JP2010051127A

JP2010051127A - スイッチング電源回路の制御回路

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Publication number: JP2010051127A
Application number: JP2008214607A
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Inventors: Isamasa Hane; 功真羽根
Original assignee: Torex Semiconductor Ltd
Current assignee: Torex Semiconductor Ltd
Priority date: 2008-08-22
Filing date: 2008-08-22
Publication date: 2010-03-04
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Also published as: JP5187753B2

Abstract

【課題】軽負荷における制御の応答性を向上させると同時に重負荷時における制御の安定性を実現し得るスイッチング電源回路の制御回路を提供する。
【解決手段】負荷電流ＩＯＵＴが相対的に小さい軽負荷モードと、相対的に大きい重負荷モードの２種類の負荷モードの何れかで駆動されるスイッチング電源回路の制御回路であって、エラーアンプ１の位相補償用のコンデンサＣ１と、スイッチング素子ＳＷ１を介してコンデンサＣ１と並列に接続されたコンデンサＣ２と、コンデンサＣ２のチャージ電圧がコンデンサＣ１のチャージ電圧に等しくなるように調整する電圧調整手段Ｉと、軽負荷モード乃至重負荷モードの何れであるかを検出し、軽負荷モードの時にはスイッチング素子ＳＷ１をオフしてコンデンサＣ１による位相補償を行わせる一方、重負荷モードの時にはスイッチング素子ＳＷ１をオンしてコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とによる位相補償を行わせる状態判定回路８とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明はスイッチング電源回路の制御回路に関し、特に軽負荷から重負荷に亘り広い範囲で負荷電流が変化する場合に適用して有用なものである。

従来技術に係るスイッチング電源回路の中には、負荷が所定以上の重負荷のときＰＷＭ制御で動作させるとともに、前記負荷が所定未満の軽負荷のときＰＦＭ制御で動作させるように構成したものがある。この種のスイッチング電源回路の一例を図８に示す。同図に示すように、かかるスイッチング電源回路では、スイッチング素子ＳＷＰをオンさせると、電源ＶＩＮからスイッチング素子ＳＷＰ、リアクトルＬ及び平滑用のコンデンサＣＬを介して出力端子ＯＵＴから負荷（図示せず。；以下同じ。）に負荷電流ＩＯＵＴが供給される。このときリアクトルＬにはエネルギが蓄積される。その後、スイッチング素子ＳＷＰをオフさせると、リアクトルＬに蓄積されたエネルギに基づくコイル電流ＩＬがダイオードＳＢＤを介して循環することにより負荷には引き続き負荷電流ＩＯＵＴが供給される。

ここで、出力端子ＯＵＴにおける出力電圧ＶＯＵＴは抵抗ＲＦＢ１及び抵抗ＲＦＢ２で所定の割合に分圧されてエラーアンプ１の一方の入力端子に供給されている。エラーアンプ１は出力電圧ＶＯＵＴを分圧した電圧と、他方の入力端子に供給されている予め定めた基準電圧ＶＲＥＦとの偏差を表す誤差信号Ｖｅｒｒを出力する。ＰＷＭコンパレータ２は誤差信号Ｖｅｒｒと、ランプ発生器３が発生するランプ信号ＲＡＭＰとを比較して形成したＰＷＭ信号ＰＷＭを出力する。ＰＷＭ信号ＰＷＭはＰＷＭ／ＰＦＭ回路４を介してＰＷＭ信号ＰＷＭ又はＰＦＭ信号ＰＦＭの何れか一方を選択して出力する。

さらに詳言すると、ＰＷＭ／ＰＦＭ回路４はＰＷＭ信号ＰＷＭに基づきＰＦＭ信号ＰＦＭを形成するとともに、ＰＷＭ信号ＰＷＭとＰＦＭ信号ＰＦＭとのパルス幅を比較し、この結果ＰＷＭ信号ＰＷＭのパルス幅（負荷によって変動する）がＰＦＭ信号ＰＦＭのパルス幅（一定）よりも短いとき、すなわち軽負荷のときはＰＦＭ信号ＰＦＭを出力し、このＰＦＭ信号ＰＦＭでスイッチング素子ＳＷＰのスイッチング制御を行う。一方、負荷が増加してＰＷＭ信号ＰＷＭのパルス幅がＰＦＭ信号ＰＦＭのパルス幅よりも長くなったとき、すなわち重負荷のときはＰＷＭ信号ＰＷＭを出力し、このＰＷＭ信号ＰＷＭでスイッチング素子ＳＷＰのスイッチング制御を行う。

このように軽負荷から重負荷まで、広い範囲に対応させて負荷電流ＩＯＵＴを供給するスイッチング電源回路においては、通常エラーアンプ１の出力側に位相補償回路が設けてある。この位相補償回路は直列に接続した抵抗Ｒ及びコンデンサＣからなり、所定値以上の高周波数領域においてエラーアンプ１のゲインを低減する。このようにゲインを低減することにより重負荷モードにおいてもエラーアンプ１の発振を防止して当該スイッチング電源回路の安定な動作を保証するためである。

一方、上述の如き位相補償回路を設けることにより、軽負荷モードにおいても所定値以上の高周波数領域においてはエラーアンプ１のゲインが低減される。

したがって、重負荷モードの動作の安定性を基準に位相補償回路のコンデンサＣの容量を決定した場合、軽負荷モードでは不必要な低周波数領域においてもエラーアンプ１のゲインが低減されてしまうことになる。

この結果、軽負荷モードでは誤差信号Ｖｅｒｒの立ち上がりが必要以上に鈍った波形となるので、制御の追従性を悪化させてしまうという問題を生起する。特に、軽負荷から重負荷への過渡応答の際には、エラーアンプのゲインが低いことに起因するアンダーシュートが大きくなるという問題を生起する。

ここで、軽負荷及び重負荷とは、相対的な概念で、ＰＦＭモード及びＰＷＭモードでいえばＰＦＭモードが軽負荷に対応し、ＰＷＭモードが重負荷に対応する。したがって、軽負荷から重負荷への過渡応答とは、例えばＰＦＭモードからＰＷＭモードへ移行する際の過渡応答を意味する。他にも、コイル電流ＩＬの非連続状態を軽負荷に対応させ、連続状態を重負荷に対応させることができる。ここで、コイル電流ＩＬが非連続とは脈動するコイル電流ＩＬが一旦零まで下降することによりコイル電流ＩＬが連続しない状態になることをいい、連続とは脈動しながらもコイル電流ＩＬが零になることなく連続する状態をいう。

なお、この種のスイッチング電源回路において高速応答性と位相補償を備えた公知技術として特許文献１がある。

特開２００５−２８７１６５号公報（要約参照）

本発明は、上記従来技術に鑑み、軽負荷時における制御の応答性を向上させると同時に重負荷時における制御の安定性を実現し得るスイッチング電源回路の制御回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明の第１の態様は、出力電圧と基準値との偏差を検出するエラーアンプの出力信号に基づきスイッチ手段を制御することにより出力端子を介して一定電圧を出力するとともに、負荷電流が相対的に小さい軽負荷モードと、前記負荷電流が相対的に大きい重負荷モードの２種類の負荷モードの何れかで駆動されるスイッチング電源回路の制御回路であって、前記エラーアンプの位相補償用の第１のコンデンサと、接続用スイッチ手段を介して前記第１のコンデンサと並列に接続された第２のコンデンサと、前記第２のコンデンサのチャージ電圧が前記第１のコンデンサのチャージ電圧に等しくなるように前記第２のコンデンサのチャージ電圧を調整する電圧調整手段と、前記軽負荷モード乃至前記重負荷モードの何れであるかを検出し、前記軽負荷モードの時には前記接続用スイッチ手段をオフして第１のコンデンサによる位相補償を行わせる一方、前記重負荷モードの時には前記接続用スイッチ手段をオンして第１のコンデンサと第２のコンデンサとによる位相補償を行わせる状態判定手段とを有することを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。

本発明の第２の態様は、第１の態様に記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記第１のコンデンサは、前記第２のコンデンサよりも小容量であることを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。

本発明の第３の態様は、第１又は第２の態様に記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記電圧調整手段は、前記第１のコンデンサのチャージ電圧と第２のコンデンサのチャージ電圧とを比較して両者の偏差が零になるように調整する他のエラーアンプと、このエラーアンプの出力側と前記第２のコンデンサとの間に接続されて前記軽負荷モードの時にはオン状態、前記重負荷モードの時にはオフ状態に前記状態判定手段により制御される調整用スイッチ手段とを有することを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。

本発明の第４の態様は、第１又は第２に記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記電圧調整手段は、ゲートに前記第１のコンデンサのチャージ電圧が印加されているデプレッション型のＮチャンネルの第１のＭＯＳＦＥＴ素子と、ゲートが接地されるとともに、ソースが前記第１のＭＯＳＦＥＴ素子のソースとバックゲートとに接続されているデプレッション型のＮチャンネルの同形の第２のＭＯＳＦＥＴ素子と、前記第１及び第２のＭＯＳＦＥＴ素子同士の接続部と前記第２のコンデンサとの間に接続されて前記軽負荷モードの時にはオン状態、前記重負荷モードの時にはオフ状態に前記状態判定手段により制御される調整用スイッチ手段とを有することを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。

本発明の第５の態様は、第１乃至第４の態様の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記状態判定手段は、ＰＦＭ制御モードが検出されているときを軽負荷モードと判定するとともに、ＰＷＭ制御モードが検出されているときを重負荷モードと判定して前記接続用スイッチ手段のオン・オフ制御を行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。

本発明の第６の態様は、第１乃至第４の態様の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記状態判定手段は、コイル電流が非連続状態のときを軽負荷モードと判定するとともに、前記コイル電流が連続状態のときを重負荷モードと判定して前記接続用スイッチ手段のオン・オフ制御を行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。

本発明の第７の態様は、第１乃至第４の態様の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記状態判定手段は、前記非連続状態乃至連続状態の如何にかかわらず前記ＰＦＭモードが検出されているとき及び前記ＰＷＭ制御モードが検出され、且つ前記非連続状態が検出されているときを軽負荷モードと判定する一方、その他のときを重負荷モードと判定して前記接続用スイッチ手段のオン・オフ制御を行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。

本発明の第８の態様は、第１乃至第７の態様の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記状態判定手段は、前記接続スイッチをオンする際には高速のスイッチング速度で、またオフする際には低速のスイッチング速度でそれぞれ切り替えを行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。

本発明の第９の態様は、第１乃至第８の態様の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記状態判定手段は、前記接続スイッチをオフする際には所定の遅延時間の経過後に切り替え動作を開始するように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。

本発明によれば、軽負荷モードが検出されている時には第１のコンデンサのみの容量が、また重負荷モードが検出されている時には第１のコンデンサと接続用スイッチ手段を介して並列接続される第２のコンデンサとの並列容量がエラーアンプの位相補償回路の容量として機能する。かかる軽負荷時にはエラーアンプのゲインを低減させなくてもエラーアンプの発振等、動作の不安定を生起することはない。

したがって、軽負荷モードで使用する第１のコンデンサによる位相補償回路の容量は小さくすることができ、この結果軽負荷モード時のエラーアンプの応答特性を従来よりもより高周波数域まで良好に保持することができる。

一方、重負荷時には発振等による動作の不安定性を生起し易くなるので、ある程度以上の高周波数域ではエラーアンプのゲインを低減させる必要がある。本発明における重負荷モードでは第１のコンデンサと第２のコンデンサとを並列接続することで位相補償回路を十分大容量のものとすることができる。

この結果、重負荷時の動作の不安定を生起することもない。すなわち、軽負荷時の応答性と重負荷時の安定性を同時に得ることができる。

さらに、第２のコンデンサのチャージ電圧は電圧調整手段により第１のコンデンサのチャージ電圧と等価になるように調整してある。

この結果、接続用スイッチ手段のオン動作に伴う第２のコンデンサの接続の際に第１のコンデンサのチャージ電圧を変化させることなく円滑な接続を行うことができる。すなわち、第２のコンデンサの接続に伴うエラーアンプの出力側の電圧変動等の悪影響を生起することもない。

以下本発明の実施の形態及び実施例を図面に基づき詳細に説明する。

図１は本発明の実施の形態に係るスイッチング電源回路の制御回路を示す回路図である。本形態は、図８に示すスイッチング電源回路に次の制御回路を追加したものである。そこで図８と同一部分には同一番号を付し、重複する説明は省略する。

同図に示すように、本形態に係る制御回路は、エラーアンプ１の出力側に抵抗Ｒとともに接続される位相補償用の第１のコンデンサＣ１の他に第２のコンデンサＣ２も有している。コンデンサＣ２は接続用スイッチ手段であるスイッチング素子ＳＷ１を介してコンデンサＣ１と並列に接続されている。ここで、コンデンサＣ１の容量は、コンデンンサＣ２の容量よりも小容量であることが望ましい。軽負荷の場合の位相補償回路の容量を可及的に小さくしてエラーアンプ１の応答特性を向上させると同時に、重負荷の場合の位相補償回路の容量を十分大きくしてエラーアンプ１の安定動作を図るためである。

本形態における電圧調整手段Ｉは、エラーアンプ７と調整用スイッチ手段であるスイッチング素子ＳＷ２とで構成してある。ここで、エラーアンプ７はコンデンサＣ１のチャージ電圧とコンデンサＣ２のチャージ電圧とを比較して両者の偏差が零になるように調整する。また、スイッチング素子ＳＷ２はエラーアンプ７の出力側とコンデンサＣ２との間に接続されてそのオン・オフ制御を状態判定回路８で行うように構成してある。

電圧調整手段Ｉはエラーアンプ７とスイッチング素子ＳＷ２との組み合わせに限定するものではない。要はコンデンサＣ２のチャージ電圧がコンデンサＣ１のチャージ電圧に等しくなるようにコンデンサＣ２のチャージ電圧を調整することができるように構成してあれば、それ以上の特別な限定はない。例えば、図６に示すような構成の電圧調整手段IIであっても構わない。

なお、本形態の如くエラーアンプ７の出力をスイッチング素子ＳＷ２でオン・オフ制御するように構成した場合には、コンデンサＣ１，Ｃ２の並列接続時においてコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が不安定になるのを未然に防止し得る。また、コンデンサＣ２がスイッチング素子ＳＷ１を介してコンデンサＣ１に並列接続される重負荷モード時には、スイッチング素子ＳＷ２がオフ状態になるのでエラーアンプ７の出力電圧の変動がコンデンサＣ２に影響を及ぼすことはない。

状態判定回路８は当該スイッチング電源回路が軽負荷モード乃至重負荷モードの何れであるかを検出し、軽負荷モードの時にはスイッチング信号Ａによりスイッチング素子ＳＷ１をオフしてコンデンサＣ１による位相補償を行わせる一方、重負荷モードの時にはスイッチング素子ＳＷ１をオンして並列接続されたコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とによる位相補償を行わせる。同時に、本形態における状態判定回路８においては、スイッチング信号Ｂにより軽負荷モードの時にはスイッチング素子ＳＷ２がオン状態、重負荷モードの時にはオフ状態になるように制御している。

ＰＦＭ状態検出回路９はＰＷＭ／ＰＦＭ回路４の出力状態に基づき当該スイッチング電源回路の駆動モード、すなわちＰＷＭモード又はＰＦＭモードの何れであるかを検出してこのときの駆動モードを表わす状態信号Ｅを状態判定回路８に送出する。非連続状態検出回路１０は電圧検出部５の電圧状態に基づき当該スイッチング電源回路のコイル電流ＩＬが連続状態であるか、又は非連続状態であるかを検出して、連続状態又は非連続状態の何れであるかを表わす状態信号Ｆを状態判定回路８に送出する。ちなみに、非連続状態の時にはコイル電流ＩＬが途切れることにより当該部分で電圧のリンギングが発生するので、かかるリンギング現象を検出するようにすれば良い。

ここで、状態判定回路８が検出する軽負荷モード及び重負荷モードの判断基準は種々考えられるが、代表的な例として次の３態様が挙げられる。
１）ＰＦＭモードであることが検出されている場合に軽負荷モードと判定し、ＰＷＭモードであることが検出されている場合に重負荷モードと判定する。
２）コイル電流ＩＬが非連続状態のときに軽負荷モードと判定するとともに、コイル電流ＩＬが連続状態のときに重負荷モードと判定する。
３）電流の非連続状態乃至連続状態の如何にかかわらずＰＦＭモードが検出されているとき及びＰＷＭモードが検出され、且つ電流の非連続状態が検出されているときを軽負荷モードと判定する一方、その他のときを重負荷モードと判定する。

また、状態判定回路８は、スイッチング素子ＳＷ１をオンする際には高速のスイッチング速度で、またオフする際には低速のスイッチング速度でそれぞれ切り替えを行うように構成するのが望ましい。スイッチング素子ＳＷ１をオンする際には、状態判定回路８が軽負荷から重負荷への変化を検出した時点から可及的速やかに位相補償用コンデンサ（コンデンサＣ１，Ｃ２）の並列接続を実現する必要があるからである。すなわち、コンデンサＣ２の接続状態の遅延を可及的に低減するためである。一方、コンデンサＣ１の容量は小さいためスイッチング素子ＳＷ１の寄生容量の影響を受け易い。したがって、かかる影響を低減するためには、スイッチング素子ＳＷ１をある程ゆっくりオフする必要がある。

さらに、状態判定回路８は、スイッチング素子ＳＷ１をオフする際には所定の遅延時間の経過後に切り替え動作を開始するように構成するのが望ましい。この場合は、重負荷から軽負荷に変化した場合であるが、状態判定回路８で軽負荷となったことが検出された場合でも一定時間スイッチング信号Ａによるスイッチング素子ＳＷ１の状態変化を遅延させることにより、すなわちヒステリシスを持たせることにより状態判定回路８の判定動作を安定させることができるからである。

本形態によれば、軽負荷モードが検出されている時にはコンデンサＣ１のみの容量が、また重負荷モードが検出されている時にはコンデンサＣ１とスイッチング素子ＳＷ１を介して並列接続されるコンデンサＣ２との並列容量がエラーアンプ１の位相補償回路の容量となる。すなわち、本形態におけるエラーアンプ１のゲインの周波数特性は図２に示すようなものとなる。

図２に示すように、軽負荷モードではｆｚ_２＝１／２π・Ｃ１・Ｒで規定される周波数以上の場合にゲインが低減され、重負荷モードではｆｚ_１＝１／２π・（Ｃ１＋Ｃ２）・Ｒで規定される周波数以上の場合にゲインが低減される。ここで、ｆｚ_２＞ｆｚ_１であるので軽負荷モードでは図２中に実線で示す特性となる。すなわち、エラーアンプ１のゲインはより高周波数域まで低減されることはない。したがって、軽負荷時の応答性を良好に保持することができる。一方、重負荷モードでは図２中に点線で示す特性となる。すなわち、より低い周波数域でエラーアンプ１のゲインが低減される。したがって、重負荷時に特に生起し易い発振等、動作の不安定を未然に防止し得る。

コンデンサＣ２のチャージ電圧はエラーアンプ７によりコンデンサＣ１のチャージ電圧と等価になるように調整してある。かくして、スイッチング素子ＳＷ１のオン動作に伴うコンデンサＣ２の接続の際にコンデンサＣ１のチャージ電圧を変化させることなく円滑な接続を行うことができる。

この結果、軽負荷における過渡応答及び軽負荷から重負荷に移行する場合の過渡応答を改善し得る。すなわち、従来のスイッチング電源回路では、その安定性を確保するためエラーアンプ１の高周波ゲインを敢えて小さくする位相補償がなされており、このため軽負荷から重負荷への過渡応答において、エラーアンプ１のゲインが低いことに基因するアンダーシュートが大きくなるが、本形態によれば、かかるアンダーシュートを可及的に小さくすることができる。

図３は従来技術に係る図８に示すスイッチング電源回路との比較において図１に示すスイッチング電源回路及びその制御回路における各部の波形を示す波形図である。同図（ａ）は従来と本形態に共通の負荷電流ＩＯＵＴを示す。以下、（ｂ）は従来技術におけるランプ信号ＲＡＭＰ，誤差信号Ｖｅｒｒ，コンデンサＣのチャージ電圧ＶＣ、（ｃ）は従来技術におけるコイル電流ＩＬ、（ｄ）は従来技術（点線で示す特性）と本形態（実線で示す特性）における出力電圧ＶＯＵＴ、（ｅ）は本形態のおけるランプ信号ＲＡＭＰ，誤差信号Ｖｅｒｒ，コンデンサＣ１のチャージ電圧ＶＣ１、（ｆ）は本形態におけるコイル電流ＩＬ、（ｇ）はＰＷＭ信号、（ｈ）はＰＦＭ信号、（ｉ）は選択された後のＰＷＭ信号乃至ＰＦＭ信号、（ｊ）は状態信号Ｅ、（ｋ）はスイッチング信号Ａ、（ｌ）はスイッチング信号Ｂの波形をそれぞれ示す。なお、本図３は軽負荷モードをＰＦＭモードに対応させ、重負荷モードをＰＷＭモードに対応させた場合である。

図３を参照すれば明らかな通り、点αでＰＦＭモードからＰＷＭモードに切替わっているが、本形態によればＰＦＭモードではエラーアンプ１のゲインを従来よりも大きくすることができるので、重負荷モードに移行する過渡期における誤差信号Ｖｅｒｒ（図３（ｂ）及び同図（ｅ）参照）がより迅速に収束し、コイル電流ＩＬ（図３（ｃ）及び同図（ｆ）参照）の応答性も改善されていることが分る。この結果、図３（ｄ）に示すように、ＰＦＭモードからＰＷＭモードへの過渡応答の際のアンダーシュートが大幅に改善される。

図４は、軽負荷モードを電流の非連続状態に対応させ、重負荷モードを電流の連続状態に対応させた場合における本形態に係るスイッチング電源回路の制御回路の各部の波形を示す波形図である。同図（ａ）は負荷電流ＩＯＵＴ、（ｂ）は出力電圧ＶＯＵＴ、（ｃ）はランプ信号ＲＡＭＰ，誤差信号Ｖｅｒｒ，コンデンサＣ１のチャージ電圧ＶＣ１、（ｄ）はコイル電流ＩＬ、（ｅ）はＰＷＭ信号、（ｆ）は選択された後のＰＷＭ信号乃至ＰＦＭ信号、（ｇ）は連続／非連続判定信号、（ｈ）は状態信号Ｆ、（ｉ）はスイッチング信号Ａ、（ｊ）はスイッチング信号Ｂの波形をそれぞれ示す。

図４を参照すれば明らかな通り、点βで非連続状態から連続状態に切替わっているが、連続状態に移行する過渡期における誤差信号Ｖｅｒｒ（図４（ｂ）参照）が図３（ｅ）に示す場合と同様に迅速に収束し、コイル電流ＩＬ（図４（ｃ）参照）の応答性も図３（ｆ）に示す場合と同様に改善されていることが分る。この結果、図４（ｄ）に示すように、非連続状態から連続状態への過渡応答の際のアンダーシュートが、図３（ｄ）に示す場合と同様に、大幅に改善される。

図５は、軽負荷モードをＰＦＭモードに対応させ、重負荷モードをＰＷＭモードに対応させた場合であて、重負荷モードから軽負荷モードに移行する際の過渡状態における本形態に係るスイッチング電源回路の制御回路の各部の波形を示す波形図である。同図（ａ）は出力電圧ＶＯＵＴ、（ｂ）は負荷電流ＩＯＵＴ、（ｃ）はランプ信号ＲＡＭＰ，誤差信号Ｖｅｒｒ，コンデンサＣ１のチャージ電圧ＶＣ１、（ｄ）はコイル電流ＩＬ、（ｅ）はＰＷＭ信号、（ｆ）はＰＦＭ信号、（ｇ）は選択された後のＰＷＭ信号乃至ＰＦＭ信号、（ｈ）は状態信号Ｅ、（ｉ）はスイッチング信号Ａ、（ｊ）はスイッチング信号Ｂの波形をそれぞれ示す。

図５を参照すれば明らかな通り、点γでＰＷＭモードからＰＦＭモードに切替わっている。ここで、スイッチング信号Ａは状態信号Ｅがモードの切替わりを検出した時点から一定時間ｔ１遅延した時点でスイッチング素子ＳＷ１を切替えるためのスイッチング信号Ａを送出している。また、このときのスイッチング信号Ａは遅延時間ｔ２で漸減する信号とすることによりゆっくりオフ状態になるように制御している。前者によりかかる場合の状態判定回路８の判定動作の安定化を図ると同時に、後者によりスイッチング素子ＳＷ１の寄生容量に基因してコンデンサＣ１のチャージ電圧にノイズが重畳されるのを防止している。

図６は電圧調整手段IIが異なる本発明の他の実施の形態に係るスイッチング電源回路の制御回路を示す回路図である。同図に示すように、本形態にかかるスイッチング電源回路の制御回路は電圧調整手段IIが異なるだけで他の構成は、図１に示す実施の形態と全く同様であるので、同一部分には同一番号を付し、重複する説明は省略する。

図６に示すように、本形態における電圧調整手段IIは、Ｎチャンネルのデプレッション型のＭＯＳＦＥＴ素子ＮＤ１と同様のＭＯＳＦＥＴ素子ＮＤ２とを直列に接続して構成してある。ここで、ＭＯＳＦＥＴ素子ＮＤ１のゲートにはキャパシタＣ１のチャージ電圧ＶＣ１が印加してある。一方、ＭＯＳＦＥＴ素子ＮＤ２のゲートは接地されるとともに、そのソースがＭＯＳＦＥＴ素子ＮＤ１のソースとバックゲートとに接続され、さらに両者の接続部がスイッチング素子ＳＷ２を介してコンデンサＣ２に接続してある。

かくして、ＭＯＳＦＥＴ素子ＮＤ１及びＭＯＳＦＥＴ素子ＮＤ２の接続部の電圧Ｖ３がチャージ電圧ＶＣ１に一致するように調整される。

この結果、軽負荷モード時にスイッチング素子ＳＷ１がオフ状態となることにより、コンデンサＣ１，Ｃ２間はスイッチング素子ＳＷ１で遮断されているもののコンデンサＣ２のチャージ電圧ＶＣ２はチャージ電圧ＶＣ１に等しくなるように調整される。また、コンデンサＣ２がスイッチング素子ＳＷ１を介してコンデンサＣ１に並列接続される重負荷モード時にはスイッチング素子ＳＷ２がオフ状態になるので電圧Ｖ３の変動がコンデンサＣ１、Ｃ２に影響を及ぼすことはない。

かかる本形態の電圧調整手段IIはその回路構成が図１に示す電圧調整手段Ｉに比べて簡単になる。

なお、図６に示す実施の形態では、デプレッション型のＭＯＳＦＥＴ素子を用いた回路を例示したが、その他の増幅素子を用いて電圧フォロア回路を組んでも良い。図１及び図６に示す電圧調整手段Ｉ,IIと同様の特性改善は期待出来るからである。

さらに、図１に示す実施の形態は降圧形のスイッチング電源回路に適用した場合であるが、スイッチング電源回路が昇圧形であっても勿論構わない。図７は昇圧形のスイッチング電源回路に適用した場合を示す回路図である。同図に示すように、昇圧形の場合、リアクトルＬとスイッチング素子ＳＷＰとの位置が入れ替わっているだけで他は図１に示す降圧形のスイッチング電源回路と同様である。また、その制御回路自体も本質的に変わるところはない。そこで、同一部分について同一番号を付し、重複する部分の説明は省略する。なお、本形態においても、電圧調整手段Ｉを電圧調整手段IIで代替することは勿論可能である。

本発明は、例えば携帯電話、パソコン等の電源回路を形成するスイッチング電源回路を製造、販売する電子機器産業分野で利用することができる。

本発明の実施の形態に係る降圧形のスイッチング電源回路の制御回路を示す回路図である。図１に示す回路におけるエラーアンプのゲインの周波数特性を示す特性図である。従来技術に係る図８に示すスイッチング電源回路との比較において図１に示すスイッチング電源回路及びその制御回路における各部の波形を示す波形図である。軽負荷モードを電流の非連続状態に対応させ、重負荷モードを電流の連続状態に対応させた場合における図１に示すスイッチング電源回路の制御回路の各部の波形を示す波形図である。軽負荷モードをＰＦＭモードに対応させ、重負荷モードをＰＷＭモードに対応させた場合であて、重負荷モードから軽負荷モードに移行する際の過渡状態における図１に示すスイッチング電源回路の制御回路の各部の波形を示す波形図である。電圧調整手段が異なる本発明の他の実施の形態に係るスイッチング電源回路の制御回路を示す回路図である。昇圧形である本発明の他の実施の形態に係るスイッチング電源回路の制御回路を示す回路図である。従来技術に係るスイッチング電源回路を示す回路図である。

符号の説明

Ｉ電圧調整手段
II 電圧調整手段
１エラーアンプ
２ＰＷＭコンパレータ
３ＲＡＭＰ発生器
４ＰＷＭ／ＰＦＭ回路
５電圧検出部
７エラーアンプ
８状態判定回路
９ＰＦＭ状態検出回路
１０非連続状態検出回路

Claims

出力電圧と基準値との偏差を検出するエラーアンプの出力信号に基づきスイッチ手段を制御することにより出力端子を介して一定電圧を出力するとともに、負荷電流が相対的に小さい軽負荷モードと、前記負荷電流が相対的に大きい重負荷モードの２種類の負荷モードの何れかで駆動されるスイッチング電源回路の制御回路であって、
前記エラーアンプの位相補償用の第１のコンデンサと、
接続用スイッチ手段を介して前記第１のコンデンサと並列に接続された第２のコンデンサと、
前記第２のコンデンサのチャージ電圧が前記第１のコンデンサのチャージ電圧に等しくなるように前記第２のコンデンサのチャージ電圧を調整する電圧調整手段と、
前記軽負荷モード乃至前記重負荷モードの何れであるかを検出し、前記軽負荷モードの時には前記接続用スイッチ手段をオフして第１のコンデンサによる位相補償を行わせる一方、前記重負荷モードの時には前記接続用スイッチ手段をオンして第１のコンデンサと第２のコンデンサとによる位相補償を行わせる状態判定手段とを有することを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。
請求項１に記載するスイッチング電源回路の制御回路において、
前記第１のコンデンサは、前記第２のコンデンサよりも小容量であることを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。
請求項１又は請求項２に記載するスイッチング電源回路の制御回路において、
前記電圧調整手段は、前記第１のコンデンサのチャージ電圧と第２のコンデンサのチャージ電圧とを比較して両者の偏差が零になるように調整する他のエラーアンプと、このエラーアンプの出力側と前記第２のコンデンサとの間に接続されて前記軽負荷モードの時にはオン状態、前記重負荷モードの時にはオフ状態に前記状態判定手段により制御される調整用スイッチ手段とを有することを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。
請求項１又は請求項２に記載するスイッチング電源回路の制御回路において、
前記電圧調整手段は、ゲートに前記第１のコンデンサのチャージ電圧が印加されているデプレッション型のＮチャンネルの第１のＭＯＳＦＥＴ素子と、ゲートが接地されるとともに、ソースが前記第１のＭＯＳＦＥＴ素子のソースとバックゲートとに接続されているデプレッション型のＮチャンネルの同形の第２のＭＯＳＦＥＴ素子と、前記第１及び第２のＭＯＳＦＥＴ素子同士の接続部と前記第２のコンデンサとの間に接続されて前記軽負荷モードの時にはオン状態、前記重負荷モードの時にはオフ状態に前記状態判定手段により制御される調整用スイッチ手段とを有することを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。
請求項１乃至請求項４の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、
前記状態判定手段は、ＰＦＭ制御モードが検出されているときを軽負荷モードと判定するとともに、ＰＷＭ制御モードが検出されているときを重負荷モードと判定して前記接続用スイッチ手段のオン・オフ制御を行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。
請求項１乃至請求項４の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、
前記状態判定手段は、コイル電流が非連続状態のときを軽負荷モードと判定するとともに、前記コイル電流が連続状態のときを重負荷モードと判定して前記接続用スイッチ手段のオン・オフ制御を行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。
請求項１乃至請求項４の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、
前記状態判定手段は、前記非連続状態乃至連続状態の如何にかかわらず前記ＰＦＭモードが検出されているとき及び前記ＰＷＭ制御モードが検出され、且つ前記非連続状態が検出されているときを軽負荷モードと判定する一方、その他のときを重負荷モードと判定して前記接続用スイッチ手段のオン・オフ制御を行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。
請求項１乃至請求項７の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、
前記状態判定手段は、前記接続スイッチをオンする際には高速のスイッチング速度で、またオフする際には低速のスイッチング速度でそれぞれ切り替えを行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。
請求項１乃至請求項８の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、
前記状態判定手段は、前記接続スイッチをオフする際には所定の遅延時間の経過後に切り替え動作を開始するように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。