CN112438016A - 电动机驱动装置 - Google Patents

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Abstract

提供能够在不添加检测泄漏电流的设备的情况下有效地减少泄漏电流的电动机驱动装置。本发明的电动机驱动装置具备：第一马达组，其包括个数为N的伺服马达(3A)；第二马达组，其包括与伺服马达(3A)同步地被驱动控制的个数为N的第二伺服马达(3B)；以及逆变器控制部(17)。逆变器控制部(17)进行控制，使得与第一马达组对应的、从开启第一高电位侧的电路的半导体开关元件的数量中减去开启低电位侧的电路的半导体开关元件的数量而得到的第一开关总和数(M1)和与第二马达组对应的、从开启低电位侧的电路的第二开关要素的数量中减去开启高电位侧的电路的半导体开关元件的数量而得到的第二开关总和数(M2)的值的正(+)和负(‑)的符号相反。

Description

电动机驱动装置
技术领域
本发明涉及一种能够减少向对地的泄漏电流的电动机驱动装置。
背景技术
在电动驱动的注射成型机中，具有被同步控制的多个注射装置的螺杆前进或后退用伺服马达(例如，专利文献1的伺服马达(10))和多个合模装置的模具开闭用伺服马达(例如，专利文献2的伺服马达(27)。
在这些伺服马达中，交流电源的电压在整流电路中被整流为直流电压，进而通过半导体开关元件来调节该直流电压接通/断开的定时。这样，作为进行直流电压的增减以及转换频率而得到的输出的逆变器电路输出作为驱动电力被提供给到这些伺服马达。
在各个伺服马达中，例如，与自身的定子电导通的导体经由各个伺服马达的独立的接地端与大地接地连接。另外，在以下内容中，大地接地被简称为接地。但是，在伺服马达的定子与各相绕组之间会产生寄生电容成分。因逆变器电路的半导体开关元件接通/断开的开关动作而产生的电源噪声与电源电流会一起被提供给伺服马达的各相绕组。该电源噪声经由寄生电容成分以及接地端而作为泄漏电流对地流出以及流入。该流入/流出的泄漏电流的频率成分作为线路噪声与另一伺服马达的控制电流叠加。由此，除了损害马达控制的可靠性之外，还存在发生噪声问题、伺服马达的误动作的担忧。
作为减少泄漏电流引起的线路噪声的方法，例如提出了专利文献3。
专利文献3提出了一种电力转换装置，该电力转换装置具备：泄漏电流检测部，其检测从利用来自交流电源的电力来驱动电动机的电动机驱动装置或该电动机中的某一个对地流出的零相电流；和泄漏电流控制部，其输入由泄漏电流检测部检测出的零相电流，生成与交流电源同步的周期性的控制信号。该电力转换装置输入控制信号，生成并输出与零相电流相位相反的反相电流，使零相电流对地流入，与泄漏电流相抵消。
根据专利文献3的提议，尽管能够减少泄漏电流引起的线路噪声，但是需要将泄漏电流检测部作为附加设备，从而造成将该检测部安装到注射成型机的安装结构的复杂化以及高成本化。此外，使抵消由泄漏电流检测部检测出的泄漏电流的反相电流正确且高精度地在响应时间不发生延迟的情况下生成是极其困难的。因此，实际上，反相电流的相位会与响应时间对应地发生偏移，存在产生与该偏移量对应的泄漏电流的可能性。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2001-341176号公报
专利文献2：日本特开2004-314491号公报
专利文献3：日本特许第6195676号公报
发明内容
发明要解决的课题
根据以上内容，本发明目的在于提供一种能够在不添加以专利文献3的泄漏电流检测部所例示的设备的情况下有效地减少泄漏电流的电动机驱动装置。
用于解决课题的手段
本发明的电动机驱动装置具备：第一马达组，其包括个数为N的第一3相交流电动机；第二马达组，其包括个数为N的第二3相交流电动机；导体，其使所述第一3相交流电动机的第一定子与所述第二3相交流电动机的第二定子电导通，并且该导体接地；以及控制部，其控制所述第一3相交流电动机和所述第二3相交流电动机的驱动。
本发明中的控制部具备：第一开关要素组，其由如下开关要素构成，该开关要素对所述第一3相交流电动机的各相的交流电流分别独立地进行控制；以及第二开关要素组，其由如下开关要素构成，该开关要素对所述第二3相交流电动机的各相的交流电流分别独立地进行控制。
本发明中的控制部的特征在于，进行控制，使得第一开关总和数M1和第二开关总和数M2的值的正(+)负(-)的符号相反，该第一开关总和数M1是从在所述第一开关要素组中开启高电位侧的电路的所述第一开关要素的个数中减去开启低电位侧的电路的所述第一开关要素的个数而得到的，该第二开关总和数M2是从在所述第二开关要素组中开启高电位侧的电路的所述第二开关要素的个数中减去开启低电位侧的电路的所述第二开关要素的个数而得到的。
另外，在本发明中，“电路开启”意味着开关元件闭合从而电路通电。
在本发明的电动机驱动装置中，优选的是，对所述第一3相交流电动机和所述第二3相交流电动机进行同步控制，对所述第一开关要素组的所述第一开关要素和所述第二开关要素组的所述第二开关要素进行控制，使得它们提供相位彼此相反的交流电流。
优选的是，本发明的电动机驱动装置具备控制部，该控制部控制第一3相交流电动机和第二3相交流电动机的驱动。
该控制部具备：第一开关要素，其对向第一3相交流电动机供给的交流电流进行控制；和第二开关要素，其对向第二3相交流电动机供给的交流电流进行控制，在由第一开关要素对第一3相交流电动机的第一开关动作与由第二开关要素对第二3相交流电动机的第二开关动作之间设置相当于开关动作的半个周期的量的相位差。
根据本发明，因第一开关要素组的第一开关要素的动作而产生的正或负的第一噪声和因第二开关要素组的第二开关要素的动作而产生的负或正的第二噪声同步地产生。
在本发明的电动机驱动装置中，优选的是，卷绕于第一定子的第一绕组线圈和卷绕于第二定子的第二绕组线圈的线圈卷绕的方向相反。该情况下，控制部能够进行控制，使得向第一3相交流电动机和第二3相交流电动机供给方向相反的电流。
该控制部能够进行控制，使得在向所述第一绕组线圈和所述第二绕组线圈施加着电压的同时停止了所述第一3相交流电动机以及所述第二3相交流电动机的状态下，向所述第一3相交流电动机和所述第二3相交流电动机供给方向相反的电流。
在本发明的电动机驱动装置中，在第一马达组以及第二马达组中个数N均为1的情况下，控制部能够进行控制，使得向第一3相交流电动机和第二3相交流电动机供给方向相反的电流。
此外，在本发明的电动机驱动装置中，在第一马达组以及第二马达组中个数N均为相同的2以上的数的情况下，控制部能够进行控制，使得向多个第一3相交流电动机的全部供给方向相同的电流，并且，向多个第二3相交流电动机的全部供给方向相同且与第一3相交流电动机方向相反的电流。
在本发明的电动机驱动装置中，在第一3相交流电动机中的第一绕组线圈和第二3相交流电动机中的第二绕组线圈的线圈卷绕的方向相同的情况下，能够所述第一定子和所述第二定子的位置配置成使励磁角度错开半个周期的量。
在本发明的电动机驱动装置中，第一3相交流电动机能够具备多组第一定子，第二3相交流电动机能够具备多组第二定子。
在第一3相交流电动机中的第一绕组线圈和第二3相交流电动机中的第二绕组线圈的线圈卷绕的方向相同的情况下，能够将所述第一定子和所述第二定子的位置配置成使励磁角度错开半个周期的量。
在本发明的电动机驱动装置中，有时具备：第一动力电缆，其将卷绕于多组第一定子的各自之上的多个第一绕组线圈与第一开关要素电连接；和第二动力电缆，其将卷绕于多组第二定子的各自之上的多个第二绕组线圈和第二开关要素电连接。该情况下，优选的是，第一动力电缆和第二动力电缆的同相的部分被彼此捆扎在一起。
在本发明的电动机驱动装置中，也可以是，第一绕组线圈和第二绕组线圈中的任意一方或双方同轴地卷绕有卷绕方向彼此相反的一对线圈。
发明效果
根据本发明，从开启高电位侧的电路的第一开关要素的个数中减去开启低电位侧的电路的第一开关要素的数量而得到的第一开关总和数M1的值和在第二开关要素组中从开启高电位侧的电路的第二开关要素的个数中减去开启低电位侧的电路的第二开关要素的数量而得到的第二开关总和数M2的值的正(+)和负(-)的符号相反。因此，特别是，使在第一开关要素组中开启高电位侧的电路的第一开关要素的数量和在第二开关元件组中开启低电位侧的电路的第二开关要素的数量相同，并且，使在第一开关要素组中开启低电位侧的电路的第一开关要素的数量和在第二开关元件组中开启高电位侧的电路的第二开关要素的数量相同。于是，相对于因第一3相交流电动机和第二3相交流电动机各自的相绕组侧与对地侧的电位差引起的静电感应而经由寄生电容成分在对地侧的定子中感应产生的泄漏电流(电荷)，在第二马达组的定子中同样地产生的泄漏电流(电荷)成为符号正负相反的相等的电流。
根据本发明，由于第一定子和第二定子电导通，因此，第一定子和第二定子仅是交换彼此感应出的电荷而相互抵消，因此，在第一定子与第二定子之间保存有电荷。由此，当将第一定子和第二定子作为一体来考虑时，由于与地之间没有电位差，因此第一定子与第二定子之间的电荷不会流出至地，因此能够防止泄漏电流流出至地。
附图说明
图1是示出本发明的第1实施方式的电动机驱动装置的框图。
图2是根据第1实施方式说明抵消噪声的作用的图。
图3是根据第1实施方式说明抵消噪声的作用的另一图。
图4是根据第1实施方式说明抵消噪声的作用的另一图。
图5是示出本发明的第2-1实施方式的电动机驱动装置的主要部分的框图。
图6是示出本发明的第2-2实施方式的电动机驱动装置的主要部分的框图。
图7是示出本发明的第2-2实施方式的电动机驱动装置的主要部分的框图。
图8是示出本发明的第3实施方式的电动机驱动装置的主要部分的框图。
图9是示出本实施方式的3相交流电动机的优选线圈的立体图。
图10是说明图9的X截面的线圈周围的电位的图。
图11是示出单个3相交流电动机的噪声波形的图。
图12的(a)是在逆变器主电路和3相交流电动机的组合中将3相交流电动机的线圈与定子之间的寄生电容作为相对于对地的电容器的框图，(b)是示出当使逆变器主电路动作时在电容器中产生的电荷的一例的框图。
图13的(a)示出当逆变器电路的一侧的开关元件全部接通、另一侧的开关元件全部断开时的电流流入电容器的状态。(b)示出当逆变器电路的一侧的开关元件全部断开、另一侧的开关元件全部接通时的电流流入电容器的状态。
图14是示出从开启逆变器主电路15A的高电位侧的电路的半导体开关元件的数量中减去开启低电位侧的电路的半导体开关要素的数量而得到的数和从开启逆变器主电路15B的高电位侧的电路的半导体开关元件的数量中减去开启低电位侧的电路的半导体开关要素的数量而得到的数的绝对值相同并且正(+)和负(-)的符号相反的组合的表。
图15是说明相位彼此相反的电位Ep和电位En不相等且电位不平衡时的噪声被抵消掉的作用的图。
具体实施方式
以下，参照附图对例示本发明的几个实施方式进行说明。
(第1实施方式)
如图1所示，第1实施方式的电动机驱动装置10将从3相交流电源1输出的交流电流转换为直流电流，进而将转换得到的直流电流转换为交流而提供给3相交流电动机，以驱动3相交流电动机。在本实施方式中，虽然用伺服马达3表示3相交流电动机，但是，本发明中的3相交流电动机不限于伺服马达，还包括感应电动马达、同步电动马达、PM(PermanentMagnet：永磁体)马达等由逆变器电路驱动的3相交流的电动马达(致动器)或发电机，如果是这些马达，则能够获得相同的作用和效果。
[整体结构]
如图1所示，第1实施方式具备两台伺服马达3A、3B，并且以与两台伺服马达3A、3B的每一个对应的方式设置有逆变器电路20(20A、20B)。在以下内容中，在不需要区分伺服马达3A和伺服马达3B这两者的情况下仅表述为伺服马达3，而在需要区分伺服马达3A和伺服马达3B双方的情况下表述为伺服马达3A、伺服马达3B。对于逆变器电路20及其构成要素也以相同方式处理。
如图1所示，作为主要的构成要素，逆变器电路20具备：整流器11，其将从3相交流电源1输出的交流电流转换为直流电流；平流电容器13，其设置在整流器11与逆变器主电路15之间；以及逆变器主电路15，其接收来自整流器11的直流电流以驱动伺服马达3。
此外，逆变器电路20具备控制逆变器主电路15的逆变器控制部17。逆变器控制部17对构成逆变器主电路15的半导体开关元件16u、16v、16w的接通和断开进行控制。虽然图1中示出由单个逆变器控制部17来控制逆变器主电路15A、15B双方，但是也可以区分为与逆变器主电路15A对应的逆变器控制部和与逆变器主电路15B对应的逆变器控制部。
逆变器控制部17对分别构成逆变器主电路15A和逆变器主电路15B的半导体开关元件16u、16v、16w的接通和断开进行控制，以向伺服马达3A和伺服马达3B供给相位彼此相反的交流电流。
逆变器控制部17检测伺服马达3的电流，并且检测平流电容器13的电压，对半导体开关元件16u、16v、16w的接通和断开进行控制。
此外，逆变器控制部17基于来自伺服马达3A、3B各自的编码器的信息，将伺服马达3A和伺服马达3B的动作控制为彼此同步。
[伺服马达3]
如图1所示，伺服马达3由3相交流的伺服马达构成，具备分别由绕组构成的三个线圈31u、31v、31w和由卷绕有线圈31u、31v、31w的导电体构成的定子32(32A、32B)。伺服马达3除了具备线圈31u、31v、31w以及定子(固定件)32之外，还具备以能够旋转的方式设置在定子32的内侧的转子(旋转件)等，但是，在图1中省略图示。第2实施方式之后也相同。转子有时由永久磁铁构成，有时还由线圈、框体构成。
伺服马达3A和伺服马达3B具有相同的规格，其动作被彼此同步地控制。伺服马达3A与本发明中的第一马达组以及第二马达组中的一方对应，伺服马达3B与本发明中的第一马达组以及第二马达组中的另一方对应。在第一实施方式中，第一马达组以及第二马达组的各自之中的伺服马达3的个数N为1，是相同的值。
伺服马达3A和伺服马达3B的双方的定子32A和定子32B由导体33电导通。该导体33对地E连接。
[整流器11]
整流器11由具有使电流仅向单向流动的整流作用的元件构成，将从3相交流电源1输出的交流电流转换为直流电流。整流器11具备例如一对整流二极管，对交替地流过它们的交流电进行整流。例如，整流器11具备与一对整流二极管各自对应的半导体开关元件，以使交流电交替地流过一对整流二极管。另外，也可以将整流器11置换为能够通过再生或发电将电流从电动机侧提供至整流器11的一侧的转换器。
[平流电容器13]
平流电容器13抑制由整流器11整流后也会产生的脉动，使信号平滑化，以得到更接近直流的电流。通过插入平流电容器13，在整流后，在电压高时蓄电，电压低时放电，因此起到了抑制电压的变动的效果。
[逆变器主电路15(15A、15B)]
如图1所示，逆变器主电路15构成为包括与设置在伺服马达3中的u相、v相、w相的线圈31u、31v、31w分别对应的半导体开关元件16u、16v、16w。半导体开关元件16u、16v、16w分别各设置有一对，区分为配置在图中的上侧的半导体开关元件16u、16v、16w和配置在图中的上侧的半导体开关元件16u、16v、16w。
逆变器主电路15将通过半导体开关元件16u、16v、16w的开关、即接通和断开而生成的驱动电流作为逆变器电路输出提供给线圈31u、31v、31w。
半导体开关元件16u、16v、16w可以由IGBT(绝缘栅双极晶体管：Insulated GateBipolar Transistor)、MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管：Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)及其它半导体元件构成。
[逆变器控制部17]
逆变器控制部17对构成逆变器主电路15A、15B的半导体开关元件16u、16v、16w的各自的接通和断开进行控制。通过该控制，逆变器主电路15A、15B使伺服马达3A、3B被同步控制。
逆变器控制部17对半导体开关元件16u、16v、16w的各自的接通和断开进行控制，使得向伺服马达3A和伺服马达3B供给相位彼此相反的电流。这是通过利用逆变器控制部17使逆变器主电路15A、15B中的一方的开关周期比逆变器主电路15A、15B中的另一方的开关动作的周期延迟半个周期的相位来实现的。
[噪声波形]
这里，图11示出在本实施方式中作为对象的噪声波形。该噪声波形是单个伺服马达的波形。如图11所示，与逆变器主电路15的开关同步地，负侧的脉冲噪声Nn和正侧的脉冲噪声Np反复出现。噪声Nn和噪声Np之间的间隔相当于开关动作的半个周期P/2，相邻的噪声Nn和Nn之间的间隔相当于开关动作的1个周期P。
[寄生电容]
对于单个逆变器主电路15和伺服马达3，假定对3相交流电源1(例如，400V)进行整流而得到的直流电源(例如±282V)。在伺服马达3的线圈31与定子32之间不可避免地产生安装上的间隙，该间隙被视为寄生电容。图12的(a)将该寄生电容相对于地E(0V)以电容器C来表示。
例如如图12的(b)所示那样设定逆变器主电路15的半导体开关元件16u、16v、16w的接通、断开。于是，由于对线圈31u、31v、31w施加的电压负载、即电位上升，在线圈31u、31v、31w和定子32中分别产生正负相反的电荷。定子32、即地E一侧的电荷是因静电感应而产生的。另外，图12的(b)的电容器C所示的正负电荷只是一例，也存在相反的情况。
[相对于地E的正脉冲噪声]
在图12的(a)的结构中，使逆变器主电路15的上段的三个半导体开关元件16u、16v、16w全部接通，另一方面，使下段的三个半导体开关元件16u、16v、16w全部断开。于是，伺服马达3的电位变为+V(例如+282V)。由此，如图13的(a)所示，电容器C中流过该电压波形的微分波形电流Ip。
如果伺服马达3A是例如驱动大型注射成型机的注射装置的伺服马达，则向地E+流动有20A左右的电流I，因此产生较大的正脉冲噪声。
[相对于地E的负脉冲噪声]
在图12的(a)的结构中，使逆变器主电路15的上段的三个半导体开关元件16u、16v、16w全部断开，另一方面，使下段的三个半导体开关元件16u、16v、16w全部接通。于是，伺服马达3的电位变为-V(例如-282V)。由此，如图13的(b)所示，电容器C中流过该电压波形的微分波形电流In。
如果伺服马达3A是例如驱动大型注射成型机的注射装置的伺服马达，则向地E流动有-20A左右的电流I，因此产生较大的负脉冲噪声。
[逆变器主电路15的开关控制(马达停止)]
现在，如图1所示，设在向线圈31u、31v、31w的3相都施加了电压的状态下使伺服马达3A、3B停止。在图1中，作为一例，逆变器主电路15A的上段的三个半导体开关元件16u、16v、16w全部接通，并且，逆变器主电路15A的下段的三个半导体开关元件16u、16v、16w全部断开。此外，逆变器主电路15B的上段的三个半导体开关元件16u、16v、16w全部断开，并且，逆变器主电路15B的下段的三个半导体开关元件16u、16v、16w全部接通。
这时，伺服马达3A的线圈31u、31v、31w的电位为+Vc，电容器C1中流过该电压波形的微分波形电流Ip。此外，伺服马达3B的线圈31u、31v、31w的电位为-Vc，电容器C2中流过该电压波形的微分波形电流In。因此，由于Ip和In是等效且符号相反的泄漏电流，因此，在伺服马达3A与伺服马达3B之间泄漏电流被抵消，从而泄漏电流不流向地E。
即使假设伺服马达3A侧的电位为-Vc，伺服马达3B侧的电位为+Vc，从而正负相反，由于只是电流的方向相反，因此泄漏电流不流向地E的情况不会改变。
[逆变器主电路15的开关控制(马达驱动)]
接下来，对同步地驱动伺服马达3A和伺服马达3B的控制进行说明。
在本实施方式中，在逆变器主电路15A中的开关动作与逆变器主电路15B中的开关动作之间设置半个周期的量、即180°的相位差。由此，对第一伺服马达3A和第二伺服马达3B提供相位彼此相反的交流电流，从而在伺服马达3A侧产生的噪声和在伺服马达3B侧产生的噪声被抵消掉。
根据图1、图2以及图14对该噪声抵消的作用进行说明。
在图1中，将高电位侧的电压表示为+VE，将低电位侧的电压表示为-VE。此外，设逆变器主电路15A的使电路开启的半导体开关元件为高电位侧的三个半导体开关元件16u、16v、16w，设逆变器主电路15B中使电路开启的半导体开关元件为低电位侧的半导体开关元件16u、16v、16w这三个元件。由此，能够使施加到伺服马达3A和伺服马达3B的电位为等效且符号正负相反的电位。
然而，本发明的能够抵消噪声的逆变器主电路15A的使高电位侧以及低电压侧的电路开启的半导体开关元件的各自的数量和逆变器主电路15B中的使高电压侧以及低电位侧的电路开启的半导体开关元件的各自的数量的优选组合不限于此，还有如图14所示的组合。
在图14中，设从与伺服马达3A对应的逆变器主电路15A中的开启高电位侧的电路的半导体开关元件16u、16v、16w的数量(连接数)中减去开启低电位侧的电路的半导体开关元件16u、16v、16w的数量(连接数)而得到的数为M1。此外，设从与伺服马达3B对应的逆变器主电路15B中的开启高电位侧的电路的半导体开关元件16u、16v、16w的数量(连接数)中减去开启低电位侧的电路的半导体开关元件16u、16v、16w的数量(连接数)而得到的数为M2。
例如，特别是，如果逆变器主电路15A中的开启高电位侧的电路的半导体开关元件的数量和逆变器主电路15B中的开启低电位侧的电路的半导体开关元件的数量相同，并且，逆变器主电路15A中开启低电位侧的电路的半导体开关元件的数量和逆变器主电路15B中的开启高电位侧的电路的半导体开关元件的数量相同，则M1和M2的绝对值相同并且正(+)负(-)符号相反。这样的组合如图14所示有141种。
在图2中，现在，将逆变器主电路15A的上段的半导体开关元件16u接通，将半导体开关元件16v、16w断开。此外，将逆变器主电路15A的下段的半导体开关元件16v接通，将半导体开关元件16u，16w断开。由此，由空心箭头示出的电源电流流过逆变器主电路15A以及伺服马达3A。
另一方面，将逆变器主电路15B的上段的半导体开关元件16v接通，将半导体开关元件16u、16w断开。此外，将逆变器主电路15B的下段的半导体开关元件16u接通，将半导体开关元件16v、16w断开。由此，在逆变器主电路15A以及伺服马达3A中，流过以空心箭头示出的电源电流。
图2示出与电源电流一起提供给线圈31u、31v、31w的电源噪声Nn、Np。该电源噪声基于伴随半导体开关元件16u、16v、16w的开关动作的电荷异常变动而产生。在图2中，以使伺服马达3A的电源噪声Np和伺服马达3B的电源噪声Nn被生成的定时匹配的方式记载伺服马达3A的电源噪声Np和伺服马达3B的电源噪声Nn。
通过对电源噪声Np和电源噪声Nn在上述的开关动作中设置半个周期的量的相位差，从而如图2所示，使电源噪声Np和电源噪声Nn被生成的定时一致并同步，并且使得正负的值相反。
在该过程中，在电源噪声Np以及电源噪声Nn被生成之前的定时T1，流过从电容器C1侧向电容器C2流动的电流I(T1)。与此相对，在电源噪声Np以及电源噪声Nn被生成后的定时T2，流过从电容器C2侧朝向电容器C1的电流I(T2)。
[电荷在电容器中的动作]
电容器C中的电荷的动作参与到漏电电流的抵消以及电源噪声Np和电源噪声Nn的抵消中，漏电电流是因施加于伺服马达3的电位与地E侧之间的电位差的静电感应而在电容器C的地E侧分别产生并传递的。因此，参照图3对该电荷的动作进行说明。
如图3所示，设想交流电压的电源侧电位Ep上升、达到峰值以及下降的过程。
在电位Ep上升的过程(UP)中，在电容器C的电源侧的电极EL1中正(+)电荷集中。由于电源侧的正电荷吸引负(-)电荷，从而在电容器C的地E侧的电极EL2中集中有负(-)电荷。
电流是电荷的移动(流动)，电流向与负电荷的移动相反的方向流动，因此，在电位Ep上升的过程中，电流I从电容器C朝向地E流动。
接下来，电位的上升完成，电位到达峰值。由于电位和电荷构成比例关系，因此相当于电源侧的电极EL1的一侧的正(+)电荷的增加停止。如果此时电源侧的正电荷的增加停止，则地E侧的负电荷的增加也停止。这样，当电位的上升结束而达到峰值时，电荷的移动停止，因此电流停止。
最后，在电位Ep下降(DOWN)的过程中，相当于电源侧的电极EL1侧的正电荷减少。当电源侧的正电荷减少时，地E侧的负电荷也减少。
[基于电荷在电容器中的动作的噪声的抵消]
接下来，参照图4对基于在以上内容中所说明的电荷在电容器中的动作的噪声抵消的作用进行说明。
图4示出两个电源侧的电位Ep、En，以一方为基准，另一方的相位相对于基准延迟180°，从而形成彼此相反的相位。这里，为了明确两者的区别，将作为基准的一方作为伺服马达3A侧，另一方作为伺服马达3B侧而进行说明。此外，电容器C的数量与线圈31u、31v、31w和定子32之间的间隙的数量是相同的数量，但是，因静电感应而产生电荷的只有与在逆变器主电路15中半导体开关元件接通而通电的线圈31u，31v、31w对置的电容器C。这里，在图4中，为了简单起见，将被通电的线圈31u、31v、31w的数量分别在两个电源侧的电位Ep、En各设为一个而示出，即，将因静电感应而产生电荷的电容器C的数量分别设为一个而示出。
首先，伺服马达3A处于电位Ep上升的过程中，伺服马达3B处于电位En下降的过程中。这时，在位于伺服马达3A与地E之间的电容器C1的电源侧的电极EL11中正(+)电荷集中，在地E侧的电极EL12中负(-)电荷集中。另一方面，伺服马达3B处于电位En下降的过程中，在位于伺服马达3B与地E之间的电容器C2的地E侧的电极EL21中正电荷集中，在电极侧的电极EL22中负电荷集中。电极EL21中的负电荷中的被吸引到电极EL12的部分由虚线表示。
这里，对于地E侧的电极EL12和电极EL21之间的间隔D，由于电极EL12和电极EL21双方都电接地，因此电位差以及电位均为零。由此，通常情况下，在电极EL12与电极EL21之间不会流过电流。
但是，由于电极EL11和电极EL22中相位彼此相反的的电位而产生的等效且符号正负相反的库仑力，在电极EL12和电极EL21中分别吸引并蓄积有电荷。因此，当电源侧的电极EL11和电极EL22的电位以相反相位变化时，在地E侧的电极EL12与电极EL21之间产生对称的电荷移动。
即，例如，在电极EL11的电位上升且电极EL22的电位等效地下降的情况下，在电源侧的电极EL22中，电压会上升与在电源侧的电极EL11中上升的电压相同的量。这时，电极EL11的正(+)电荷增加，并且，与在电极EL11中增加的正(+)电荷的量对应地，在电极EL12与电极EL21之间一对(对)正负且平衡的电荷被分离，负(-)电荷被吸引到电极EL12。
与此同时，在电源侧的电极EL22中负(-)电荷增加，因此，被电极EL11的正(+)电荷吸引而被夺取了一对电荷中的负(-)电荷后的正(+)电荷因电极EL22的负(-)电荷的增加而被吸引，从而向电极EL21侧移动，从而在电极EL21中正(+)电荷增加。
这时，由于电位Ep和电位En以等效的相反相位变化，因此在电极EL12与电极EL21之间没有不成对的不稳定的电荷，在电极EL12与电极EL21之间移动的电荷不会偏向于正也不会偏向于负。因此，由于电荷不向地E流出，因此不产生泄漏电流。
接下来，伺服马达3A和伺服马达3B双方的电位的变化结束，电位到达峰值。于是，电容器C1的电极EL11中的正(+)电荷的增加停止，电极EL12中的负(-)电荷的增加也停止。此外，电容器C2的电极EL22中的正(+)电荷的减少停止，电极EL21中的负(-)电荷的减少也停止。这样，电容器C1与电容器C2之间的电荷的移动停止。
最后，伺服马达3A处于电位Ep下降的过程中，伺服马达3B处于电位En上升的过程中。这时，在位于伺服马达3A与地E之间的电容器C1的电源侧的电极EL11上，正(+)电荷减少，在地E一侧的电极EL12中，负(-)电荷减少。另一方面，关于伺服马达3B，在位于伺服马达3B与地E之间的电容器C2的电源侧的电极EL22中，正(+)电荷增加，在地E侧的电极EL21中，负(-)电荷增加。
对于地E侧的电极EL12和电极EL22之间的间隔D，由于电极EL12和电极EL21双方都电接地，因此电位差以及电位均为零。由此，通常，在电极EL12与电极EL21之间不流过电流。但是，与伺服马达3A处于电位Ep上升的过程中、伺服马达3B处于电位En下降的过程中的情况相同，由于在电极EL12与电极EL21之间没有不成对的不稳定的电荷，在电极EL12与电极EL21之间移动的电荷不会偏向于正也不会偏向于负，因此电荷不流出至对地E，因此不产生泄漏电流。
与此相对，例如，图15示出形成相位彼此相反的电位Ep和电位En不等效且电位产生了不平衡的情况。这时，如果电位Ep的大小(绝对值)大于电位En，则在电位Ep上升的期间，电极EL11中正(+)电荷增加。由于被该增加的正电荷吸引，在电极EL12与电极EL21之间正负成对而平衡的电荷被分离而向电极EL12侧移动。这样，电极EL12中负(-)电荷增加。
在电位Ep上升的期间，同时电位En下降，但是，由于电位Ep的大小大于电位En，因此被电极EL11的正(+)电荷牵引而被夺取了负(-)电荷后剩下的正(+)电荷的一部分成为不成对的不稳定状态。因此，该不成对的正(+)电荷会为了追逐可与之成对的负(-)电荷而向地E流出。
接下来，在电位Ep下降的过程中，在电极EL11正(+)电荷减少，由此，电极EL12的负(-)电荷被释放。同时，电位En下降，因此，被吸引到电极EL21的正(+)电荷被释放。但是，由于电位Ep的大小大于电位En，因此从电极EL12释放的负(-)电荷比从电极EL21释放的正(+)电荷多。因此，从电极EL12释放的负(-)电荷的一部分成为不成对的不稳定状态，因此被该不成对的负(-)电荷吸引而从地E流入正(+)电荷。像这样，在电位Ep、En不等效、一方的电位大于另一方的电位从而电位不平衡的状态下，电荷会流出至地E或从地E流入而产生电流，从而产生泄漏电流、噪声电流。
在本实施方式中，在两个电源侧的电位Ep、En侧分别设置一个电容器C，即，将因静电感应而产生电荷的电容器C的数量分别设为一个而示出。但是，在本发明中，只要在两个电源侧的电位Ep、En侧因静电感应而产生电荷的各电容器C的数量相同，就能够获得相同的效果。这有以下两种方式，选择任意一种。
方式1：在伺服马达3A的逆变器主电路15A中的半导体开关元件中，在高电位侧接通的半导体开关元件和在伺服马达3B的逆变器主电路15B中的低电位侧接通的半导体开关元件的数量分别相同
方式2：在伺服马达3A的逆变器主电路15A中的半导体开关元件中，在低电位侧接通的半导体开关元件和在伺服马达3B的逆变器主电路15B中的高电位侧接通的半导体开关元件的数量分别相同
此外，即使在两个电源侧的电位Ep、En侧通过静电感应而产生电荷的各个电容器C的数量不同的情况下，只要在作为伺服马达3A的各相线圈(31u、31v、31w)与定子之间的各寄生电容的三个电容器C中产生的电荷的总和、与作为伺服马达3B的各相线圈(31u、31v、31w)与定子之间的各寄生电容的三个电容器C中产生的电荷的总和相同即可。
即，只要伺服马达3A的三个电容器C中产生的正(+)电荷和负(-)电荷的正负抵消后的电荷的总和与在伺服马达3B的三个电容器C中产生的正(+)电荷和负(-)电荷的正负抵消后的电荷的总和相同即可。
具体而言，例如，情形2或情形3相对于下面的情形1，符合这里所说的相同。在以下的情形，也能够获得与在两个电源侧的电位Ep、En侧通过静电感应而产生电荷的各个电容器C的数量相同的情况相同的效果。
情形1：在伺服马达3A的电容器C中，在地E侧产生负(-)电荷的电容器C为两个，产生正(+)电荷的电容器C为一个。
情形2：在伺服马达3B中，在地E侧产生负(-)电荷的电容器C为一个，感应了正(+)电荷的电容器C为两个。
情形3：在伺服马达3B中，在地E侧产生负(-)电荷的电容器C为零(0)个，产生正(+)电荷的电容器C为一个。
这里，在地E侧产生负(-)电荷的电容器C能够通过使高电位侧的半导体开关元件16u、16v、16w中的任意一个相对于对置的线圈3接通而得到，在地E侧产生正(+)电荷的电容器C能够通过使低电位侧的半导体开关元件16u、16v、16w中的任意一个相对于对置的线圈31u，31v、31w接通而得到。另外，为了避免电路的短路，将与高电位侧的已经被接通的半导体开关元件16u、16v、16w所对应的线圈31u、31v、31w连接的低电位侧的半导体开关元件16u、16v、16w断开。例如，在图5中，在使向线圈31u提供+VE的图中上段的半导体开关元件16u接通时，将对线圈31u提供-VE的图中下段的半导体开关元件16u断开。此外，同样地，当然要将与图中下段的已经被接通的低电位侧的半导体开关元件16u、16v、16w所对应的线圈3连接的图中上段的高电位侧的半导体开关元件16u、16v、16w断开。
此外，在两个电源侧的电位Ep、En侧，在通过静电感应而产生电荷的各电容器C的数量互不相同的情况下，如下所述。
最优选的是，作为伺服马达3A的各相线圈(31u、31v、31w)与定子之间的各寄生电容的三个电容器C中所产生的电荷的总和与作为伺服马达3B的各相线圈(31u、31v、31w)与定子之间的各寄生电容的三个电容器C中所产生的电荷的总和相同。
但是，通过控制伺服马达3A以及伺服马达3B的半导体开关元件16u、16v、16w，使得在伺服马达3A的三个电容器C中产生的电荷的总和与在伺服马达3B的三个电容器C中产生的电荷的总和不相同，彼此的电荷的总和的符号正负相反，能够减少噪声。
例如，相对于以下的情形4，是情形5、情形6或情形7。即，对于在一个伺服马达的电容器C中产生且将要向地E流出的电荷(噪声电流)的一部分，能够通过利用在另一个伺服马达的电容器C中产生的符号正负相反的电荷以正负对的方式进行抵消从而使之减少。由此，能够减少向地E流出的噪声。
情形4：在伺服马达3A的电容器C中，在地E侧产生负(-)电荷的电容器C为两个，产生正(+)电荷的电容器C为一个。
情形5：在伺服马达3B中，在地E侧产生负(-)电荷的电容器C为零(0)个，产生正(+)电荷的电容器C为两个。
情形6：在伺服马达3B中，在地E侧产生负(-)电荷的电容器C为零(0)个，感应了正(+)电荷的电容器C为一个。
情形7：在伺服马达3B中，在地E侧产生负(-)电荷的电容器C为一个，产生正(+)电荷的电容器C为一个。
【第2实施方式】
接下来，参照图5～图7，对第2实施方式进行说明。
第2实施方式与第1实施方式相同，以向伺服马达3A和伺服马达3B提供相位彼此相反的交流电流为前提。但是在第2实施方式中，对于卷绕线圈的方向彼此相反的伺服马达3A和伺服马达3B，公开了具体的电流提供方法。
第2实施方式包括第2-1实施方式以及第2-2实施方式这两个方式，以下依次进行说明。另外，图5～图7仅示出电动机驱动装置10的主要部分。
＜第2-1实施方式＞
在第2-1实施方式中，如图5所示，伺服马达3A使用左向卷绕的线圈31u、31v、31w，伺服马达3B使用右向卷绕的线圈31u、31v、31w。即，伺服马达3A的线圈31u、31v、31w和伺服马达3B的线圈31u、31v、31w的线圈卷绕方向相反。因此，在以下内容中，伺服马达3A被称为左向卷绕的伺服马达3A，伺服马达3B被称为右向卷绕的伺服马达3B。除了该线圈卷绕方向外，第2-1实施方式具备与第1实施方式相同的结构，特别是，伺服马达3A的定子32A和伺服马达3B的定子32B通过导体33电导通。
在第2-1实施方式中，对左向卷绕的伺服马达3A和右卷绕的伺服马达3B反向地提供电流。图5作为提供反向的电流的示例，在伺服马达3A中电流向u相→v相的方向流动，在伺服马达3B中电流向v相→u相的方向流动。在图5中，电流由空心箭头来表示。
如上所述，当向左向卷绕的伺服马达3A和右向卷绕的伺服马达3B反向地提供电流时，在伺服马达3A的线圈31u、31v、31w和伺服马达3B的线圈31u、31v、31w中，沿相同的方向产生磁场。因此，尽管半导体开关元件16u、16v、16w对伺服马达3A的开关动作与半导体开关元件16u、16v、16w对伺服马达3B的开关动作相位相反，在伺服马达3A和伺服马达3B中也向相同的方向产生马达扭矩。
在以上的说明中，作为提供反向的电流的示例，示出了u相→v相和v相→u相，但是这只是一例，存在仅对应着被供给电流的绕组、即按照相的组合的数量来供给反向电流的模式。具体而言，如下所示。
u相→w相和w相→u相 v相→w相和w相→v相
＜第2-2实施方式＞
接下来，参照图6对第2-2实施方式进行说明。
第2-2实施方式除了向全部的左向卷绕的线圈31u、31v、31w以及右向卷绕的线圈31u、31v、31w提供电流外，与第2-1实施方式相同。
在第2-2实施方式中，对左向卷绕的伺服马达3A和右向卷绕的伺服马达3B反向地提供电流。图6作为提供反向的电流的示例，在伺服马达3A中电流向(u相、w相)→v相的方向流动，在伺服马达3B中电流向v相→(u相、w相)的方向流动。
如上所述，由于向左向卷绕的伺服马达3A和右向卷绕的伺服马达3B反向地提供电流，因此，在第2-2实施方式中，在伺服马达3A和伺服马达3B中，也沿相同的方向产生马达扭矩，向相同方向旋转。
在图6中，示出了(u相、w相)→v相和v相→(u相、w相)的组合，但是也可以应用图7所示的u相→(v相、w相)和(v相、w相)→u相的组合，并且，虽然省略图示，还可以应用w相→(u相、v相)和(u相、v相)→w相的组合。
[第3实施方式]
接下来，对本发明的第3实施方式进行说明。
如图8所示，第3实施方式在具备彼此被同步控制的第1伺服马达组LMG和第2伺服马达组RMG这一点上与第1实施方式、第2实施方式相同。但是，在第1实施方式、第2实施方式中，第1伺服马达组和第2伺服马达组的各自之中包含的伺服马达3的个数N为1，与此相对，在第3实施方式中，第1伺服马达组LMG和第2伺服马达组RMG各自的伺服马达3的个数N为2。以下，参照图8，对第3实施方式具体地进行说明。
如图8所示，第1伺服马达组LMG具备分别是左向卷绕的伺服马达3A1和伺服马达3A2。伺服马达3A1以及伺服马达3A2具备与第2实施方式的伺服马达3A相同的结构，此外，与伺服马达3A1以及伺服马达3A2的各自对应的逆变器主电路15A1、15A2具备与第2实施方式的伺服马达15A相同的结构。
第1伺服马达组LMG中的伺服马达3A1和伺服马达3A2这双方的定子32A1和定子32A2由导体33A电导通。在该导体33A中，将寄生电容成分表示为电容器C11和电容器C12。
此外，如图8所示，第2伺服马达组RMG具备分别是右向卷绕的伺服马达3B1和伺服马达3B2。伺服马达3B1以及伺服马达3B2的结构具备与第2实施方式的伺服马达3B相同的结构，此外，与伺服马达3B1和伺服马达3B2各自对应的逆变器主电路15B1、15B2具备与第2实施方式的伺服马达15相同的结构。
第2伺服马达组RMG中的伺服马达3B1和伺服马达3B2这双方的定子32B1和定子32B2由导体33B电导通。在该导体33B中，将寄生电容成分表示为电容器C21和电容器C22。
第1伺服马达组LMG和第2伺服马达组RMG的导体33A和导体33B由导体33C电导通。由此，伺服马达3A1的定子32A1、伺服马达3A2的定子32A2、伺服马达3B1的定子32B1以及伺服马达3B2的定子32B2分别与其它定子电导通。导体33C与地E连接。
在第3实施方式中，向左向卷绕的第1伺服马达组LMG和右向卷绕的第2伺服马达组RMG反向地提供电流。图8作为提供反向的电流的示例，在伺服马达3A1和伺服马达3A2中电流向u相→v相的方向流动，在伺服马达3B1和伺服马达3B2中电流向v相→u相的方向流动。
如上所述，当向左向卷绕的第1伺服马达组LMG和右向卷绕的第2伺服马达组RMG反向地提供电流时，在伺服马达3A1、3A2的线圈31u、31v、31w和伺服马达3B1、3B2的线圈31u、31v、31w沿相同的方向产生磁场。因此，虽然半导体开关元件16u、16v、16w对伺服马达3A1、3A2的开关动作与半导体开关元件16u、16v、16w对伺服马达3B1、3B2的开关动作相位相反，但是在伺服马达3A1、3A2和伺服马达3B1、3B2中也向相同的方向产生马达扭矩。
在第3实施方式中，由于对伺服马达3A1、3A2的开关动作和对伺服马达3B1、3B2的开关动作相位相反，因此对伺服马达3A1、3A2和伺服马达3B1、3B2提供相位彼此相反的交流电流。
[效果]
对以上所说明的第1实施方式～第3实施方式所起到的效果进行说明。
根据本实施方式，为了抵消第一马达组的泄漏电流而使用第二马达组的泄漏电流。该泄漏电流是由于向第二马达组提供与向第一马达组提供的电流相位相反的电流而产生的。这意味着，根据本实施方式，例如无需设置在专利文献3中所需的泄漏电流检测部，就能够使第一马达组的泄漏电流和第二马达组的泄漏电流相互抵消。
在本实施方式中，彼此抵消的泄漏电流是由于同时供给到第一马达组以及第二马达组的驱动电流而产生的电流。
因此，彼此抵消的泄漏电流不会彼此错开，是同时产生，因此能够可靠地使彼此的泄漏电流抵消。
这里，本实施方式的电动机驱动装置10对于供给大电压的伺服马达中尤其有效。例如，搭载有驱动电压超过200V的多个伺服马达、对该多个伺服马达同步控制而使用的注射成型机符合该情况。特别是，对于搭载有设置在关于移动体的中心轴对称的位置并且被同步控制的一对伺服马达的注射成型机有效。
具体而言，例如，使专利文献1的注射用的螺杆全部更新的伺服马达(10)和专利文献2的合模装置的模具开闭用伺服马达(27)符合该情况。专利文献1中的一对伺服马达(10)轴对称地组装于壳体(7)，专利文献2中的一对模具开闭用伺服马达(27)轴对称地组装于固定盘(1)。
此外，关于注射成型机，作为偶数的伺服马达同相运转的其它用途，可以举出合模装置中使用的拼合螺母的开闭用马达以及液压泵的驱动用马达。此外，作为马达的形态，例如也可以应用于利用两个绕组以及四个绕组构成一个线圈31u的双绕组马达、4绕组马达。
由于电动驱动的注射成型机搭载有驱动电压超过200V的多个伺服马达，因此基于高电位电路实现的逆变器电路的开关也成为产生较大噪声的主要原因。此外，由于注射成型机需要使合模装置或注射装置等大重量物不倾斜地动作，因此，要在可动物的两端(上下端或左右端)搭载多个被关于中心轴对称且被同步控制的一对大型伺服马达驱动的致动器。此外，为了使大重量物不倾斜地动作并且容易控制，这些被同步控制的一对伺服马达具备相同的规格(相同尺寸、相同容量、相同规格等)。控制它们的伺服放大器(逆变器电路)也是相同规格。由此，马达的电路成为由相同的电路并联地组合的形态。同时，为了对被供给相同电压的相同规格的成对的逆变器电路进行同步控制，各个开关噪声也成为极其近似的噪声的形态(噪声波形)。在本实施方式中，无需对被这样的通过高电位来驱动的成对的伺服马达所驱动的注射成型机进行复杂的补偿控制，并且无需追加新的补偿装置，就能够减少泄漏电流以及噪声。
此外，由于多数情况下，注射成型机都是在相同的工厂建筑室内设置多台，因此，当从一台注射成型机的伺服马达产生的开关噪声经由地而流入相邻的其它注射成型机时，不仅会发生误动作而损害生产率，还存在使注射成型机主体或模具破损的担忧。
以上，对本发明的优选实施方式进行了说明，但是本发明允许以下的变形、应用。
在第1实施方式～第3实施方式中，对左向卷绕伺服马达和右向卷绕伺服马达的组合进行了说明，这相当于使励磁产生的线圈的相位偏移180°的情况。即，本发明不仅包含由一个左向卷绕伺服马达构成的马达组和由一个右向卷绕伺服马达构成的马达组为一组的情况，还包含以下的组合。
可以是由左向卷绕伺服马达构成的第一马达组和由左向卷绕伺服马达构成的第二马达组的组合，只要第一马达组的第一定子和第二马达组的第二定子的相互位置使励磁角偏移180°即可。这样，只要使第一定子和第二定子的组装位置偏移，就能够获得与一个由左向卷绕伺服马达构成的马达组和一个由右向卷绕伺服马达构成的马达组的组合等效的效果。由右向卷绕伺服马达构成的第一马达组和由右向卷绕伺服马达构成的第二马达组的组合也相同。例如，当设伺服马达的极数为N个极时，励磁角的180°相当于实物的马达转子的旋转角180×2/N(°)。
此外，大部分开关噪声是在半导体开关元件从断开到接通或从接通到断开的切换的过渡期产生的。这是在励磁角具有180°的相位差的状态下，使开关的定时在两个伺服马达3之间正负对称且同时、会减少噪声的直接理由。
接下来，在第1实施方式～第3实施方式中，以仅具备一组线圈31u、31v、31w的伺服马达3为例进行了说明。但是，本发明即使应用于仅具备两组、四组等偶数组线圈31u、31v、31w的伺服马达3，也能够获得与只有一组线圈31u、31v、31w的伺服马达3同等的效果。
例如，在一个伺服马达3具备两组线圈31u、31v、31w的情况下，设一组线圈(α)为左向卷绕，另一组线圈(β)为右向卷绕。并且，可以分别对线圈(α)和线圈(β)以180°的相位差提供电流。
此外，同样地，例如在设一组线圈(α)为左向卷绕，另一组线圈(β)为右向卷绕的情况下，可以将线圈(α)和线圈(β)组装在定子32上的位置设置成使励磁角错开180°。该组装位置是指线圈31u、31v、31w各相的绕组的周向上的排列以及顺序。
通过将用于供给由逆变器主电路15生成的电流的uvw动力电缆与上述的两组线圈3捆扎在一起，能够进一步减少噪声。uvw动力电缆是将逆变器电路和定子线圈电连接的导体。
作为更紧密的捆扎方法，将右向卷绕的线圈3的u线(R)和左向卷绕的线圈的u线(L)捆扎在一起，同样地将右向卷绕的线圈3的v线(R)和左向卷绕的线圈3的v线(L)捆扎在一起，并将右向卷绕的线圈3的w线(R)和左向卷绕的线圈的3的w线(L)捆扎在一起。由此，u线(R)和u线(L)、v线(R)和v线(L)还有w线(R)和w线(L)的磁通彼此抵消，由此能够进一步减少噪声。
这是因为，例如在u线(R)和u线(L)中，相同波形的电流向相反方向流动。v线(R)和v线(L)、w线(R)和w线(L)也相同。
此外，在由两个绕组构成一个线圈31的双绕组马达中，如图9所示，例如，优选设一方的线圈31u(R)为右向卷绕，另一方的线圈31u(L)为左向卷绕，将双方的线圈31u(R)、31u(L)同轴地卷绕。这样，如图10所示，由于线圈31u(R)相对于地E(定子)的电位和线圈31u(L)相对于地E(定子)的电位正负对称，因此能够使该线圈周围的合成电位在0V附近。由此，能够减少由于绕组侧与地E侧的电位差引起的静电感应，导致在地E侧产生并传递的漏电电流/噪声电流。
在图10的上方的图中，LEo表示电位0V的等电位线，LEF表示电场线，LE表示等电位线，电场线LEF与等电位线LE正交。此外，在图10的下段的图中，Ps表示合成电位。
双绕组马达中的线圈31v、31w也相同。
此外，在由4个绕组构成一个线圈的4绕组马达中也相同。例如，优选的是，将两个右向卷绕线圈31u(R1)以及线圈31u(R2)和两个左向卷绕线圈31u(L1)以及线圈31u(L2)作为线圈31u(R1)、线圈31u(L1)、线圈31u(R2)以及线圈31u(L2)的排列，并且同轴地卷绕。
4绕组马达中的线圈31v、31w也相同。
此外，为了向同步的多个伺服马达3正确地供给相反相位的电流并使逆变器主电路15的开关定时同步，优选通过已知的方法在各个马达驱动器间使基准时间一致。例如，预先构成为，各马达驱动经由串行接口与能够控制逆变器主电路15的一个主计算机串联连接，可以使用具有能够使所连接的各马达驱动的时间同步的功能的、例如IEEE-802.1AS等网络时间同步协议等的串行接口。
此外，也可以在同步的多个马达驱动器间反馈彼此的基准时钟的相位信息并彼此交换，并且使用PLL(锁相环)算法使马达驱动器间的基准定时同步。
此外，也可以根据一个各马达驱动的基准时间来控制作为同步对象的多个逆变器电路。
此外，在以上内容中，对向3相交流电动机供给电力的情况进行了说明，但是，也可以应用于在3相交流电动机减速时产生的电力再生时，还可以应用于将3相交流电动机作为发电机使用的情况。这是因为，在向3相交流电动机供给电力的情况和在电力再生时或发电时从3相交流电动机提供电流的情况下，除了电流的方向与将3相交流电动机用作马达(致动器)的情况为反向的情况外，逆变器电路的半导体开关元件16u、16v、16w的接通和断开的控制是相同的，并且，基于半导体开关元件16u、16v、16w的接通和断开产生噪声的方式也是相同的。
此外，在以上内容中，为了简单起见，对作为接通-断开直流电源电压的简单方式的2电平逆变器的情况进行了说明。但是，这只是一例，本发明也可以应用于多用于大电力的VVVF控制(可变电压可变频率控制)的方式且为了使用耐电压低的元件而提供电源的中间电压电平的电路方式的3电平逆变器。3电平逆变器的开关要素组是通过在开启高电位侧的电路的开关要素和开启低电位侧的开关要素中分别进一步添加开启中间电位的开关要素而得到的。
在2电平逆变器中，高电位侧或低电位侧的各个半导体开关元件16u、16v、16w分别只有一组。因此，存在一个电位侧的逆变器电路的半导体开关元件16u、16v、16w中的任意一个、例如半导体开关元件16u接通而处于中间电位的情况。在该情况下，为了避免电路的短路，必须使另一个电位侧的半导体开关元件16u断开，使得不流过电流。
与此相对，在3电平逆变器中，对于高电位侧或低电位侧的UVW相的各半导体开关元件，在为两个的半导体开关元件中，16u与未图示的16u’串联连接，16v与未图示的16v’串联连接，16w与未图示的16w’串联连接。因此，分别各设置有两组UVW相的各半导体开关元件。因此，即使在一个电位侧的半导体开关元件16u、16v、16w中的任意一个、例如半导体开关元件16u接通而成为中间电位的情况下，只要不接通16u’，电路就不会短路。因此，通过接通或者断开半导体开关元件16u’，能够区分使用在线圈31u中流过电流的情况和不流过电流的情况。但是，即使是3电平逆变器，电位的选择也不会改变，是与2电平逆变器中的电位相同的高电位、中间电位、低电位这3种情况，因此同样能够减少噪声。此外，由此，在3电平逆变器中，也能够容易地分为流过中间电位的电流的情况和不流过中间电位的电流的情况，将开关要素组进行组合来进行控制。
标号说明
1：3相交流电源；
3、3A、3B、3A1、3A2、3B1、3B2：伺服马达；
10：电动机驱动装置；
11：整流器；
13：平流电容器；
15、15A、15B、15A1、15A2、15B1、15B2：逆变器主电路；
16u、16v、16w：半导体开关元件；
17：逆变器控制部；
20、20A、20B：逆变器电路；
31、31U、31v、31w：线圈；
32、32A、32A1、32A2、32B、32B1、32B2：定子；
33、33A、33B、33C：导体；
C、C1、C11、C12、C2、C21、C22：电容器；
D：间隔；
E：地；
EL1、EL11、EL12、EL2、EL21、EL22：电极；
LMG：第一伺服马达组；
RMG：第二伺服马达组。

Claims (13)

1.一种电动机驱动装置，其特征在于，具备：
第一马达组，其包括个数为N的第一3相交流电动机；
第二马达组，其包括个数为N的第二3相交流电动机；
导体，其使所述第一3相交流电动机的第一定子与所述第二3相交流电动机的第二定子电导通，并且该导体接地；以及
控制部，其控制所述第一3相交流电动机和所述第二3相交流电动机的驱动，
所述控制部具备：
第一开关要素组，其由第一开关要素构成，所述第一开关要素对所述第一3相交流电动机的各相的交流电流分别独立地进行控制；以及
第二开关要素组，其由第二开关要素构成，所述第二开关要素对所述第二3相交流电动机的各相的交流电流分别独立地进行控制，
所述控制部进行控制，使得第一开关总和数M1和第二开关总和数M2的值的正(+)负(-)的符号相反，该第一开关总和数M1是从在所述第一开关要素组中开启高电位侧的电路的所述第一开关要素的个数中减去开启低电位侧的电路的所述第一开关要素的个数而得到的，该第二开关总和数M2是从在所述第二开关要素组中开启高电位侧的电路的所述第二开关要素的个数中减去开启低电位侧的电路的所述第二开关要素的个数而得到的。
2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其中，
对所述第一3相交流电动机和所述第二3相交流电动机进行同步控制，对所述第一开关要素组的所述第一开关要素和所述第二开关要素组的所述第二开关要素进行控制，使得它们供给相位彼此相反的交流电流。
3.根据权利要求2所述的电动机驱动装置，其中，
由于所述第一开关要素组的所述第一开关要素的动作而产生的正或负的第一噪声和由于所述第二开关要素组的所述第二开关要素的动作而产生的负或正的第二噪声同步地产生。
4.根据权利要求1至3中的任一项所述的电动机驱动装置，其中，
在由所述第一开关要素对所述第一3相交流电动机进行的第一开关动作与由所述第二开关要素对所述第二3相交流电动机进行的第二开关动作之间设置相当于所述开关动作的半个周期的量的相位差。
5.根据权利要求1至4中的任一项所述的电动机驱动装置，其中，
卷绕于所述第一定子的第一绕组线圈和卷绕于所述第二定子的第二绕组线圈的线圈卷绕的方向相反，
所述控制部进行控制，使得向所述第一3相交流电动机和所述第二3相交流电动机供给方向相反的电流。
6.根据权利要求5所述的电动机驱动装置，其中，
所述控制部进行控制，使得在向所述第一绕组线圈和所述第二绕组线圈施加着电压的同时停止了所述第一3相交流电动机以及所述第二3相交流电动机的状态下，向所述第一3相交流电动机和所述第二3相交流电动机供给方向相反的电流。
7.根据权利要求5或6所述的电动机驱动装置，其中，
在所述第一马达组和所述第二马达组中，所述个数N均为1，
所述控制部进行控制，使得向所述第一3相交流电动机和所述第二3相交流电动机供给方向相反的电流。
8.根据权利要求5或6所述的电动机驱动装置，其中，
在所述第一马达组和所述第二马达组中，所述个数N相同，都是2以上的数，所述控制部进行控制，使得向多个所述第一3相交流电动机的全部供给方向相同的电流，并且，向多个所述第二3相交流电动机的全部供给方向相同且与所述第一3相交流电动机方向相反的电流。
9.根据权利要求1至3中的任一项所述的电动机驱动装置，其中，
所述第一3相交流电动机中的第一绕组线圈和所述第二3相交流电动机中的第二绕组线圈的线圈卷绕方向相同，
所述第一定子和所述第二定子的位置被配置成使励磁角度错开半个周期的量。
10.根据权利要求1至8中的任一项所述的电动机驱动装置，其中，
所述第一3相交流电动机具备多组所述第一定子，所述第二3相交流电动机具备多组所述第二定子。
11.根据权利要求9所述的电动机驱动装置，其中，
所述第一3相交流电动机具备多组所述第一定子，所述第二3相交流电动机具备多组所述第二定子。
12.根据权利要求10或11所述的电动机驱动装置，其中，具备：
第一动力电缆，其将卷绕在多组所述第一定子的各自之上的多个第一绕组线圈与所述第一开关要素电连接；以及第二动力电缆，其将卷绕在多组所述第二定子的各自之上的多个第二绕组线圈与所述第二开关要素电连接，所述第一动力电缆和所述第二动力电缆的相同的相被彼此捆扎在一起。
13.根据权利要求1至12中的任一项所述的电动机驱动装置，其中，
在所述第一绕组线圈和所述第二绕组线圈中的任意一方或双方上，同轴地卷绕有卷绕方向彼此相反的一对线圈。
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