CN103650324A

CN103650324A - 用于操控多相电机的方法

Info

Publication number: CN103650324A
Application number: CN201280033690.XA
Authority: CN
Inventors: P.梅林格; F.马吉尼
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Sanger Automotive Germany GmbH; Robert Bosch GmbH
Priority date: 2011-07-08
Filing date: 2012-06-20
Publication date: 2014-03-19
Anticipated expiration: 2032-06-20
Also published as: US20140217948A1; EP2730021A2; WO2013007486A3; EP2730021B1; WO2013007486A2; CN103650324B; DE102011078841A1; US9203337B2

Abstract

本发明涉及一种用于操控与直流电压源连接的多相电机的方法，所述多相电机具有配备有中间回路电容器的中间回路、相绕组并且对于每相具有高侧开关和低侧开关。分配给各个相的开关由控制单元施加控制信号。为减小中间回路电流，控制单元对于分配给各个相的开关提供块状控制信号，使得预先给定梯形或脉冲形相电流，使得在每个操控循环的每个时刻接通至少一个相电流并且按数值如此选择预先给定的相电流的振幅比，使得所接通的相电流对应于直流电压源的当前电流。

Description

用于操控多相电机的方法

技术领域

本发明涉及一种用于操控多相电机的方法。

背景技术

电旋转场驱动是已知的。在此采用不同的调制方式。在旋转场驱动情况下，脉宽调制（PWM）的采用是非常普遍的。在这种旋转场驱动时的调节根据分别存在的要求按照以下方法之一进行：

-使用正弦形电流调节（正弦换向），

-使用块状电流调节（块通电），

-使用块状电压（利用块电压控制），

-使用具有叠加的零电压的正弦形电压调节。

原则上可以在具有任意相数的电机情况下使用前述技术。实际上最经常地想到具有三相的电机。但是也存在具有不同相数的电机，例如具有一相、两相、四相、五相、六相、七相或九相的电机。

此外，已经已知所谓的起动停止系统。这些起动停止系统用于停止和用于重新起动内燃机用于减小燃料消耗和废气排放目的。

由发明人研制的起动停止系统基于常规起动器工作。在此，相应的起动器通过电子控制设备操控并且借助于小齿轮与在飞轮处所设置的齿环啮合。

此外，已经建议基于具有附加电控制设备的爪极发电机来在皮带传动（RSG）中实现起动器发电机。在这种起动器发电机情况下经常将相直接经由电子半导体开关与诸如电池的直流电压源连接，而不应用诸如PWM的时钟控制方法。

为了能够在制动情况下回收较高能量，需要具有较高电压的系统。在较高电压时，对于内燃机的起动，在逆变器中供应电压的时钟控制变得必要，以便将电机中的电流限制到预先给定的最大值。受时钟控制的逆变器需要具有高电容的电容器的中间回路，以便平滑耗用电流中的交变分量。在末级中，中间回流的规格确定经常确定用于相应的末级的位置需求。

如上所详述的，在所述电机中，在较高电压时采用具有时钟控制方法（PWM）的运行方式并且在较低电压情况下或在较高转速情况下采用具有块换向（无PWM）的运行方式。在时钟控制方法情况下，电流测量具有特殊意义，因为在这些时钟控制方法情况下执行电流调节，为了该电流调节，实际电流的测量是必要的。

为了在电机的各个相中测量电流，采用将电流转换成等效电压信号的分流电阻，或者使用间接电流测量方法，例如电流变换器或LEM转换器。

发明内容

具有在权利要求1中所说明的特征的方法与此相应地具有以下优点：相比于已知的操控方法，出现的中间回路电流强烈减少。该优点通过用于操控与直流电压源相连接的多相电机的方法实现，所述电机具有配备有中间回路电容器的中间回路并且对于每相具有高侧开关和低侧开关，其中分配给各个相的开关由控制单元施加控制信号，其中控制单元为了减小中间回路电流而对于分配给各个相的开关提供块状控制信号，使得预先给定梯形或脉冲形相电流，在每个操控循环的每个时刻接通至少一个相电流并且按数值如此选择预先给定的相电流的振幅比，使得当前接通的相电流对应于直流电压源的当前电流。

附图说明

下面根据附图更详细地阐述本发明。其中：

图1示出用于阐述以具有B10桥的五角星接线的连接到诸如电池的直流电压源上的五相电机的简图，

图2示出用于阐明已知的中心对齐操控模式和在此出现的电流的图表，

图3示出在图2中所示的图表的放大片段，

图4示出用于阐明五相正弦系统的图表，

图5示出用于阐明经改善的第一操控模式和在此出现的中间回路电流的图表，

图6示出用于阐明经改善的第二操控模式和在此出现的中间回路电流的图表，

图7示出用于阐明本发明的第一实施例的在以2*Pi说明的电气周期上的相电流变化曲线的图表（4:1），

图8示出用于阐明本发明的第二实施例的在以2*Pi说明的电气周期上的相电流变化曲线的图表，其中相对于图7而言，相电流被翻转（4:1），

图9示出用于阐明本发明的第三实施例的在以2*Pi说明的电气周期上的相电流变化曲线的图表（3:2），

图10示出用于阐明在图7中所示的第一实施例的操控模式的图表（4:1），

图11示出用于阐明在图9中所示的实施例的操控模式的图表（3:2），

图12示出用于阐明根据本发明的第四实施例利用2:3操控实现块电流的操控模式的图表，

图13示出用于阐明根据本发明的五实施例利用1:4操控实现块电流的操控模式的图表，

图14示出用于阐明本发明第六实施例的图表，

图15示出用于阐明在使用图10中所示的操控模式时的电流变化曲线的图表，

图16示出用于阐明在已知的中心对齐操控时的电流变化曲线的图表，和

图17示出用于阐明在使用图11中所示的操控模式时电流变化曲线的图表。

具体实施方式

本发明涉及一种用于操控与诸如电池的直流电压源相连接的多相电机的方法，所述多相电机具有配备有中间回路电容器的中间回路并且对于每相具有高侧开关和低侧开关，其中分配给各个相的开关由控制单元施加控制信号。该方法不受电机的确定的相数约束，但是以下根据五相电机更详细地予以阐述。

图1示出用于阐述以具有B10桥的五角星接线的五相电机的简图。将以下接线类型理解为五角星接线，其中电路的总共五个相绕组相互电连接，使得电路图的形状得出五角星。

所示的电机总共具有五个相端子A1、A2、A3、A4、A5和总共五个相绕组1、2、3、4、5，其中这些相绕组中的每一个接在所述相端子中的两个之间。此外，所示的电机具有与相端子连接的功率电子设备LE和诸如电池B的直流电压源。直流电压源B具有正极B+和负极B-。中间回路ZK位于直流电压源B和功率电子设备LE之间，所述中间回路包含中间回路电容器C_ZK。

功率电子设备LE包含五个支路Ph1、Ph2、Ph3、Ph4和Ph5，其中每一个均具有两个开关的串联电路，其中二极管与这些开关中的每一个反并联连接。该装置在使用传统的场效应晶体管作为开关情况下得出，因为这些场效应晶体管包含反向二极管。但是原则上也可以使用其它开关元件，例如IGBT。

功率电子设备LE的包含开关HS1和LS1的支路Ph1在两个开关HS1和LS1之间的连接点处与电机的定子的相端子A1连接。支路Ph1的开关HS1是高侧开关。二极管与开关HS1反并联连接。支路Ph1的开关LS1是低侧开关。二极管与开关LS1反并联连接。开关HS1和LS1由控制单元S利用控制信号S1和S2操控。

功率电子设备LE的包含开关HS2和LS2的支路Ph2在两个开关HS2和LS2之间的连接点处与电机的定子的相端子A2连接。支路Ph2的开关HS2是高侧开关。二极管与开关HS2反并联连接。支路Ph2的开关LS2是低侧开关。二极管与开关LS2反并联连接。开关HS2和LS2由控制单元S利用控制信号S3和S4操控。

功率电子设备LE的包含开关HS3和LS3的支路Ph3在两个开关HS3和LS3之间的连接点处与电机的定子的相端子A3连接。支路Ph3的开关HS3是高侧开关。二极管与开关HS3反并联连接。支路Ph3的开关LS3是低侧开关。二极管与开关LS3反并联连接。开关HS3和LS3由控制单元S利用控制信号S5和S6操控。

功率电子设备LE的包含开关HS4和LS4的支路Ph4在两个开关HS4和LS4之间的连接点处与电机的定子的相端子A4连接。支路Ph4的开关HS4是高侧开关。二极管与开关HS4反并联连接。支路Ph4的开关LS4是低侧开关。二极管与开关LS4反并联连接。开关HS4和LS4由控制单元S利用控制信号S7和S8操控。

功率电子设备LE的包含开关HS5和LS5的支路Ph5在两个开关HS5和LS5之间的连接点处与电机的定子的相端子A5连接。支路Ph5的开关HS5是高侧开关。二极管与开关HS5反并联连接。支路Ph5的开关LS5是低侧开关。二极管与开关LS5反并联连接。开关HS5和LS5由控制单元S利用控制信号S9和S10操控。

在图1中所示的电机的运行中，对于每个任意时刻，下面的关系适用：

I_ZK=I_Bat-I_Gen。

在此，发电机电流I_Gen根据功率电子设备的开关的位置由其高侧开关在相应的时刻导通的相的相电流I_1至I_5的叠加得出。

所谓的中心对齐操控已经是已知的。在该中心对齐操控情况下，电流流动的时间范围被集中到小的时间范围。用于这种中心对齐操控的和在此出现的电流的操控模式在图2中所示的图表中被阐明，其中在图2中用于分配给相的开关的操控脉冲用U、V、Ｗ、X和Y表示并且相电流用I_U、I_V、I_W、I_X和I_Y表示。

在此，在图2a中示出用于开关的操控信号，在图2b中示出中间回路电流I_ZK，在图2c中示出在直流电压源的正极上所施加的电压V_B+，在图2d中示出直流电压源的电流I_Bat以及在图2e中示出相电流I_X至I_Y。

从图2a中尤其是可以看出，在中心对齐操控时操控脉冲的脉冲中心在时间上重合，如通过竖直虚线在图2a中所表明的。另外从图2a中得知，操控脉冲的边沿在时间上相互不同并且处于有限的时间范围中。用文本“空转LS”表明，在该时间间隔中所有低侧开关导通。用文本“空转HS”表明，在该时间间隔中所有高侧开关导通。用文本“驱动”表示在该窄的时间窗中通过开关位置将电机连接到外部电压。由此在定子绕组中引起电流变化。如果操控脉冲处于电压水平16 V,则分别所属的高侧开关导通。如果操控脉冲处于0 V的电压水平，则分别所属的低侧开关接通。

从图2b可以得出，中间回路电流I_ZK在操控脉冲的边沿的该时间范围中经历强烈变化，如还要根据图3更详细地阐明的。

从图2c可以看出，电池电压V_B+在操控脉冲的边沿的时间范围中经历强烈变化。

图2d示出直流电压源的电流I_Bat并且图2e示出相电流I_X至I_Y，所述相电流根据分别所属的高侧开关的位置贡献于或者不贡献于中间回路电流。

图3示出在图2中所示的图表的放大片段。在此在图3a中又示出用于开关的操控信号，在图3b中示出中间回路电流I_ZK，在图3c中示出在直流电压源的正极处施加的电压V_B+，在图3d中示出直流电压源的电流I_Bat以及在图3e中示出相电流I_X至I_Y。

从图3b可以看出，中间回路电流I_ZK通过直流电压源的电流I_Bat与所述一个或多个分别激活的相电流的叠加构成并且在属于相端子X、U和W的高侧开关导通的情况下有高的中间回流电流流动，所述中间回路电流在当前示例中大约为-420A，而直流电压源的电流大约为80A并且有效相电流大约为200A。

尽管如此，从图2和3中得知，在使用已知中心对齐操控情况下在中间回路中出现电流阶跃，所述电流阶跃与各个开关事件在时间上相关。在图2中表明的空转时间期间、也即当所有高侧或低侧开关闭合时，I_Gen=0。因此对于中间回路电流适用的是：I_ZK=I_Bat。在该相中，中间回路电容器被再充电。在该操控相中，电流彼此相加。

对于中间回路电容器的损耗功率观察，有效电流是决定性的。以下关系适用：

Figure 201280033690X100002DEST_PATH_IMAGE001

。

电容器电流的算数平均在忽略固有损耗的情况下处于0。当电流被强烈相加时，也即当电流变化曲线通向“尖峰”时，有效值强烈升高。由于有效值的该强烈升高，中间回路电容器的热载荷是高的。如在使用中心对齐操控时所出现的这种高热载荷在根据本发明的方法情况下被避免。

在申请人的DE （R.336126）中已经建议，通过新的操控模式使电流分布变宽并且从而减小中间回路电流的有效值和中间回路电容器的热载荷。

图4a示出用于阐明五相正弦系统的图表，如在DE （R.336126）中所使用的，其中在该图表中与在图2和3中所示的图表相比相序被改变。在此，沿着横坐标以π单位绘出角度并且沿着纵坐标绘出额定电压预设。所属的相电流用U、V、W、X和Y表示。上极限值用G_o表示并且下极限值用Ｇ_u表示。这些极限值在图4a中用虚线示出。上极限值G_o稍微小于最大正额定电压值。另一极限值G_u稍微大于最小负额定电压值。

所述极限值如下被求取：

G_o=U_额定_振幅*cos(360°/(4*PZ))

G_u=-G_0，

其中PZ是电机的转速。

根据DE （R.336126），控制单元在相继的操控循环中提供用于开关的脉冲形控制信号，在一个操控循环内所述控制信号的脉冲宽度和脉冲起点分别这样被改变，使得中间回路电流减小。

这例如按照平顶（Flattop）方法实现。在该方法中，如以下所阐述的，确定的开关相继接通。

在图4a中标记角度间隔或平顶窗α1,…,α10，其中在以下意义上存在电压预设，即分配给一个电流相的额定电压值大于上极限值Ｇ_o或者小于下极限值G_u。如果分配给一个电流相的额定电压值大于上极限值Ｇ_o，则在所属的角度间隔中使所属的高侧开关导通。而如果分配给一个电流相的额定电压值小于下极限值G_u，则在所属的角度间隔中使所属的低侧开关导通，如下面根据图4b所阐述的。

图4b阐明通过正弦三角比较为正弦换向电机产生操控模式。通过施加具有偏移因子的三角函数，自动地得出10个参与开关的旋转导通，所述偏移因子分别在平顶窗换接的时刻被换接。正弦形信号对应于额定电压预设。

从图4a和4b可以看出，

-在角度间隔α1中相X的高侧开关导通，

-在角度间隔α2中相V的低侧开关导通，

-在角度间隔α3中相W的高侧开关导通，

-在角度间隔α4中相U的低侧开关导通，

-在角度间隔α5中相Y的高侧开关导通，

-在角度间隔α6中相X的低侧开关导通，

-在角度间隔α7中相V的高侧开关导通，

-在角度间隔α8中相W的低侧开关导通，

-在角度间隔α9中相U的高侧开关导通，和

-在角度间隔α10中相Y的低侧开关导通。

在电流和电压的相移情况下，可能有意义的是，向右或向左推移角度间隔α1-α10，其中在当前情况下18°、一般360°/(4*相数)的最大推移是可能的。

在这些角度间隔中的每一个中，除了属于分别导通的开关的相电流之外使用所有其它相电流来减小中间回路电流。这通过以下方式实现，即控制单元通过适当的操控模式相对彼此地推移所述其它相电流，使得结果得到的中间回路电流减小。这可以通过以下方式实现，即所述其它相电流的推移这样进行，使得正相电流的重叠被减少，和/或通过以下方式实现，即所述其它相电流的推移这样进行，使得至少部分地补偿正和负相电流。

图5示出用于阐明根据在DE （R.336126）中所述的发明的操控模式和在此出现的中间回路电流的图表。在此，在图5a中示出操控模式并且在图5b中示出在此出现的中间回路电流。从图5a可以看出，用于分别所属的开关的分配给所述相的操控脉冲在时间上相互分离，也即相互不叠加。从图5b可以看出，随着根据图5a的每个开关过程，相应的均衡电流在中间回路中流动。中间回路电流的绝对值相比于在图2b中所示的中间回路电流减小大约30%并且从而明显减小。该减小可以归因于，不再由于相电流的系统叠加而发生中间回路电流的强烈过高。

在另外的优化步骤中，此外可以消除在图5b中所示的中间回路电流的在正方向上走向的电流尖峰。为了中间回路电流的进一步减小的目的，试图引起以下状态：在该状态中中间回路电流始终在其零线附近移动。就此而言，引起直流电压源的电流相加的电流分量是特别干扰性的。

相电流的该不希望的叠加通过以下方式被避免，即以适当的方式在操控周期内推移所属的操控脉冲。该推移可以在不限制正弦换向的作用的情况下在操控周期内任意地进行。因此，如果其两个开关在当前平顶窗中不导通的相的操控相对彼此地被推移，使得正相电流或还有负相电流的重叠被避免和/或正相电流和负相电流至少部分相互补偿，则有效中间回路电流可以再次被减小。

图6示出用于阐明根据前述改进方案的操控模式和在此出现的中间回流电流的图表，根据所述改进方案这样进行正相电流和负相电流的重叠，使得中间回路电流减小。在此，在图6a中示出操控模式并且在图6b中示出在此出现的中间回路电流。与图5b相比可以看出，不再存在中间回路电流的正尖峰。与图2b相比可以看出，中间回路电流的最大振幅减小并且中间回路电流的分布加宽。

图5和6在分别所示的角度位置方面不同地被选择并因此不能直接相互比较。但是避免如在图5b中所示的中间回路电流的正尖峰的期望效应正确地在图6中阐明。

借助于诸如是DE （R.336126）的主题的前述操控模式，中间回路电流可以相比于传统中心对齐操控减少直至40%。在此，使用正弦形的额定电流预设或额定电压预设。

本发明的目的是中间回路电流的进一步减小。为此目的抛弃正弦电流形状。代替于此地进行相电流预设，所述相电流预设遵循梯形或者理想地遵循脉冲形状。

为了获得在理想情况下为0 A的中间回路电流，给出以下预设：

-在操控循环的每个时刻必须接通至少一个相电流，所述相电流完全接纳直流电压源的所施加的电流；

-一旦相电流被关断，就接通另一相电流，该另一相电流接管直流电压源的电流；

-因为直流电压源的电流由于引线电感以第一近似保持恒定，所以有利的是，出现的相电流遵循恒定值；

-在操控循环内不允许存在操控空隙。

包含该预设的相电流预设在图7中示出，其中示出用于阐明本发明的第一实施例的图表。在此，沿着横坐标绘出任意单位（任意单位）的角度并且沿着纵坐标同样以任意单位（任意单位）绘出相电流的相电流预设。根据图7的电流模式的特征在于，在操控循环内的每个时刻所述相之一具有正电流值，而另外的四个相分别具有相同的负电流值。在此，负电流值的振幅对应于正电流值的振幅的四分之一，使得在操控循环的每个时刻相电流的总和为0。在操控循环内不出现空隙。在关断一个正相电流的每个时刻，接通另一正相电流。分别接通的相电流的振幅比按数值被选择为使得当前接通的相电流对应于直流电压源的当前电流。

从在图7中绘制的矩形盒中可以看出，在该角度范围中适用的是：

I_相1=-(I_相2+I_相3+I_相4+I_相5)。

包含所述预设的另一相电流预设在图8中示出。在该图中示出用于阐明本发明的第二实施例的图表。在图8中也沿着横坐标以任意单位（任意单位）绘出角度并且沿着纵坐标同样以任意单位（任意单位）绘出相电流的相电流预设。根据图8的电流模式的特征在于，在操控循环内的每个时刻所述相之一具有负电流值，而另外的四个相分别具有相同的正电流值。在此，正电流值的振幅对应于负电流值的振幅的四分之一，使得在操控循环的每个时刻相电流的总和又为0。在此情况下，在操控循环内也不出现空隙。在关断一个负相电流的每个时刻，接通另一负相电流。在这里，分别接通的相电流的振幅比按数值也被选择为使得当前接通的相电流对应于直流电压源的当前电流。

从在图8中绘制的矩形盒中可以看出，在该角度范围中适用的是：

I_相1=-(I_相2+I_相3+I_相4+I_相5)。

在根据图7和8的图表中未示出电流预设，因为类似于块换向仅在确定的相电流振幅情况下可以将中间回路电流减小到0，所述相电流振幅在相应的个别情况下根据电压状况、定子电阻、发动机的接线方式和当前的互感出现。如果调整相应的脉冲模式，则随着转速上升而由于互感上升将出现下降的电池电流和相电流。因此，需要具有出现的较高振幅的另外的相电流预设。

图9示出用于阐明本发明的第三实施例的图表。在图9中也沿着横坐标以任意单位（任意单位）绘出角度并且沿着纵坐标同样以任意单位（任意单位）绘出相电流的相电流预设。根据图9的电流模式的特征在于，在操控循环内的每个时刻两个相具有相同的正电流值，而另外的三个相分别具有相同的负电流值。在此，正电流值的振幅对应于负电流值的振幅的1.5倍。因此在该实施例情况下在操控循环的每个时刻相电流的总和也为0。在该实施例中，在操控循环内也不出现空隙。在操控循环的每个时刻接入两个正相电流和三个负相电流。在关断一个正相电流的每个时刻，接通另一正相电流。分别接通的相电流的振幅比按数值被选择为使得当前接通的相电流对应于直流电压源的当前电流。

从在图9中绘制的矩形盒中可以看出，在该角度范围中适用的是：

（I_相1+I_相5）=-(I_相2+I_相3+I_相4)。

为了减小在总和中消除的中间回路电流，所使用的操控模式遵循平顶方法。为此例如为了实现根据图7的操控模式可以在对应于在那里绘制的矩形的角度区段或时间区段1中使属于相1的高侧开关连续导通，而其它相大部分地同样在高侧导通并且交替地这样操作相应的低侧开关，使得在每个时刻从直流电压源输送相同电流。与此相应地，在图9中所示的实施例中在对应于在那里绘制的矩形的角度区段或时间区段1中属于相1和5的高侧开关导通，而使属于相2、3和4的低侧开关交替地导通。

图10示出用于阐明用于在图7中所示的第一实施例的操控模式的图表。根据该实施例，对于在转速=0时具有星点接线的完美对称电机的情况，也即在无感应电压影响的情况下，使用简化的、梯形操控模式，以便实现如在图7中在角度区段或时间区段1中所示的电流变化曲线。在此，示例性地从10 KHz的操控频率出发。操控模式被称为4:1操控模式，因为一个相（在所示的示例情况下相1）连续导通，而另外的四个相在分别相同的时间分量被操控并且其操控被交替。此外，4:1表示相电流数值的比，因为如从图7可以看出正相电流对应于负电流数值的4倍。

在前面所说明的操控的翻转情况下，也即在低侧开关的连续导通和高侧开关的短时和交替操控情况下，得出如在图8中所示的电流模式。

图11示出用于阐明在图9中所示的实施例的操控模式的图表。在此使用简化的梯形操控模式，以便实现如在图9中在角度区段或时间区段1中所示的电流变化曲线。在该实施例中在同时最小中间回路电流的情况下实现较高的操控持续时间。操控遵循下一最小整数倍，也即“3”。从根据图11的3:2操控模式可以看出，与图9相比，存在具有较高振幅的块电流。

图12示出用于阐明根据本发明第四实施例的用于实现具有2:3操控的块电流的操控模式的图表。在这种操控时，在连续导通的相3、4和5中根据所使用的接线（三角、星形、五角星等）存在不同高的相电流，所述相电流改善力矩利用。

图13示出用于阐明根据本发明第五实施例的具有1:4操控的块电流的操控模式的图表。这对应于经典块换向，其中在操控窗内不进行开关切换。

因此存在如下可能性：也在经典块换向时得出的电流下如此调整其它电流等级，使得有特别低的中间回路电流流动。

图14示出用于阐明本发明第六实施例的图表。在该实施例中与前述实施例不同地也使用一个或多个具有值0的相电流。在图14中得出2:2图表，其中3:1、2:1、1:1也是可能的。

图15示出用于阐明在使用图10中所示的操控模式时的电流变化曲线的图表。在此，在图15a中示出所使用的4:1操控模式，在图15b中示出相电流1-5以及在图15c中示出发电机电流I(Lk1)和中间回路电流I(C1)。在此涉及中间回路电流的模拟，但是所述模拟匹配于真实条件。这意味着，所述模拟在功率开关的瞬时开关过程时考虑欧姆过渡电阻和线路电阻以及延迟时间。因此，中间电流回路电容器的真实有效电流不等于0并且与操控和功率电子设备的电气参数有关。

此外，中间回路电流附加地通过改变在时间区段切换时出现的定子电流根据电机定子电感的起振时间被进一步提高。如果从用矩形框表示的角度区段或时间区段过渡到下一角度区段或时间区段，则这种时间区段切换例如在图7中所示的实施例情况下存在。

在前述示例中可以在有效相电流为大约120 A时达到大约30 A的有效中间回路电流。

在传统操控方法、例如中心对齐操控情况下，出现的中间回路电流在相同的电气条件下处于大约85 A。

因此，在该示例中实现中间回路电流的约65%的减少。

图16示出用于阐明在已知中心对齐操控时电流变化曲线的图表。在此，在图16a中示出所使用的操控模式，在图16b中示出相电流1-5以及在图16c中示出发电机电流I(Lk1)和中间回路电流I(C1)。

图17与此不同地示出在使用根据图11的3:2操控模式时的电流变化曲线的图表。可以看出，在该实施例中在有效相电流为260A时实现了大约70 A的有效中间回路电流。

如果在传统的中心对齐操控模式情况下调整该参数，则所得出的中间回路电流处于约230 A。

因此在该示例中可以借助于根据本发明的方法实现有效中间回路电流的大约70%的减小。

借助于根据本发明的方法不管怎样实现了中间回路电流的强烈减小。在此，应用简单的操控模式，所述操控模式的特征在于，操控块大小相同或几乎大小相同，各个操控块作为1的几乎整数倍得出并且操控的模式仅在存在360°/相数或360°/(2·相数)的电气角度时才被切换。本发明的其它优点在于逐级调整不同电流高度的可能性和在具有任意电流相数目的电机情况下、优选在相数大于3的电机情况下的可应用性。

Claims

1.用于操控与直流电压源连接的多相电机的方法，所述多相电机具有配备有中间回路电容器的中间回路、相绕组并且对于每相具有高侧开关和低侧开关，其中分配给各个相的开关由控制单元施加控制信号，其特征在于，为减小中间回路电流，控制单元对于分配给各个相的开关提供块状控制信号，使得预先给定梯形或脉冲形的相电流，在每个操控循环的每个时刻接通至少一个相电流并且按数值这样选择预先给定的相电流的振幅比，使得当前接通的相电流对应于直流电压源的当前电流。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述电机是n相电机，并且对于预先给定的相电流的振幅比，以下关系适用：

其中

。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述电机是五相电机，并且预先给定的相电流的振幅比为4:1、3:2、2:3或1:4。

4.根据前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，所述控制单元按照平顶方法操控分配给各个相的开关，使得一个或多个相在PWM窗内不被时钟控制。

5.根据前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，所述控制单元产生控制信号，使得在操控循环内在预先给定的电流值的相电流的每次关断时接通具有相同电流值的另一相电流。

6.根据前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，所述控制单元产生控制信号，使得所有接通的相电流的电流值始终不同于零。

7.根据权利要求1-5之一所述的方法，其特征在于，所述控制单元产生控制信号，使得一个或多个接通的相电流的电流值在此期间是零，其中分别在关断具有不等于0的值的相电流之后接通具有相同电流值的另一相电流。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，在五相电机的情况下其电流值不等于零的相电流处于3:1、2:1、2:2、1:2、1:3或1:1的振幅比中。

9.根据前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，在每个操控循环的每个时刻，一个预先给定的相电流具有正电流值，其它接通的预先给定的相电流分别具有相同的负电流值，并且接通的相电流的负电流值的总和等于该正电流值。

10.根据权利要求1-8之一所述的方法，其特征在于，在每个操控循环的每个时刻，一个预先给定的相电流具有负电流值，其它接通的预先给定的相电流分别具有相同的正电流值，并且接通的相电流的正电流值的总和等于负电流值。

11.根据权利要求1-8之一所述的方法，其特征在于，在每个操控循环的每个时刻，多个预先给定的相电流具有相同的正电流值，其它接通的预先给定的相电流分别具有相同的负电流值，并且接通的相电流的负电流值的总和等于接通的相电流的正电流值的总和。