JP7238344B2 - 電動機駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、対地への漏洩電流を低減できる電動機駆動装置に関する。

電動駆動の射出成形機において、同期制御される複数の射出装置のスクリュ前後進用サーボモータ（例えば、特許文献１のサーボモータ（１０））や複数の型締装置の型開閉用サーボモータ（例えば、特許文献２のサーボモータ（２７））がある。
これらのサーボモータは、整流回路において交流電源の電圧が直流電圧に整流され、さらにこの直流電圧は半導体スイッチング素子でＯＮ／ＯＦＦさせるタイミングが調整される。こうして、これらのサーボモータは、直流電圧の増減および周波数を変換した出力であるインバータ回路出力が駆動電力として供給される。

それぞれのサーボモータは、例えば自己のステータと電気的に導通した導体が、それぞれのサーボモータが独立した接地端を介して大地アースに接続される。なお、以下では大地アースを単にアースと称する。ところが、サーボモータのステータと各相巻線との間には浮遊容量成分が不可避的に生じてしまう。インバータ回路の半導体スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦするスイッチングにより発生する電源ノイズが電源電流とともにサーボモータの各相巻線に供給される。この電源ノイズが、浮遊容量成分および接地端を介して、対地へ漏洩電流として流出および流入する。
この流出入する漏洩電流は、その周波成分がラインノイズとして他のサーボモータの制御電流に重畳され得る。これにより、モータ制御の信頼性を損なうのに加えて、騒音問題、サーボモータの誤作動が発生するおそれがある。

漏洩電流によるラインノイズを低減させる方法として、例えば、特許文献３が提案されている。
特許文献３は、交流電源からの電力にて電動機を駆動する電動機駆動装置またはこの電動機のいずれかから対地に流れる零相電流を検出する漏洩電流検出部と、漏洩電流検出部で検出された零相電流を入力して、交流電源に同期した周期性の制御信号を生成する漏洩電流制御部と、を備える電力変換装置を提案する。この電力変換装置は、制御信号を入力して、零相電流と逆位相となる逆相電流を生成して出力し、零相電流を対地に流入させて、漏洩電流と相殺させている。

特許文献３の提案によれば、漏洩電流検出部で漏洩電流が検出されてから、漏洩電流を相殺するための制御信号を逆相電流生成部へ出力するまでの漏洩電流制御部における演算時間分だけの逆相電流生成遅れが生じる。特許文献３は、逆相電流生成遅れの対策として、漏洩電流検出部で検出され入力された漏洩電流データを蓄積部に蓄積し、１周期になる数サンプル直前の、蓄積部に蓄積されている漏洩電流データに基づいて、漏洩電流の逆相電流が出力されて相殺されるように、交流電源に同期した周期性のある制御信号を演算し進み補償する。

特開２００１－３４１１７６号公報 特開２００４－３１４４９１号公報 特許第６１９５６７６号公報

特許文献３は、複数のトランジスタ（半導体スイッチング素子）のスイッチングにより逆相電流を生成する例を開示する。ところが、通常の複数のトランジスタを備えるモータドライブを複数組み合せると、高精度な１０μｓ以下の協調動作は困難であり、概ね、位置制御、速度制御で１ｍｓ前後、トルク制御で１００μｓ程度の協調動作が限界である。
これに対し、ノイズのような高調波に対して相殺可能な逆相電流を生成するためには、複数のモータドライブ間で１０μｓ以下、例えば０．１μｓ精度の協調動作が必要である。ところが、通常のモータドライブの協調動作の応答は以上のように１００μｓ程度が限界であるから、相殺可能な逆相電流を生成するための協調動作に対応できず逆補償を発生させるおそれがある。なお、特許文献３において、複数のモータドライブ間とは、電動機駆動装置１００と図５の逆相電流生成部２３ａの間をいう。

以上より、本発明は、複数のスイッチング素子により逆相電流を生成しながら、逆補償の発生を抑えることのできる電動機駆動装置を提供することを目的とする。

本発明の電動機駆動装置は、電動機機能と、逆相電流生成機能と、制御機能と、延機能と、を備える。
電動機機能は、交流電源からの電力を受けて駆動する第一電動機と、第一電動機の動作を制御する複数の第一スイッチング素子を備える第一素子群と、を有する。
逆相電流生成機能は、第一電動機から対地に流れる零相電流と逆位相となる逆相電流を生成して出力する、複数の第二スイッチング素子を備える。
制御機能は、複数の第一スイッチング素子のそれぞれへの動作指令を出力し、および、逆相電流生成部に逆相電流の出力指令を出力する。
遅延機能は、予め設定された設定遅延時間だけ遅延させて、動作指令を複数の第一スイッチング素子のそれぞれに伝え、かつ、出力指令を複数の第二スイッチング素子のそれぞれに伝える。
本発明の電動機駆動装置は、設定遅延時間をＴｎとし、複数の第一スイッチング素子について遅延時間、および、複数の第二スイッチング素子についての遅延時間の中の最大値をＴｄｍａｘとすると、Ｔｎ≦Ｔｄｍａｘを満たす。

本発明における遅延機能は、好ましくは、複数の第一スイッチング素子のそれぞれに対応して設けられる第一遅延器と、複数の第二スイッチング素子のそれぞれに対応して設けられる第二遅延器と、を備え、複数の第一遅延器および複数の第二遅延器のそれぞれに設定遅延時間Ｔｎが設定される。

本発明における遅延機能において、好ましくは、複数の第一遅延器および複数の第二遅延器のそれぞれに設定される設定遅延時間Ｔｎは、下記の式（１）に基づいて定められる。
Ｔｎ＝Ｔｄｍａｘ－Ｔｄｎ … 式（１）
Ｔｎ：複数の第一遅延器および複数の第二遅延器のそれぞれの設定遅延時間Ｔｎ，Ｔ２，Ｔ３…Ｔ４
Ｔｄｎ：複数の第一スイッチング素子および複数の第二スイッチング素子のそれぞれについて設定された遅延時間Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３、…Ｔｄｎ

本発明における逆相電流生成機能は、逆相電流を生成して出力する複数の第二スイッチング素子に加えて、交流電源からの電力を受けて第一電動機と互いに同期して動作する第二電動機を備えることもできる。
この場合、複数の第二スイッチング素子は、第二電動機の動作を制御し、制御機能は、複数の第一スイッチング素子と複数の第二スイッチング素子とを、互いに逆位相の交流電流を供給するように制御する。

本発明において、複数の第一スイッチング素子および複数の第二スイッチング素子のそれぞれについて計測された時間に基づいて、遅延時間Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３、…Ｔｄｎを設定できる。
また、本発明において、複数の第一スイッチング素子および複数の第二スイッチング素子の仕様に基づいて、遅延時間Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３、…Ｔｄｎを設定できる。

本発明の電動機駆動装置によれば、設定遅延時間をＴｎとし、複数の第一スイッチング素子について遅延時間、および、複数の第二スイッチング素子についての遅延時間の中の最大値をＴｄｍａｘとすると、Ｔｎ≦Ｔｄｍａｘを満たす。したがって、全ての半導体スイッチング素子は、最も計測遅延時間の長い半導体スイッチング素子と同じタイミングで駆動するため、漏洩電流と相殺する逆相電流を応答遅れゼロでかつ高精度に出力することができる。こうして、本発明の電動機駆動装置によれば、複数のスイッチング素子により逆相電流を生成しながら、逆補償の発生を抑えることができる。

本発明の本実施形態に係る電動機駆動装置の概略構成を示すブロック図である。 図１の電動機駆動装置における応答遅延を低減する構成を抜き出して示すブロック図である。 単一の３相交流電動機のノイズ波形を示す図である。 （ａ）はインバータ主回路と３相交流電動機の組み合わせにおいて、３相交流電動機のコイルとステータの間の浮遊容量を対地に対するコンデンサとして示すブロック図であり、（ｂ）はインバータ主回路を動作させたときにコンデンサに生じる電荷の一例を示すブロック図である。 （ａ）はインバータ回路の一方の側のスイッチング素子が全てＯＮ、他方の側のスイッチング素子が全てＯＦＦのときのコンデンサへの電流流入の状態を示している。（ｂ）はインバータ回路の一方の側のスイッチング素子が全てＯＦＦ、他方の側のスイッチング素子が全てＯＮのときのコンデンサへの電流流入の状態を示している。 本実施形態によりノイズが相殺される作用を説明する図である。 インバータ主回路１５Ａの高電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数から低電位側の回路を開く半導体スイッチング要素の個数を差し引いた数と、インバータ主回路１５Ｂの高電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数から低電位側の回路を開く半導体スイッチング要素の個数を差し引いた数とが絶対値が同じでかつ正（＋）と負（－）の符号が逆になる組み合わせを示す表である。 本実施形態によりノイズが相殺される作用を説明するその他の図である。 本実施形態によりノイズが相殺される作用を説明するその他の図である。 互いに逆位相をなしている電位Ｅｐと電位Ｅｎが等価ではなく電位の偏っている場合のノイズが相殺される作用を説明する図である。 本発明の第１供給方法に係る電動機駆動装置の要部を示すブロック図である。 本発明の第２供給方法に係る電動機駆動装置の要部を示すブロック図である。 本発明の第２供給方法に係る電動機駆動装置の要部を示すブロック図である。 本発明の設定遅延時間Ｔｎを設定する変形例を説明する図であり、（ａ）はモータ電位が最も高くなる１６ｕ１、１６ｖ１、１６ｗ１がＯＮする場合を示し、（ｂ）はモータ電位が最も低くなる１６ｕ２、１６ｖ２、１６ｗ２がＯＮする場合を示している。 本発明の変形例に係る電動機駆動装置の要部を示すブロック図である。

以下、添付図面を参照しながら、実施形態に基づいて本発明を説明する。
［第１実施形態］
本実施形態に係る電動機駆動装置１０は、図１に示すように、三相交流電源１から出力される交流電流を直流電流に変換し、さらに変換された直流電流を交流に変換して３相交流電動機に供給して、３相交流電動機を駆動する。本実施形態において、３相交流電動機の一例としてサーボモータ３を示すが、本発明における３相交流電動機はサーボモータに限らず、誘導電動モータ、同期電動モータ、ＰＭ（Permanent Magnet）モータなどインバータ回路により駆動される３相交流による電動モータ（アクチュエータ）あるいは発電機を含み、これらであれば同様の作用、効果を得ることができる。

電動機駆動装置１０は、図２に示すように、可変遅延器１２が半導体スイッチング素子１６に付随して設けられており、この可変遅延器１２には半導体スイッチング素子１６に固有な遅延時間を考慮した遅延時間が設定される。これにより、複数の半導体スイッチング素子１６がインバータ制御部１７から動作指令が発せられてから同じ時間が経過した後に動作が完了するようにされている。こうして、電動機駆動装置１０は、逆補償の発生を抑えることができる。

［全体構成］
本実施形態は、図１に示すように、第一サーボモータ（第一電動機）３Ａと第二サーボモータ（第二電動機）３Ｂを備え、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂのそれぞれに対応するように第一インバータ回路２０Ａと第二インバータ回路２０Ｂが設けられている。以下では、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂの両者を区別する必要がない場合には単にサーボモータ３と表記し、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂの両者を区別する必要がある場合には第一サーボモータ３Ａ、第二サーボモータ３Ｂと表記する。インバータ回路２０およびその構成要素についても同様に扱われる。

第一サーボモータ３Ａと第一インバータ回路２０Ａの組み合わせ、および、第二サーボモータ３Ｂと第二インバータ回路２０Ｂの組み合わせ、の一方は他方に対する逆相電流生成機能を果たす。

インバータ回路２０は、図１に示すように、三相交流電源１から出力される交流電流を直流電流に変換する整流器１１と、整流器１１とインバータ主回路１５の間に設けられ平滑コンデンサ１３と、整流器１１からの直流電流を受けてサーボモータ３を駆動するインバータ主回路１５と、を主たる構成要素として備える。インバータ回路２０は、図２に示すように、可変遅延器１２、コンパレータ１４をさらに備えるが、図１には記載が省略されている。
また、インバータ回路２０は、インバータ主回路１５を制御するインバータ制御部１７を備える。インバータ制御部１７は、インバータ主回路１５を構成する半導体スイッチング素子１６のＯＮおよびＯＦＦを制御する。図１では単一のインバータ制御部１７によりインバータ主回路１５Ａ，１５Ｂの双方を制御するように示されているが、インバータ主回路１５Ａに対応するインバータ制御部とインバータ主回路１５Ｂに対応するインバータ制御部とに区分されていてもよい。

インバータ制御部１７は、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂに互いに逆位相の交流電流を供給するように、インバータ主回路１５Ａとインバータ主回路１５Ｂのそれぞれを構成する半導体スイッチング素子１６のＯＮおよびＯＦＦを制御する。
インバータ制御部１７は、サーボモータ３の電流を検出し、かつ、平滑コンデンサ１３の電圧を検出して、半導体スイッチング素子１６のＯＮおよびＯＦＦを制御する。
また、インバータ制御部１７は、サーボモータ３Ａ，３Ｂのぞれぞれのエンコーダからの情報をもとに、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂの動作を互いに同期制御する。

［サーボモータ３］
サーボモータ３は、図１に示すように、三相交流のサーボモータからなり、それぞれが巻線からなる三つのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗと、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗが巻き回される導電体からなるステータ３２（３２Ａ，３２Ｂ）と、を備えている。サーボモータ３は、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗおよびステータ（固定子）３２に加えて、ステータ３２の内側に回転可能に設けられるロータ（回転子）などを備えているが、図１においては図示が省略されている。第２実施形態も同様である。ロータは永久磁石からなる場合もあればコイル、カゴからなる場合もある。

第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂは、同じ仕様を有しており、その動作が互いに同期制御される。第一サーボモータ３Ａは第一モータ群および第二モータ群の一方に対応し、第二サーボモータ３Ｂは第一モータ群および第二モータ群の他方に対応する。本実施形態は、第一モータ群および第二モータ群のそれぞれにおけるサーボモータ３の個体数Ｎは１で同じ値である。
第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂは、双方のステータ３２Ａとステータ３２Ｂが導体３３により電気的に導通されている。この導体３３は対地Ｅに接続されている。

［整流器１１］
整流器１１は、電流を一方向にだけ流す整流作用を有する素子からなり、三相交流電源１から出力される交流電流を直流電流に変換する。整流器１１は、例えば一対の整流ダイオードを備え、それらを交互に流れる交流を整流する。一対の整流ダイオードに交流を交互に流すために、例えば、整流器１１は一対の整流ダイオードのそれぞれに対応する半導体スイッチング素子を備える。なお、整流器１１を回生または発電により電流を電動機側から整流器１１の側に供給可能なコンバータと置き換えることも可能である。

［平滑コンデンサ１３］
平滑コンデンサ１３は、整流器１１による整流後も発生するリップルを抑え、より直流に近い電流が得られるように信号を平滑化する。整流後に平滑コンデンサ１３を挿入することにより、電圧が高い時には蓄電し、電圧が低い時には放電するので、電圧の変動を抑える効果を奏する。

［インバータ主回路１５（１５Ａ，１５Ｂ）］
インバータ主回路１５は、図１に示すように、サーボモータ３に備えられたｕ相、ｖ相、ｗ相のコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗのそれぞれに対応する半導体スイッチング素子１６を含んで構成されている。半導体スイッチング素子１６はそれぞれ一対ずつ設けられている。つまり、インバータ主回路１５Ａにおいて、図中の上側に配置される半導体スイッチング素子１６ｕ１，１６ｖ１，１６ｗ１と、図中の下側に配置される半導体スイッチング素子１６ｕ２，１６ｖ２，１６ｗ２と、に区分されている。また、インバータ主回路１５Ｂにおいて、図中の上側に配置される半導体スイッチング素子１６ｕ３，１６ｖ３，１６ｗ３と、図中の下側に配置される半導体スイッチング素子１６ｕ４，１６ｖ４，１６ｗ４と、に区分されている。なお、半導体スイッチング素子を区別して表記する必要がないときには、半導体スイッチング素子１６と総称される。

インバータ主回路１５は、半導体スイッチング素子１６のスイッチング、つまりＯＮおよびＯＦＦにより生成された駆動電流をインバータ回路出力としてサーボモータ３のコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに供給する。
半導体スイッチング素子１６は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ：Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、その他の半導体素子から構成できる。

［インバータ制御部１７］
インバータ制御部１７は、インバータ主回路１５Ａ，１５Ｂを構成する半導体スイッチング素子１６ｕのそれぞれのＯＮおよびＯＦＦを制御する。この制御を通じて、インバータ主回路１５Ａ，１５Ｂは、サーボモータ３Ａ，３Ｂを同期制御させる。
インバータ制御部１７は、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂには、互いに逆位相の電流が供給されるように、半導体スイッチング素子１６のそれぞれのＯＮおよびＯＦＦを制御する。これは、インバータ制御部１７によるインバータ主回路１５Ａ，１５Ｂの一方のスイッチング周期を、インバータ主回路１５Ａ，１５Ｂの他方のスイッチング動作の周期より半周期の位相分だけ遅らせることにより実現される。

［可変遅延器１２］
図２に示すように、電動機駆動装置１０は、半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４のそれぞれに対応して可変遅延器１２ｕ１，１２ｖ１，１２ｗ１，１２ｕ２，１２ｖ２，１２ｗ２，１２ｕ３，１２ｖ３，１２ｗ３，１２ｕ４，１２ｖ４，１２ｗ４が設けられている。可変遅延器１２ｕ１～１２ｗ４は、インバータ制御部１７からのＯＮおよびＯＦＦの指示があった時刻に設定された遅延時間を加算して半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４のＯＮおよびＯＦＦを制御する。こうして、可変遅延器１２ｕ１～１２ｗ４は、半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４のそれぞれが同時に動作できるように機能する。可変遅延器１２ｕ１～１２ｗ４に設定される遅延時間について詳しくは後述される。
なお、可変遅延器１２ｕ１～１２ｗ４を総称する場合には、可変遅延器１２と表記される。コンパレータについても同様である。

［コンパレータ１４］
図２に示すように、電動機駆動装置１０は、半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４のそれぞれに対応して、コンパレータ１４ｕ１，１４ｖ１，１４ｗ１，１４ｕ２，１４ｖ２，１４ｗ２，１４ｕ３，１４ｖ３，１４ｗ３，１４ｕ４，１４ｖ４，１４ｗ４１４ｕ，１４ｖ，１４ｗが設けられている。
コンパレータ１４ｕ１～１４ｗ４は、それぞれの半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４で生ずる遅れ時間を計測するために設けられる。半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４は同じ仕様で製造されていても、ＯＮの指示を受けてから実際にＯＮするまでの時間、または、ＯＦＦの指示を受けてから実際にＯＦＦするまでの時間、つまり遅延時間には個体差がある。そこで、この個体差のある遅延時間を実際に計測し、この計測結果を半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４のＯＮ／ＯＦＦの制御に利用する。

それぞれの半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４の遅延時間の計測は、以下のようにして行われる。
コンパレータ１４ｕ１～１４ｗ４は半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４のそれぞれに並列で接続される。また、半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４のそれぞれがＯＮしてトランジスタの主回路が通電したらコンパレータ１４ｕ１～１４ｗ４が出力するようにしておく。インバータ制御部１７から半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４に制御指令が出てから、コンパレータ１４ｕ１～１４ｗ４が出力するまでの時間を、カウンタにより計測することにより、遅延時間が計測される。
コンパレータ１４ｕ１～１４ｗ４は比較器とも呼ばれ、二つの電圧を比較して１か０を出力する機器であり、入力電圧が一定の値に達したかどうかを検出する場合などに用いられる。

［可変遅延器１２の設定］
次に、可変遅延器１２へ遅延時間を設定する手順を説明する。電動機駆動装置１０は、この設定手順が行われた後に、実際の使用に供される。また、電動機駆動装置１０の仕様が継続すると、半導体スイッチング素子１６の遅延時間が変動することもあるので、電動機駆動装置１０の使用を開始した後に、定期または不定期に遅延時間を設定する手順を行ってもよい。この設定手順は、第一ステップ～第三ステップからなる。

＜第一ステップ：遅延時間の計測＞
計測は第一サーボモータ３Ａに対応するインバータ主回路１５Ａと第二サーボモータ３Ｂに対応するインバータ主回路１５Ｂのそれぞれについて行われる。インバータ制御部１７からそれぞれの半導体スイッチング素子１６にＯＮの駆動指令が発信されてから、実際にそれぞれの半導体スイッチング素子１６がＯＮするまでの遅延時間（計測遅延時間（ＯＮ））が計測される。
また、第一サーボモータ３Ａに対応するインバータ主回路１５Ａと第二サーボモータ３Ｂに対応するインバータ主回路１５Ｂのそれぞれについて、インバータ制御部１７からそれぞれの半導体スイッチング素子１６にＯＦＦの駆動指令が発信されてから、実際にそれぞれの半導体スイッチング素子１６がＯＦＦするまでの遅延時間（計測遅延時間（ＯＦＦ））を計測する。

＜第二ステップ：最大遅延時間の抽出＞
第一ステップで計測されたインバータ主回路１５Ａおよびインバータ主回路１５Ａのそれぞれの半導体スイッチング素子の計測遅延時間（ＯＮ）、計測遅延時間（ＯＦＦ）の中で最も長いものを最大計測遅延時間（ＯＮ）、最大計測遅延時間（ＯＦＦ）として抽出する。

半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４のそれぞれの計測遅延時間（ＯＮ）を、Ｔｄｕ１（ＯＮ），Ｔｄｖ１（ＯＮ），Ｔｄｗ１（ＯＮ），Ｔｄｕ２（ＯＮ），Ｔｄｖ２（ＯＮ），Ｔｄｗ２（ＯＮ）、Ｔｄｕ３（ＯＮ），Ｔｄｖ３（ＯＮ），Ｔｄｗ３（ＯＮ），Ｔｄｕ４（ＯＮ），Ｔｄｖ４（ＯＮ），Ｔｄｗ４（ＯＮ）とする。この中で、例えば、Ｔｄｗ４（ＯＮ）が最大計測遅延時間（ＯＮ）（＝Ｔｄ（ＯＮ）ｍａｘ）として抽出される。

また、半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４のそれぞれの計測遅延時間（ＯＦＦ）を、Ｔｄｕ１（ＯＦＦ），Ｔｄｖ１（ＯＦＦ），Ｔｄｗ１（ＯＦＦ），Ｔｄｕ２（ＯＦＦ），Ｔｄｖ２（ＯＦＦ），Ｔｄｗ２（ＯＦＦ），Ｔｄｕ３（ＯＦＦ），Ｔｄｖ３（ＯＦＦ），Ｔｄｗ３（ＯＦＦ），Ｔｄｕ４（ＯＦＦ），Ｔｄｖ４（ＯＦＦ），Ｔｄｗ４（ＯＦＦ）とする。この中で、例えば、Ｔｄｗ４（ＯＦＦ）が最大計測遅延時間（ＯＦＦ）（＝Ｔｄｍａｘ（ＯＦＦ））として抽出される。

それぞれの半導体スイッチング素子１６において、最大計測遅延時間（ＯＮ）と最大計測遅延時間（ＯＦＦ）が一致すれば、次の第三ステップにおいていずれか一方、例えば最大計測遅延時間（ＯＮ）だけを可変遅延器１２への設定の対象にすればよい。最大計測遅延時間（ＯＮ）と最大計測遅延時間（ＯＦＦ）が異なれば、最大計測遅延時間（ＯＮ）と最大計測遅延時間（ＯＦＦ）の双方を可変遅延器１２への設定の対象にすることができる。
なお、次に説明する第三ステップにおいては、最大計測遅延時間（ＯＮ）と最大計測遅延時間（ＯＦＦ）が一致し、最大計測遅延時間（ＯＮ）だけを可変遅延器１２への設定の対象とするものとして説明する。

＜第三ステップ：可変遅延器１２への遅延時間設定＞
可変遅延器１２ｕ１～１２ｖ４には、対応する半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｖ４のそれぞれの計測遅延時間Ｔｄｕ１（ＯＮ）～Ｔｄｖ４（ＯＮ）とＴｄｍａｘ（ＯＮ）（＝Ｔｄｗ４（ＯＮ））との差が設定遅延時間（ＯＮ）とされる。可変遅延器１２ｗ４には設定遅延時間（ＯＮ）が設定されない。

具体的には、以下の式（１）により算出される設定遅延時間（ＯＮ）が可変遅延器１２ｕ１～１２ｖ４に設定される。そうすれば、それぞれの可変遅延器１２ｕ１～１２ｖ４は、インバータ制御部１７からの駆動指令信号を受信してからＴｎ時間経過後に、対応する１６ｕ１～１６ｖ４に駆動指令信号を出すことになる。可変遅延器１２ｗ４については、対応する半導体スイッチング素子１６ｗ４が計測遅延時間Ｔｄｗ４（ＯＮ）を有している。全ての可変遅延器１２ｕ１～１２ｗ４は同時にインバータ制御部１７からの駆動指令信号を受信する。これにより、全ての半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４は、インバータ制御部１７が駆動指令信号を発信してからＴｄｍａｘに達した時点で同時にＯＮ動作することになる。
Ｔｎ＝Ｔｄｍａｘ（ＯＮ）－Ｔｄｎ（Ｏｎ） … 式（１）
∵ Ｔｎ ： 可変遅延器１２ｕ１～１２ｖ４の設定遅延時間（ＯＮ）
（半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｖ２の設定遅延時間（ＯＮ））
Ｔｄｍａｘ（ＯＮ） ： Ｔｄｗ４（ＯＮ）
Ｔｄｎ（ＯＮ）： Ｔｄｕ１（ＯＮ）～Ｔｄｖ４（ＯＮ）

なお、コンパレータ１４は、第二ステップにおいて遅延時間の計測を終えるまでは必要であるが、第三ステップおよび実際に電動機駆動装置１０を駆動する際には必要でなくなる。したがって、第二ステップを終えたならば、コンパレータ１４は取り外してもよい。ただし、後に遅延時間を計測しなおすことを前提とする場合には、コンパレータ１４はそのまま残される。

［ノイズ波形］
次に、本実施形態が解消の対象とするノイズについて説明する。
ここで、図３には、本実施形態が対象とするノイズ波形が示されている。このノイズ波形は、単一のサーボモータのものである。インバータ主回路１５のスイッチングに同期して、図３に示すように、負側のインパルスノイズＮｎと正側のインパルスノイズＮｐが繰り返して現れる。ノイズＮｎとノイズＮｐの間隔がスイッチング動作の半周期Ｐ／２に相当し、隣接するノイズＮｎとノイズＮｎの間隔がスイッチング動作の１周期Ｐに相当する。

［浮遊容量］
単一のインバータ主回路１５とサーボモータ３について、三相交流電源１（例えば、４００Ｖ）を整流した直流電源（例えば±２８２Ｖ）を想定する。サーボモータ３のコイル３１とステータ３２の間には、取り付け上の隙間が不可避的に生じ、この隙間が浮遊容量とみなされる。図４（ａ）は、この浮遊容量を対地Ｅ（０Ｖ）に対してコンデンサＣとして示している。

インバータ主回路１５の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのＯＮ、ＯＦＦを例えば図４（ｂ）に示すように制御したとする。そうすると、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗへの電圧負荷、つまり電位上昇により、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗとステータ３２にはそれぞれ正負が逆の電荷が生じる。ステータ３２、つまり対地Ｅの側の電荷は、静電誘導により誘起されたものである。なお、図４（ｂ）のコンデンサＣに示される正負の電荷は一例であり、逆の場合もある。

［対地Ｅに対する正のインパルスノイズ］
図４（ａ）の構成において、インバータ主回路１５の上段の三つの半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの全てをＯＮとする一方、下段の三つの半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの全てをＯＦＦにしたとする。そうすると、サーボモータ３の電位は＋Ｖ（例えば＋２８２Ｖ）になる。これにより、図５（ａ）に示すように、コンデンサＣにはこの電圧波形の微分波形電流Ｉｐが流れる。
第一サーボモータ３Ａが、例えば、大型の射出成形機の射出装置を駆動するサーボモータであれば、対地Ｅに＋２０Ａ程度の電流Ｉが流れるため、大きな正のインパルスノイズが生じる。

［対地Ｅに対する負のインパルスノイズ］
図４（ａ）の構成において、インバータ主回路１５の上段の三つの半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの全てをＯＦＦとする一方、下段の三つの半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの全てをＯＮにしたとする。そうすると、サーボモータ３の電位は－Ｖ（例えば－２８２Ｖ）になる。これにより、図５（ｂ）に示すように、コンデンサＣにはこの電圧波形の微分波形電流Ｉｎが流れる。
第一サーボモータ３Ａが、例えば、大型の射出成形機の射出装置を駆動するサーボモータであれば、対地Ｅに－２０Ａ程度の電流Ｉが流れるため、大きな負のインパルスノイズが生じる。

［インバータ主回路１５のスイッチング制御（モータ停止）］
いま、図１に示すように、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの三相の全てに電圧を負荷したままサーボモータ３Ａ，３Ｂを停止させているものとする。図１では一例として、インバータ主回路１５Ａの上段の半導体スイッチング素子１６ｕ１，１６ｖ１，１６ｗ１の三つが全てＯＮで、かつ、インバータ主回路１５Ａの下段の半導体スイッチング素子１６ｕ２，１６ｖ２，１６ｗ２の三つが全てＯＦＦである。また、インバータ主回路１５Ｂの上段の半導体スイッチング素子１６ｕ３，１６ｖ３，１６ｗ３の三つが全てＯＦＦで、かつ、インバータ主回路１５Ｂの下段の半導体スイッチング素子１６ｕ４，１６ｖ４，１６ｗ４の三つが全てＯＮである。

このとき、第一サーボモータ３Ａのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの電位は＋Ｖｃであり、コンデンサＣ１にはこの電圧波形の微分波形電流Ｉｐが流れる。また、第二サーボモータ３Ｂのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの電位は－Ｖｃであり、コンデンサＣ２にはこの電圧波形の微分波形電流Ｉｎが流れる。したがって、ＩｐとＩｎは等価で符号が逆の漏洩電流であるため、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂの間で漏洩電流が相殺され、対地Ｅには漏洩電流が流れない。仮に、第一サーボモータ３Ａの側の電位が－Ｖｃであり、第二サーボモータ３Ｂの側の電位が＋Ｖｃと正負が逆になっても、電流の向きが逆になるだけであるから、対地Ｅに漏洩電流が流れないことには変わりがない。
第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂの間で漏洩電流が相殺されためには、半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４が動作するタイミングにずれがなく一致することが必要である。

［インバータ主回路１５のスイッチング制御（モータ駆動）］
次に、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂを同期して駆動する制御を説明する。
本実施形態においては、インバータ主回路１５Ａにおけるスイッチング動作とインバータ主回路１５Ｂにおけるスイッチング動作の間に半周期の分だけ、つまり１８０°だけ位相差を設ける。これにより、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂは、互いに逆位相の交流電流が供給され、第一サーボモータ３Ａの側で生じるノイズと第二サーボモータ３Ｂの側で生じるノイズが相殺される。

ここで、ノイズを相殺するには、インバータ主回路１５Ａにおけるスイッチング動作とインバータ主回路１５Ｂにおけるスイッチング動作の間に高い精度で１８０°だけ位相差を設けることが要請される。本実施形態は、この要請に応えることができる。
つまり、本実施形態は、全ての同期すべき半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４は、インバータ制御部１７が駆動指令信号を発信してからＴｄｍａｘに達した時点で同時にＯＮ動作することができる。つまり、インバータ制御部１７からそれぞれの半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４に対して駆動指令を出してインバータ主回路１５Ａを駆動し第一サーボモータ３Ａを回転させるとともに、インバータ主回路１５Ｂで逆相電流を生成する。インバータ主回路１５Ａおよびインバータ主回路１５Ｂの全ての半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｖ４は、計測遅延時間の最も長い半導体スイッチング素子１６ｗ４と同じタイミングで駆動するため、漏洩電流と相殺する逆相電流を応答遅れゼロでかつ高精度に出力することができる。これにより漏洩電流の発生を防止できるか、または、漏洩電流を大幅に低減できる。

図１，図６及び図７に基づいてこのノイズ相殺の作用について説明する。
図１では、高電位側の電圧を＋Ｖ_Ｅ、低電位側の電圧を－Ｖ_Ｅとして示してある。またインバータ主回路１５Ａの回路が開いている半導体スイッチング素子を高電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ１，１６ｖ１，１６ｗ１の三つの素子とし、インバータ主回路１５Ｂで回路が開いている半導体スイッチング素子を低電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ４，１６ｖ４，１６ｗ４の三つの素子としている。これにより第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂに負荷される電位を等価で符号が正負逆の電位とすることができる。
ただし、本発明のノイズ相殺を可能とするインバータ主回路１５Ａの高電位側および低電圧側の回路を開く半導体スイッチング素子のそれぞれの個数と、インバータ主回路１５Ｂの高電圧側および低電位側の回路を開く半導体スイッチング素子のそれぞれの個数の好ましい組合せはこの限りではなく、図７に示すような組合せがある。

図７において、第一サーボモータ３Ａに対応するインバータ主回路１５Ａの高電位側の回路を開く半導体スイッチング素子１６ｕ１，１６ｖ１，１６ｗ１の個数（接続数）から低電位側の回路を開く半導体スイッチング素子１６ｕ２，１６ｖ２，１６ｗ２の個数（接続数）を差し引いた数をＭ１とする。また、第二サーボモータ３Ｂに対応するインバータ主回路１５Ｂの高電位側の回路を開く半導体スイッチング素子１６ｕ３，１６ｖ３，１６ｗ３の個数（接続数）から低電位側の回路を開く半導体スイッチング素子１６ｕ４，１６ｖ４，１６ｗ４の個数（接続数）を差し引いた数をＭ２とする。

例えば特に、インバータ主回路１５Ａの高電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数と、インバータ主回路１５Ｂの低電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数、およびインバータ主回路１５Ａの低電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数と、インバータ主回路１５Ｂの高電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数がそれぞれ同一であれば、Ｍ１とＭ２は絶対値が同一でかつ正（＋）と負（－）の符号が逆になる。このような組合せは図７に示すように１４１通りある。

図６では、いま、インバータ主回路１５Ａの上段の半導体スイッチング素子１６ｕについてはＯＮにし、半導体スイッチング素子１６ｖ，１６ｗについてはＯＦＦにする。また、インバータ主回路１５Ａの下段の半導体スイッチング素子１６ｖについてはＯＮにし、半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｗについてはＯＦＦにする。これにより、インバータ主回路１５Ａおよび第一サーボモータ３Ａには、白抜き矢印で示される電源電流が流れる。

一方、インバータ主回路１５Ｂの上段の半導体スイッチング素子１６ｖについてはＯＮにし、半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｗについてはＯＦＦにする。また、インバータ主回路１５Ｂの下段の半導体スイッチング素子１６ｕについてはＯＮにし、半導体スイッチング素子１６ｖ，１６ｗについてはＯＦＦにする。これにより、インバータ主回路１５Ａおよび第一サーボモータ３Ａには、白抜き矢印で示される電源電流が流れる。

電源電流とともにコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに供給される電源ノイズＮｎ，Ｎｐを図６に示す。この電源ノイズは、半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのスイッチング動作に伴う電荷の異常変動に基づいている。図６において、生じるタイミングを整合させて第一サーボモータ３Ａによる電源ノイズＮｐと第二サーボモータ３Ｂによる電源ノイズＮｎを記載している。
電源ノイズＮｐと電源ノイズＮｎは、上述したスイッチング動作に半周期の分だけ位相差を設けることにより、図６に示すように、生じるタイミンクが一致し同期しており、かつ正負の値が逆である。

この過程において、電源ノイズＮｐおよび電源ノイズＮｎが生じる前のタイミングＴ１においては、コンデンサＣ１の側からコンデンサＣ２に向かう電流Ｉ（Ｔ１）が流れる。これに対して、電源ノイズＮｐおよび電源ノイズＮｎが生じた後のタイミングＴ２においては、コンデンサＣ２の側からコンデンサＣ１に向かう電流Ｉ（Ｔ２）が流れる。

［コンデンサに対する電荷の挙動］
サーボモータ３に負荷される電位と対地Ｅの側の電位差からの静電誘導によりコンデンサＣの対地Ｅの側にそれぞれ誘起されて伝達する漏電電流および電源ノイズＮｐと電源ノイズＮｎの相殺には、コンデンサＣにおける電荷の挙動が関与する。そこで、図８を参照してこの電荷の挙動について説明する。

図８に示すように、交流電圧の電源側電位Ｅｐが上昇、ピーク、下降する過程を想定する。
電位Ｅｐの上昇の過程では、コンデンサＣの電源側の電極ＥＬ１には正（＋）の電荷が集まる。電源側の正の電荷に負（－）の電荷が引き寄せられることで、コンデンサＣの対地Ｅの側の電極ＥＬ２には負（－）の電荷が集まる。
電流は電荷の移動（流れ）であり、負の電荷の移動と逆方向に電流が流れるので、電位Ｅｐが上昇する過程では、電流ＩはコンデンサＣから対地Ｅに向けて流れる。

次に、電位の上昇が完了して電位がピークに達する。電位と電荷は比例関係にあるので、電源側に当たる電極ＥＬ１の側における正（＋）の電荷の増加が止まる。このときの電源側の正の電荷の増加が止まると対地Ｅの側の負の電荷の増加も止まる。このように、電位の上昇が完了してピークに達すると、電荷の移動が止まるので電流が止まる。

最後に、電位Ｅｐの下降の過程では、電源側に当たる電極ＥＬ１の側における正の電荷が減少する。電源側の正の電荷が減少すると、対地Ｅの側の負の電荷も減少する。

［コンデンサへの電荷の挙動に基づくノイズの相殺］
次に、以上で説明したコンデンサへの電荷の挙動に基づくノイズ相殺の作用について、図９を参照して説明する。
図９には、二つの電源側の電位Ｅｐ，Ｅｎが示されており、一方が基準となり、他方が基準に対して１８０°だけ位相が遅れており、互いに逆位相をなしている。ここでは、両者の区別を明確にするために、基準となる一方を第一サーボモータ３Ａの側とし、他方を第二サーボモータ３Ｂの側として説明する。また、コンデンサＣの数はコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗとステータ３２との隙間の数と同数存在するが、静電誘導により電荷が誘起されるのはインバータ主回路１５で半導体スイッチング素子がＯＮして通電されたコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに対向するコンデンサＣのみである。ここで図４では通電されたコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの数を、簡単のため、二つの電源側の電位Ｅｐ，Ｅｎでそれぞれ一つ、つまり静電誘導により電荷が誘起されるコンデンサＣの数をそれぞれ一つとして示す。

はじめに、第一サーボモータ３Ａについて電位Ｅｐの上昇の過程にあり、第二サーボモータ３Ｂについては電位Ｅｎの下降の過程にある。このとき、第一サーボモータ３Ａと対地Ｅとの間にあるコンデンサＣ１の電源側の電極ＥＬ１１には正（＋）の電荷が集まり、対地Ｅの側の電極ＥＬ１２には負（－）の電荷が集まる。一方、第二サーボモータ３Ｂについては電位Ｅｎの下降の過程にあり、第二サーボモータ３Ｂと対地Ｅとの間にあるコンデンサＣ２の対地Ｅ側の電極ＥＬ２１には正の電荷が集まり、電極側の電極ＥＬ２２には負の電荷が集まる。電極ＥＬ２１における負の電荷のなかで、電極ＥＬ１２に引き寄せられる分については、破線で示されている。

ここで、対地Ｅの側の電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間隔Ｄは、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の双方が電気的に接地しているので、電位差および電位はいずれもゼロである。よって、通常は電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間には電流が流れない。
しかし、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１にはそれぞれ逆位相の電極ＥＬ１１と電極ＥＬ２２の電位による、等価で符号が正負逆のクーロン力によりそれぞれ電荷が引きよせられて蓄えられている。したがって、電源側の電極ＥＬ１１と電極ＥＬ２２の電位が逆位相で変化すると、対地Ｅの側の電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間に対称な電荷の移動が発生する。

つまり、例えば、電極ＥＬ１１の電位が上昇し、電極ＥＬ２２の電位が等価に下降する場合、電源側の電極ＥＬ１１で上昇した電圧と同じ分だけ、電源側の電極ＥＬ２２で電圧が下降する。このとき、電極ＥＬ１１の正（＋）の電荷が増加するとともに、電極ＥＬ１１に増加した正（＋）の電荷の分だけ、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間で正負が一対（ペア）となって釣り合っていた電荷が引き離され、電極ＥＬ１２に負（－）の電荷が引き寄せられる。これと同時に、電源側の電極ＥＬ２２には負（－）の電荷が増加するので、電極ＥＬ１１の正（＋）の電荷に引っ張られてペアとなっていた負（－）の電荷を奪われた正（＋）の電荷が、電極ＥＬ２２の負（－）の電荷の増加に引っ張られて電極ＥＬ２１側に移動し電極ＥＬ２１には正（＋）の電荷が増加する。
このとき電位Ｅｐと電位Ｅｎが等価な逆位相で変化しているので、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間にはペアを失った不安定な電荷はなく、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間で移動する電荷は正負のいずれにも偏ることがない。このため、電荷が対地Ｅに流出しないので漏洩電流が生じない。

次に、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂの双方が電位の変化が完了して電位がピークに達する。そうすると、コンデンサＣ１の電極ＥＬ１１における正（＋）の電荷の増加が止まり、電極ＥＬ１２における負（－）の電荷の増加も止まる。また、コンデンサＣ２の電極ＥＬ２２における正（＋）の電荷の減少が止まり、電極ＥＬ２１における負（－）の電荷の減少も止まる。こうして、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２の間の電荷の移動が止まる。

最後に、第一サーボモータ３Ａについて電位Ｅｐの下降の過程にあり、第二サーボモータ３Ｂについては電位Ｅｎの上昇の過程にあるときについて説明する。このとき、第一サーボモータ３Ａと対地Ｅとの間にあるコンデンサＣ１の電源側の電極ＥＬ１１からは正（＋）の電荷が減少し、対地Ｅの側の電極ＥＬ１２から負（－）の電荷が減少する。一方、第二サーボモータ３Ｂについては、第二サーボモータ３Ｂと対地Ｅとの間にあるコンデンサＣ２の電源側の電極ＥＬ２２は正（＋）の電荷が減少し、対地Ｅの側の電極ＥＬ２１は負（－）の電荷が増加する。

対地Ｅの側の電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２２の間隔Ｄは、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の双方が電気的に接地しているので、電位差および電位はいずれもゼロである。よって、通常は電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間には電流が流れない。しかし、第一サーボモータ３Ａについて電位Ｅｐの上昇の過程にあり、第二サーボモータ３Ｂについては電位Ｅｎの下降の過程にある場合と同様に、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間にはペアを失った不安定な電荷はなく、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間で移動する電荷は正負のいずれにも偏ることがないため、電荷が対地Ｅに流出しないので漏洩電流が生じない。

これに対し、互いに逆位相をなしている電位Ｅｐと電位Ｅｎが等価ではなく電位の偏っている場合を、例えば図１０に示す。このとき、電位Ｅｐの大きさ（絶対値）が、電位Ｅｎよりも大きければ、電位Ｅｐが上昇している間には、電極ＥＬ１１に正（＋）の電荷が増加する。これに引っ張られる形で、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間で正負がペアとなって釣り合っていた電荷が引き離され、電極ＥＬ１２側に移動する。こうして、電極ＥＬ１２には負（－）の電荷が増加する。
電位Ｅｐが上昇している間には、同時に電位Ｅｎが下降するが、電位Ｅｐの大きさが、電位Ｅｎよりも大きいので、電極ＥＬ１１の正（＋）の電荷に引っ張られて負（－）の電荷を奪われた正（＋）の電荷の一部が、ペアを失った不安定状態となる。このため、このペアを失った正（＋）の電荷はペアとなる負（－）の電荷を求めて対地Ｅに流出する。

次に、電位Ｅｐが下降中は、電極ＥＬ１１から正（＋）の電荷が減少し、それにより電極ＥＬ１２の負（－）の電荷が解放される。同時に電位Ｅｎが下降するので電極ＥＬ２１に引き寄せられていた正（＋）の電荷が解放される。ところが、電位Ｅｐの大きさが、電位Ｅｎよりも大きいので、電極ＥＬ１２から解放された負（－）の電荷の方が電極ＥＬ２１から解放された正（＋）の電荷よりも多くなる。このため電極ＥＬ１２から解放された負（－）の電荷の一部がペアを失った不安定状態となるので、このペアを失った負（－）の電荷に引っ張られて対地Ｅから正（＋）の電荷が流入する。このように電位Ｅｐ、Ｅｎが等価ではなく、一方の電位の方が他方の電位よりも大きく電位が偏った状態においては、電荷が対地Ｅに流出あるいは対地Ｅから流入することで電流が発生して漏洩電流、ノイズ電流が発生する。

本実施形態では、二つの電源側の電位Ｅｐ，Ｅｎでそれぞれ一つ、つまり静電誘導により電荷が誘起されるコンデンサＣの数をそれぞれ一つとして示した。しかし、本発明は、二つの電源側の電位Ｅｐ，Ｅｎで静電誘導により電荷が誘起されるそれぞれのコンデンサＣの数が同一であれば、同様の効果が得られる。これには、以下の二つの形態があり、いずれか一方が選択される。
形態１：第一サーボモータ３Ａのインバータ主回路１５Ａおける半導体スイッチング素子の高電位側でＯＮする半導体スイッチング素子と第二サーボモータ３Ｂのインバータ主回路１５Ｂに低電位側でＯＮする半導体スイッチング素子の数がそれぞれ同一
形態２：第一サーボモータ３Ａのインバータ主回路１５Ａおける半導体スイッチング素子の低電位側でＯＮする半導体スイッチング素子と第二サーボモータ３Ｂのインバータ主回路１５Ｂに高電位側でＯＮする半導体スイッチング素子の数がそれぞれ同一

また、二つの電源側の電位Ｅｐ，Ｅｎで静電誘導により電荷が誘起されるそれぞれのコンデンサＣの数が異なる場合であっても、第一サーボモータ３Ａの各相コイル（３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ）とステータの間の各浮遊容量である三つのコンデンサＣに誘起される電荷の総和と第二サーボモータ３Ｂの各相コイル（３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ）とステータの間の各浮遊容量である三つのコンデンサＣに誘起される電荷の総和が同一であればよい。
つまり、第一サーボモータ３Ａの三つのコンデンサＣに誘起される正（＋）の電荷と負（－）の電荷の正負で相殺した電荷の総和が、第二サーボモータ３Ｂの三つのコンデンサＣに誘起される正（＋）の電荷と負（－）の電荷の正負で相殺した電荷の総和と同一であればよい。

具体的には、例えば、以下のケース１に対して、ケース２またはケース３は、ここでいう同一に該当する。以下のケースであっても、二つの電源側の電位Ｅｐ，Ｅｎで静電誘導により電荷が誘起されるそれぞれのコンデンサＣの数が同一である場合と、同様の効果が得られる。
ケース１：第一サーボモータ３ＡのコンデンサＣにおいて、対地Ｅの側に負（－）の電荷が誘起されたコンデンサＣが二つであり、正（＋）の電荷が誘起されたコンデンサＣが一つ。
ケース２：第二サーボモータ３Ｂにおいて、対地Ｅの側に負（―）の電荷が誘起されたコンデンサＣが一つであり、正（＋）の電荷が誘起されたコンデンサＣが二つ。
ケース３：第二サーボモータ３Ｂにおいて、対地Ｅの側に負（―）の電荷が誘起されたコンデンサＣが零（０）個であり、正（＋）の電荷が誘起されたコンデンサＣが一つ。

ここで、対地Ｅの側に負（－）の電荷を誘起させるコンデンサＣは対向するコイル３に高電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのいずれかをＯＮすることで得ることができる。また、対地Ｅの側に正（＋）の電荷を誘起させるコンデンサＣは対向するコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに低電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのいずれかをＯＮすることで得ることができる。なお、電気回路の短絡を避けるため、高電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗをＯＮさせたコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに接続された低電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗはＯＦＦとする。例えば、図５において、コイル３１ｕに＋Ｖ_Ｅを供給する、図中上段の半導体スイッチング素子１６ｕをＯＮさせたときは、コイル３１ｕに－Ｖ_Ｅに接続する、図中下段の半導体スイッチング素子１６ｕはＯＦＦとする。また同様に、図中下段の低電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗをＯＮさせたコイル３に接続された、図中上端の高電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗはＯＦＦとすることは言うまでもない。

また、二つの電源側の電位Ｅｐ，Ｅｎにおいて、静電誘導により電荷が誘起されるそれぞれのコンデンサＣの数が互いに異なる場合においては以下の通りである。
第一サーボモータ３Ａの各相コイル（３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ）とステータの間の各浮遊容量である三つのコンデンサＣに誘起される電荷の総和と第二サーボモータ３Ｂの各相コイル（３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ）とステータの間の各浮遊容量である三つのコンデンサＣに誘起される電荷の総和が同一であることが最も好ましい。
しかし、第一サーボモータ３Ａの三つのコンデンサＣに誘起される電荷の総和と第二サーボモータ３Ｂの三つのコンデンサＣに誘起される電荷の総和が同一ではなく、互いの電荷の総和の符号が正負逆となるように第一サーボモータ３Ａおよび第二サーボモータ３Ｂの半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗを制御することでノイズを低減することができる。

例えば、以下のケース４に対して、ケース５、ケース６またはケース７である。つまり、一方のサーボモータのコンデンサＣに誘起されて対地Ｅに流出しようとする電荷（ノイズ電流）の一部を、他方のサーボモータのコンデンサＣに誘起された符号が正負逆の電荷によって、正負ペアとして相殺して減少させることができる。これにより、対地Ｅに流出するノイズを低減することができる。
ケース４：第一サーボモータ３ＡのコンデンサＣにおいて、対地Ｅの側に負（－）の電荷が誘起されたコンデンサＣが二つであり、正（＋）の電荷が誘起されたコンデンサＣが一つ。
ケース５：第二サーボモータ３Ｂにおいて、対地Ｅの側に負（―）の電荷が誘起されたコンデンサＣが零（０）個であり、正（＋）の電荷が誘起されたコンデンサＣが二つ。
ケース６：第二サーボモータ３Ｂにおいて、対地Ｅの側に負（―）の電荷が誘起されたコンデンサＣが零（０）個であり、正（＋）の電荷が誘起されたコンデンサＣが一つ。
ケース７：第二サーボモータ３Ｂにおいて、対地Ｅの側に負（―）の電荷が誘起されたコンデンサＣが一つであり、正（＋）の電荷が誘起されたコンデンサＣが一つ。

［効 果］
以上説明した第１実施形態が奏する効果を説明する。
本実施形態において、全ての同期すべき半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４が、インバータ制御部１７が駆動指令信号を発信してからＴｄｍａｘに達した時点で同時にＯＮ動作することができる。つまり、インバータ制御部１７からそれぞれの半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４に対して駆動指令を出してインバータ主回路１５Ａを駆動し第一サーボモータ３Ａを回転させるとともに、インバータ主回路１５Ｂで逆相電流を生成する。インバータ主回路１５Ａおよびインバータ主回路１５Ｂの全ての半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｖ４は、最も計測遅延時間の長い半導体スイッチング素子１６ｗ４と同じタイミングで駆動するため、漏洩電流と相殺する逆相電流を応答遅れゼロでかつ高精度に出力することができる。これにより、漏洩電流の発生が防止できるか、または、漏洩電流を大幅に低減できるので、逆補償の発生を抑えることができる。

次に、本実施形態によれば、第一モータ群による漏洩電流を相殺するために第二モータ群による漏洩電流を用いる。この漏洩電流は、第二モータ群に第一モータ群に供給する電流とは逆位相の電流を供給することにより発生される。これは、本実施形態によれば、例えば特許文献３で必要とされる漏洩電流検出部を設けることなく、第一モータ群による漏洩電流と第二モータ群による漏洩電流を相殺できることを示唆する。

本実施形態において互いに相殺される漏洩電流は、第一モータ群と第二モータ群に同時に供給される駆動電流により誘起される電流である。したがって、互いに相殺される漏洩電流は互いにずれることなく同時に発生するので、互いの漏洩電流を確実に相殺させることができる。

ここで、本実施形態の電動機駆動装置１０は、大電圧を供給するサーボモータにおいて特に有効である。例えば、駆動電圧が２００Ｖを超える複数のサーボモータを搭載し、この複数のサーボモータを同期制御して用いる射出成形機が該当する。特に、移動体の中心軸に対称の位置に設けられ、かつ、同期制御される一対のサーボモータを搭載する射出成形機に有効である。
具体的には、例えば特許文献１の射出用のスクリュを全更新させるサーボモータ（１０）や、特許文献２の型締め装置の型開閉用サーボモータ（２７）が該当する。特許文献１における一対のサーボモータ（１０）はハウジング（７）に、特許文献２における一対の型開閉用サーボモータ（２７）は固定盤（１）に、軸対称に組み付けられている。
また、射出成形機について偶数のサーボモータが同相運転する他の用途として、型締装置に用いられる割ナットの開閉用モータ、油圧ポンプの駆動用モータが掲げられる。また、モータの形態として、例えば一つのコイル３１ｕを二本の巻線、四本の巻線から構成される２巻線モータ、４巻線モータにも適用できる。

電動駆動の射出成形機は駆動電圧が２００Ｖを超える複数のサーボモータを搭載しているため、高電位回路によるインバータ回路のスイッチングも大きなノイズを発生させる要因となる。また、射出成形機は型締め装置や射出装置など大重量物を傾くことなく動作させる必要があるため、可動物の両端（上下端あるいは左右端）に中心軸に対称の一対で且つ同期制御される大型のサーボモータによって駆動されるアクチュエータを複数搭載している。さらに、大重量物を傾くことなく動作させ且つ制御の容易化のため、これらの同期制御される一対のサーボモータは、同一の仕様（同サイズ、同容量、同規格など）を備えている。これらを制御するサーボアンプ（インバータ回路）も同一仕様である。よって、モータの電気回路は同一の回路が並列に組み合わされた様態となっている。同時に同一電圧を供給された同一仕様の対を成すインバータ回路を同期制御するためそれぞれのスイッチングノイズも極めて近似したノイズの様態（ノイズ波形）となる。本実施形態はこのような高電位により駆動される対をなすサーボモータによって駆動される射出成形機を、複雑な補償制御を必要とすることなく、かつ新たな補償装置を追加することなく、漏洩電流、ノイズを低減することができる。

また、射出成形機は同一工場建屋内に多数台設置されるが多いため、１台の射出成形機のサーボモータから発生したスイッチングノイズが対地アースを経由して、隣接した他の射出成形機に流入すると誤動作を発生させて生産性を害するだけでなく、射出成形機本体や金型を破損させる虞がある。

なおこのとき、既知の時間同期通信やＰＬＬ等を用いて、インバータ主回路１５Ａおよびインバータ主回路１５Ｂを駆動するそれぞれ制御装置の時刻を同期させて、それぞれの制御装置の基準時間を揃えることで、上記トランジスタ駆動の遅延時間の基準を同一とし、全てのトランジスタを高精度に同時に駆動することが好ましい。また一つのモータドライブによる基準時間によって、同期対象である複数のインバータ回路を制御してもよい。

以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明は以下の変形、応用を許容する。
［適用の対象］
本実施形態は、互いに同期制御される第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂの一方の側に逆相電流生成機能を持たせているが、本発明はこれに限定されない。例えば、特許文献３（図５）に開示される逆相電流生成部（２３ａ）のように、電動機を伴わない、３相構成のスイッチング素子（トランジスタ４１ａ，４１ｂ，４１ｃ，４２ａ，４２ｂ，４２ｃ）から構成することもできる。

［電力回生時への適用］
また、本実施形態において、３相交流電動機に電力を供給する場合について説明したが、３相交流電動機の減速時に発生する電力回生時に適用してもよいし、３相交流電動機を発電機として使用する場合に適用してもよい。３相交流電動機に電力供給する場合と電力回生時や発電時に３相交流電動機から電流を供給する場合においては、３相交流電動機をモータ（アクチュエータ）として使用する場合とは電流の向きが逆向きであることを除き、インバータ回路の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのＯＮおよびＯＦＦを制御は同様であり、かつ半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのＯＮおよびＯＦＦによるノイズの発生の様態も同様であるためである。

［３レベルインバータへの適用］
また、以上では、簡単のため直流電源電圧をＯＮ－ＯＦＦする単純な方式である２レベルインバータの場合を説明した。しかし、これは一例であり、本発明は、大電力のＶＶＶＦ制御（可変電圧可変周波数制御）に多用される方式であって、耐電圧の低い素子を使用するために電源の中間電圧レベルを供給する回路方式である３レベルインバータに適用してもよい。３レベルインバータのスイッチング要素群は、高電位側の回路を開くスイッチング要素と低電位側を開くスイッチング要素にそれぞれ更に中間電位を開くスイッチング要素を加えたものである。

２レベルインバータでは高電位側あるいは低電位側のそれぞれの半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗは一組ずつしかない。そのため、一方の電位側のインバータ回路の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのいずれか例えば半導体スイッチング素子１６ｕがＯＮして中間電位である場合がある。この場合には、回路の短絡を回避するため他方の電位側の半導体スイッチング素子１６ｕを必ずＯＦＦとして電流を流さない。

これに対し、３レベルインバータでは高電位側あるいは低電位側のＵＶＷ相の各半導体スイッチング素子について、それぞれ二つの半導体スイッチング素子は半導体スイッチング素子１６ｕと図示しない半導体スイッチング素子１６ｕ’，１６ｖと図示しない半導体スイッチング素子１６ｖ’，１６ｗと図示しない半導体スイッチング素子１６ｗ‘が直列に接続される。このため、ＵＶＷ相の各半導体スイッチング素子はそれぞれ二組ずつ設けられている。したがって、一方の電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのいずれか例えば半導体スイッチング素子１６ｕがＯＮして中間電位である場合であっても半導体スイッチング素子１６ｕ’をＯＮしなければ回路が短絡することはない。このため半導体スイッチング素子１６ｕ’をＯＮするかＯＦＦするかによってコイル３１ｕに電流を流す場合と流さない場合を使い分けることができる。しかし、３レベルインバータでも電位の選択肢は、２レベルインバータでの電位と同じ高電位、中間電位、低電位の３通りでありことには変わりがないため、同様にノイズの低減が可能である。またこれにより３レベルインバータにおいて中間電位の電流を流す場合と流さない場合を分けてスイッチング要素群を組み合わせて制御することも容易とすることができる。

［設定遅延時間］
本実施形態は、半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４の全てについて計測された遅延時間Ｔｄｎと最大計測遅延時間Ｔｄｍａｘから設定遅延時間Ｔｎを求めている。しかし本発明はこれに限定されず、以下にいくつか例示するように、計測を伴わないで、設定遅延時間Ｔｎを設定できる。

計測遅延時間Ｔｄｎについては、使用される半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４の仕様から推測されるかまたは経験的に特定される平均などの算術的に求められる遅延時間を用いることができる。
また、最大計測遅延時間Ｔｄｍａｘについても同様であり、使用される半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４の仕様から推測されるかまたは経験的に特定される最大遅延時間を用いることができる。最大予測遅延時間は最大計測遅延時間Ｔｄｍａｘよりも長い値とされるべきである。

また、これまでの説明では全ての可変遅延器１２ｕ１～１２ｗ４は同時にインバータ制御部１７からの駆動指令信号を受信する例を示した。しかし、インバータ制御部１７から可変遅延器１２ｕ１～１２ｗ４への駆動指令信号が順番に発信されると、それぞれの駆動指令信号の発信タイミングのズレが遅延時間Ｔｄｎを生じさせる場合がある。この駆動指令信号の発信タイミングのズレは、インバータ制御部１７の制御周波数と同一かまたは制御周波数の整数倍となっている。よって、この場合には、遅延時間Ｔｄｎを測定しなくても、インバータ制御部１７から可変遅延器１２ｕ１～１２ｗ４に駆動指令信号が発信される順序に基づいて、制御周波数を順番に足し合わせることで、全ての可変遅延器１２ｕ１～１２ｗ４を同時に駆動できる設定遅延時間Ｔｎを算術的に求めることができる。

また、半導体スイッチング素子１６のＯＮまたはＯＦＦの遅延時間Ｔｄｎまたは最大計測遅延時間Ｔｄｍａｘは、例えば、品質管理上の値に基づいて特定することができる。品質管理上の値としては、部品仕様の上下限規定値に基づく±α（μｓ）（∵μｓ：マイクロ秒）以下の値（例：０．５μｓ）を用いることができる。または、品質確認実測値の統計的な分散値（１σ、∵σ：標準偏差）に基づく±β（μｓ）を用いることができる。より具体的な変形例を図１５を参照して説明する。

図１５は、３つの半導体スイッチング素子が同時にＯＮすることを回避するタイミングを表している。また、図１５はコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの電位が最も高くなる半導体スイッチング素子１６ｕ１、１６ｖ１、１６ｗ１がＯＮする場合（図１５（ａ））と、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの電位が最も低くなる半導体スイッチング素子１６ｕ２、１６ｖ２、１６ｗ２がＯＮする場合（図１５（ｂ））が示してある。本実施形態ではαのみを用いて説明するがβでも同様である。

なお、本変形例において、電位を上げる側は、第一インバータ回路２０Ａ（図１）の電源の正（＋）の電位に接続された半導体スイッチング素子１６ｕ１、１６ｖ１、１６ｗ１と、第二インバータ回路２０Ｂの電源の正（＋）の電位に接続された半導体スイッチング素子１６ｕ３、１６ｖ３、１６ｗ３である。また電位を下げる側は、第一インバータ回路２０Ａ（図１）の電源の負（－）の電位に接続された半導体スイッチング素子１６ｕ２、１６ｖ２、１６ｗ２と、第二インバータ回路２０Ｂの電源の負（－）の電位に接続された半導体スイッチング素子１６ｕ４、１６ｖ４、１６ｗ４である。

また、図１５におけるＤ、αは以下のように定義される。ここでは、トランジスタのＯＮ／ＯＦＦ誤差時間から最小デッドタイムＤ＝２αとしているが、実際のデッドタイムは２αより大きいこともある。
Ｄ：デッドタイム＝各相の上下のトランジスタが同時にＯＮしてショートすることを避ける為の余裕時間
α：半導体スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの誤差時間

以上のような電気回路において、第一インバータ回路２０Ａと第二インバータ回路２０Ｂを逆位相で同時に駆動させるために、例えばｕ相における第一インバータ回路２０Ａの半導体スイッチング素子１６ｕ１と第二インバータ回路２０Ｂの半導体スイッチング素子１６ｕ４の両方の設定遅延時間Ｔｎを２α（μｓ）とし、２つの半導体スイッチング素子１６ｕ１と半導体スイッチング素子１６ｕ４の両方をＯＮに切り替えるか（図１５（ａ－１））、またはＯＦＦに切り替えることができる（図１５（ｂ－１））。

なお、前述の通り電気回路の短絡を避けるため、高電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗをＯＮさせたコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに接続された低電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗはＯＦＦとする。そのためには、半導体スイッチング素子１６ｕ１と半導体スイッチング素子１６ｕ４がＯＮする場合は半導体スイッチング素子１６ｕ２と半導体スイッチング素子１６ｕ３がＯＦＦとなる（図１５（ａ－１））。半導体スイッチング素子１６ｕ１と半導体スイッチング素子１６ｕ２は従属関係にあり、半導体スイッチング素子１６ｕ３と半導体スイッチング素子１６ｕ４は従属関係にあると言える。

また、半導体スイッチング素子１６ｕ２と半導体スイッチング素子１６ｕ３がＯＮからＯＦＦに切りかわるとともに半導体スイッチング素子１６ｕ１と半導体スイッチング素子１６ｕ４がＯＮする場合は、半導体スイッチング素子１６ｕ２と半導体スイッチング素子１６ｕ３がＯＦＦした後、デッドタイムＤを設ける。デッドタイムＤは、半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｕ４の全てがＯＦＦとなる時間帯である（図１５（ａ－１）。設けられたデッドタイムＤが経過後に半導体スイッチング素子１６ｕ１と１６ｕ４をＯＮさせる。

以上説明したｕ相と同様に、ｖ相の半導体スイッチング素子１６ｖ１と半導体スイッチング素子１６ｖ４、およびｗ相の半導体スイッチング素子１６ｗ１と半導体スイッチング素子１６ｗ４についても、設定遅延時間Ｔｎを２α（μｓ）とし、半導体スイッチング素子１６ｖ１と半導体スイッチング素子１６ｖ４または半導体スイッチング素子１６ｗ１と半導体スイッチング素子１６ｗ４の両方をＯＮに切り替えるか、または、ＯＦＦに切り替えることができる（図１５（ａ－２），（ａ－３），（ｂ－２），（ｂ－３））。

次に、本変形例において、同相のトランジスタを以下のようにグループとして取り扱うことができる。
グループＡ（図１５（ｂ－１））：ｕ相の半導体スイッチング素子１６ｕ１、１６ｕ２、１６ｕ３、１６ｕ４からなるグループをグループＡとする。このうち半導体スイッチング素子１６ｕ１と半導体スイッチング素子１６ｕ４を対の関係を有するグループＡ１、半導体スイッチング素子１６ｕ２と半導体スイッチング素子１６ｕ３を対の関係を有するグループＡ２とする。

グループＢ（図１５（ｂ－２））：ｖ相の半導体スイッチング素子１６ｖ１、１６ｖ２、１６ｖ３、１６ｖ４からなるグループをグループＢとする。このうち半導体スイッチング素子１６ｖ１と半導体スイッチング素子１６ｖ４をグループＢ１、半導体スイッチング素子１６ｖ２と半導体スイッチング素子１６ｖ３をグループＢ２とする。半導体スイッチング素子１６ｖ１と半導体スイッチング素子１６ｖ４は対の関係を有し、半導体スイッチング素子１６ｖ２と半導体スイッチング素子１６ｖ３も対の関係を有する。

グループＣ（図１５（ｂ－３）：ｗ相の半導体スイッチング素子１６ｗ１、１６ｗ２、１６ｗ３、１６ｗ４からなるグループをグループＣとする。このうち半導体スイッチング素子１６ｗ１と半導体スイッチング素子１６ｗ４をグループＣ１、半導体スイッチング素子１６ｗ２と半導体スイッチング素子１６ｗ３をグループＣ２とする。半導体スイッチング素子１６ｗ１と半導体スイッチング素子１６ｗ４は対の関係を有し、半導体スイッチング素子１６ｗ２と半導体スイッチング素子１６ｗ３も対の関係を有する。

第二形態は、図１５（ｂ－１）～図１５（ｂ－３）に示すように、グループＡ１、Ｂ１、Ｃ１のいずれか一つあるいは複数のグループのトランジスタの設定遅延時間Ｔｎを２α（μｓ）ずつ加算した値とする。これにより、電位を上げるトランジスタが同時にＯＮしないため、電位の上昇率を緩和させることができる。
また、第二形態は、グループＡ２、Ｂ２、Ｃ２のいずれか一つあるいは複数のグループのトランジスタの設定遅延時間Ｔｎを２α（μｓ）ずつ加算した値としてもよい。これにより、電位を下げるトランジスタが同時にＯＮしないため、電位の降下率を緩和させることができる。
ここでコンデンサを通過する交流ノイズの大きさはコンデンサに負荷される電位の変化率に大きく影響を受ける。したがって、以上のように電位の上昇率または降下率が緩和されるとコンデンサを通過する交流ノイズを低減できる。
またこのとき、グループＡ１の設定遅延時間ＴｎとグループＡ２の設定遅延時間Ｔｎを２α（μｓ）だけ異なる値とすることが好ましい。これにより高電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗをＯＮさせたコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに接続された際の、低電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗを高精度にＯＦＦさせて、電気回路の短絡を防止できる。

コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに負荷される電位の上昇率を緩和するために、グループＡ、グループＢ、グループＣのうち電位を上げるトランジスタのグループを同時にＯＮまたは同時にＯＦＦさせないことが好ましい。同時にＯＮ／ＯＦＦさせないために、各グループのＯＮ／ＯＦＦのタイミングを２αμｓ以上離すものとする。本変形例ではＯＮ／ＯＦＦのタイミングを２α（μｓ）以上離した場合を「同時ではない」とし、ＯＮ／ＯＦＦのタイミングを±α（μｓ）以内とした場合を「同時である」と定義する。

また、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに負荷される電位の降下率を緩和するために、グループＡ、グループＢ、グループＣのうち電位を下げるトランジスタのグループを同時にＯＮまたは同時にＯＦＦさせないことが好ましい。
また、一対をなすトランジスタ、例えばグループＡにおける半導体スイッチング素子１６ｕ１と半導体スイッチング素子１６ｕ４は同時に、つまり２α（μｓ）以内の間に２つの半導体スイッチング素子１６ｕ１と半導体スイッチング素子１６ｕ４の両方をＯＮに切り替えるか、またはＯＦＦに切り替えることが好ましい。これによりノイズの原因であるスイッチング時の電位を速やかに（２α（μｓ）以内）に０（零）にすることができる。
但しこの場合、モータのトルク制御＝電流制御という目的において決定されるグループＡ、グループＢ、グループＣのトランジスタのＯＮ／ＯＦＦタイミングを故意にずらすことになるので、ＯＮ／ＯＦＦタイミングの遅延は電流制御に対して外乱となる。

ここで、通常、トランジスタのスイッチング周期は１２５μｓ前後である。例えばα＝０．５（μｓ）とすると、グループＡの動作に対するグループＢの動作の遅延時間が２α（μｓ）（１μｓ）であり、グループＢの動作に対するグループＣの動作の遅延時間が２α（μｓ）（１μｓ）である。そうだとすると、グループＡが動作してからグループＣが動作するまで２μｓ（＝１μｓ＋１μｓ）の遅延が発生する。これは、スイッチング周期（１２５μｓ）に対して１．６％（＝２μｓ／１２５μｓ）の時間誤差が発生することを意味する。これは単純には１．６％の電流誤差となるおそれがある。なお、ここではスイッチング間の時間を２αとしたが、αでもよい場合がある。

しかし、これらの外乱および電流誤差は電流制御ＦＢにより抑制することができる。この場合Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対して独立した電流制御ＦＢを行うことがさらに好ましい。
また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流誤差が例えば１．６％と微小の場合には、グループＡ１,Ａ２，Ｂ１，Ｂ２，Ｃ１，Ｃ２のスイッチングタイミングが同時であるとみなすことができる。つまり、スイッチングタイミングが±α以下または±２α以下に近づく。
また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流誤差が例えば５％以上と大きい場合には、スイッチングタイミングを遅延させずに同一にすることが好ましい。

また、スイッチングのグループ毎の遅延順の以下の６つの組合せからスイッチング周期毎に遅延順序を選択し直すことで各組への遅延の影響を均すことが可能である。
遅延順組み合わせ：
Ａ→Ｂ→Ｃ、Ｂ→Ｃ→Ａ、Ｃ→Ａ→Ｂ、Ａ→Ｃ→Ｂ、Ｂ→Ａ→Ｃ、Ｃ→Ｂ→Ａ

具体的には、以下の（１）単純均し、（２）総当たり均し、（３）ランダム均し等の方法がある。なお、スイッチングの遅延順序は以上に限るものではなく、画一的な順序でなければよい。
（１）単純均し：Ａ→Ｂ→Ｃ、Ｂ→Ｃ→Ａ、Ｃ→Ａ→Ｂ
（２）総当たり均し：Ａ→Ｂ→Ｃ、Ｃ→Ｂ→Ａ、Ｂ→Ａ→Ｃ、Ｃ→Ａ→Ｂ、Ｂ→Ｃ→Ａ、Ａ→Ｃ→Ｂ
（３）ランダム均し：例えば、６つの組合せから疑似乱数アルゴリズムにより選択する

また、同じ時間間隔（例えば設定遅延時間Ｔｎ＝２α（μｓ））でスイッチングを繰り返すと特定の周波数にノイズが集中し大ノイズ化する傾向がある。ところが、これはスイッチング毎にαの値を微小に変動、散逸させることで回避することができる。
αの値の散逸方法としては、例えばα´＝α＋Ａｓｉｎ（２πｆｔ） としてα´をαの代替として利用する方法がある。ただし、この方法に限定されない。
また、Ａ、ω、ｎの代表的な値として、０＜Ａ＜α、１０ｋＨｚ＜ｆ＜１００ＭＨｚ、ｔは実時間でもｔ＝ｎ／Ｎ （ｎ：スイッチングの積算回数、Ｎ：１秒当たりのスイッチング数）としてもよい。

以上の通りであり、本発明において、設定遅延時間Ｔｎを設定するのに、半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４について遅延時間を実際に計測することは必ずしも必要ではない。つまり、本発明は、半導体スイッチング素子１６ｕ１～１６ｗ４の仕様に基づいて設定遅延時間Ｔｎを設定することができる。ただし、より高い精度で逆補償の発生を防ぐためには、実測された遅延時間に基づいて設定遅延時間Ｔｎを特定することが好ましい。また、実測された遅延時間と算術的に求めた遅延時間の両方を考慮して設定遅延時間Ｔｎを特定することがさらに好ましい。逆補償の発生を防止するよりも、コストを優先するのであれば、遅延時間を実際に計測することなく、算術的に求められる遅延時間により設定遅延時間Ｔｎを特定することが好ましい。

［サーボモータのコイルの巻き回しの向き］
コイルの巻き回し方向が左巻きのサーボモータと右巻きサーボモータの組み合せであれば、界磁を発生させるコイルの位相を１８０°だけシフトしたことと等価である。つまり、本発明は、一つの左巻きサーボモータからなるモータ群と一つの右巻きサーボモータからなるモータ群が一組の場合だけでなく、以下の組み合わせを包含する。

左巻きサーボモータからなる第一モータ群と左巻きサーボモータからなる第二モータ群の組み合わせであっても、第一モータ群の第一ステータと第二モータ群の第二ステータの相互の位置が界磁角で１８０°だけずれていればよい。このように第一ステータと第二ステータの組み付け位置がシフトしていれば、一つの左巻きサーボモータからなるモータ群と一つの右巻きサーボモータからなるモータ群の組み合わせと等価の効果が得られる。右巻きサーボモータからなる第一モータ群と右巻きサーボモータからなる第二モータ群の組み合わせであっても同様である。
例えば、サーボモータの極数がＮ極だとすると、界磁角の１８０°は実物のモータロータの回転角１８０×２／Ｎ（°）に相当する。

また、スイッチングノイズの多くは半導体スイッチング素子のＯＦＦからＯＮまたはＯＮからＯＦＦへの切り替えに係る過渡期において発生する。これは、界磁角で１８０°の位相差がある状態でスイッチングのタイミングが二つのサーボモータ３の間において正負対称で同時であることがノイズを低減する直接的な理由である。

［コイルの巻き回しの向きに応じた電流供給］
コイルが巻き回される向きが互いに逆となる第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂについて、具体的な電流の供給方法は以下の第１供給方法または第２供給方法とすればよい。

＜第１供給方法＞
第１供給方法は、図１に示すように、第一サーボモータ３Ａが左巻きのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗを用い、第二サーボモータ３Ｂが右巻きのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗを用いている。つまり、第一サーボモータ３Ａのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗと第二サーボモータ３Ｂのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗは、コイルの巻き回しの向きが逆である。したがって、以下では第一サーボモータ３Ａを左巻きの第一サーボモータ３Ａといい、第二サーボモータ３Ｂを右巻きの第二サーボモータ３Ｂという。このコイルの巻き回しの向きを除くと、第１供給方法は本実施形態と同様の構成を備え、特に第一サーボモータ３Ａのステータ３２Ａと第二サーボモータ３Ｂのステータ３２Ｂが導体３３で電気的に導通されている。

第１供給方法においては、左巻の第一サーボモータ３Ａと右巻の第二サーボモータ３Ｂに逆向きに電流を供給する。図５は、逆向きの電流を供給する例として、第一サーボモータ３Ａにはｕ相→ｖ相の向きに電流が流れ、第二サーボモータ３Ｂにはｖ相→ｕ相の向きに電流が流れる。図５において電流は白抜きの矢印で示されている。

以上のように左巻の第一サーボモータ３Ａと右巻の第二サーボモータ３Ｂに逆向きに電流を供給すると第一サーボモータ３Ａのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗと第二サーボモータ３Ｂのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗには同じ向きに磁界が発生する。したがって、第一サーボモータ３Ａに対する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗと第二サーボモータ３Ｂに対する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのスイッチング動作は逆位相であるものの、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂには同じ向きにモータトルクが生じる。

以上の説明では、逆向きの電流を供給する例として、ｕ相→ｖ相とｖ相→ｕ相を示したが、これはあくまで一例であり、電流を供給する巻線、つまり相の組み合せの数だけ逆向きの電流を供給するパターンがある。具体的には以下に示す通りである。
ｕ相→ｗ相とｗ相→ｕ相 ｖ相→ｗ相とｗ相→ｖ相

＜第２供給方法＞
次に、図１２を参照して第２供給方法を説明する。
第２供給方法は、左巻きのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗおよび右巻きのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの全てに電流を供給するところを除けば、第１供給方法と同じである。

第２供給方法においては、左巻の第一サーボモータ３Ａと右巻の第二サーボモータ３Ｂに逆向きに電流を供給する。図１２は、逆向きの電流を供給する例として、第一サーボモータ３Ａには（ｕ相、ｗ相）→ｖ相の向きに電流が流れ、第二サーボモータ３Ｂにｖ相→（ｕ相、ｗ相）の向きに電流が流れる。
以上のように左巻の第一サーボモータ３Ａと右巻の第二サーボモータ３Ｂに逆向きに電流を供給するので、第２供給方法においても、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂには同じ向きにモータトルクが生じ同一方向に回転する。

図１２では、（ｕ相、ｗ相）→ｖ相とｖ相→（ｕ相、ｗ相）の組み合わせを示したが、図１３に示されるｕ相→（ｖ相、ｗ相）と（ｖ相、ｗ相）→ｕ相の組み合せ、および、図示を省略するが、ｗ相→（ｕ相、ｖ相）と（ｕ相、ｖ相）→ｗ相の組み合わせについても適用できる。

［サーボモータのコイルの組数］
次に、本実施形態ではコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗを一組だけ備えるサーボモータ３を例にして説明した。しかし、本発明はコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗを二組、四組など偶数組だけ備えるサーボモータ３に適用しても、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗが一組だけのサーボモータ３と同等の効果が得られる。
例えば一つのサーボモータ３が二組のコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗを備える場合には、一組のコイル（α）は左巻きとし、もう一組のコイル（β）は右巻きとする。そして、コイル（α）とコイル（β）には、それぞれに１８０°の位相差で電流を供給すればよい。
また同様に、例えば一組のコイル（α）は左巻きとし、もう一組のコイル（β）は右巻きとする場合に、コイル（α）とコイル（β）がステータ３２に組み付けられる位置を界磁角で１８０°シフトすればよい。この組み付け位置とは、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗ各相の巻線の周方向の配列及び順序をいう。

［動力ケーブルの束ね方］
上述した二組のコイル３に、インバータ主回路１５により生成された電流を供給するためのｕｖｗ動力ケーブルを束ねることにより、さらにノイズを低減できる。ｕｖｗ動力ケーブルは、インバータ回路とステータコイルを電気的に連結する導体である。
より緊密な束ね方としては、右巻きのコイル３のｕ線（Ｒ）と左巻きのコイルのｕ線（Ｌ）、同じく右巻きのコイル３のｖ線（Ｒ）と左巻きのコイル３のｖ線（Ｌ）、右巻きのコイル３のｗ線（Ｒ）と左巻のコイル３のｗ線（Ｌ）を束ねる。これにより、ｕ線（Ｒ）とｕ線（Ｌ）が、ｖ線（Ｒ）とｖ線（Ｌ）が、さらにｗ線（Ｒ）とｗ線（Ｌ）が、互いに磁束が打ち消し合うことよりノイズをより低減できる。
これは、例えばｕ線（Ｒ）とｕ線（Ｌ）には同じ波形の電流が反対向きに流れるからである。ｖ線（Ｒ）とｖ線（Ｌ）、ｗ線（Ｒ）とｗ線（Ｌ）についても同じである。

［コイルの巻線の数］
さらに、一つのコイル３１を二本の巻線により構成する２巻線モータにおいては、例えば一方のコイル３１ｕ（Ｒ）を右巻きとし他方のコイル３１ｕ（Ｌ）を左巻きとし、両方のコイル３１ｕ（Ｒ），３１ｕ（Ｌ）を同軸上に巻き回すことが好ましい。そうすれば、対地Ｅ（ステータ）に対するコイル３１ｕ（Ｒ）の電位と３１ｕ（Ｌ）の電位が正負対称とされるので、そのコイルの周囲における合成電位を０Ｖ付近にできる。これにより、巻線の側と対地Ｅの側の電位差からの静電誘導により対地Ｅの側に誘起されて伝達する漏電電流・ノイズ電流を低減できる。
２巻線モータにおけるコイル３１ｖ，３１ｗについても同様である。

また、一つのコイルを４本の巻線により構成する４巻線モータにおいても同様である。例えば、二本の右巻きコイル３１ｕ（Ｒ１）およびコイル３１ｕ（Ｒ２）と二本の左巻きのコイル３１ｕ（Ｌ１）およびコイル３１ｕ（Ｌ２）を、コイル３１ｕ（Ｒ１）、コイル３１ｕ（Ｌ１）、コイル３１ｕ（Ｒ２）およびコイル３１ｕ（Ｌ２）の配列とし、かつ同軸上に巻き回すことが好ましい。
４巻線モータにおけるコイル３１ｖ，３１ｗについても同様である。

［スイッチングタイミングの同期生向上］
また、同期する複数のサーボモータ３に正確に逆位相の電流を供給して、インバータ主回路１５のスイッチングタイミングを同期させるために、既知の方法によってそれぞれのモータドライブ間で基準時間を揃えることが好ましい。例えば、インバータ主回路１５を制御可能な一つのホストコンピュータに対し、各モータドライブがシリアルインタフェースを介して直列に接続した構成としておき、接続された各モータドライブの時間同期が可能な機能を持つ、例えばＩＥＥＥ－８０２．１ＡＳ等のネットワーク時間同期プロトコル等のシリアルインタフェースを使用できる。
また、同期する複数のモータドライブ間で互いの基準クロックの位相情報をフィードバックして交換し合うとともに、ＰＬＬ（フェーズロックループ）アルゴリズムを用いてモータドライブ間の基準時刻を同期してもよい。
さらに、一つのモータドライブによる基準時間によって、同期対象である複数のインバータ回路を制御してもよい。

［第２実施形態］
次に、図１５に示すように、本発明は、第一サーボモータ群ＬＭＧと第二サーボモータ群ＲＭＧのそれぞれのサーボモータ３の個体数Ｎが２以上であることを許容する。
図１５に示すように、第一サーボモータ群ＬＭＧは、それぞれが左巻きの第一サーボモータ３Ａ１と第一サーボモータ３Ａ２を備えている。第一サーボモータ３Ａ１および第一サーボモータ３Ａ２は第１実施形態の第一サーボモータ３Ａと同じ構成を備えており、また、第一サーボモータ３Ａ１および第一サーボモータ３Ａ２のそれぞれに対応するインバータ主回路１５Ａ１，１５Ａ２は第１実施形態のインバータ主回路１５Ａと同じ構成を備えている。

第一サーボモータ群ＬＭＧにおける第一サーボモータ３Ａ１と第一サーボモータ３Ａ２は、双方のステータ３２Ａ１とステータ３２Ａ２が導体３３Ａにより電気的に導通されている。この導体３３Ａには、浮遊容量成分がコンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２として示されている。

また、図１５に示すように、第二サーボモータ群ＲＭＧは、それぞれが右巻きの第二サーボモータ３Ｂ１と第二サーボモータ３Ｂ２を備えている。第二サーボモータ３Ｂ１および第二サーボモータ３Ｂ２の構成は第１実施形態の第二サーボモータ３Ｂと同じ構成を備えており、また、第二サーボモータ３Ｂ１および第二サーボモータ３Ｂ２のそれぞれに対応するインバータ主回路１５Ｂ１，１５Ｂ２は第１実施形態のインバータ主回路１５と同じ構成を備えている。

第二サーボモータ群ＲＭＧにおける第二サーボモータ３Ｂ１と第二サーボモータ３Ｂ２は、双方のステータ３２Ｂ１とステータ３２Ｂ２が導体３３Ｂにより電気的に導通されている。この導体３３Ｂには、浮遊容量成分がコンデンサＣ２１とコンデンサＣ２２として示されている。

第一サーボモータ群ＬＭＧと第二サーボモータ群ＲＭＧは、導体３３Ａと導体３３Ｂが導体３３Ｃにより電気的に導通されている。これにより、第一サーボモータ３Ａ１のステータ３２Ａ１、第一サーボモータ３Ａ２のステータ３２Ａ２、第二サーボモータ３Ｂ１のステータ３２Ｂ１および第二サーボモータ３Ｂ２のステータ３２Ｂ２のそれぞれが他のステータと電気的に導通される。導体３３Ｃは対地Ｅに接続されている。

図１５に示す変形例においては、左巻の第一サーボモータ群ＬＭＧと右巻の第二サーボモータ群ＲＭＧに逆向きに電流を供給する。図１５は、逆向きの電流を供給する例として、第一サーボモータ３Ａ１と第一サーボモータ３Ａ２にはｕ相→ｖ相の向きに電流が流れ、第二サーボモータ３Ｂ１と第二サーボモータ３Ｂ２にはｖ相→ｕ相の向きに電流が流れる。

以上のように左巻の第一サーボモータ群ＬＭＧと右巻の第二サーボモータ群ＲＭＧに逆向きに電流を供給すると第一サーボモータ３Ａ１，３Ａ２のコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗと第二サーボモータ３Ｂ１，３Ｂ２のコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗには同じ向きに磁界が発生する。したがって、第一サーボモータ３Ａ１，３Ａ２に対する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗと第二サーボモータ３Ｂ１，３Ｂ２に対する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのスイッチング動作は逆位相であるが、第一サーボモータ３Ａ１，３Ａ２と第二サーボモータ３Ｂ１，３Ｂ２には同じ向きにモータトルクが生じる。

図１５に示す変形例において、第一サーボモータ３Ａ１，３Ａ２に対するスイッチング動作と第二サーボモータ３Ｂ１，３Ｂ２に対するスイッチング動作が逆位相であるから、第一サーボモータ３Ａ１，３Ａ２と第二サーボモータ３Ｂ１，３Ｂ２は、互いに逆位相の交流電流が供給される。

１ 三相交流電源
３ サーボモータ
３Ａ，３Ａ１，３Ａ２ 第一サーボモータ
３Ｂ，３Ｂ１，３Ｂ２ 第二サーボモータ
１０ 電動機駆動装置
１１ 整流器
１２ｕ１～１２ｗ４ 可変遅延器
１３ 平滑コンデンサ
１４ｕ１～１４ｗ４ コンパレータ
１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ａ１，１５Ａ２，１５Ｂ１，１５Ｂ２ インバータ主回路
１６ｕ１～１６ｗ４ 半導体スイッチング素子
１７ インバータ制御部
２０ インバータ回路
２０Ａ 第一インバータ回路
２０Ｂ 第二インバータ回路
３１，３１ｕ，３１ｖ，３１ｗ コイル
３２，３２Ａ，３２Ａ１，３２Ａ２，３２Ｂ，３２Ｂ１，３２Ｂ２ ステータ
３３，３３Ａ，３３Ｂ，３３Ｃ 導体
Ｃ，Ｃ１，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２，Ｃ２１，Ｃ２２ コンデンサ
Ｄ 間隔
Ｅ 対地
ＥＬ１，ＥＬ１１，ＥＬ１２，ＥＬ２，ＥＬ２１，ＥＬ２２ 電極
ＬＭＧ 第一サーボモータ群
ＲＭＧ 第二サーボモータ群

Claims (6)

1. 交流電源からの電力を受けて駆動する第一電動機と、前記第一電動機の動作を制御する複数の第一スイッチング素子を備える第一素子群と、を有する電動機機能と、
   前記第一電動機から対地に流れる零相電流と逆位相となる逆相電流を生成して出力する、複数の第二スイッチング素子を備える逆相電流生成機能と、
   複数の前記第一スイッチング素子のそれぞれへの動作指令を出力し、および、前記逆相電流生成機能に前記逆相電流の出力指令を出力する制御機能と、
   前記制御機能から前記第一スイッチング素子へと発せられる前記動作指令の受信時から、予め設定された設定遅延時間だけ遅延させて、前記動作指令を複数の前記第一スイッチング素子のそれぞれに伝え、かつ、前記制御機能から前記第二スイッチング素子へと発せられる前記出力指令の受信時から、予め設定された設定遅延時間だけ遅延させて、前記出力指令を複数の前記第二スイッチング素子のそれぞれに伝える遅延機能と、を備え、
   複数の前記第一スイッチング素子および複数の前記第二スイッチング素子のそれぞれに固有な前記設定遅延時間をＴｎとし、
   複数の前記第一スイッチング素子についての遅延時間、および、複数の前記第二スイッチング素子についての遅延時間の中の最大値をＴｄｍａｘとすると、
   Ｔｎ≦Ｔｄｍａｘを満たし、
   前記設定遅延時間Ｔｎは、下記の式（１）に基づいて定められる、
   電動機駆動装置。
   式（１） Ｔｎ＝Ｔｄｍａｘ－Ｔｄｎ
   Ｔｎ：複数の前記第一スイッチング素子および複数の前記第二スイッチング素子についてそれぞれ設定される前記設定遅延時間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３…Ｔｎ
   Ｔｄｎ：複数の前記第一スイッチング素子および複数の前記第二スイッチング素子のそれぞれの遅延時間Ｔｄ１，Ｔｄ２，Ｔｄ３，…Ｔｄｎ
2. 前記遅延機能は、
   複数の前記第一スイッチング素子のそれぞれに対応して設けられる第一遅延器と、
   複数の前記第二スイッチング素子のそれぞれに対応して設けられる第二遅延器と、を備え、
   複数の前記第一遅延器および複数の前記第二遅延器のそれぞれに前記設定遅延時間Ｔｎが設定される、
   請求項１に記載の電動機駆動装置。
3. 前記逆相電流生成機能は、
   前記交流電源からの電力を受けて前記第一電動機と互いに同期して動作する第二電動機を備え、
   複数の前記第二スイッチング素子は、前記第二電動機の動作を制御し、
   前記制御機能は、
   複数の前記第一スイッチング素子と複数の前記第二スイッチング素子とを、互いに逆位相の交流電流が供給されるように制御する、
   請求項１または請求項２に記載の電動機駆動装置。
4. 前記第一電動機のステータと前記第二電動機のステータとを電気的に導通させ、かつ、接地される導体を備え、
   前記制御機能は、
   複数の前記第一スイッチング素子からなる第一スイッチング素子群において、高電位側の回路に対応する前記第一スイッチング素子の個数から低電位側の回路に対応する前記第一スイッチング素子の個数を差し引いた第一スイッチング総和数Ｍ１と、
   複数の前記第二スイッチング素子からなる第二スイッチング素子群において、高電位側の回路に対応する前記第二スイッチング素子の個数から低電位側の回路に対応する前記第二スイッチング素子の個数を差し引いた第二スイッチング総和数Ｍ２と、の値を、正（＋）と負（－）の符号を逆とするように制御する、
   請求項３に記載の電動機駆動装置。
5. 前記遅延時間Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３、…Ｔｄｎは、
   複数の前記第一スイッチング素子および複数の前記第二スイッチング素子のそれぞれについて計測された時間に基づいて設定される、
   請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電動機駆動装置。
6. 前記遅延時間Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３、…Ｔｄｎは、
   複数の前記第一スイッチング素子および複数の前記第二スイッチング素子の仕様に基づいて設定される、
   請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電動機駆動装置。

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