CN111247728B - 电动机/发电机系统及容错控制方法 - Google Patents

电动机/发电机系统及容错控制方法 Download PDF

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Abstract

一种方法包括：提供一台电动机/发电机，其包括多个绕组，一个转子和与其磁耦合的一个定子，其中所述多个绕组被配置为使得所述电动机/发电机的极数和一对极里的相数可以动态地重新配置，并耦合多个功率变换器到所述多个绕组，其中所述功率变换器被配置为控制所述绕组中的电流，并且在所述电动机/发电机的一个绕组或所述多个功率变换器之一发生故障之后，配置所述多个功率变换器，使所述电动机/发电机保持连续运行。

Description

电动机/发电机系统及容错控制方法
相关申请
本申请要求于2018年8月29日提交的标题为“Motor/Generator System andFault Tolerant Control Method”的美国非临时专利申请第16/116,005的权益及于2017年8月30日提交的标题为“Power Converter and Control Techniques for DynamicallyReconfigurable Motor and Generator Systems”的美国临时专利申请第62/552,012的权益，该申请通过引用的方式并入本文。
技术领域
本发明涉及一种电动机和/或发电机系统，在特定的实施例中，涉及改进先进电动机/发电机和驱动系统的设计、结构和控制的创新技术。
背景技术
电机(电动机或发电机)是一种将电能和机械运动的能量互相转换的装置。电机分为多种不同的类型，包括：感应电机、永磁电机、开关磁阻电机、同步磁阻电机和混合式电机。本发明的各个实施例适用于上述不同类型的电机，无论是配置为电动机还是发电机。下面将以感应电动机为例说明本发明的创新之处。感应电动机由定子和转子组成。定子为固定部分，转子为旋转部分。转子可以位于定子内部、定子外部或定子旁边，例如轴向磁场电机。下面将以转子位于定子内部的感应电动机为例说明本发明的创新之处。电动机的转子和定子之间存在一个很小的气隙，用于产生机械间隙和机械转矩。
鼠笼式感应电动机是最常用的电机。鼠笼式感应电动机的定子由多个绕组组成。所述多个绕组通常形成多个相带，以极对的形式排列。鼠笼式感应电动机的转子由转轴和鼠笼绕组组成，鼠笼由固定在磁结构(例如：层压硅钢片)上的金属条组成。金属条环绕在转轴周围。金属条的一端用一个连接环短接，另一端用另一个连接环短接。
在运行过程中，通常向定子供电，从而在定子和气隙中形成第一个磁场。在定子绕组上施加交流(ac)电后，第一个磁场将立即以同步转速开始旋转。第一个磁场在转子的金属条中感应出电流。感应电流在转子中产生第二个磁场。第二个磁场(转子)与第一个磁场(定子)相互作用。根据楞次定律，在电动机模式下，转子沿与旋转的第一个磁场相同的方向旋转，产生机械转矩，带动转子旋转，而转子滞后于第一个磁场。第一个磁场和转子之间的转速差不断地在转子内部感应出电流。如果在转子上施加负载，转子将进一步滞后于第一个磁场，而转子和第一个磁场之间的时滞将产生更多转矩。也就是说，电动机的转矩大致与转子和第一个磁场之间的转速差成正比。
通常，感应电动机转子的理论转速取决于电源的频率和定子线圈磁极的排列方式。如果电动机不带任何负载，转子的转速等于或约等于旋转磁场的同步转速。感应电动机的同步转速取决于电源的频率和感应电动机的极数，等于电源的频率乘以60再除以极对数。
随着能效问题越来越重要，越来越多的电动机和发电机(统称为电机)与电力电子设备组合在一起用于各种变速应用中，例如：工业传动、电动汽车、柴油发电机组、伺服系统和风力发电等。这些应用普遍要求电机和发电机具有较广泛的工作转速和功率范围，而传统技术无法满足该类应用的性能和成本要求。尤其是随着可再生能源成为一个重要议题，越来越多的电机被用于驱动电动汽车。这些电机需要能在较广的转速和功率范围内高效地运行。然而，传统电机无法满足该类应用的性能和成本要求。已经有人提出动态调整电机的极数和/或相数，从而更加自由地优化电机的性能，特别是提高电机和驱动系统的效率。可以通过控制绕组中的电流，特别是可以通过改变相邻绕组之间的相位关系，来改变电机的极数和/或一个极对的相数。然而，如何控制电机并实现极数和/或相数的动态调整仍然是一个重大挑战。
最好有一种高性能的电机系统，该系统具有先进的控制技术和优异的特性，例如：在各种速度和功率范围内以低成本高效运行。
发明内容
本发明的优选实施例提供一种能动态调整极数和/或相数的可重配置电机系统，通常可以解决或规避上述和其它问题，并实现了技术优势。
根据一个实施例，一种方法包括：提供一台电动机/发电机，其包括多个绕组，一个转子和与其磁耦合的一个定子，其中所述多个绕组被配置为使得所述电动机/发电机的极数和一对极里的相数可以动态地重新配置，并耦合多个功率变换器到所述多个绕组，其中所述功率变换器被配置为控制所述绕组中的电流，并且在所述电动机/发电机的一个绕组或所述多个功率变换器之一发生故障之后，配置所述多个功率变换器，使所述电动机/发电机保持连续运行。
根据另一个实施例，一种系统包括：一台电机，其具有多个绕组，一个转子和与其磁耦合的一个定子，其中所述多个绕组均匀地放置在所述电机中；多个功率变换器，其连接到相应的绕组上，所述多个功率变换器被配置为控制所述多个绕组的电流，从而可以通过调节流过所述多个绕组的电流来动态地调整所述电机的极数；以及一个控制器，被配置为检测所述机器中的故障，并配置所述多个功率变换器以保持连续运行。
根据又一个实施例，一种方法，包括：提供一台电机，其包括多个绕组，一个转子和与其磁耦合的一个定子，并将多个功率变换器耦合到所述多个绕组，再配置多个功率变换器，以便根据多个运行参数在低应力运行模式下调整所述电机的极数，并且在所述电机发生故障之后，配置所述多个功率变换器，使得所述电机进入容错运行模式。
本发明实施例的一个优点是能动态调整极数和/或相数的可重配置电机系统。因此，可重配置电机系统能在各种工况下实现高性能。
前文已相当广泛地概括了本发明的特征和技术优点，以便于可以更好地理解下述本发明的详细内容。下文将描述本发明的附加特征和优点，其构成本发明权利要求的主题。本领域技术人员应当理解，所公开的概念和具体实施例可以容易地用作修改或设计用于实现本发明相同目的的其他结构或过程的基础。本领域技术人员还应该认识到，此类等同构造并不脱离所附权利要求书所阐述的本发明的精神和范围。
附图说明
为了更全面地理解本发明及其优点，现参考以下描述及相关附图，其中：
图1显示了根据本发明各个实施例的一种电机系统的示意图；
图2显示了根据本发明各个实施例的图1所示的电机系统的简化截面图；
图3显示了根据本发明各个实施例的图2所示的电机系统的连接环和多个定子绕组的示意图；
图4显示了根据本发明各个实施例的沿图1所示直线A-A’剖切定子槽所形成的横截面图；
图5显示了根据本发明各个实施例的一种可重配置电机系统的框图；
图6显示了根据本发明各个实施例的适用于图5所示系统的一种功率变换器的原理图；
图7显示了根据本发明各个实施例的另一种可重配置电机系统的框图；
图8显示了根据本发明各个实施例的另一种可重配置电机系统的框图；
图9显示了根据本发明各个实施例的另一种可重配置电机系统的框图；
图10显示了根据本发明各个实施例的另一种可重配置电机系统的框图；
图11显示了根据本发明各个实施例的一种含有多组绕组的可重配置电机系统的框图；
图12显示了根据本发明各个实施例的另一种含有多组绕组的可重配置电机系统的框图；
图13显示了根据本发明各个实施例的又一种含有多组绕组的可重配置电机系统的框图；
图14显示了根据本发明各个实施例的一种含有两组绕组的可重配置电机系统的框图；
图15显示了根据本发明各个实施例的另一种含有两组绕组的可重配置电机系统的框图；
图16显示了根据本发明各个实施例的可重配置电机系统的控制系统的第一种实现方式；
图17显示了根据本发明各个实施例的可重配置电机系统的控制系统的第二种实现方式；
图18显示了根据本发明各个实施例的控制系统在极数变化过渡期内的各种参考信号波形；
图19显示了根据本发明各个实施例的控制系统的各种控制信号；
图20显示了根据本发明各个实施例的控制系统的各种控制信号；
图21显示了根据本发明各个实施例的控制系统的各种控制信号；
图22显示了根据本发明各个实施例的控制系统的各种控制信号；
图23显示了根据本发明各个实施例的产生伪波形的示例；
图24显示了根据本发明各个实施例的一种含磁通量感测设备的定子绕组的横截面图；
图25显示了根据本发明各个实施例的一种含功率变换器和散热风扇的电机系统；
图26显示了根据本发明各个实施例的磁块和磁传感器的一个实施例的侧视图，以及
图27显示了根据本发明各个实施例的在故障工况下的一种控制方案。
除非另外指出，否则不同附图中的相应数字和符号通常指代相应的部分。为了清楚地示出各个实施例的相关方面而绘制附图，并且不一定按比例绘制。
具体实施方式
下文详细讨论当前的优选实施例的制造和使用。然而，应当理解，本发明提供了许多可于各种具体环境中实施的可应用的发明构思。所讨论的具体实施例仅仅是制造和使用本发明的示例性具体方式，并不限制本发明的范围。
将结合特定环境下的优选实施例描述本发明，即一种可重配置电机系统。电机分为多种不同的类型，包括：感应电机、永磁电机、开关磁阻电机、同步磁阻电机和混合式电机。本发明的各个实施例适用于上述电机。但是，本发明也可用于各种电机和机械系统。在下文中，将参考附图详细说明各个实施例。
将结合特定环境下的优选实施例描述本发明，即一种动态可重配置感应电机(DRIM)系统/技术，采用各种电力电子控制机制动态地改变极数和/或相数，从而改进传统的电机技术。DRIM系统/技术可以显著提升系统的效率和可靠性，同时降低系统成本。应当注意的是，本发明创新之处的一般原理也可用于具有固定极数/相数的电机。
本发明提出了对电机/发电机的设计和制造过程的进一步改进。虽然以电动机为例进行讨论，但是相同的原理也适用于发电机。
电机的极数和一个极对的相数会对其运行和性能产生重大影响。传统电机的极数和相数取决于绕组的结构和连接方式。DRIM电机绕组的排列方式形成了开放式连接。极数(2P)和一个极对的相数(N)取决于流经绕组的电流，因此，在实时操作中可以通过控制绕组电流的相位关系动态地调整P和N的数量。在一些实施例中，可能会有多个功率变换器。所述多个功率变换器可划分为多组功率变换器。电机含有多个导体，这些导体可划分为多组。在一些实施例中，所述多个导体被连续地划分为多个组。在备选实施例中，所述多个导体被对称地划分为多组。在一些实施例中，与一组导体耦合的功率变换器被配置为控制流经该组导体的电流的相位关系。
将多个功率变换器与绕组耦接，即可实现对绕组电流的控制。采用合适的控制算法就可以控制这些功率变换器的运行。因此，电机和相关的电机驱动系统就可变为软件可定义系统。通过具有实时软件更新功能的自主学习和优化算法，可以在各种运行工况下根据模拟的和/或实际运行的数据改善软件定义系统的运行和性能，从而提升其性价比。软件可定义系统的优势对于运行模式较复杂的系统(例如：电动汽车)尤为重要。此外，通过将DRIM技术应用到电机上，可以同时改善系统的能效、可靠性和成本。例如，即使电机中的某些绕组或功率变换器的某些元件出现故障，系统也能继续运行，因为可以将有故障的元件或绕组与仍在运行的系统其它部分隔离开，并将其禁用。或者，还可以通过禁用某些功率变换器和/或某些绕组让系统以更少的相数运行，从而提升系统的轻载效率。减少电机相数的技术与直流-直流转换器所采用的切相技术相似。
图1显示了根据本发明各个实施例的一种电机系统的示意图。电机系统200由转子102和定子104组成。转子102位于定子104内部，被定子104包围。定子104包括：定子铁芯、多个定子绕组和连接环202。这些定子绕组(例如：定子绕组115)嵌在定子铁芯内，由连接环202连接在一起，如图1所示。定子铁芯用适当的磁性材料制成，能够传导磁通，并为所述定子绕组提供机械支撑。在本发明中，定子绕组、相绕组和相导体这几个术语通常可以互换，其含义通常也相同。根据电机的结构，相绕组或相导体也可位于转子中，但是，下面的讨论通常以位于定子中的绕组为例。在整个说明中，图1所示的电机系统也被称为可重配置电机系统。
图2显示了根据本发明各个实施例的图1所示的电机系统的简化截面图。可重配置电机系统200由转子102、定子104和定子104中的多个相导体组成。如图2所示，转子102和定子104之间存在气隙103。在定子104中加工了多个槽S1-S10。每个槽(例如：槽S1)均装了一个相导体组成的定子绕组(例如：定子绕组111)。应当注意的是，根据不同的设计，一个槽内可以嵌入多个定子绕组。如图2所示，定子104中可以有多个定子绕组111-120。在整个说明中，定子绕组也被称为定子的相导体。
应当认识到，虽然图2所示电机系统200仅有几个槽和定子绕组，但是电机系统200可以容纳任意数量的槽和定子绕组。通常，槽沿电机的周长均匀分布。在本发明的整个说明中，槽和槽中的绕组通常给了相同的编号。例如，图2中所示的S5表示第5个槽或嵌在第5个槽中的相导体(绕组)，具体取决于描述的上下文。
图2还显示了连接环202。在整个说明中，连接环202也被称为环。如图2所示，环202安装在定子104的一端。环202用适当的导电材料制成，用于连接定子绕组。如图2所示，各定子绕组的一端与环202相连。环202有助于控制所有定子绕组的电流。
应当注意的是，如果环202未与电机系统的其它节点相连，流经定子绕组的电流之和应等于零。如果流经定子绕组的电流之和不等于零，则应提供一条导电通路，作为不平衡电流的返回路径。下文将结合图12-15讨论返回路径具体的实现方式。
如图2所示，环202为圆形。还应注意的是，环202的形状仅为示例。本领域的普通技术人员将会认识到有许多变化、备选和修改。例如，基于本发明的范围和精神，环202还可以有其它形状，包括但不限于：椭圆形、正方形或矩形。在整个说明中，所述环也被称为连接环或连接导条。
图3显示了根据本发明各个实施例的图2所示的电机系统的连接环和多个定子绕组的示意图。连接环202为圆形。各定子绕组(例如：定子绕组115)的一端与连接环202相连。由于连接环202是用导电材料制成的，所述多个定子绕组之间形成了电气连接。在制造过程中，可以将相导体作为一个元器件插入电机的槽中。或者，也可以采用适当的工艺(例如：浇铸、模铸、电镀或印刷工艺)和导电材料在槽中加工相导体，相导体可以分开加工，也可以一起加工。连接环可以与导体一起加工，也可以单独加工再连接到相绕组上。
在一些实施例中，与连接环202相连的相导体插在连接环202上的孔中。或者，相导体与连接环202相连的一端也可以连接到连接环202的上表面或凸出区域。可以采用各种工艺连接多个定子绕组和连接环202，例如：焊接、钎焊或类似工艺。
图4显示了根据本发明各个实施例的沿图1所示直线A-A’剖切定子槽所形成的横截面图。区域402是定子铁芯上被称为磁轭或磁基部的部分。区域402上方加工了第一个齿404和第二个齿406。区域402和齿404和406称为定子铁芯。区域402和齿404和406用磁性材料制成，例如：硅钢片、铁氧体或磁性化合物。沟槽408位于区域402上方，第一个齿404和第二个齿406之间。沟槽408也被称为槽。槽的侧壁和底部可以涂覆绝缘层420，以承受较高的电压。
相导体115嵌在槽中。如果所述导体需要承受较高的电压，通常会在相导体115和定子铁芯之间涂覆绝缘层420。相导体115的上方通常会有一个开孔，孔内有时会填充机械支撑材料，可以是导磁材料，也可以不是。在一些实施例中，会在槽408中填充合适的材料，例如焊锡膏。熔化后焊锡膏形成一个盖子，进一步将定子绕组固定到位。
如图4所示，定子和转子102被气隙103隔开。为简洁起见，图4仅显示了一个定子绕组(例如：相导体115)。本领域技术人员能够理解转子102被多个定子绕组包围。
图5显示了根据本发明各个实施例的一种可重配置电机系统的框图。可重配置电机系统500由可重配置电机560和相关功率变换器组550组成。在一些实施例中，可以将可重配置电机560实现为图2所示的可重配置电机。在备选实施例中，可以将可重配置电机560实现为任何可重配置电机。如图5所示，可重配置电机560由多个定子绕组S1-SN和连接环562组成。
功率变换器组550由多个功率变换器501-50N组成。每个功率变换器(例如：功率变换器501)均有一个与电源Vs相连的输入和一个与相应定子绕组(例如：定子绕组S1)相连的输出。如图5所示，定子绕组(例如：定子绕组S1)的一端与相应功率变换器(例如：功率变换器501)的输出相连。定子绕组的另一端与连接环562相连。下文将结合图6详细描述功率变换器的结构。
图6显示了根据本发明各个实施例的适用于图5所示系统的一种功率变换器的原理图。在一些实施例中，功率变换器501被实现为半桥功率变换器。半桥功率变换器501包括两个开关元件(即：Q11和Q12)和两个电容(即：C1和C2)。半桥功率变换器501还包含一个感测开关Q1。感测开关Q1的控制器配置为：感测开关Q1仅在Q12的导通时间内导通。可以根据Q12的门极驱动信号获取Q1的门极驱动信号。应当注意的是，应调整Q12的门极驱动信号，以避免或降低Q11和Q12的开关噪声。此外，可以根据采样时钟产生Q1的门极驱动信号，该采样时钟的时序设置为对该类开关噪声不敏感。
如图6所示，开关元件Q11和Q12串联在电源Vs的输出端子之间。同样地，电容C1和C2也串联在电源Vs的输出端子之间。开关元件Q11和Q12的公共节点与由电感Lo和输出电容Co组成的LC滤波器的输入耦合，如图6所示。电容C1和C2的公共节点接地。请注意，Lo和Co为选配件，可以直接将Q11和Q12的公共节点与电机的导体相连。
根据一些实施例，开关元件Q11和Q12被实现为MOSFET或并联的多个MOSFET、其任意组合和/或类似产品。根据备选实施例，开关元件(例如：开关Q1)可以是绝缘栅双极型晶体管(IGBT)器件。或者，开关元件也可以是任何可控开关，例如：集成门极换流晶闸管(IGCT)器件、可关断晶闸管(GTO)器件、可控硅整流器(SCR)器件、结型场效应晶体管(JFET)器件、MOS控制晶闸管(MCT)器件、基于氮化镓(GaN)的功率器件和/或类似产品。
应当注意的是，虽然整个描述中所采用的示例是基于半桥转换器(例如：图6所示的半桥转换器501)的，但是图6所示功率变换器的实现方式有许多变化、备选和修改。例如，可以在某些适当的应用中采用全桥转换器、推挽转换器和电感-电感-电容(LLC)谐振转换器。
总而言之，这里对半桥转换器501的说明只是为了清楚地展示各个实施例的创新之处。本发明不局限于任何特定的电源拓扑。
还应注意的是，虽然图6显示了两个开关Q11和Q12，本发明的各个实施例可能会含有其它变化、修改和备选。例如，可以另加电容分别与半桥转换器501的各开关并联，这些电容有助于更好地控制半桥转换器501的谐振过程的时序和EMI。
图7显示了根据本发明各个实施例的另一种可重配置电机系统的框图。除了连接环562通过导电通路与功率变换器组550耦合外，图7所示的可重配置电机系统700与图5所示的可重配置电机系统500相似。在一些实施例中，连接环562可以通过导电通路与电源Vs相连，其中，在连接环与电源之间可能会有一些阻抗元件或阻抗网络，例如电容或电感。图7所示的连接方式有助于更好地控制流经定子绕组S1-SN的电流。特别是当流经定子绕组S1-SN的电流之和不等于零时，图7所示的导电通路将作为流经定子绕组S1-SN的不平衡电流的返回路径。
在一些实施例中，连接环562可能不是圆形。例如，连接环上可能会有一个或多个间隙。为获取更优异的性能，返回路径和连接环562之间的接点可位于连接环562的中部。
图8显示了根据本发明各个实施例的另一种可重配置电机系统的框图。除了在连接环562与电源Vs的正极端子之间连接有电感L0外，可重配置电机系统800与图7所示的可重配置电机系统700相似。使用电感L0的一个优势是：电感L0有助于减小定子绕组中的电流纹波。电感L0还有助于滤除功率变换器501-50N的开关噪声。
应当注意的是，可以将电感L0集成到可重配置电机系统800的定子铁芯上。在一些实施例中，定子铁芯可能含有导磁材料，例如硅钢、软磁铁氧体、其任意组合和类似产品。可以将电感L0加工在定子铁芯内部。例如，电感L0被实现为导体，绕在可重配置电机系统800的部分定子铁芯上。
虽然图示中L0与电源Vs的正极端子耦合，但也可以将其与电源Vs的负极端子或系统中具有稳定电势的其它节点耦合。此外，可以用交流电阻较小的阻抗网络代替L0，例如电容、由两个串联并与Vs的两个端子耦合的电容组成的电容分压器或电感-电容网络。阻抗网络中还可以有功率变换器，用于控制导电通路的阻抗。下文中，图9给出了一个示例。
图9显示了根据本发明各个实施例的另一种可重配置电机系统的框图。除了在连接环562与电源Vs的负极端子之间连接有电容外，图9所示的可重配置电机系统900与图7所示的可重配置电机系统700相似。使用电容C0的一个优势是：电容C0有助于滤除交流电压，使连接环562保持稳定的电势。
应当注意的是，根据设计需要，可以在导电通路中添加其它合适的元器件，例如保护熔丝。此外，为避免显著的寄生电感和相关的功率损耗，除非需要在连接线上添加电感元件，应将导电通路中的连接线布置在可重配置电机系统900定子铁芯的外面。
图10显示了根据本发明各个实施例的另一种可重配置电机系统的框图。除了在输入电源Vs和绕组S1-SN的一端之间(通过连接环或连接导条562，视具体情况而定)耦合有阻抗功率变换器1001外，可重配置电机系统1000与图8所示的可重配置电机系统800相似。带有电感L0的阻抗元件可以接在阻抗功率变换器和绕组之间。功率变换器1001和L0形成阻抗网络。功率变换器1001的结构与功率变换器501相似，因此在此不再赘述。
使用阻抗功率变换器1001的一个优势是：功率变换器1001有助于进一步提高可重配置电机系统1000的性能。例如，通过控制阻抗功率变换器1001的运行，可以将连接环562上的不平衡电流控制在预定范围内。
图5-10所示的可重配置电机系统可以配置为：通过控制功率变换器调整绕组电流的相位和/或禁止运行某些绕组，进而动态地改变电机的极数和相数。电机系统的关键目标之一是：通过控制电机相电流(流经绕组的电流)的幅值、频率和相位协调电机和功率变换器的运行，从而获得最佳的系统能效。因此，可以将很广的运行范围下系统关键元器件的功率损耗或系统的综合功率损耗(包括功率变换器损耗、电机绕组损耗、电机磁性材料功率损耗和其它损耗的任意组合)降至最低。
电机可以在很广的运行范围下以弱磁模式运行。由于电机中的磁场强度对功率损耗具有重大影响，而电机在大多数工况和/或应用中不需要以额定转矩或近似于额定转矩运行，因此可以根据其工况调整磁通强度和绕组电流的幅值。
在一些实施例中，电力来源可以被实现为多个串联的电源，或一个高压电源。可以将施加在可重配置电机系统上的电源分成多个电压较低的输入电压源。对应于多个输入电压源，可以将相绕组分成几组。可以将各组中的相绕组与一个独立的连接导条相连，并将其与一个独立的输入电压源耦接。下文将结合图11-15说明这种适用于高输入电压应用的配置(多组绕组、多个连接导条和多个输入电压源)。
图11显示了根据本发明各个实施例的一种含有多组绕组的可重配置电机系统的框图。可重配置电机系统1100由定子104、转子102和气隙103组成。定子104含有多个定子绕组。所述多个定子绕组可以嵌入定子铁芯中。具体而言，定子铁芯可能含有多个槽，每个槽容纳一个定子绕组。或者，根据不同的应用和设计要求，每个槽可容纳多个定子绕组。另外，可重配置电机系统可能不带定子铁芯(例如：无芯电机)，或定子铁芯不带槽。
如图11所示，所述多个定子绕组分为M组，其中，M是一个预定整数。各组的定子绕组由连接环连接。例如，第一组定子绕组S11-S1N由第一个连接环1151连接，如图11所示。同样地，第m组定子绕组SM1-SMN由第M个连接环115M连接，如图11所示。图11所示的连接环为浮动式(即连接环相互隔离，如图11所示)。在本发明中，连接环不一定是封闭形的，也可以是连接导条。如果M个输入电源中有部分是相互隔离的，连接环1151-115M中对应的部分连接环之间可以有电气连接，或形成单个连接环。
此外，可重配置电机系统1100含有多组功率变换器。各组功率变换器接在一个电源和对应的一组定子绕组之间。如图11所示，第一组功率变换器1101接在第一个电源VS1和第一组定子绕组S11-S1N之间。第一组功率变换器1101由多个功率变换器1111-111N组成，如图11所示。同样地，第M组功率变换器110M接在第M个电源VSM和第M组定子绕组SM1-SMN之间。第M组功率变换器110M由多个功率变换器11M1-11MN组成，如图11所示。在一些实施例中，所述多个功率变换器可以按顺序划分为多组功率变换器。
在一些实施例中，电源VS1-VSM是独立的电源，如图11所示。在备选实施例中，电源VS1-VSM串联，以容纳施加在可重配置电机系统1100上的高输入电压。此外，电源VS1-VSM可以由串联并与公共电源耦合的电容组成。因此，实现电源之间的电荷平衡就很重要。为实现串联电源的电荷平衡，流入和流出一个电源的直流电流应相等或近似相等(例如：偏差不超过20％)。
在一些实施例中，当流经各电源的电流是直流或具有较低的低频谐波分量时，电源可以高效而可靠地运行。例如，应尽可能减少其电流的谐波分量(例如：基波和低次谐波)。在一些实施例中，每组绕组应含有至少三个定子绕组，均匀分布在一个极对上。定子绕组被配置为导通流通具有相同幅值和频率的电流。此外，电流的相位在定子绕组中均匀分布。因此，每组绕组中的定子绕组形成一个对称且平衡的多相系统，在理想工况下，流经各电源的电流为直流电流。
图12显示了根据本发明各个实施例的另一种含有多组绕组的可重配置电机系统的框图。除了每组定子绕组与一个返回路径相连外，可重配置电机系统1200与图11所示的可重配置电机系统1100相似。
图12所示的连接方式有助于更好地控制流经定子绕组S1-SN的电流。特别是当流经定子绕组S1-SN的电流之和不等于零时，图12所示的导电通路将作为流经定子绕组S1-SN的不平衡电流的返回路径。
图13显示了根据本发明各个实施例的又一种含有多组绕组的可重配置电机系统的框图。除了某些组的定子绕组与一个返回路径相连外，可重配置电机系统1300与图11所示的可重配置电机系统1100相似。
图14显示了根据本发明各个实施例的一种含有两组绕组的可重配置电机系统的框图。图11所示的可重配置电机系统1100具有M组绕组。当预定整数M等于2时，图11所示的可重配置电机系统1100变为图14所示的可重配置电机系统1400。
如图14所示，第一组绕组由定子绕组S11-S1N组成，与第一个连接环1151相连。第二组绕组由定子绕组S21-S2N组成，与第二个连接环1152相连。第一组功率变换器1101接在第一个电源VS1和第一组定子绕组之间。第一组功率变换器1101由多个功率变换器1111-111N组成，如图14所示。同样地，第二组功率变换器1102接在第二个电源VS2和第二组定子绕组之间。第二组功率变换器1102由多个功率变换器1121-112N组成，如图14所示。如果VS1与VS2相互隔离，连接环1151和1152之间可以有电气连接，在一些实施例中，也可以形成一个连接环。
图15显示了根据本发明各个实施例的另一种含有两组绕组的可重配置电机系统的框图。除了每组绕组由安装在连续的槽中的十二个绕组组成外，可重配置电机系统1500与图14所示的可重配置电机系统1400相似。如图15所示，第一组绕组由绕组S1-S12组成。第二组绕组由绕组S13-S24组成。同样地，每组功率变换器由十二个功率变换器组成，每个功率变换器均与一个定子绕组耦合，如图15所示。
如图15所示，第一组绕组由定子绕组S1-S12组成。第二组绕组由定子绕组S13-S24组成。第一组功率变换器由功率变换器1501-1512组成。第二组功率变换器由功率变换器1513-1524组成。
应当注意的是，输入电源VS1和VS2串联以承受施加在可重配置电机系统1500上的高电压。
DRIM系统的控制系统配置为：通过调整绕组电流的相位和/或禁用某些绕组或功率变换器，动态地改变电机的极数和一个极对里的相数，不仅可以满足DRIM系统的运行要求，系统还能保持高性能。
在汽车和许多其它应用中，DRIM系统的关键目标之一是：通过调整电机相电流的幅值、频率和相位协调电机和功率变换器的运行，从而提高系统在各种工况下的能效，以便将各种工况下的综合功率损耗(包括功率变换器损耗、电机绕组损耗和电机磁性材料功率损耗)降至最低。
功率变换器的功率损耗与绕组电流的幅值有关。电机绕组损耗与绕组电流的幅值和频率直接相关。电机铁芯损耗(磁性材料功率损耗)受磁性材料中磁场的频率和强度影响。上述损耗还取决于温度和开关频率。改变极数会导致绕组电流和磁场的频率发生变化。对于在特定工况下获得最佳效率，连接导条和相绕组电流之间的幅值关系与电机中磁性材料的磁轭和齿部之间的磁通幅值关系起着重要作用。改变一个极对的相数可能是极数变化(变极)或某绕组或功率变换器故障的自然结果，也可以在轻载工况下通过禁用某些功率变换器(不切换功率变换器的功率开关)有意地控制一个极对里的相数，从而降低系统的轻载功率损耗。
电机驱动系统的一般运行要求是在给定转速下提供所需的转矩。由于电机中的磁场强度严重影响磁功率损耗，为优化系统的能效，可能需要电机在一些工况下以弱磁模式运行。因此，通常应将磁场定向控制(FOC)方法应用于DRIM系统，以控制电机中的磁通强度。也可以采用V/F控制，间接控制磁通强度。
图16显示了根据本发明各个实施例的可重配置电机系统的控制系统的第一种实现方式。电机系统由电机1630、多个功率变换器1620和控制器1600组成。为产生功率变换器的控制信号，并有效地控制电机，可以将多个系统运行参数馈入控制器1600。如图16所示，可以用第一个感测设备1642检测功率变换器的电压、电流和/或温度信号。第一个感测设备1642的输出馈入控制器1600。可以用第二个感测设备1644检测电机1630的转速、位置和/或温度。第二个感测设备1644的输出馈入控制器1600，如图16所示。
控制器1600由多个功能单元组成。如图16所示，系统控制器1604配置为接收第二个感测设备1644的输出信号。系统控制器1604可以根据系统要求和/或电机或系统元器件发出的系统反馈信号(例如：转速、位置、温度和其它运行参数)输出要求的转矩，作为参考信号。
系统控制器1604的输出和运行预测单元1602的输出馈入参考优化器1606。运行预测单元1602可以从系统输入中获取输入。例如，系统输入可来源于汽车的自动驾驶控制、道路的交通预测或交通信息或驱动系统的工作计划。运行预测单元1602也可以从历史数据中获取输入，例如实际的或模拟的驾驶历史数据。由于可能存在大量可用数据，并且在优化一组性能参数(例如：系统效率、电机效率或功率变换器功率损耗)的同时满足系统的基本运行要求有很大的自由度，可以采用人工智能得出一组参考变量。如图16所示，参考优化器1606可以有五个输出，即：产生开关频率参考信号(fs’)的第一个输出，产生转矩参考信号(T’)的第二个输出，产生磁通强度参考信号(F’)的第三个输出，产生电流频率参考信号(ω’)的第四个输出，以及产生用于确定电机系统极数的参考信号(P’)的第五个输出。应当注意的是，上述电流频率与电机的角频率相关。由于电机的极数不是固定的，用电流频率取代电机的角频率是为了应对不固定的极数。在一些实施例中，参考优化器和参考发生器不会产生所有这五个信号，而是产生一部分信号。只要降低磁通强度和转矩，系统就会以低应力模式运行。此外，在另一个实施例中，参考优化器1606具有一组不同的输出。
在运行过程中，根据各种运行参数和优化目标，参考优化器1606会产生一个初始参考信号集，例如：转矩参考信号(T’)、磁通强度参考信号(F’)、用于确定极数的参考信号(P’)、电流频率参考信号(ω’)和开关频率参考信号(fs’)。在整个说明中，该初始参考信号集也可以被称为电机系统的运行变量。
各种运行参数可能包括要求的转矩、运行要求以及对未来运行工况(例如：自动驾驶系统或GPS系统的交通数据)的预测。优化目标可能包括能效和多个用户定义的目标。例如，如果电动汽车驾驶员倾向于急加速，参考优化器1606可能会更侧重驱动系统的加速能力，通过产生比正常情况下更高的磁通强度信号提升加速度。此外，为实现优化目标，可以采用合适的数据分析方法(例如：人工智能)使参考优化器1606更好、更灵活。
开关频率参考信号、转矩参考信号、磁通强度参考信号和电流频率参考信号直接馈入参考发生器1608。参考信号(P’)通过极数决策单元1607馈入参考发生器1608。
随着能效成为许多电机系统中一个越来越重要的因素，需要更加详细地研究能效的优化。给定DRIM电机系统的转矩和转速要求后，对系统效率有重大影响的关键可选择参数包括：磁通强度(F)、用于确定电流频率的极对数(P)、一个极对的相数(M)和开关频率(fs)。可以仅根据绕组电流信息选择开关频率fs。例如，当电流过高或过低时，可以降低开关频率，以减少开关功率损耗。同样地，当绕组电流过低时，可以有意地减少相数(M)。
优化能效的复杂之处在于如何选择正确的F和P值，特别是F值。感应电机的定子绕组电流可分为两个正交分量，这一点在本行业中众所周知。第一个正交分量是励磁电流，有助于建立适当的气隙磁场，磁场强度与励磁电流(Im)的幅值大致成比例。第二个正交分量是直接产生机械转矩的转矩电流，该转矩与气隙磁通强度和转矩电流幅值(It)的乘积大致成比例。
由于电机的部分磁性材料在各种运行模式下可能会有不同的饱和程度，在气隙磁通密度较高的运行模式下，可以在电机所有或某些相的励磁电流参考中加入高次谐波电流。在某一个组中，该类谐波电流之和可能不等于零。因此，可以采用功率变换器或其它方式联结具有不平衡电流的组中的连接导条和输入电源，以提供该类谐波电流的导通通路，如图7-10所示。
从根本上说，效率优化涉及为一组P值找到最佳的Im和It值。由于DRIM电机的M随P自然变化，P值的最佳Im和It值也适用于M。应当注意的是，在轻载运行工况下，可能会禁用某些相。由于可以根据设计和测试数据实时地分析计算功率损耗，可以利用解析式实现参考优化器1606，以预测给定运行工况下的功率损耗，并选择最佳的一组参数。
或者，可以将功率损耗数据存储在控制系统中，以便参考优化器1606在优化过程中通过查表来运用功率损耗数据。另外，参考优化器1606可以采用各种神经网络和深度学习算法等人工智能技术，根据设计数据、模拟数据、测试数据和/或历史运行数据自适应地执行优化。数据和公式可能包括温度变化的影响。在优化过程中，可以考虑运行限制值，例如最小或最大磁通强度和/或最大电流。
参考优化器1606发出的初始参考信号是基于稳态运行的。DCIM控制系统的一个重要功能是在改变极数的过程中实现平滑过渡。可以通过参考发生器1608来实现平滑过渡。
如图16所示，参考发生器1608有五个输出，分别产生开关频率信号(fs)、转矩信号(T)、磁通强度信号(F)、电流频率信号(ω)和用于确定电机系统极数的信号(P)。输出可以是这五个信号的完全组合，即这五个信号的完全集，也可以是这些信号的部分集，其中不包含某些信号。如果电机的磁通强度和转矩显著降低，系统应处于低应力状态(例如：低应力运行模式)，可以让电机的极数改变过程平顺。
参考发生器1608可用于在变极过渡期内修改初始参考信号，并产生转矩(T)、磁通强度(F)、电流频率(ω)和开关频率(fs)的正式参考信号。具体来说，参考发生器1608可以逐渐降低电机的磁通强度和/或转矩，从而显著地降低电机和功率变换器的电压和电流，让系统以低应力模式运行。电机的磁通强度和/或转矩降低后，功率变换器被配置为动态地调整电机的极数。下文将结合图18详细地讨论参考发生器1608的工作原理。
如图16所示，开关频率信号馈入调制单元1614，用于确定控制器1600产生的PWM信号的开关频率。信号(P)被送入极相映射单元1654后，被转换为第一个极/相调整指令和第二个极/相调整指令。可以配备坐标转换单元1652，接收第一个感测设备1642的输出信号和极相映射单元1654发出的第一个极/相调整指令。坐标转换单元1652会根据接收到的信号产生期望坐标系中的一组信号，用于控制用途。
磁场定向控制(FOC)控制器1610可以用于产生绕组电流的各种参考。如图16所示，这些参考被馈入电流控制器1612，用于产生功率变换器1620的功率开关控制信号。业内有许多FOC方法，这里不再赘述。应当注意的是，某些FOC方法需要观察电机中的磁链。
上述FOC和/或电流控制可能需要坐标转换单元，在两个不同的坐标系之间转换电流/电压/磁通信号。例如，用坐标转换单元将静止坐标系的一组信号转换到同步d-q坐标系。坐标转换是一种常用的电机控制方法，因此这里不再赘述。
极相映射单元1654用于确定绕组电流/电压和各种不同的极相配置中的相关变量之间的相位关系。
如图16所示，FOC控制器1610接收参考发生器1608发出的转矩信号(T)、磁通强度信号(F)和电流频率信号(ω)，极相映射单元1654发出的第二个极/相调整指令，以及坐标转换单元1652发出的坐标信号。FOC控制器1610产生多个电流参考信号Iref，并将其馈入一组电流控制器1612。如图16所示，电流控制器1612可以接收坐标转换单元1652发出的坐标信号和FOC控制器1610发出的参考电流信号。电流控制器1612根据这些信号产生一个电流控制信号或多个电流控制信号，并将其馈入调制单元1614。
调制单元1614用于将电流控制器1612发出的控制信号转换为门极驱动信号，控制功率变换器1620中的功率开关。在一些实施例中，调制单元1614可位于电机的控制系统中。或者，调制单元1614也可布置在某个或某些功率变换器1620中。调制单元1614可以被实现为软件代码、硬件电路等。
由于DRIM系统中有多个功率变换器，调制单元1614可能含有多个调制器。可能需要将不同功率变换器中的功率开关的开关动作与一个或多个同步信号(Synch)同步。通常，同步信号是具有固定间隔和脉冲宽度的特殊时钟信号，适用于在中心或沿边缘同步与之耦合的门极驱动信号。同步可以减少绕组电流和电机磁通的纹波，从而降低噪声和/或功率损耗。还可以降低通常与电源并联的直流母线电容的纹波电流，从而降低该类直流母线电容的要求和成本。
如上所述，电机系统可能包括多组功率变换器和多个连接导条。每组功率变换器可能与对应的连接导条相连。在一些实施例中，调制单元1614用于协调与连接导条耦合的一组功率变换器的开关动作。调制单元1614的协调动作有助于促进对该组中的绕组电流的控制。例如，在图5所示的系统中，所有N个绕组电流之和必须为零。如此，可以仅独立地控制N-1个绕组电流。在这种情况下，2N级调制的实现方式可以与三相系统中的六级调制类似，即：将一个完整的工频周期划分为2N个对称的阶段，每个阶段均具有一个主相位，主相位的控制信号具有最大的绝对值。在各阶段，禁止主相位的功率开关的开关动作；如果控制信号为正，则保持上管(例如：Q11)接通；如果控制信号为负，则保持下管(例如：Q12)接通。
或者，可以将一组功率变换器中的连接到非受控相的一个以50％或合适的占空比切换。非受控相位可以是固定的，也可以是交替的。例如，可以将2N级调制的主相位选为非受控相位，那么受控相位在工频周期内变化2N次。
可以在不同的电机运行模式下采用不同的调制协调方法。如图10所示，如果阻抗功率变换器接在连接导条和输入电源之间(例如：阻抗功率变换器1001)，可以采用不同的方法控制阻抗功率变换器。在正常运行过程中，可以将其禁用。如此，电机系统的运行方式将于上述实施例类似。或者，阻抗功率变换器可以作为非受控相位运行，其开关以50％的占空比工作。应当注意的是，图10所示的L0中的电流相对较小。流经L0的电流可能是由控制瞬态和/或误差产生的。
图16所示的框图仅为示例，着重显示了DCIM控制系统的某些逻辑步骤。本领域技术人员知道，可以采用不同的方法在硬件、软件或其组合中实现该控制系统。根据不同的设计要求和应用，可以修改、拆分、混合或合并控制系统的某些模块，以实现必要的控制功能。另外，控制系统被配置为：检测电机的多个运行参数，并根据这些运行参数确定电机的极数，从而优化由电机和多个功率变换器组成的系统的性能参数。
图17显示了根据本发明各个实施例的可重配置电机系统的控制系统的第二种实现方式。除了控制系统分为两个控制器，并在这两个控制器之间设置了隔离边界外，图17所示的控制系统与图16所示的控制系统相似。
回顾图5可知，电机绕组和功率变换器被分为几组。某些功率变换器和主控制系统可以有不同的接地(公共)点为参考。为节省实现成本，图16所示的某些控制功能可以在功率变换器组级别在组控制器内执行，以避免各种感测信号、门极驱动信号和控制信号的电气隔离需求。通常，应将与电流和电压感测以及门极驱动信号直接相关的功能设置在组控制器中。另一方面，应将其它功能设置在驱动控制器中。
图17所示的控制系统包括驱动控制器1700和组控制器1750。驱动控制器1700和组控制器1750之间设置了隔离边界。如图17所示，隔离边界沿直线A-A’设置。
应当注意的是，根据不同的设计要求，可以至少将FOC控制器1610的一部分放置在驱动控制器1700中。此外，可以将调制单元1614放置在某个或某些功率变换器1620中。
还应注意的是，穿过隔离边界的大多数信号为缓变信号。如此，可以通过串行通信传输某些信号，从而降低实现成本。例如，在正常运行过程中，图17所示的信号T、F、ω和P为缓变变量。可以通过一个或多个串行通信总线将该类缓变信号发送到组控制器1750。
在一些实施例中，考虑到变极过渡期内参考信号变化更快，可以将参考发生器1608的部分或全部功能设置在组控制器1750中。还请注意，根据不同的应用，可以将产生同步信号的单元设置在驱动控制器1700或组控制器1750中。
图18显示了根据本发明各个实施例的控制系统在极数变化(变极)过渡期内的各种参考信号波形。在图18中，横轴表示时间间隔。图18显示了四个纵轴。第一个纵轴Y1分别以虚线和实线表示极对数P和P’。第二个纵轴Y2分别以虚线和实线表示磁通强度F和F’。第三个纵轴Y3分别以虚线和实线表示电机系统的转矩T和T’。第四个纵轴Y4分别以虚线和实线表示电流频率ω和ω’。
DRIM系统的设计能够快速降低或增加磁通强度和转矩输出。换言之，DRIM系统的电磁惯量较小。传统驱动系统的机械惯量较高，例如电动汽车(EV)。因此，驱动系统允许出现短时间的转矩中断。在DRIM系统中，可以先将磁场强度降至一个极低的水平，可以几乎等于零，然后在低工作应力条件下(在该条件下，电机和功率变换器中的磁场强度以及电流和电压均处于非常低的水平)改变电机的极数，然后将工作应力调回正常水平，并开始正常运行，从而实现变极的平滑过渡。图18详细展示了变极的平滑过渡。
在t0处，控制系统接收参考优化器1606(如图16所示)发出的信号P’、F’、T’和ω’，表明需要改变电机的极数。变极过渡从t0开始。在t0处，P’、F’、T’和ω’分别与P0、F0、T0和ω0相等，如图18所示。变极过渡在t4处结束，然后P’、ω’、T’和F’分别从P0、ω0、T0和F0变为P1、ω1、T1和F1，如图18所示。为实现平滑过渡，从t0到t2逐渐将磁通强度降至最小值Fmin。在最小值条件下，电机和功率变换器中的电压和/或电流应力非常小。低电压和/或电流应力有助于降低变极的影响，从而实现平滑过渡。
为避免在低磁通运行期间绕组电流过大，可以在降低磁通强度F时同步或略微提前地降低转矩T。如图18所示，从t0到t1逐渐降低转矩T。转矩逐渐降低至最小值Tmin，如图18所示。
此外，如果磁通强度非常低，为精确可靠地感测控制信号，可以选择提高频率信号ω，最高不超过其最大值ωmax。如图18所示，可以在图18所示的t0处将频率信号ω提高到ω1。或者，在到达t1之前，频率信号ω可以保持初始值。在t1处，可以在极数发生变化之前将频率信号ω提高到ωmax。以t3到t4这一时间段为例，极数发生变化后，可以将频率信号ω变为ω1，如图18所示。
如图18所示，F在t1处达到最小值后，在一段短时间内保持该最小值，在此期间控制系统中的极数实际上变成了要求的P1值。然后，在t3处分别将磁通和转矩逐渐提升至要求的值F1和T1。
在一些实施例中，该过程(从t0到t4)的时间可能是毫秒级的，时间非常短，足以避免系统运行中断。如果需要，还可以在部分或整个过渡期内将开关频率修改为更适合的值，以更好地控制绕组电流和/或电机的磁通。
由于系统控制器在变极过渡期内无法控制驱动系统，也可以为系统控制器配置适当的抗饱和或误差钳位措施。在变极过渡期之外，参考发生器可以直接传递不经过任何修改的初始参考值，系统控制器恢复对驱动系统的控制。
图19显示了根据本发明各个实施例的控制系统的各种控制信号。在图19中，横轴表示时间间隔。图19显示了四个纵轴。第一个纵轴Y1表示图5中所示的第n个功率变换器50N上管功率开关的门极驱动信号。第二个纵轴Y2表示图5中所示的第二个功率变换器502上管功率开关的门极驱动信号。第三个纵轴Y3表示图5中所示的第一个功率变换器501上管功率开关的门极驱动信号。第四个纵轴Y4表示电机系统的同步信号。
如图19所示，门极驱动信号的下降沿在竖直方向上与同步信号的中心对齐。图18所示的时序仅为示例，不应过度地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员将会认识到有许多变化、备选和修改。例如，根据不同的应用和设计要求，门极驱动信号的下降沿可以在竖直方向上与同步信号的上升沿或下降沿对齐。
此外，同步信号和门极驱动信号的其它配置也在本发明的预期范围内。例如，门极驱动信号的上升沿可以在竖直方向上与同步信号的上升沿或下降沿对齐。另外，门极驱动信号的上升沿可以在竖直方向上与同步信号的中心对齐。
图20显示了根据本发明各个实施例的控制系统的各种控制信号。在图20中，横轴表示时间间隔。可以有三个纵轴。第一个纵轴Y1表示图5中所示的第二个功率变换器502上管功率开关的门极驱动信号。第二个纵轴Y2表示功率变换器的斜坡信号和补偿输出信号。第三个纵轴Y3表示电机系统的同步信号。
图20显示了一种采用公用锯齿波载波同步门极驱动信号的方法。如图20所示，将锯齿载波与同步信号同步。采用锯齿载波实现同步是一种常用的方法，因此这里不再赘述。
图21显示了根据本发明各个实施例的控制系统的各种控制信号。除了门极驱动信号的中心与同步信号的中心同步外，图21所示的门极驱动信号与图19所示的门极驱动信号相似。
图22显示了根据本发明各个实施例的控制系统的各种控制信号。在图22中，横轴表示时间间隔。可以有四个纵轴。第一个纵轴Y1表示图5中所示的第二个功率变换器502上管功率开关的门极驱动信号。第二个纵轴Y2表示功率变换器的斜坡信号和补偿输出信号。第三个纵轴Y3表示时钟信号。第四个纵轴Y4表示电机系统的同步信号。
图22所示的时钟信号CLK可以由锁相环(PLL)或其它适当的电路产生。可以通过编码器或分频器根据CLK信号产生同步信号。还可以将电压和电流信号的感测与同步信号同步，以获得更高的抗扰能力和一致性好的结果。由于开关动作在门极脉冲的中心处产生的噪声较低，图21和22所示的同步方法有助于降低开关动作产生的噪声所带来的影响。如图22所示，可以将同步信号或时钟信号CLK用作感测和采样时钟。另外，如果系统包含多组功率变换器，可以有多个相互交错的同步信号，这些同步信号可以通过一个电路(例如：编码器或分频器)由公共时钟产生。换言之，可以将多个功率变换器划分为多个功率变换器组。可以将各组功率变换器中的功率开关的门极驱动信号与一个时钟信号同步。多组功率变换器的时钟信号可以相互交错。例如，在图22中，CLK信号的虚线圆中的一组脉冲可以产生与图22所示的同步信号相似但有移相的另一个同步信号。可以将各同步信号分别用于一组功率变换器。某些同步信号彼此之间存在相移的组，可以连接到一个连接导条上，或将其与属于电机同一极对的绕组耦接。如此，可以将所有功率变换器的开关动作有规律地扩散开，从而降低系统的噪声水平。当多组功率变换器通过交错动作与直流链耦合时，直流母线电容的纹波电流也可能会更少。由于调制器最可能在软件或固件中实现，所以当使用多个同步信号时，可以根据极和/或相位的动态重新配置而动态地改变同步机制。
电机的转速范围通常非常广。如果转速较低，或在启动过程中，绕组电压和电流的频率可能会非常低。感测该类低频波形可能非常困难或非常耗时。由于每组电机绕组均以对称的形式排列，并且功率变换器也以对称的方式控制，可以通过根据该组中不同绕组的类似信号的测量值来构建一个伪波形，以快速获得电流或电压波形。
图23显示了根据本发明各个实施例的产生伪波形的示例。在一些实施例中，一组包含N个绕组和N个功率变换器，而需要观察变量v(例如：绕组电压或电流)。对于第一个功率变换器或第一个绕组，该变量被命名为v1。对于第二个功率变换器或第二个绕组，该变量被命名为v2。对于第n个功率变换器或第n个绕组，该变量被命名为vN。
在稳态和对称工况下，信号v1-vN应具有相同的波形但不同的相位。大致在同一时间测量v1,v2,..,vN，则可以据此评估变量波形在不同相位时(对应于不同的时间点)下的值。如图23所示，可以利用其它功率变换器的感测信号构建或预测伪波形v1’。
图23显示了根据本发明各个实施例的控制系统的各种控制信号。在图23中，横轴表示时间间隔。可以有五个纵轴。第一个纵轴Y1表示图5中所示的第n个功率变换器50N或第n个绕组SN的变量的采样信号。第二个纵轴Y2表示图5中所示的第二个功率变换器502或第二个绕组S2的变量的采样信号。第三个纵轴Y3表示图5中所示的第一个功率变换器501或第一个绕组S1的变量的采样信号。第四个纵轴Y4表示电机系统的采样和保持功能的时钟信号。第五个纵轴Y5表示V1’(伪波形)。
在图23中，将t3到t4之间的时间段定义为一个工频周期，该周期等于1/f，其中，f表示基于ω的电流频率。通过使用图23所示的伪信号，可以提升系统的性能。这一点在低速运行期间或启动过程的初期阶段可能特别有用。
在DRIM系统中，功率变换器和与功率变换器耦合的电机通常在机械上整合为一体，因此可以将某些系统元器件集成到电机或功率变换器上。此外，也可以将系统元器件设置在功率变换器内部或电机与功率变换器之间。图24显示了一种将磁通量感测绕组集成到电机绕组上的方法。在一些实施例中，磁通量感测绕组充当磁链观测器，可以用于感测电机的反电动势或磁链。在一些实施例中，可以采用磁感测电路估算电机的转速。
图24显示了根据本发明各个实施例的一种含磁通量感测设备的定子绕组的横截面图。图24中的横截面图是沿图1所示的直线A-A’截取的。相导体2422和2424位于被磁性齿2411、2412、2413和磁基部2402围绕的槽中。磁基部2402为齿2411、2412、2413和相导体2422、2424提供机械支撑。
可以将磁基部2402和齿2411-2413加工成一个零件。或者，也可以将磁基部2402和齿2411-2413加工成独立的零件。如果将齿2411-2413或齿2411-2413的上部作为独立于磁基部2402的零件加工，可以在将齿2411-2413或齿2411-2413的上部组装到转子上之前将相导体固定到磁基部2402上。如果使用这种组装工艺，可以采用模铸、浇铸、钎焊、焊接等工艺将相导体预制为一个零件。
在一些实施例中，采用多个感测绕组测量电机的运行参数。如图24所示，感测绕组2442嵌在相导体2422、2424所在的槽中。如图24所示，可以去掉相导体2422的右上部。齿2412中的磁通可以在感测绕组2442中产生电压，该电压与导体的反电动势成正比。由于气隙中的磁链或磁通幅值与齿中的磁通幅值成正比，感测绕组2442中的电压可用于感测磁链或气隙磁通。
可以将感测绕组和相导体(功率绕组)从电气上隔离开。感测绕组可以围绕槽的不同部分设置。如果感测绕组设置在齿尖附近，感测绕组检测到的磁通约等于气隙磁链。如果感测绕组设置在齿根部或定子铁芯的磁轭周围，检测到的磁链中所含的定子绕组漏磁通更多，从而得出与定子磁链观测器相似的测量结果。在一些实施例中，通常使用多个磁通观测器实现对电机磁链的全面感测。由于这样的磁通观测器中所含的定子漏磁通的量是可控的，电机系统的控制设计就有更大的自由度。
图25显示了根据本发明各个实施例的一种含功率变换器和散热风扇的电机系统。电机系统由转子2504、定子2502和转轴2505组成。如图25所示，转子2504位于定子2502内部。转轴2505被转子2504包围。绕组(未显示)嵌在定子2502中。散热风扇2520设置在电机的一侧，位于功率变换器外壳2550内。多个功率变换器2514设置在散热风扇2520周围，如图25所示。
绕组连接装置2518耦接在定子2502和多个功率变换器2514之间。绕组连接装置2518用于在功率变换器及各自的绕组之间提供导电通路。此外机械连接装置2516接在定子2502和多个功率变换器2514之间。在一些实施例中，机械连接装置2516用于为功率变换器2514提供机械支撑。
电机在运行过程中可能会产生过多的热量。为保护功率变换器2514，在电机和功率变换器2514之间可设置一个隔离板2530。如图25所示，隔离板2530在功率变换器2514和电机之间起隔热和机械隔离作用。另外，散热风扇2520安装在转轴2505上。散热风扇2520有助于将工作温度降低到适合功率变换器2514的水平。
如图25所示，电机和功率变换器之间的机械连接装置2516可以贯穿隔离板2530。可以采用适当的防震措施，降低电机的震动带来的影响。另外，绕组连接装置2518可以贯穿隔离板2530，如图25所示。可以采用合适的连接装置(例如：PCB、连接线或连接器)将绕组连接装置2518与功率变换器2514耦合。
图25还显示了设置在功率变换器2514和电机之间的磁传感器2512和磁块2522。磁传感器2512和磁块2522共同充当位置或转速传感器。位置和转速传感器的动作与转速表、解析器或编码器相似。
在一些实施例中，磁块2522用导磁材料制成。或者，磁块2522还可以用永磁体制成。如图25所示，磁块2522设置或固定在电机转轴2505上。因此，磁块2522随转子2504一起旋转。
磁传感器2512可以安装在功率变换器2514所在的板上。如图25所示，机械连接装置2516将功率变换器2514与电机的定子2502机械耦合。随着转子2504的旋转，磁块2522将周期性地靠近磁传感器2512，并与之磁耦合。周期性耦合会引起与磁传感器2512耦合的电路的运行状态改变。该类状态变化是可以检测的，并据此产生感测脉冲。
应当注意的是，虽然图25仅显示了一个磁传感器和一个磁块，电机系统可以包括多个磁传感器和磁块，用于实现各种感测功能。
在一些实施例中，K1个磁块可以与电机转轴2505耦合，K2个磁传感器与功率变换器2514耦合。如果设计得当，转子每转一圈，均可以产生K1*K2个感测脉冲。磁块和传感器的位置可以设置为：当转子以恒定转速旋转时，感测脉冲在时间上均匀分布。K1和K2可以不相同，磁块和传感器的形状可以设置为每次只有一个磁块进入任何磁传感器的感测范围。此外，可以根据需要用合适的光学感测方法取代磁感测。
图26显示了根据本发明各个实施例的磁块和磁传感器的一个实施例的侧视图。可以有四个磁块，即：第一个磁块2632、第二个磁块2634、第三个磁块2636和第四个磁块2638。如图26所示，各磁块可以用硅钢片制成。这四个磁块可以均匀分布，并与电机转轴机械耦合。
图26还显示了三个均匀分布的磁感测电路2640,2650和2660。回顾图25可知，磁感测电路2642、2650和2660是磁传感器2512的组成部分。如此，可以将磁感测电路2642、2650和2660与功率变换器所在的PCB机械耦合。
磁感测电路起了磁传感器的作用。如图26所示，各磁传感器(例如：2640)可以是由磁芯2642和感测绕组2644组成的电感。当磁块旋转并靠近感测绕组时，感测绕组的电感会出现明显的变化(在这种情况下，电感增加)。
各磁感测电路还包括处理电路(例如：2610、2620和2630)。如图26所示，处理电路2610由波形检测电路2602、振荡器2604和电容C1组成。电容C1和磁传感器的感测绕组可以形成串联或并联谐振电路，其谐振频率等于或接近振荡器的频率。
当磁块靠近磁传感器时，可能会触发感测电路的谐振，电感或电容的电压会快速变化。波形检测电路2602可以检测电压变化，并据此产生脉冲。
为了感测转子的位置或方向，可以配置一个或多个磁块产生与其它磁块不同的感测脉冲模式或一次性产生一系列不同的脉冲，磁感测电路可以据此在转子旋转过程中区分转子的方向和/或位置。
在电机系统的制造过程中，可以通过切割硅钢板加工磁块，与用于制造转子和定子铁芯片的材料相同，从而节省材料和制造成本。
由于图5-15所示的系统含有许多绕组和功率变换器，可以设计并控制这些系统，保证在系统元器件出现故障时系统仍能继续运行。例如，在一个或多个功率变换器或绕组发生故障后，电机可以继续运行。由于在发生故障后，绕组中的电流通常等于零，可以以开路为例说明典型的故障工况，如下文图27所示。
在一些实施例中，如果电机的绕组或与绕组耦合的功率变换器发生故障，多个功率变换器被配置为保持电机连续运行。在发生故障后保持连续运行的控制方法也称为容错控制方法。保持连续运行的控制方法可能包括多个不同的实现方式。
在第一种实现方式中，多个绕组划分为第一组绕组和第二组绕组；第一组绕组均匀分布在电机(例如：电机)中编号为偶数的槽内；第二组绕组均匀分布在电机中编号为奇数的槽内。第一组功率变换器与第一组绕组相连，第二组功率变换器与第二组绕组相连。如果某组功率变换器中的功率变换器或绕组发生故障，可禁用该组功率变换器以使电机将以减相模式运行。
在第二种实现方式中，电机系统控制器通过在各绕组电流中增加一个负序分量来调整多个功率变换器的电流参考，从而在发生故障后保持连续运行。
在第三种实现方式中，功率变换器和绕组设置为多个组；在各组中，绕组与一个连接导条相连，功率变换器则与一个电源耦合。另外，在电源和连接导条之间耦接一个阻抗网络。阻抗网络被配置为在发生故障后导通电流，可实现为串联的阻抗功率变换器和电感。在第三种实现方式中，如果发生故障，则在组内每个绕组的电流中增加一个负序分量和一个零序分量，从而调整该组中的功率变换器的电流参考。此外，功率变换器可被配置为：阻抗网络导通的电流等于故障相位在未发生故障时导通的电流。
图27显示了根据本发明各个实施例的在故障工况下的一种控制方案。多个绕组S1-SN的一端与连接导条2704相连。多个绕组的另一端被配置为与图10所示的多个功率变换器耦合，但为了简洁起见，这里并未显示功率变换器。控制功率变换器可在绕组中产生电流i1,i2...iN。
图27还显示了一个选配的阻抗网络，由阻抗功率变换器2701和电感L0组成。该阻抗网络通过电感L0与连接导条2704耦合。回顾图10可知，阻抗功率变换器2701和阻抗功率变换器1001相似。可以将阻抗网络配置为在故障工况下提供电流，从而在连接导条2704上实现电流平衡，使所有流入连接导条的电流之和等于零。
在故障工况下，电机可能会进入不平衡的运行状态。在不平衡的运行状态下，电机的电压、磁链和电流可能存在正序分量、负序分量和零序分量，这一点在本行业中是众所周知的。电机的平均输出功率和转矩通常仅由正序分量产生。负序分量和零序分量通常不会产生明显的平均功率或转矩，但是会引起功率和转矩纹波、功率损耗以及电机系统振动和噪声。因此，应控制负序分量和零序分量，以尽可能避免电机系统的工作性能变差。图27显示了一种在故障工况下最大程度地降低负序分量和零序分量的影响的方法。
假设绕组SK故障或与绕组SK耦合的功率变换器故障导致相K发生了开路故障。可以控制阻抗功率变换器2701和其它功率变换器，在阻抗网络中产生与故障绕组SK在无故障工况下导通的电流相同的电流。
如果绕组SK中有断点或开路(例如：断点2706)的故障相位的正序电流参考为iK，则可以将阻抗功率变换器2701产生的电流iC设置为iK，如图27所示。如此，在电流控制方面，故障对与连接导条2704相连的其它绕组的电流控制产生的影响很小。另一方面，开路相当于两个相互抵消的相同电流。可以将绕组SK中的开路故障建模为人工电流源，其值与iK相等，但方向相反。如图27所示，人工电流源iK与绕组SK并联。
现在，可以将故障工况下的电机建模为并联的两个电机系统，一个如前文所述正常工况下的平衡(对称)多相电机，以及一个单相电机。单相电机具有一个与SK相同的绕组，导通的电流等于-iK。可以在电机和控制系统的设计中分析并考虑该单相电机对电机的磁场和转矩输出带来的影响。
如果多相发生开路故障，如图27所示，可以用与该组中所有故障相的正序电流参考之和相等的电流参考控制功率变换器2701，并将电机视为平衡多相电机和带有多相绕组的电机的组合，多相绕组位于故障相位，导通相反的电流。如果存在多个连接导条和多组绕组，可以通过将相应的绕组电流变为零，按照对称故障控制其它无故障的组。
如果没有功率变换器将连接导条与输入电源耦合(即：图27中不存在功率变换器2701)，在出现断相的故障工况(绕组或功率变换器故障)下，可以在同一极对、同一组或整个电机中的绕组中增加负序电流参考。
负序电流参考的设置应保证其幅值与正序电流参考的幅值相同，并与故障相的正序电流参考之间存在180°的相移，从而使故障相位(图27中的相K)的总电流参考等于零。也就是说，使相K的电流参考的负序分量与其正序分量相互抵消。
如前所述，负序电流产生的平均转矩约等于零。因此，仍可以用正序参考控制电机的功率和转矩。定子绕组中的负序电流可能会在电机的气隙中产生负序磁通。由于负序的滑差率非常高(接近2)，因此气隙中的负序磁通不会产生很大的转矩。如果某组中有阻抗网络将其连接导条(或连接点)与电源耦合，可以按与负序电流参考类似的方法在该组的绕组电流参考中增加零序电流参考。负序和零序电流参考的组合应与故障相的正序参考具有相同的幅值和180°的相移，使三个分量彼此抵消，即等同于一个开路。
通过调整零序和负序电流参考的比率，可以降低各相之间的电流应力差值。如此，电机的运行与平衡(对称)多相电机相近，但是存在一些负序和/或零序励磁和相电流，各相的运行也不再对称。有时，还可能需要将电流参考值的修改限制在故障相所在的极对中的各相或故障相所在的组，以避免需要改变许多电流参考值的复杂情况。
为避免负序和零序电流以及磁链在故障工况下造成功率变换器/电机过热和电机的磁性材料饱和，可能需要降低系统的额定功率，也可将电流和磁通强度的限制值降低到正常工况的限制值之下。在不同的极相配置中，故障对系统性能的影响程度也有所不同，因此，控制系统可以将系统切换到具有合适极数和合适相数的运行模式，以减少性能退化。或者，如果可以降低电机的功率和/或转矩或减少功率变换器，可以禁用某些功率变换器无论其是否存在故障，建立一个相数较少的平衡系统。如果发生故障，还可以调整极数，以便于以这种减相方式运行。例如，如果电机具有24个定子绕组，编号为1到24，在编号为偶数的某相(绕组或功率变换器)发生故障时，可以禁用与编号为偶数的绕组耦合的所有功率变换器，其余编号为奇数的绕组和与之耦合的功率变换器仍可以被配置为一个平衡系统。该类平衡系统是完全受控且可运行的。然而，由于有一半的绕组和功率变换器不再工作，可以降低系统的额定功率，还可以缩小可重配置的极数和相数的范围。在对称配置的约束下，原来的12-绕组系统可以在2极12相、4极6相和8极3相的状态下运行，但在发生故障后，在对称性约束下重新配置的6-绕组系统就只能以2极6相或4极3相的配置运行。
在上面的讨论中，假设转子能够自动跟随定子的动态重新配置来运行。如果转子具有与上文所述的感应电机相同的鼠笼绕组结构，则该假设为真。然而，DRIM原理也适用于其它类型的电机。其中一个示例为开关磁阻电机。开关磁阻电机的转子由凸极组成，不带任何功率绕组。在开关磁阻电机中，定子具有较多的凸极磁特性。在运行过程中，可以控制开关磁阻电机的绕组电流，以动态地改变极数，从而在很大范围内优化系统性能。另一个示例为具有记忆效应的永磁电机，也可以改变磁体极数，并据此动态地重新配置绕组的极数。
上述讨论以一套定子绕组为例。相同的原理也适用于具有超过一套定子绕组的电机和发电机，例如某些双馈电机和发电机。另外，也可根据需要将相同的原理应用于转子绕组。
虽然上述讨论通常以电动机为基础，但是也可将相关技术应用于发电机或以发电(再生)模式运行的电动机。
本发明中的讨论涉及电动机和发电机。该技术可以扩展到执行器(例如：磁齿轮)以及其它应用。径向气隙和轴向气隙设计均可采用本发明披露的技术。
上述讨论通常以具有铁芯和槽的电机为基础。然而，所述绕组技术和控制技术(包括连接导条的各个实施例)也可用于不带铁芯(无铁芯电机)和/或不带槽(无槽电机)的电机。在无槽电机中，导体或导体组件沿电机的周长均匀分布，就好像是有均匀分布的槽，因此，仍然可以采用本发明中讨论的绕组排列方式。
虽然上述讨论通常侧重于以动态可重配置电机为背景，本发明中所公开的技术，包括但不限于：调制、电流控制、磁通和转速/位置感测以及散热技术，也适用于具有固定极数和/或一个极对中有固定相数的电机。
虽然详细描述了本发明的实施例及其优点，但是应当理解，在不脱离所附权利要求中限定的本发明的精神和范围的条件下，可以对其进行各种变更、替换和改变。
此外，本申请的范围不旨在限于说明书中描述的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法和步骤的特定实施例。如本领域的普通技术人员将从本发明的公开内容中容易地理解的是，根据本发明可以使用目前存在或以后将要开发的，执行与本文描述的相应实施例基本相同功能或达到基本相同的效果的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤。因此，所附权利要求旨在在其范围内包括此类过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤。

Claims (17)

1.一种电机系统的控制方法，包括：
提供一台电动机/发电机，其包括多个绕组，一个转子和与其磁耦合的一个定子，其中所述多个绕组被配置为使得所述电动机/发电机的极数和一对极里的相数能够动态地重新配置；
耦合多个功率变换器到所述多个绕组，所述功率变换器配置为控制所述绕组中的电流；及
在所述电动机/发电机的一个绕组或所述多个功率变换器之一发生故障之后，配置所述多个功率变换器，使所述电动机/发电机保持连续运行，其中，所述电动机/发电机在故障后运行的极数与故障前不同；
其中，所述多个功率变换器和所述多个绕组安排成多个组，并且其中一组中，该组的各绕组被连接到一个连接导条，该组的功率变换器耦合到一个电源；及
在所述电源和所述连接导条之间耦合一个阻抗网络，其被配置为在所述故障发生后导通电流。
2.如权利要求1所述的方法，还包括：通过改变相邻绕组中的电流之间的相位关系来动态地配置所述电动机/发电机。
3.如权利要求1所述的方法，其中：
所述多个绕组分为第一组绕组和第二组绕组，其中所述第一组绕组间隔均匀地放置在所述电动机/发电机的偶数号槽中，所述第二组绕组间隔均匀地放置在所述电动机/发电机的奇数号槽中，并且所述多个功率变换器分为第一组功率变换器和第二组功率变换器，所述第一组功率变换器连接到所述第一组绕组，所述第二组功率变换器连接到所述第二组功率绕组，并且在一组功率变换器或与其相连的一个绕组发生故障后，通过禁用该组功率变换器使所述电动机/发电机以减相模式运行。
4.如权利要求1所述的方法，还包括：通过一个控制器在所述多个功率变换器的每个绕组电流的参考值上加添一个负序分量，以在所述故障发生之后维持连续运行。
5.如权利要求1所述的方法，还包括：在所述故障发生之后，通过向所述组中每个绕组的电流添加一个负序分量和一个零序分量，来调整所述功率变换器的电流参考值。
6.如权利要求1所述的方法，其中：所述阻抗网络包括一个连接在所述电源与所述连接导条之间的一个阻抗功率变换器和一个电感。
7.如权利要求1所述的方法，还包括：配置所述功率变换器，使得所述阻抗网络导通的电流等于一个故障相没有故障的话所应导通的电流。
8.如权利要求1所述的方法，还包括：控制所述多个功率变换器调节流经所述多个绕组的电流，以便动态地调整所述电动机/发电机的相数。
9.一种电机系统，包括：
一台电机，其具有多个绕组，一个转子和与其磁耦合的一个定子；
多个功率变换器，其连接到相应的绕组上，所述多个功率变换器配置为控制所述多个绕组的电流，从而能够通过调节流过所述多个绕组的电流来动态地调整所述电机的极数；及
一个控制器，被配置为检测所述电机或所述多个功率变换器中的故障，并配置所述多个功率变换器以在故障后保持连续运行，所述电机被配置为在所述故障发生后运行在以与所述故障发生前不同的极数；
所述系统进一步包括：耦合到一组绕组的一个连接导条，及一个阻抗网络，其耦合到所述连接导条并被配置为在所述故障发生后导通一个电流。
10.如权利要求9所述的系统，其中：
所述多个绕组被分成放置在所述电机的偶数槽中的第一组绕组和放置在所述电机的奇数槽中的第二组绕组；
所述多个功率变换器分为连接到所述第一组绕组的第一组功率变换器和连接到所述第二组绕组的第二组功率变换器；及
所述控制器被配置为：所述功率变换器中一组的一个功率变换器或与其相连的一个绕组发生故障后，禁用该组功率变换器使所述电机工作在减相模式。
11.如权利要求9所述的系统，其中：所述控制器配置为使得所述电机的极数在低应力运行模式下动态改变。
12.如权利要求9所述的系统，其中：所述多个功率变换器和所述阻抗网络配置为维持所述连续运行。
13.如权利要求9所述的系统，其中：所述控制器配置为调整所述多个功率变换器的电流参考值以维持所述连续运行。
14.一种电机系统的控制方法，包括：
提供一台电机，其包括多个绕组，一个转子和与其磁耦合的一个定子；
将多个功率变换器耦合到所述多个绕组；
配置多个功率变换器，以在所述电机或所述功率变换器发生故障之后，使得所述电机进入容错运行模式，所述电机运行的极数与故障之前不同；
其中，所述方法还包括：
将所述多个绕组分成多个组，并且将一组内的绕组耦合到一个连接导条；
将一个阻抗网络耦合到所述连接导条；及
配置所述功率变换器和所述阻抗网络，使得所述阻抗网络在容错操作模式下导通一个电流。
15.如权利要求14所述的方法，其中：所述容错运行模式是一个减相运行模式，其中一组功率变换器被禁用。
16.如权利要求14所述的方法，其中：所述容错运行模式包括调整所述多个功率变换器的电流参考值，以维持该容错运行模式。
17.如权利要求14所述的方法，其中：所述故障发生在连接到所述连接导条的所述组的第一绕组，并且所述功率变换器和所述阻抗网络被配置为减小所述绕组中其余绕组在容错运行模式的电流应力。
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