极；三极管Q31的发射极通过电阻Re1后连接到晶体管NM32的漏极，三极管Q32的发射极通过电阻Re2后连接到晶体管NM32的漏极。三极管Q31的集电极连接晶体管PM31的漏极和栅极、晶体管PM32的栅极。三极管Q32的集电极连接晶体管PM33的漏极和栅极、晶体管PM34的栅极。晶体管PM34的漏极连接晶体管NM33的漏极和栅极、晶体管NM34的栅极。
在实施例一中我们计算出了小信号区间
Figure GDA0003622683640000111
假设快速响应环路补偿电路的信号输入正端口101的电压是2.0V，在±％2内认为是小信号波动，那么端口102与端口101之间的电压Vin在[-40mV,+40mV]内不会触发快速动态响应。若IO1的最大输出电流大于IBth，一般把参数设计
Figure GDA0003622683640000112
便可。
然后，在一些情况下，需要更宽的小信号区间，或者为了获得可变输出摆率差分放大器需要的稳态性能指标，例如比较大的输出阻抗、低功耗等，可能导致
Figure GDA0003622683640000113
即在小信号区间内可变输出摆率差分放大器达到了最大输出摆率。在动态电流为零的情况下，可变输出摆率差分放大器的跨导特性曲线如图10所示，横坐标是信号输入电压Vin，纵坐标是IO1，区间[C,D]是小信号区间，C和D的坐标分别是
Figure GDA0003622683640000114
和
Figure GDA0003622683640000115
而可变输出摆率差分放大器在坐标A和B处时IO1已经达到了最大输出电流IO1_max，从A往C或B往D，虽然Vin逐渐增加，但是可变输出摆率差分放大器的输出电流并未增加，最终不能达到IBth的快速动态响应触发条件。
为了更方便地设计可变输出摆率差分放大器和小信号区间，本实施例提供一种更优选的实现方式，如图7所示。与第一种实现方式图6相比，新增了低跨导差分放大器，它输入端口与可变输出摆率差分放大器的并联，它的实现电路如图11所示。该低跨导差分放大器的原理是比较简单的，跟传统差分放大器图3比较，在输入对管Q31和Q32的发射极分别串联了电阻Re1和Re2，使得输入阻抗增加，跨导减小。由于低跨导差分放大器的输出与动态电流感应运算放大器的输出连接，对补偿电路的传递函数没有影响。低跨导差分放大器和可变输出摆率差分放大器的输入端是并联的，它们在同样的信号输入电压Vin下产生输出电流，前者输出电流IO3直接流入动态电流感应运算放大器的输出端，而后者的输出电流IO1通过零点电阻R1后同样流入电流感应运算放大器的输出端，从而它们的输出电流之和才是所检测的动态电流，如图12所示，画出了IO1+IO3和IO1随信号输入电压Vin的变化曲线。
图12中粗实线是IO1+IO3，从A点往负方向和从B点往正反向，随着Vin的增加电流持续增加，到达C点和D点时触发动态快速动态响应，到达E点和F点时电流才停止增加，Vin在更宽的区间(E至F)内控制动态电流。可见，虽然仅凭借IO1不能触发动态快速响应，因为在A点和B点，IO1已经到达最大值。在叠加低跨导差分放大器的输出电流后，仍然可以实现快速动态响应，这样的话，在设计可变输出差分放大器的性能指标时不需要担心IO1偏小而不能实现快速动态响应功能，因为可以另外通过对IO2的合理设计，与IO1配合实现所需要动态响应指标。
通过增加低跨导差分放大器实现快速动态响应，还有另外一个优点，就是可以控制快速响应的正反馈系数。图12中，区间(E,A)和区间(B，F)的曲线斜率是由低跨导差分放大器的大信号跨导决定，小于(A,B)区间的斜率，这样容易避免正反馈系数大于1而出现动态电流发生阶跃，即出现一旦触发动态响应，动态电流就跳跃至最大值，不利于优化动态性能指标。低跨导差分放大器的跨导小，Vin越大，动态响应的正反馈程度越大，更快地调节环路以阻止Vin的进一步增加，这样动态响应大小跟随Vin变化，是自适应的，不会对环路过度调节，动态响应指标更好。
实施例三
本实施例提供一种环路补偿芯片，如图14所示，包括实施例一或实施例二的快速响应环路补偿电路。环路补偿芯片至少包括高压电源输入正引脚VDD(端口401)、低压电源输出引脚VCC(端口402)、反馈电压输入引脚FB(端口403)、电源输入负引脚GND(端口404)、软启动时间设定引脚SS(端口405)、光耦驱动引脚VOpt(端口406)。
本发明的环路补偿芯片还包含基准电压源产生电路、光耦驱动管PM0、软启动电阻RSS、软启动截止二极管DSS。基准电压源产生电路的输入端连接高压电源输入正引脚VDD，基准电压源产生电路的第一输出端连接快速响应环路补偿电路的信号输入正端口，基准电压源产生电路的第二输出端输出工作电压VCC。快速响应环路补偿电路的信号输入负端口连接反馈电压输入引脚FB。快速响应环路补偿电路的输出端连接光耦驱动管PM0的栅极和软启动截止二极管DSS的阳极。光耦驱动管PM0的源极连接光耦驱动引脚VOpt，二极管DSS的阴极连接软启动时间设定引脚SS，二极管DSS的阴极通过软启动电阻RSS连接工作电压VCC。
以实施例二的快速响应环路补偿电路为例说明环路补偿芯片的实现电路，如图14所示。图14的工作原理为：基准电压源产生电路产生低温度系数的带隙基准电压为可变输出摆率差分放大器的信号输入正提供参考电压，同时还产生环路补偿芯片内部工作电源VCC，并从低压电源输出引脚402输出。光耦驱动管PM0，它的栅极与快速响应环路补偿电路的输出VO与软启动截止二极管DSS的阳极相连接，它的漏极与电源输入负连接，它的源极与光耦驱动引脚406连接；软启动截止二极管DSS的阴极与软启动电阻RSS的第二端口与软启动时间设定引脚405相连接；反馈电压输入引脚403与快速响应环路补偿电路的输入负端口相连接。
基准电压源产生电路产生带隙基准电压，作为环路补偿电路的参考比较电压，同时把高压输入电压源通过线性稳压器降为低压电源，因为根据不同的应用需求，开关电源输出电压VOUT电压是宽范围的，从几伏特到几十伏特，而芯片内部电路的供电电源一般在6V以内，所以需要高压转低压的过程。低温度系数带隙基准电压和芯片内部供电电源的产生电路是集成电路芯片设计中常用的基本模块。光耦驱动管PMO起到电位平移的作用，设计PMO的尺寸使得在所需范围内的不同源漏电流下，栅极跟源极的电压变化不大，从而光耦驱动引脚VOpt的电压是跟随快速响应环路补偿电路输出电压VO的变化。
实施例四
本发明还提供一种开关电源，包括实施例三所述的环路补偿芯片。
本发明的环路补偿芯片可以广泛应用在线性稳压器、降压型Buck拓扑开关电源、初级侧反馈(PSR，Primary Side Regulated)反激开关电源、次级侧反馈(SSR，SecondarySide Regulated)反激开关电源、升压型Boost开关电源等等，凡是需要通过环路来实现稳压的场合，本发明的环路补偿芯片性能指标优势明显，占用芯片面积小。
本实施例以次级侧光耦反馈反激开关电源为例进行说明环路补偿芯片所起的作用。如图13所示，环路补偿芯片代替了图5中TL431和补偿电容、电阻组成的传统补偿电路。
如实施例三所述，光耦驱动引脚VOpt的电压是跟随快速响应环路补偿电路输出电压VO的变化，那么图13中与光耦串联的偏置电阻RB电压差也是跟随VO的变化，进而实现VO对光耦电流的控制。下面根据图13和图14所示，阐明本发明环路补偿芯片在次级侧反馈隔离型反激开关电源中对输出电压的调整原理。
软启动阶段：在开关电源原边输入电压VIN到达启动电压后，PWM控制芯片开始输出占空比，控制功率管NMO的开通与关断，通过变压器和整流二极管DOUT将能量传递到输出端，输出电压VOUT逐渐上升。环路补偿芯片的高压电源输入正引脚VDD的电压上升，内部低压电源VCC电压也逐渐上升，VCC通过软启动电阻RSS给软启动电容CSS充电，使其电压逐渐上升。由于二极管DSS的旁路作用，快速响应环路补偿电路的输出电压VO比软启动电容CSS的电压大一个二极管压降，因此电压VO和补偿电容CC上的电压以及光耦驱动引脚VOpt上的电压，它们的上升速度跟软启动电容上的电压上升速度一样。VOpt电压是跟随软启动电压逐渐上升，在偏置电阻RB上的压降逐渐减小，通过光耦的电流逐渐减小，从而PWM控制IC的COM电压逐渐上升，功率管NM0的占空比逐渐增加，VOUT逐渐上升。如此，软启动电压的上升速度可以控制输出电压VOUT的上升速度，避免开关电源上电启动时功率管峰值电流过大而损坏器件。随着VOUT的上升，通过采样电阻RFB2和RFB1分压后，反馈电压输入端口FB的电压接近基准参考电压，可变输出摆率差分放大器的输出电流逐渐减小，以致软启动二极管DSS截止，自此VO不再跟随软启动电容电压的变化，稳压环路开始形成闭环，软启动过程结束。可见，在整个软启动过程中补偿电容CC上的电压逐渐被牵引着上升，直到稳压环路开始形成闭环时，补偿电容CC上的电压正好处于稳态下值附近，没有大幅的电压过调，从而避免VOUT出现过冲电压。
稳态下的环路调节状态：当开关电源输出电压VOUT增加，反馈电压输入端FB电压增加，可变输出摆率差分放大器的输出电压VO减小，变压器驱动引脚电压VOpt减小，光耦电流增加，PWM控制IC的COM脚电压减小，功率管NM0开关的占空比减小，变压器传递到VOUT的能量减小，从而阻止VOUT的增加；相反地，当开关电源输出电压VOUT减小，反馈电压输入端FB电压减小，可变输出摆率差分放大器的输出电压VO增加，变压器驱动引脚电压VOpt增加，光耦电流减小，PWM控制IC的COM脚电压增加，功率管NM0开关的占空比增加，变压器传递到VOUT的能量增加，从而阻止VOUT的减小。如此不断反复，VOUT处于稳定值。
对于不同规格的开关电源，例如功率等级不同，输出电压不同等等，会导致变压器参数、输出电容等参数的不同，进而导致开关电源的传递函数不同，按照传统的环路补偿方法，是需要针对不同规格分别进行设计环路补偿电路的参数才能同时获得好的环路稳定性能和动态性能，这就需要花费大量的人力、物力。庆幸地是，本发明提供快速响应环路补偿电路可以将环路统一设计得足够慢，以满足各种规格开关电源的稳定性，因为在输出电压VOUT偏离稳态值较大时，环路又能进入快速响应状态，所以不需要过多担心动态指标变差。本发明提供的环路补偿芯片还具有软启动时间设计功能，又可以避免启动时输出电压出现过冲。因此，它具有普遍的适用性，一芯在手，省心又省力。
另外，由于集成电路工艺固有的扩散浓度一致性问题，TL431的基准电压的精度在±2.5％左右，且TL431的电路结构决定了它的基准电压是不能修调校准的，若想获得±1％甚至更高的精度，需要通过测试筛选分档次来销售，成本增加。本发明的环路补偿芯片基准电压仅需要集成电路设计中常用的带隙基准电压结构来实现便可，是可以通过电压修调方法来提高基准电压的精度，所以本发明的环路补偿容易实现高精度输出电压的开关电源。
以上仅为说明本发明的实施方式，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，凡在本发明的精神和原则之内，不经过创造性劳动所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种快速响应环路补偿电路，其特征在于，包括可变输出摆率差分放大器、动态电流感应运算放大器、电阻R1、电阻R2和电容CC；所述可变输出摆率差分放大器的信号输入正端口作为快速响应环路补偿电路的信号输入正端口；所述可变输出摆率差分放大器的信号输入负端口作为快速响应环路补偿电路的信号输入负端口；所述可变输出摆率差分放大器的电压输入正端口连接电源正；所述可变输出摆率差分放大器的电压负端口连接电源负；所述可变输出摆率差分放大器的输出端口与所述电阻R1的第一端口和所述电阻R2的第一端口相连，并作为快速响应环路补偿电路的输出端；所述可变输出摆率差分放大器的动态电流接收端口与所述动态电流感应运算放大器的动态电流发送端口相连；所述动态电流感应运算放大器的电压输入正端口连接电源正；所述动态电流感应运算放大器的电压输入负端口连接电源负；所述动态电流感应运算放大器的信号输入正端口与所述电阻R2的第二端口和所述电容CC的第一端口相连；所述动态电流感应运算放大器的信号输入负端口及输出端口与所述电阻R1的第二端口相连接；所述电容CC的第二端口连接电源负；
所述的可变输出摆率差分放大器包括三极管Q1、三极管Q2、晶体管PM11、晶体管PM12、晶体管PM13、晶体管NM11、晶体管NM12、晶体管NM13、晶体管NM14、晶体管NM15、晶体管NM16和晶体管NM17；所述三极管Q1的基极和所述晶体管MN17的栅极连接作为可变输出摆率差分放大器的信号输入正端口；所述三极管Q2的基极作为可变输出摆率差分放大器的信号输入负端口；所述晶体管PM1的源极、所述晶体管PM2的源极、所述晶体管PM3的源极、所述晶体管PM4的源极相互连接并作为可变输出摆率差分放大器的电压输入正端口；所述晶体管NM11的源极、所述晶体管NM12的源极、所述晶体管NM13的源极、所述晶体管NM14的源极、所述晶体管NM15的源极相互连接并作为可变输出摆率差分放大器的电压负端口；所述晶体管PM12的漏极和所述晶体管NM14的漏极连接并作为可变输出摆率差分放大器的输出端口；所述晶体管NM17的源极和所述晶体管NM15的漏极连接并作为可变输出摆率差分放大器的动态电流接收端口；第一固定电流输入到所述晶体管NM16的漏极和栅极、晶体管NM17的漏极；所述晶体管NM16的源极分别连接所述晶体管NM11的漏极和栅极、所述晶体管NM12的栅极、所述晶体管NM15的栅极；所述三极管Q1的集电极分别连接所述晶体管PM11的漏极和栅极、所述晶体管PM12的栅极；所述三极管Q2的集电极分别连接所述晶体管PM13的漏极和栅极、所述晶体管PM14的栅极；所述三极管Q1的集电极和所述三极管Q2的集电极连接所述晶体管NM12的漏极；所述晶体管PM14的漏极分别连接所述晶体管NM13的漏极和栅极、所述晶体管NM14的栅极；
所述的动态电流感应运算放大器包括双端输入单端输出运算放大器301和动态电流感应电路302，所述动态电流感应电路302包括晶体管PM25、晶体管PM26、晶体管PM27、晶体管PM28、晶体管PM29、晶体管PM30、晶体管NM25、晶体管NM26、晶体管NM27、晶体管NM28和二极管D0；所述晶体管PM25的源极、所述晶体管PM26的源极、所述晶体管PM27的源极、所述晶体管PM28的源极、所述晶体管PM29的源极和所述晶体管PM30的源极连接电源正；所述晶体管NM25的源极、所述晶体管NM26的源极、所述晶体管NM27的源极、所述晶体管NM28的源极连接电源负；所述晶体管PM25的栅极和所述晶体管PM26的栅极相连并作为所述动态电流感应运算放大器的一个输入端；所述晶体管NM25的栅极和所述晶体管NM26的栅极相连并作为所述动态电流感应运算放大器的另一个输入端；所述晶体管PM25的漏极分别连接所述晶体管NM25的漏极、所述晶体管PM27的漏极和栅极、所述晶体管PM28的栅极；所述晶体管PM26的漏极分别连接所述晶体管NM26的漏极、所述晶体管NM27的漏极和栅极、所述晶体管NM28的栅极；所述晶体管PM29的栅极连接所述晶体管PM30的栅极和漏极；所述晶体管PM28的漏极连接所述晶体管PM29的漏极和所述二极管D0的阳极，所述二极管D0的阴极作为所述动态电流感应运算放大器的动态电流发送端口。
2.根据权利要求1所述的一种快速响应环路补偿电路，其特征在于，还包括低跨导差分放大器，所述低跨导差分放大器的信号输入正端口与所述可变输出摆率差分放大器的信号输入正端口连接；所述低跨导差分放大器的信号输入负端口与所述可变输出摆率差分放大器的信号输入负端口连接；所述低跨导差分放大器的输出端口与所述动态电流感应运算放大器的输出端口连接；所述低跨导差分放大器的电压输入正端口连接电源正，所述低跨导差分放大器的电压输入负端口连接电源负。
3.根据权利要求2所述的一种快速响应环路补偿电路，其特征在于，所述的低跨导差分放大器包括晶体管PM31、晶体管PM32、晶体管PM33、晶体管PM34、晶体管NM31、晶体管NM32、晶体管NM33、晶体管NM34、三极管Q31、三极管Q32、电阻Re1和电阻Re2；所述三极管Q31的基极作为低跨导差分放大器的信号输入正端口；所述三极管Q32的基极作为低跨导差分放大器的信号输入负端口；所述晶体管PM31的源极、所述晶体管PM32的源极、所述晶体管PM33的源极、所述晶体管PM34的源极相连并作为低跨导差分放大器的电压输入正端口；所述晶体管NM31的源极、所述晶体管NM32的源极、所述晶体管NM33的源极、所述晶体管NM34的源极相互连接并作为低跨导差分放大器的电压输入负端口；所述晶体管PM32的漏极和所述晶体管NM34的漏极相连并作为低跨导差分放大器的输出端口；第二固定电压输入到所述晶体管NM31的栅极和漏极、所述晶体管NM32的栅极；所述三极管Q31的发射极通过所述电阻Re1后连接到所述晶体管NM32的漏极；所述三极管Q32的发射极通过所述电阻Re2后连接到所述晶体管NM32的漏极；所述三极管Q31的集电极分别连接所述晶体管PM31的漏极和栅极、所述晶体管PM32的栅极；所述三极管Q32的集电极分别连接所述晶体管PM33的漏极和栅极、所述晶体管PM34的栅极；所述晶体管PM34的漏极分别连接所述晶体管NM33的漏极和栅极、所述晶体管NM34的栅极。
4.一种环路补偿芯片，其特征在于，包括权利要求1至3任一项所述的快速响应环路补偿电路。
5.根据权利要求4所述的一种环路补偿芯片，其特征在于，还包含基准电压源产生电路、光耦驱动管PM0、电阻RSS、二极管DSS；所述基准电压源产生电路的输入端连接所述环路补偿芯片的高压电源输入正引脚，所述基准电压源产生电路的第一输出端连接所述快速响应环路补偿电路的信号输入正端口，所述基准电压源产生电路的第二输出端输出工作电压；所述快速响应环路补偿电路的信号输入负端口连接所述环路补偿芯片的反馈电压输入引脚；所述快速响应环路补偿电路的输出端连接所述光耦驱动管PM0的栅极和所述二极管DSS的阳极；所述光耦驱动管PM0的源极连接所述环路补偿芯片的光耦驱动引脚，所述二极管DSS的阴极连接所述环路补偿芯片的软启动时间设定引脚，所述二极管DSS的阴极通过所述电阻RSS连接工作电压。
6.一种开关电源，其特征在于，包括权利要求4所述的环路补偿芯片。
7.根据权利要求6所述的一种开关电源，其特征在于，所述的开关电源为以下之中的一种：线性稳压器、降压型Buck拓扑开关电源、初级侧反馈反激开关电源、次级侧反馈反激开关电源、升压型Boost开关电源。
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