JP2001119975A - モータ制御装置 - Google Patents
モータ制御装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 複数台のモータを駆動制御するためにＰＷＭ
方式により駆動されるインバータを備えた構成のモータ
制御装置において、全体としてのモータリーク電流を簡
単な構成により大幅に低減できるようにすること。 【解決手段】 モータ駆動制御装置１は各同期モータＭ
１ないしＭ６の駆動制御ユニット４（１）ないし４
（６）を有している。駆動制御ユニット４（１）、４
（３）、４（５）のインバータを制御するＰＷＭ制御部
には搬送波発生部５から発生した搬送波５Ｓがそのまま
供給される。これに対して、残りの駆動制御ユニット４
（２）、４（４）、４（６）のインバータを制御するＰ
ＷＭ制御部には符号反転部６で正負が反転された逆位相
の搬送波が供給される。この結果、各モータリーク電流
の位相が、モータＭ１，３，５と、モータＭ２、４、６
とではほぼ逆位相隣、相互に相殺して、全体としてのモ
ータリーク電流レベルが大幅に低減される。
方式により駆動されるインバータを備えた構成のモータ
制御装置において、全体としてのモータリーク電流を簡
単な構成により大幅に低減できるようにすること。 【解決手段】 モータ駆動制御装置１は各同期モータＭ
１ないしＭ６の駆動制御ユニット４（１）ないし４
（６）を有している。駆動制御ユニット４（１）、４
（３）、４（５）のインバータを制御するＰＷＭ制御部
には搬送波発生部５から発生した搬送波５Ｓがそのまま
供給される。これに対して、残りの駆動制御ユニット４
（２）、４（４）、４（６）のインバータを制御するＰ
ＷＭ制御部には符号反転部６で正負が反転された逆位相
の搬送波が供給される。この結果、各モータリーク電流
の位相が、モータＭ１，３，５と、モータＭ２、４、６
とではほぼ逆位相隣、相互に相殺して、全体としてのモ
ータリーク電流レベルが大幅に低減される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同期モータ、誘導
モータ等のモータ駆動制御を、ＰＷＭ方式により駆動さ
れるトランジスタインバータから構成されているパワー
変換器を用いて行なう形式のモータ制御装置に関するも
のである。
モータ等のモータ駆動制御を、ＰＷＭ方式により駆動さ
れるトランジスタインバータから構成されているパワー
変換器を用いて行なう形式のモータ制御装置に関するも
のである。
【０００２】さらに詳しくは、複数台のモータをこのよ
うなパワー変換器を用いて駆動する場合に発生する高周
波モータリーク電流を低減して、周辺機器に対する電磁
障害等の弊害を防止可能なモータ制御装置に関するもの
である。
うなパワー変換器を用いて駆動する場合に発生する高周
波モータリーク電流を低減して、周辺機器に対する電磁
障害等の弊害を防止可能なモータ制御装置に関するもの
である。
【０００３】
【従来の技術】同期モータ、誘導モータ等のＡＣサーボ
モータの制御装置としては、その各相駆動コイルに対す
る通電制御を、ＰＷＭ方式により駆動されるトランジス
タインバータから構成されるパワー変換器を用いて行う
形式のものが知られている。かかる制御形式のモータに
おいては、ＰＷＭインバータのスイッチング周波数の高
周波数化に伴い、当該インバータのスイッチングにより
発生する高周波振動電流が問題となってきている。
モータの制御装置としては、その各相駆動コイルに対す
る通電制御を、ＰＷＭ方式により駆動されるトランジス
タインバータから構成されるパワー変換器を用いて行う
形式のものが知られている。かかる制御形式のモータに
おいては、ＰＷＭインバータのスイッチング周波数の高
周波数化に伴い、当該インバータのスイッチングにより
発生する高周波振動電流が問題となってきている。
【０００４】このような高周波数振動電流はインバータ
とモータ間の電力線を流れると共に、モータリーク電流
としてモータ接地線に流れ、インバータの電流制御に悪
影響を及ぼしたり、放射雑音を発生して周辺機器等に悪
影響を及ぼすおそれがある。
とモータ間の電力線を流れると共に、モータリーク電流
としてモータ接地線に流れ、インバータの電流制御に悪
影響を及ぼしたり、放射雑音を発生して周辺機器等に悪
影響を及ぼすおそれがある。
【０００５】図９を参照して高周波振動モータリーク電
流について説明する。ＰＷＭインバータを用いた三相同
期モータの駆動制御ユニットは、良く知られているよう
に、位置制御部、速度制御部、電流制御部、およびパワ
ー変換部を備えている。図においてはインバータを備え
たパワー変換部およびモータコイルのみを示してある。
駆動制御ユニット２００では、三相交流電源２０１から
の交流を、コンバータ２０２によって直流に変換して、
平滑コンデンサ２０３を介して、電圧形インバータ２０
４に供給する。
流について説明する。ＰＷＭインバータを用いた三相同
期モータの駆動制御ユニットは、良く知られているよう
に、位置制御部、速度制御部、電流制御部、およびパワ
ー変換部を備えている。図においてはインバータを備え
たパワー変換部およびモータコイルのみを示してある。
駆動制御ユニット２００では、三相交流電源２０１から
の交流を、コンバータ２０２によって直流に変換して、
平滑コンデンサ２０３を介して、電圧形インバータ２０
４に供給する。
【０００６】インバータ２０４は、各相毎に上下一対の
スイッチングトランジスタＵＡとＤＡ、ＵＢとＤＢ、お
よびＵＣとＤＣを備えており、これらのトランジスタの
オン・オフは、電流制御部（図示せず）から出力される
電圧指令に基づき動作するＰＷＭ制御部２０５によって
生成されるゲート信号（ベースドライブ信号）によって
制御される。ＰＷＭ制御部２０５では、三角波形の搬送
波（キャリア）２０６に基づきパルス幅変調を行って、
各ゲート信号を生成している。
スイッチングトランジスタＵＡとＤＡ、ＵＢとＤＢ、お
よびＵＣとＤＣを備えており、これらのトランジスタの
オン・オフは、電流制御部（図示せず）から出力される
電圧指令に基づき動作するＰＷＭ制御部２０５によって
生成されるゲート信号（ベースドライブ信号）によって
制御される。ＰＷＭ制御部２０５では、三角波形の搬送
波（キャリア）２０６に基づきパルス幅変調を行って、
各ゲート信号を生成している。
【０００７】ここで、スイッチングトランジスタの上下
のアーム間における短絡を防止するために、オンディレ
イ回路２０７が設けられている。オンディレイ時間は、
トランジスタのオフ時間よりも長くなるように設定され
ている。この結果、入出力特性は不感帯を持つことにな
る。
のアーム間における短絡を防止するために、オンディレ
イ回路２０７が設けられている。オンディレイ時間は、
トランジスタのオフ時間よりも長くなるように設定され
ている。この結果、入出力特性は不感帯を持つことにな
る。
【０００８】すなわち、図１０に示すように、各トラン
ジスタＵＡないしＤＣが同一時点でオンオフにそれぞれ
切り換わる。かかるオンオフの切り換わりに起因して、
モータコイルＬｕ、ＬｖおよびＬｗには高周波数振動電
流Ｉｍが流れる。この高周波振動電流は、途中に介在さ
せたフィルタコンデンサのみでは吸収できず、モータ接
地線を介して、高周波振動リーク電流ＩｓとしてＡＣ電
源２０１に戻ってしまう。
ジスタＵＡないしＤＣが同一時点でオンオフにそれぞれ
切り換わる。かかるオンオフの切り換わりに起因して、
モータコイルＬｕ、ＬｖおよびＬｗには高周波数振動電
流Ｉｍが流れる。この高周波振動電流は、途中に介在さ
せたフィルタコンデンサのみでは吸収できず、モータ接
地線を介して、高周波振動リーク電流ＩｓとしてＡＣ電
源２０１に戻ってしまう。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ここで、単一のモータ
制御装置においては、このようなリーク電流による弊害
はそれほど大きいものではない。しかしながら、複数の
モータを同時に制御するモータ制御装置においては、各
モータからほぼ同一位相のリーク電流が発生し、これら
が加算されて高レベルのリーク電流となるので、それに
起因する弊害を無視することができない。
制御装置においては、このようなリーク電流による弊害
はそれほど大きいものではない。しかしながら、複数の
モータを同時に制御するモータ制御装置においては、各
モータからほぼ同一位相のリーク電流が発生し、これら
が加算されて高レベルのリーク電流となるので、それに
起因する弊害を無視することができない。
【００１０】例えば、図１１に示すように、６台のＡＣ
モータＭ１ないしＭ６の駆動制御を行うための制御装置
３００は、そのパワー変換部として、交流電源２０１
と、交流電流を直流電流に変換するコンバータ２０２
と、コンバータ２０２から直流電流が供給される各モー
タに付設したインバータ２０４（１）ないし２０４
（６）を備えた構成とされる。この場合、共通の搬送波
発生部２１０から三角波形の搬送波２０６が、各モータ
のＰＷＭ制御部２０５（１）ないし２０５（６）に供給
される。
モータＭ１ないしＭ６の駆動制御を行うための制御装置
３００は、そのパワー変換部として、交流電源２０１
と、交流電流を直流電流に変換するコンバータ２０２
と、コンバータ２０２から直流電流が供給される各モー
タに付設したインバータ２０４（１）ないし２０４
（６）を備えた構成とされる。この場合、共通の搬送波
発生部２１０から三角波形の搬送波２０６が、各モータ
のＰＷＭ制御部２０５（１）ないし２０５（６）に供給
される。
【００１１】この結果、各モータＭ１ないしＭ６では、
共通搬送波の零クロス点に同期してオンオフするゲート
信号によってインバータ２０４（１）ないし２０４
（６）のトランジスタがオンオフ制御される。従って、
図１２（ａ）に示すように、各モータＭ１ないしＭ６で
発生するリーク電流Ｉ１ないしＩ６の位相がほぼ一致し
たものとなり、モータ接地線を介してＡＣ電源側に戻る
合成リーク電流Ｉｓは振幅の大きな電流となってしま
う。このような大きなリーク電流Ｉｓが発生すると、周
辺機器等に誤動作を引き起こす等の弊害が発生する。
共通搬送波の零クロス点に同期してオンオフするゲート
信号によってインバータ２０４（１）ないし２０４
（６）のトランジスタがオンオフ制御される。従って、
図１２（ａ）に示すように、各モータＭ１ないしＭ６で
発生するリーク電流Ｉ１ないしＩ６の位相がほぼ一致し
たものとなり、モータ接地線を介してＡＣ電源側に戻る
合成リーク電流Ｉｓは振幅の大きな電流となってしま
う。このような大きなリーク電流Ｉｓが発生すると、周
辺機器等に誤動作を引き起こす等の弊害が発生する。
【００１２】本発明の課題は、この点に鑑みて、複数の
ＡＣモータの駆動を制御するモータの制御装置におい
て、簡単な構成により、モータリーク電流を大幅に低減
可能にすることにある。
ＡＣモータの駆動を制御するモータの制御装置におい
て、簡単な構成により、モータリーク電流を大幅に低減
可能にすることにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明は、複数のモータのそれぞれを駆動制御す
る複数の駆動制御ユニットと、各駆動制御ユニットでの
ＰＷＭ用の三角波形の搬送波を発生する搬送波発生部と
を有し、各駆動制御ユニットは、各電動機に駆動電力を
供給するトランジスタインバータと、前記搬送波に基づ
き、前記トランジスタインバータをＰＷＭ方式で駆動す
るＰＷＭ制御部とを有するモータ制御装置において、前
記搬送波発生部で発生した前記搬送波の符号を反転する
符号反転部を有し、少なくとも一つの前記駆動制御ユニ
ットには符号が反転された搬送波が供給されることを特
徴としている。
めに、本発明は、複数のモータのそれぞれを駆動制御す
る複数の駆動制御ユニットと、各駆動制御ユニットでの
ＰＷＭ用の三角波形の搬送波を発生する搬送波発生部と
を有し、各駆動制御ユニットは、各電動機に駆動電力を
供給するトランジスタインバータと、前記搬送波に基づ
き、前記トランジスタインバータをＰＷＭ方式で駆動す
るＰＷＭ制御部とを有するモータ制御装置において、前
記搬送波発生部で発生した前記搬送波の符号を反転する
符号反転部を有し、少なくとも一つの前記駆動制御ユニ
ットには符号が反転された搬送波が供給されることを特
徴としている。
【００１４】本発明のモータ制御装置では、正負の符号
が反転された搬送波を用いてＰＷＭ制御が行われるモー
タで発生するリーク電流の位相は、他のモータで発生す
るリーク電流の位相とはほぼ逆の状態となる。この結
果、各モータのリーク電流の合成値は、位相が反転して
いるリーク電流によって低減される。
が反転された搬送波を用いてＰＷＭ制御が行われるモー
タで発生するリーク電流の位相は、他のモータで発生す
るリーク電流の位相とはほぼ逆の状態となる。この結
果、各モータのリーク電流の合成値は、位相が反転して
いるリーク電流によって低減される。
【００１５】ここで、モータの台数をｎ個（ｎは正の偶
数）とし、換言すると、前記駆動制御ユニットをｎ個と
し、前記符号反転部によって符号が反転された搬送波
を、半数の前記駆動制御ユニットのＰＷＭ制御部に供給
するように構成すると、各モータのリーク電流における
半数の位相を逆にできるので、結果として、モータリー
ク電流の合計値のレベルを大幅に低減できる。
数）とし、換言すると、前記駆動制御ユニットをｎ個と
し、前記符号反転部によって符号が反転された搬送波
を、半数の前記駆動制御ユニットのＰＷＭ制御部に供給
するように構成すると、各モータのリーク電流における
半数の位相を逆にできるので、結果として、モータリー
ク電流の合計値のレベルを大幅に低減できる。
【００１６】次に、本発明は、複数のモータのそれぞれ
を駆動制御する駆動制御ユニットと、各駆動制御ユニッ
トで用いるＰＷＭ用の三角波形の搬送波を発生する搬送
波発生部とを有し、各駆動制御ユニットは、各モータに
駆動電力を供給するトランジスタインバータと、電圧指
令および前記搬送波に基づき、前記トランジスタインバ
ータをＰＷＭ方式で駆動するＰＷＭ制御部と、各モータ
の電流フィードバック量およびトルク指令に基づき前記
電圧指令を生成して前記ＰＷＭ制御部に供給する電流制
御部とを有するモータ制御装置において、少なくとも１
つの前記駆動制御ユニットは、前記トルク指令の符号を
反転して前記電流制御部に供給するトルク指令符号反転
部と、前記電流フィードバック量の符号を反転して前記
電流制御部に供給する電流フィードバック量符号反転部
とを有していることを特徴としている。
を駆動制御する駆動制御ユニットと、各駆動制御ユニッ
トで用いるＰＷＭ用の三角波形の搬送波を発生する搬送
波発生部とを有し、各駆動制御ユニットは、各モータに
駆動電力を供給するトランジスタインバータと、電圧指
令および前記搬送波に基づき、前記トランジスタインバ
ータをＰＷＭ方式で駆動するＰＷＭ制御部と、各モータ
の電流フィードバック量およびトルク指令に基づき前記
電圧指令を生成して前記ＰＷＭ制御部に供給する電流制
御部とを有するモータ制御装置において、少なくとも１
つの前記駆動制御ユニットは、前記トルク指令の符号を
反転して前記電流制御部に供給するトルク指令符号反転
部と、前記電流フィードバック量の符号を反転して前記
電流制御部に供給する電流フィードバック量符号反転部
とを有していることを特徴としている。
【００１７】本発明のモータ制御装置において、トルク
指令符号反転部および電流フィードバック量符号反転部
を備えた駆動制御ユニットでは、トランジスタインバー
タの各トランジスタの駆動制御は、その他の駆動制御ユ
ニットにおけるインバータの各トランジスタの駆動制御
とは逆位相で行われる。この結果、当該モータのリーク
電流の位相も、他のモータのリーク電流とはほぼ逆とな
るので、全体としてのリーク電流を低減できる。
指令符号反転部および電流フィードバック量符号反転部
を備えた駆動制御ユニットでは、トランジスタインバー
タの各トランジスタの駆動制御は、その他の駆動制御ユ
ニットにおけるインバータの各トランジスタの駆動制御
とは逆位相で行われる。この結果、当該モータのリーク
電流の位相も、他のモータのリーク電流とはほぼ逆とな
るので、全体としてのリーク電流を低減できる。
【００１８】この場合においても、モータの台数をｎ個
（ｎは正の偶数）とし、換言すると、前記駆動制御ユニ
ットをｎ個とし、ｎ個（ｎは正の偶数）の前記駆動制御
ユニットを有し、これらのうちの半数の駆動制御ユニッ
トのそれぞれを、前記トルク指令の符号を反転して前記
電流制御部に供給するトルク指令符号反転部と、前記電
流フィードバック量の符号を反転して前記電流制御部に
供給する電流フィードバック量符号反転部とを備えたも
のとすれば、リーク電流を大幅に低減することができ
る。
（ｎは正の偶数）とし、換言すると、前記駆動制御ユニ
ットをｎ個とし、ｎ個（ｎは正の偶数）の前記駆動制御
ユニットを有し、これらのうちの半数の駆動制御ユニッ
トのそれぞれを、前記トルク指令の符号を反転して前記
電流制御部に供給するトルク指令符号反転部と、前記電
流フィードバック量の符号を反転して前記電流制御部に
供給する電流フィードバック量符号反転部とを備えたも
のとすれば、リーク電流を大幅に低減することができ
る。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下に、図面を参照して、本発明
を適用したモータ制御装置の実施例を説明する。
を適用したモータ制御装置の実施例を説明する。
【００２０】図１は、本発明を６台の三相同期モータを
駆動制御する場合に適用した場合のモータ制御装置のシ
ステム構成図である。この図に示すように、本例のモー
タ制御装置１は、三相交流電源２と、ここから供給され
る交流電流を直流電流に変換するコンバータ３と、コン
バータ３から供給される直流によって駆動する６つの駆
動制御ユニット４（１）ないし４（６）と、各駆動制御
ユニット４（１）ないし４（６）によって駆動制御され
る同期モータＭ１ないしＭ６とを有している。
駆動制御する場合に適用した場合のモータ制御装置のシ
ステム構成図である。この図に示すように、本例のモー
タ制御装置１は、三相交流電源２と、ここから供給され
る交流電流を直流電流に変換するコンバータ３と、コン
バータ３から供給される直流によって駆動する６つの駆
動制御ユニット４（１）ないし４（６）と、各駆動制御
ユニット４（１）ないし４（６）によって駆動制御され
る同期モータＭ１ないしＭ６とを有している。
【００２１】各駆動制御ユニット４（１）ないし４
（６）は同一構成であり、それぞれ、後述するように、
インバータと、当該インバータを駆動制御するためのＰ
ＷＭ制御部とを備えている。各駆動制御ユニット４
（１）ないし４（６）には、パルス幅変調のために用い
る三角波形の搬送波５Ｓ（１）ないし５Ｓ（６）が供給
される。これらの搬送波は、搬送波発生部５および符号
反転部６を介して得られるものである。
（６）は同一構成であり、それぞれ、後述するように、
インバータと、当該インバータを駆動制御するためのＰ
ＷＭ制御部とを備えている。各駆動制御ユニット４
（１）ないし４（６）には、パルス幅変調のために用い
る三角波形の搬送波５Ｓ（１）ないし５Ｓ（６）が供給
される。これらの搬送波は、搬送波発生部５および符号
反転部６を介して得られるものである。
【００２２】図２は駆動制御ユニット４（１）の主要構
成を示す概略ブロック図である。その他の駆動制御ユニ
ット４（２）ないし４（６）も当該駆動制御ユニット４
（１）と同一構成であるので、それらの説明は省略す
る。
成を示す概略ブロック図である。その他の駆動制御ユニ
ット４（２）ないし４（６）も当該駆動制御ユニット４
（１）と同一構成であるので、それらの説明は省略す
る。
【００２３】駆動制御ユニット４（１）では、上位装置
（図示せず）からの位置指令Ｐｃｏｍと、モータＭ１の
ロータ位置フィードバック情報との偏差を比較部３１に
おいて求める。位置制御部１２では当該位置偏差量に基
づき速度指令を発生する。当該速度指令と、速度フィー
ドフォーワード部１１を介して得られる制御変数と、ロ
ータ位置フィードバック情報に基づき速度検出部１３で
検出された速度フィードバック情報とが比較部３２にお
いて比較されて、速度制御用偏差が求められる。
（図示せず）からの位置指令Ｐｃｏｍと、モータＭ１の
ロータ位置フィードバック情報との偏差を比較部３１に
おいて求める。位置制御部１２では当該位置偏差量に基
づき速度指令を発生する。当該速度指令と、速度フィー
ドフォーワード部１１を介して得られる制御変数と、ロ
ータ位置フィードバック情報に基づき速度検出部１３で
検出された速度フィードバック情報とが比較部３２にお
いて比較されて、速度制御用偏差が求められる。
【００２４】速度制御部１４では、当該速度制御用偏差
に基づき、トルク指令Ｔｃｏｍを生成して、電流制御部
１６に出力する。電流制御部１６には、磁極位置検出部
１７を介して、ロータ磁極位置情報がフィードバックさ
れていると共に、電流センサ２２ａおよび２２ｂで検出
されたモータのＵ相駆動コイルおよびＶ相駆動コイルの
駆動電流が、電流フィードバック量として供給されてい
る。電流制御部１６では、これらのフィードバック量
と、トルク指令Ｔｃｏｍとを比較して、３相の電圧指令
を生成する。
に基づき、トルク指令Ｔｃｏｍを生成して、電流制御部
１６に出力する。電流制御部１６には、磁極位置検出部
１７を介して、ロータ磁極位置情報がフィードバックさ
れていると共に、電流センサ２２ａおよび２２ｂで検出
されたモータのＵ相駆動コイルおよびＶ相駆動コイルの
駆動電流が、電流フィードバック量として供給されてい
る。電流制御部１６では、これらのフィードバック量
と、トルク指令Ｔｃｏｍとを比較して、３相の電圧指令
を生成する。
【００２５】電圧指令はＰＷＭ制御部１８に供給され
る。ＰＷＭ制御部１８では、当該電圧指令に基づき、搬
送波発生部５から符号反転部６を介して供給される搬送
波５Ｓ（１）を用いて、各相一対ずつの矩形波状のゲー
ト信号を生成する。これらのゲート信号は電圧形インバ
ータ１９に供給され、当該インバータ１９を構成してい
る各相上下一対のパワートランジスタをオンオフ制御す
る。この結果、コンバータ３を介して当該インバータ１
９に供給されている直流電圧から、３相の駆動電流Ｉ
ｕ、ＩｖおよびＩｗが生成され、これらが同期モータＭ
１の各相の駆動コイルに供給される。
る。ＰＷＭ制御部１８では、当該電圧指令に基づき、搬
送波発生部５から符号反転部６を介して供給される搬送
波５Ｓ（１）を用いて、各相一対ずつの矩形波状のゲー
ト信号を生成する。これらのゲート信号は電圧形インバ
ータ１９に供給され、当該インバータ１９を構成してい
る各相上下一対のパワートランジスタをオンオフ制御す
る。この結果、コンバータ３を介して当該インバータ１
９に供給されている直流電圧から、３相の駆動電流Ｉ
ｕ、ＩｖおよびＩｗが生成され、これらが同期モータＭ
１の各相の駆動コイルに供給される。
【００２６】同期モータＭ１のロータ回転位置はロータ
リーエンコーダ２１によって検出され、エンコーダ出力
に基づき、磁極位置検出部１７においてロータ磁極位置
が検出され、また、位置検出部１５においてロータ位置
が検出される。
リーエンコーダ２１によって検出され、エンコーダ出力
に基づき、磁極位置検出部１７においてロータ磁極位置
が検出され、また、位置検出部１５においてロータ位置
が検出される。
【００２７】図３は上記の電流制御部１６の概略ブロッ
ク図であり、この図に示すように、電流制御部１６で
は、トルク指令Ｔｃｏｍと、正弦波用参照テーブル３３
から供給されるＵ相およびＶ相の電流分配信号とを、そ
れぞれ、乗算器２５ａ、２５ｂで乗算し、乗算値を比較
部３３ａ、３３ｂにおいて比較し、比較結果を電流増幅
器からなる電流制御回路２４ａ、２４ｂに供給して、Ｕ
相およびＶ相の電流指令を生成する。また、各比較部３
３ａ、３３ｂの比較結果を比較部３３ｃにおいて比較
し、当該比較部３３ｃの出力を電流増幅器からなる電流
制御回路２４ｃに供給してＷ相の電流指令を生成する。
ク図であり、この図に示すように、電流制御部１６で
は、トルク指令Ｔｃｏｍと、正弦波用参照テーブル３３
から供給されるＵ相およびＶ相の電流分配信号とを、そ
れぞれ、乗算器２５ａ、２５ｂで乗算し、乗算値を比較
部３３ａ、３３ｂにおいて比較し、比較結果を電流増幅
器からなる電流制御回路２４ａ、２４ｂに供給して、Ｕ
相およびＶ相の電流指令を生成する。また、各比較部３
３ａ、３３ｂの比較結果を比較部３３ｃにおいて比較
し、当該比較部３３ｃの出力を電流増幅器からなる電流
制御回路２４ｃに供給してＷ相の電流指令を生成する。
【００２８】図４は上記のＰＷＭ制御部１８の概略ブロ
ック図であり、この図に示すように、ＰＷＭ制御部１８
では、各比較回路２６ａ、２６ｂ、２６ｃにそれぞれ、
各相の電圧指令が供給されると共に、符号反転部６を介
して、搬送波発生回路５から搬送波５Ｓ（１）が供給さ
れる。各比較回路２６ａ、２６ｂ、２６ｃからは電圧指
令に基づくデューティ比の矩形波信号１００ａ、１００
ｂ、１００ｃが生成し、これらは、それぞれオンディレ
イ回路（アーム短絡防止時間作成部）２７ａ、２７ｂ、
２７ｃに供給されて、それぞれ位相が反転した一対のゲ
ート信号（ベースドライブ信号）１０１ａと１０２ａ、
１０１ｂと１０２ｂと、１０１ｃと１０２ｃが生成され
る。
ック図であり、この図に示すように、ＰＷＭ制御部１８
では、各比較回路２６ａ、２６ｂ、２６ｃにそれぞれ、
各相の電圧指令が供給されると共に、符号反転部６を介
して、搬送波発生回路５から搬送波５Ｓ（１）が供給さ
れる。各比較回路２６ａ、２６ｂ、２６ｃからは電圧指
令に基づくデューティ比の矩形波信号１００ａ、１００
ｂ、１００ｃが生成し、これらは、それぞれオンディレ
イ回路（アーム短絡防止時間作成部）２７ａ、２７ｂ、
２７ｃに供給されて、それぞれ位相が反転した一対のゲ
ート信号（ベースドライブ信号）１０１ａと１０２ａ、
１０１ｂと１０２ｂと、１０１ｃと１０２ｃが生成され
る。
【００２９】図５には、Ｕ相用の出力信号１００ａ、一
対のゲート信号１０１ａ、１０２ａを示してある。この
タイミングチャートから分かるように、オンディレイ回
路２７ａによって、各ゲート信号の立ち上がり時点がＴ
ｄだけ遅延された状態となっている。
対のゲート信号１０１ａ、１０２ａを示してある。この
タイミングチャートから分かるように、オンディレイ回
路２７ａによって、各ゲート信号の立ち上がり時点がＴ
ｄだけ遅延された状態となっている。
【００３０】ここにおいて、本例のモータ制御装置１の
符号反転部６から駆動制御ユニット４（１）、４（３）
および４（５）に供給される搬送波５Ｓ（１）、５Ｓ
（３）および５Ｓ（５）は、搬送波発生部５から発生し
た搬送波５Ｓと同一のものである。これに対して、残り
半分の駆動制御ユニット４（２）、４（４）および４
（６）に供給される搬送波５Ｓ（２）、５Ｓ（４）およ
び５Ｓ（６）は、搬送波発生部５から発生した搬送波５
Ｓの正負の符号を符号反転部６において反転させて、逆
位相の三角波形の搬送波とされている。
符号反転部６から駆動制御ユニット４（１）、４（３）
および４（５）に供給される搬送波５Ｓ（１）、５Ｓ
（３）および５Ｓ（５）は、搬送波発生部５から発生し
た搬送波５Ｓと同一のものである。これに対して、残り
半分の駆動制御ユニット４（２）、４（４）および４
（６）に供給される搬送波５Ｓ（２）、５Ｓ（４）およ
び５Ｓ（６）は、搬送波発生部５から発生した搬送波５
Ｓの正負の符号を符号反転部６において反転させて、逆
位相の三角波形の搬送波とされている。
【００３１】この結果、駆動制御ユニット４（１）、４
（３）、４（５）におけるインバータに対して、駆動制
御ユニット４（２）、４（４）および４（６）のインバ
ータの駆動制御は逆位相となる。よって、本例において
各同期モータＭ１ないしＭ６におけるインバータのオン
オフ切り換え制御に起因して発生する高周波振動リーク
電流は、図１１（ｂ）に示すように、同期モータＭ１、
Ｍ３およびＭ５のリーク電流Ｉ１、Ｉ３およびＩ５の位
相がほぼ一致する。同様に、同期モータＭ２、Ｍ４およ
びＭ６のリーク電流Ｉ２、Ｉ４およびＩ６の位相も一致
する。しかしながら、これらリーク電流Ｉ１、Ｉ３、Ｉ
５の位相と、リーク電流Ｉ２，Ｉ４，Ｉ６の位相はほぼ
逆の状態になる。この結果、これらのリーク電流の合計
は、相互に相殺されて、きわめて小さな電流Ｉｓにな
り、周辺機器等への悪影響を抑制あるいは回避すること
ができる。
（３）、４（５）におけるインバータに対して、駆動制
御ユニット４（２）、４（４）および４（６）のインバ
ータの駆動制御は逆位相となる。よって、本例において
各同期モータＭ１ないしＭ６におけるインバータのオン
オフ切り換え制御に起因して発生する高周波振動リーク
電流は、図１１（ｂ）に示すように、同期モータＭ１、
Ｍ３およびＭ５のリーク電流Ｉ１、Ｉ３およびＩ５の位
相がほぼ一致する。同様に、同期モータＭ２、Ｍ４およ
びＭ６のリーク電流Ｉ２、Ｉ４およびＩ６の位相も一致
する。しかしながら、これらリーク電流Ｉ１、Ｉ３、Ｉ
５の位相と、リーク電流Ｉ２，Ｉ４，Ｉ６の位相はほぼ
逆の状態になる。この結果、これらのリーク電流の合計
は、相互に相殺されて、きわめて小さな電流Ｉｓにな
り、周辺機器等への悪影響を抑制あるいは回避すること
ができる。
【００３２】なお、本例においては、共通の搬送波発生
部５を設けてあるが、各駆動制御ユニット４（１）ない
し４（６）のそれぞれに搬送波発生部５を付設し、それ
ぞれの搬送波が同位相となるように同期をとり、それぞ
れの駆動制御ユニットにおいて搬送波の符号を反転制御
するようにしてもよい。
部５を設けてあるが、各駆動制御ユニット４（１）ない
し４（６）のそれぞれに搬送波発生部５を付設し、それ
ぞれの搬送波が同位相となるように同期をとり、それぞ
れの駆動制御ユニットにおいて搬送波の符号を反転制御
するようにしてもよい。
【００３３】（駆動制御ユニットの別の例）次に、各モ
ータＭ１ないしＭ６のリーク電流を低減するためには、
各駆動制御ユニットに供給する搬送波の一部の極性を反
転制御する代わりに、駆動制御ユニットとして図６に示
す構成のものを採用することができる。
ータＭ１ないしＭ６のリーク電流を低減するためには、
各駆動制御ユニットに供給する搬送波の一部の極性を反
転制御する代わりに、駆動制御ユニットとして図６に示
す構成のものを採用することができる。
【００３４】図６に示す駆動制御ユニット４Ａにおい
て、上記の駆動制御ユニット４（１）の各部分に対応す
る部分には同一符号を付し、それらの説明は省略するも
のとする。本例の駆動制御ユニット４Ａでは、速度制御
部１４と電流制御部１６の間にトルク指令符号反転部２
３ｂを配置し、トルク指令の符号を反転して電流制御部
１６に供給している。また、電流センサ２２ａ、２２ｂ
から得られる電流フィードバック量を電流フィードバッ
ク量符号反転部２３ｆ、２３ｇを介して正負を反転させ
て電流制御部１６に供給している。さらに、ＰＷＭ制御
部１８から出力される各相のゲート信号１０１ａと１０
２ａ、１０１ｂと１０２ｂ、および１０１ｃと１０２ｃ
を、それぞれ、インバータ１９における上下逆の各相の
パワートランジスタのベースに供給するようにしてい
る。
て、上記の駆動制御ユニット４（１）の各部分に対応す
る部分には同一符号を付し、それらの説明は省略するも
のとする。本例の駆動制御ユニット４Ａでは、速度制御
部１４と電流制御部１６の間にトルク指令符号反転部２
３ｂを配置し、トルク指令の符号を反転して電流制御部
１６に供給している。また、電流センサ２２ａ、２２ｂ
から得られる電流フィードバック量を電流フィードバッ
ク量符号反転部２３ｆ、２３ｇを介して正負を反転させ
て電流制御部１６に供給している。さらに、ＰＷＭ制御
部１８から出力される各相のゲート信号１０１ａと１０
２ａ、１０１ｂと１０２ｂ、および１０１ｃと１０２ｃ
を、それぞれ、インバータ１９における上下逆の各相の
パワートランジスタのベースに供給するようにしてい
る。
【００３５】図７には、この構成の駆動制御ユニットを
含む６台の同期モータを駆動制御するためのモータ制御
装置の例を示してある。このモータ制御装置１Ａにおい
ては、モータＭ１、Ｍ３およびＭ５の駆動制御ユニット
として上記の駆動制御ユニット４Ａを採用し、それ以外
のモータＭ２、Ｍ４およびＭ６の駆動制御ユニットとし
て前述した駆動制御ユニット４（１）を採用している。
各駆動制御ユニットには共通の搬送波が供給されるよう
になっている。
含む６台の同期モータを駆動制御するためのモータ制御
装置の例を示してある。このモータ制御装置１Ａにおい
ては、モータＭ１、Ｍ３およびＭ５の駆動制御ユニット
として上記の駆動制御ユニット４Ａを採用し、それ以外
のモータＭ２、Ｍ４およびＭ６の駆動制御ユニットとし
て前述した駆動制御ユニット４（１）を採用している。
各駆動制御ユニットには共通の搬送波が供給されるよう
になっている。
【００３６】この構成のモータ制御装置１Ａにおいて
も、モータＭ１、Ｍ３およびＭ５の駆動制御ユニットに
おけるインバータの駆動制御は、符号反転部２３ｂ、２
３ｆ、２３ｇを設けることにより、残りのモータＭ２、
Ｍ４およびＭ６の駆動制御ユニットにおけるインバータ
の駆動制御とは逆位相で行われる。よって、発生する各
モータのリーク電流は、上記のモータ制御ユニット１の
場合と同様に、モータＭ１、３、５とモータＭ２、４、
６とではほぼ逆位相となり、２組のリーク電流が相互に
相殺しあって、全体としてのリーク電流が大幅に低減さ
れる。
も、モータＭ１、Ｍ３およびＭ５の駆動制御ユニットに
おけるインバータの駆動制御は、符号反転部２３ｂ、２
３ｆ、２３ｇを設けることにより、残りのモータＭ２、
Ｍ４およびＭ６の駆動制御ユニットにおけるインバータ
の駆動制御とは逆位相で行われる。よって、発生する各
モータのリーク電流は、上記のモータ制御ユニット１の
場合と同様に、モータＭ１、３、５とモータＭ２、４、
６とではほぼ逆位相となり、２組のリーク電流が相互に
相殺しあって、全体としてのリーク電流が大幅に低減さ
れる。
【００３７】（その他の実施の形態）上記の各例では、
半数ずつインバータの駆動制御の位相を逆となるように
しているが、半数に限らず、１台分、あるいは２台分、
または４台分あるいは５台分の駆動制御ユニットを逆位
相となるように駆動してもよい。さらに、本発明のモー
タ制御装置による制御対象のモータ台数は６台に限定さ
れるものではなく、５台以下でもよいし、あるいは７台
以上であってもよい。
半数ずつインバータの駆動制御の位相を逆となるように
しているが、半数に限らず、１台分、あるいは２台分、
または４台分あるいは５台分の駆動制御ユニットを逆位
相となるように駆動してもよい。さらに、本発明のモー
タ制御装置による制御対象のモータ台数は６台に限定さ
れるものではなく、５台以下でもよいし、あるいは７台
以上であってもよい。
【００３８】また、電流制御部は図２のような構成の制
御部１６に限定されるものではなく、磁極位置、電流フ
ィードバック量、トルク指令を用いて電圧指令を生成す
る機能を有していればよいことは勿論である。例えば、
図８に示すような座標変換部を備えた電流制御部を用い
ることができることは勿論である。
御部１６に限定されるものではなく、磁極位置、電流フ
ィードバック量、トルク指令を用いて電圧指令を生成す
る機能を有していればよいことは勿論である。例えば、
図８に示すような座標変換部を備えた電流制御部を用い
ることができることは勿論である。
【００３９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、各モー
タをＰＷＭ方式により駆動するインバータを備えた駆動
制御ユニットを有するモータ制御装置において、少なく
とも１台のモータの駆動制御ユニットにおけるインバー
タの駆動制御を、他の駆動制御ユニットにおけるインバ
ータの駆動制御とは逆位相となるようにしている。従っ
て、本発明によれば、逆位相で制御されるインバータを
備えたモータのリーク電流の位相も逆位相となる。よっ
て、全体としてのモータリーク電流を逆位相のリーク電
流によって低減できる。このように、本発明によれば、
簡単な回路構成を付加するのみで、モータリーク電流の
発生を実用上弊害の無いレベルまで低減できる。
タをＰＷＭ方式により駆動するインバータを備えた駆動
制御ユニットを有するモータ制御装置において、少なく
とも１台のモータの駆動制御ユニットにおけるインバー
タの駆動制御を、他の駆動制御ユニットにおけるインバ
ータの駆動制御とは逆位相となるようにしている。従っ
て、本発明によれば、逆位相で制御されるインバータを
備えたモータのリーク電流の位相も逆位相となる。よっ
て、全体としてのモータリーク電流を逆位相のリーク電
流によって低減できる。このように、本発明によれば、
簡単な回路構成を付加するのみで、モータリーク電流の
発生を実用上弊害の無いレベルまで低減できる。
【図１】本発明を適用したモータ制御装置の概略ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】図１の駆動制御ユニットの概略ブロック図であ
る。
る。
【図３】図２の電流制御部の概略ブロック図である。
【図４】図２のＰＷＭ制御部の概略ブロック図である。
【図５】ゲート信号のタイミングチャートである。
【図６】駆動制御ユニットの別の例を示す概略ブロック
図である。
図である。
【図７】図６の駆動制御ユニットを備えたモータ制御装
置の概略ブロック図である。
置の概略ブロック図である。
【図８】図３に示す電流制御部の別の回路例を示す概略
ブロック図である。
ブロック図である。
【図９】従来のモータ制御装置の概略ブロック図であ
る。
る。
【図１０】図９の装置における搬送波、ゲート信号およ
びリーク電流のタイミングチャートである。
びリーク電流のタイミングチャートである。
【図１１】複数台のモータを制御するための制御装置の
従来例を示す概略ブロック図である。
従来例を示す概略ブロック図である。
【図１２】（ａ）は従来におけるモータ制御装置から発
生するモータリーク電流を示すタイミングチャートであ
り、（ｂ）は本発明によるモータ制御装置において発生
するモータリーク電流を示すタイミングチャートであ
る。
生するモータリーク電流を示すタイミングチャートであ
り、（ｂ）は本発明によるモータ制御装置において発生
するモータリーク電流を示すタイミングチャートであ
る。
１ モータ制御装置 ２ 交流電源 ３ コンバータ ４，４Ａ，４（１）ないし４（６） 駆動制御ユニット ５ 搬送波発生部 ５Ｓ（１）ないし５Ｓ（６） 搬送波 ６ 搬送波符号反転部 １６ 電流制御部 １８ ＰＷＭ制御部 １９ 電圧形インバータ Ｍ１ないしＭ６ モータ ２３ｂ トルク指令符号反転部 ２３ｆ、２３ｇ 電流フィードバック量符号反転部 Ｉ１ないしＩ６ 各モータからのリーク電流 Ｉｓ 合成リーク電流
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 百瀬 哲夫 長野県諏訪郡下諏訪町5329番地 株式会社 三協精機製作所内 Ｆターム(参考） 5H572 BB10 CC05 DD03 DD05 GG01 GG02 GG04 HA08 HB09 HC01 HC04 HC07 JJ12 JJ17 KK05 LL07 LL22 LL32
Claims (4)
- 【請求項１】 複数のモータのそれぞれを駆動制御する
複数の駆動制御ユニットと、各駆動制御ユニットで用い
るＰＷＭ用の三角波形の搬送波を発生する搬送波発生部
とを有し、各駆動制御ユニットは、各電動機に駆動電力
を供給するトランジスタインバータと、前記搬送波に基
づき、前記トランジスタインバータをＰＷＭ方式で駆動
するＰＷＭ制御部とを有するモータ制御装置において、 前記搬送波発生部で発生した前記搬送波の符号を反転す
る符号反転部を有し、少なくとも一つの前記駆動制御ユ
ニットには、符号が反転された搬送波が供給されること
を特徴とするモータ制御装置。 - 【請求項２】 請求項１において、 ｎ個（ｎは正の偶数）の前記駆動制御ユニットを有し、
前記符号反転部によって符号が反転された搬送波が半数
の前記駆動制御ユニットのＰＷＭ制御部に供給されるこ
とを特徴とするモータ制御装置。 - 【請求項３】 複数のモータのそれぞれを駆動制御する
駆動制御ユニットと、各駆動制御ユニットで用いるＰＷ
Ｍ用の三角波形の搬送波を発生する搬送波発生部とを有
し、各駆動制御ユニットは、各モータに駆動電力を供給
するトランジスタインバータと、電圧指令および前記搬
送波に基づき、前記トランジスタインバータをＰＷＭ方
式で駆動するＰＷＭ制御部と、各モータの電流フィード
バック量およびトルク指令に基づき前記電圧指令を生成
して前記ＰＷＭ制御部に供給する電流制御部とを有する
モータ制御装置において、 少なくとも１つの前記駆動制御ユニットは、前記トルク
指令の符号を反転して前記電流制御部に供給するトルク
指令符号反転部と、前記電流フィードバック量の符号を
反転して前記電流制御部に供給する電流フィードバック
量符号反転部とを有していることを特徴とするモータ制
御装置。 - 【請求項４】 請求項３において、 ｎ個（ｎは正の偶数）の前記駆動制御ユニットを有し、
これらのうち半数の駆動制御ユニットのそれぞれは、前
記トルク指令の符号を反転して前記電流制御部に供給す
るトルク指令符号反転部と、前記電流フィードバック量
の符号を反転して前記電流制御部に供給する電流フィー
ドバック量符号反転部とを有していることを特徴とする
モータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29327899A JP3676629B2 (ja) | 1999-10-15 | 1999-10-15 | モータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29327899A JP3676629B2 (ja) | 1999-10-15 | 1999-10-15 | モータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001119975A true JP2001119975A (ja) | 2001-04-27 |
| JP3676629B2 JP3676629B2 (ja) | 2005-07-27 |
Family
ID=17792770
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29327899A Expired - Fee Related JP3676629B2 (ja) | 1999-10-15 | 1999-10-15 | モータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3676629B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6469332B1 (ja) * | 2018-09-07 | 2019-02-13 | Ｕ−Ｍｈｉプラテック株式会社 | 電動機駆動装置 |
| JP2020072607A (ja) * | 2018-11-02 | 2020-05-07 | Ｕ−Ｍｈｉプラテック株式会社 | 電動機駆動装置 |
| JP2023056412A (ja) * | 2021-10-07 | 2023-04-19 | 株式会社安川電機 | モータ制御システム、モータ制御装置、モータ制御方法 |
-
1999
- 1999-10-15 JP JP29327899A patent/JP3676629B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6469332B1 (ja) * | 2018-09-07 | 2019-02-13 | Ｕ−Ｍｈｉプラテック株式会社 | 電動機駆動装置 |
| WO2020049719A1 (ja) * | 2018-09-07 | 2020-03-12 | Ｕ－Ｍｈｉプラテック株式会社 | 電動機駆動装置 |
| EP3654523A4 (en) * | 2018-09-07 | 2020-09-30 | U-Mhi Platech Co., Ltd. | MOTOR CONTROL DEVICE |
| CN112438016A (zh) * | 2018-09-07 | 2021-03-02 | 宇菱塑胶科技有限公司 | 电动机驱动装置 |
| US11159107B2 (en) | 2018-09-07 | 2021-10-26 | U-Mhi Platech Co., Ltd. | Motor driving apparatus |
| CN112438016B (zh) * | 2018-09-07 | 2021-12-21 | 宇菱塑胶科技有限公司 | 电动机驱动装置 |
| JP2020072607A (ja) * | 2018-11-02 | 2020-05-07 | Ｕ−Ｍｈｉプラテック株式会社 | 電動機駆動装置 |
| JP7238344B2 (ja) | 2018-11-02 | 2023-03-14 | Ｕｂｅマシナリー株式会社 | 電動機駆動装置 |
| JP2023056412A (ja) * | 2021-10-07 | 2023-04-19 | 株式会社安川電機 | モータ制御システム、モータ制御装置、モータ制御方法 |
| JP7345529B2 (ja) | 2021-10-07 | 2023-09-15 | 株式会社安川電機 | モータ制御システム、モータ制御装置、モータ制御方法 |
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