CN112039528A - 一种逐次逼近模数转换器中的电容阵列逻辑控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明请求保护一种逐次逼近模数转换器中的电容阵列逻辑控制方法，属于模拟集成电路设计技术领域。是一种差分电容阵列的开关逻辑的设计方法。本方法可以让电容阵列在每次判决中接入使用最少的电容，从而引入最少的失配等非理想因素。相比传统方法以及众多功耗改进的方法，本方法在不对逐次逼近模数转换电路基本结构做修改的情况下，改善逐次逼近模数转换器的线性度，SNDR(信噪失真比)和SFDR(动态范围)等主要性能参数都有明显提高，也非常有利于高位高精度的逐次逼近模数转换器后续的模拟或者数字校准，从而提高转换器的整体性能。并且，本方法具有普适性，适用于大多数差分电容阵列结构的逐次逼近模数转换电路。

Description

一种逐次逼近模数转换器中的电容阵列逻辑控制方法
技术领域
本发明属于模拟集成电路技术领域，具体涉及一种差分电容式逐次逼近模数转换器的电容阵列逻辑控制技术。
背景技术
电容式DAC是目前逐次逼近模数转换器最主要采用的设计方案。其中，电容的半导体工艺制造精度和匹配程度是影响模数转换器电路精度最主要的因素。实际制造出的模数转换器电路，由于寄生电容的影响，以及半导体制造工艺技术的限制，实际上制作出来的电容的容值不可能为设计时所设想的理想电容值的大小，各个位电容之间也就不可能完美地呈2进制大小匹配，使得电压改变不理想，导致电路转换的非线性失真。因此，对于高精度的模数转换器，通常需要有模拟或者数字的外加校准模块来对这样的电容失配进行一定的校准。本发明通过对电容失配进行概率学建模和计算，通过对电容阵列进行开关方法来减少失配的引入，提高逐次逼近模数转换器在校准前的线性度，加以校准后能够达到更高的精度。
图1所示的是与本发明作为对比的单调电容开关(MCS)方法。该方法的具体操作为，根据第N次的比较结果0或者是1，决定是将下一位正输入侧还是负输入侧的第N位电容由GND接入Vref。其由传统开关方法经过功耗改进而来，逻辑容易理解，开关操作简单，N位转换只需要用到N-1组位电容，并且电容开关功耗相比传统开关方法有了大幅下降，是现有的整体性能较为优良的开关方法。但和其他绝大多数改进一样，MCS开关方法多局限于功耗上的改进。但逐次逼近模数转换器相较于周边的其他电路，功耗本身就属于较低的，再改进功耗对于整个芯片系统的影响并不大。并且，该开关方法的抗电容失配性能相比传统方法提升不大，制约了其在高精度转换器中的应用。
现有的许多电容开关逻辑方法，都只着眼于功耗的改进，没有考虑每次比较判决时电容的接入使用量。在设计高精度逐次逼近模数转换器的过程中，对于电路中的每一部分都要考虑影响线性度的因素。现有的开关逻辑控制方法在解决电容失配问题上几乎都没有较好的表现，由此，本发明针对这一部分做出改进。
发明内容
本发明旨在解决以上所提到的电路设计技术问题。提出了一种高精度逐次逼近模数转换器的电容阵列逻辑控制方法。本发明的技术方案如下：
该方法可应用于大多数不同类型的差分电容式DAC电路，二进制式、分段式等等，不管是上极板采样还是下极板采样皆适用。其方法是通过在每次比较判决时，使用最少的电容，来达到引入最少的电容失配量，从而减少电容失配所带来的的影响。下面介绍详细的开关控制逻辑及开关操作。
首先，如果电容阵列是上极板采样，例如图3所示的电容阵列，采样后比较器正负输入端电压Vxp和Vxn等于差分输入电压Vip和Vin。此时直接进行第一次比较，该位比较结果决定了后面只操作正输入端还是负输入端的电容。当首位比较结果为1，即比较器正输入端Vxp大于负输入端Vxn时，将Vxn侧的第一位MSB电容下极板由GND接入Vref，并且后续位均只操作Vxn侧的电容，Vxp侧的电容在整个转换周期中保持接GND。而当首位比较结果为0时，即比较器正输入端Vxn大于负输入端Vxp时，将Vxp侧的第一位MSB电容下极板由GND接入Vref，并且后续位均只操作Vxp侧的电容，Vxn侧的电容在整个转换周期中保持接GND。
而如果电容阵列是下极板采样，例如图4所示的电容阵列，采样后比较器正负输入端的电压分别为Vxp＝-Vin+Vcm和Vxn＝-Vip+Vcm，其中Vip和Vin为差分信号正负端输入值，Vcm为共模电压，此时Vxp-Vxn＝Vip-Vin，直接进行第一次比较，并根据比较结果决定后续位操作正输入侧还是负输入侧电容；当首位比较结果为1，即比较器正输入端Vxp大于负输入端Vxn时，将Vxn侧的第一位MSB电容下极板由GND接入Vref，并且后续位均只操作Vxn侧的电容，Vxp侧的电容在整个转换周期中保持接GND，而当首位比较结果为0时，即比较器正输入端Vxn大于负输入端Vxp时，将Vxp侧的第一位MSB电容下极板由GND接入Vref，并且后续位均只操作Vxp侧的电容，Vxn侧的电容在整个转换周期中保持接GND。
首次比较之后，无论是上极板采样还是下极板采样，后面情况都一样。当首次的比较结果为1时，将Vxn侧的最高位MSB电容由GND接入Vref，电荷再分布使得Vxn侧电势上升，此时
Figure BDA0002596456320000031
再进行比较。如果比较第二次结果仍为1，则再将次高位电容由GND接入Vref，使上式中Vref前的系数变为3/4，继续进行比较。如果第二次的比较结果为0，则将最高位MSB电容由Vref接回GND，再将次高位电容由GND接入Vref，使上式中Vref前的系数变为1/4，继续进行比较。后面以此类推，当第N为比较结果为1时，直接将下一位(第N位)电容由GND接入Vref；当比较结果为0时，将本位(第N-1位)电容由Vref接回GND，再将下一位(第N位)电容由GND接入Vref，直到所有位比较完成。
当首次的比较结果为0时，将Vxp侧的最高位MSB电容由GND接入Vref，电荷再分布使得Vxn侧电势上升，此时
Figure BDA0002596456320000032
再进行比较。如果比较第二次结果仍为0，则再将次高位电容由GND接入Vref，使上式中Vref前的系数变为3/4，继续进行比较。如果第二次的比较结果为1，则将最高位MSB电容由Vref接回GND，再将次高位电容由GND接入Vref，使上式中Vref前的系数变为1/4，继续进行比较。后面以此类推，当第N位比较结果为0时，直接将下一位(第N位)电容由GND接入Vref；当比较结果为1时，将本位(第N-1位)电容由Vref接回GND，再将下一位(第N位)电容由GND接入Vref。
本发明的优点及有益效果如下：
这里对本发明的电容阵列控制开关方法解决电容失配的问题进行详细分析。由于半导体制造工艺的限制，制造出的实际电容大小并不会是精确的设定值，而是可以看做一个正态分布N(C,k2C2)，其中k是制造工艺精度所决定的误差系数。电容的大小直接决定了改变电容状态时比较器输入端电压的变化大小，而其方差即电容可能的误差部分也就直接决定了线性失真的大小。下面举8位的例子，用本发明开关方法与现有的MCS单调电容开关法进行比较，计算方法是计算接入使用的电容的方差总和，就可以大致表现出该情况下电容的误差可能会带来的影响大小。首先是差距最大的情况，当输入信号处于转换结果为1000000X的范围是，MCS开关法的位电容情况为：比较器正输入端0111111，负输入端1000000。其中，1代表该位电容接了Vref，参与了改变电压。0则代表该位电容接地，未参与改变电压。此时，其接入使用的电容总量为127C，其正态分布方差总和为5461k2C2，其中C为单位电容。而本发明开关方法的位电容情况为：比较器正输入端0000000，负输入端0000001。接入使用的电容总量为1C，正态分布方差总和为1k2C2，相比MCS开关方法几乎可以忽略不计。再考虑另一种情况，当输入信号处于1010110X的范围时，此时MCS开关法的位电容情况为：比较器正输入端0101001，负输入端1010110。接入使用的电容总量为127C，其正态分布方差总和为5461k2C2。可以发现，不管输入信号大小如何，MCS开关方法转换时均接入用到了一组完整的2进制电容，引入的方差总和也一直处于较高的水平。本发明的方法此时的位电容的情况为：比较器正输入端0000000，负输入端0101101。其中接入使用的总电容量为45C，正态分布方差总和为1105k2C2，也大大低于MCS开关方法的水平。对于其他的转换情况各有不同，但在任何转换判决过程中，本发明方法的电容使用和误差引入始终小于或等于MCS开关方法。
假如转换过程中所有数字结果出现的概率相同，本发明方法相较于MCS方法所引入的方差总和平均下降60％以上，因此由电容失配所引起的误差也会有明显下降。经过含有非理想因素的16位逐次逼近模数转换器的仿真测试，相比MCS和其他开关方法，其SNDR(信噪失真比)提升5～7dB，SFDR(动态范围)提升9～13dB，大幅提高了转换器电路自身的精度，使得较低位数的逐次逼近模数转换器甚至可不需要校准，对于高位高精度的也可减小校准压力，提高校准后精度。
附图说明
图1是本发明提供优选实施例现有的单调电容开关(MCS)方法3位开关顺序图
图2是本发明的电容开关方法3位开关顺序图
图3是一种典型的上极板采样DAC电容阵列
图4是一种典型的下极板采样DAC电容阵列
图5是一种下极板采样的分段式电容阵列
图6是相同的16位逐次逼近模数转换器，给予相同的电容失配及无校准的情况下，MCS开关方法(a)与本发明开关方法(b)的转换性能仿真结果。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、详细地描述。所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例。
本例将展示将本发明电容阵列逻辑控制方法使用在一种下极板采样的差分分段电容式逐次逼近模数转换器上，如图5所示，并详细说明其工作的过程。
该电容阵列为两段分段式，具体为8+7+1，LSB(低位)段8位，MSB(高位)段7位加一个冗余电容。设单位电容为C，LSB段电容分别C，2C，…，27C，而MSB段为C，2C，…，26C和一个冗余电容C。分段式电容阵列极大地减小了所需的总电容大小，有效节约了芯片面积。其中分段耦合电容为单位电容C，改善了过去耦合电容为分数倍电容制造难的问题，下极板采样和适当的冗余设计，使得解决耦合电容分数倍后，只对比较器输入端的增益有微小的影响，对转换的线性度没有影响。
电容阵列的工作过程主要分为了三部分。首先是采样阶段，此时比较器的输入端接入共模电压Vcm，MSB段的所有电容下极板接入输入信号，其中比较器正输入端的电容接入负输入信号Vin，而比较器负输入端的电容接入正输入信号Vip。此时比较器正、负输入端电容上极板的电荷量分别为：
Qp＝(Vcm-Vip)CMSB+VCM(CLSB//CS)
Qn＝(Vcm-Vin)CMSB+VCM(CLSB//CS)
其中CMSB为MSB段电容总和，CLSB为LSB段电容总和，CS为段间耦合电容。
之后进入保持阶段，比较器输入端断开与Vcm的连接，所有电容的下极板接地，此时电容电荷会进行再分配。此时比较器正输入端电压Vxp和负输入端电压Vxn分别为
Vxp＝-KVin+Vcm
Vxn＝-KVin+Vcm
其中K为增益系数，
Figure BDA0002596456320000061
此时Vxp-Vxn＝K(Vip-Vin)，直接可进行第一次比较，根据比较结果决定后面只操作正输入端还是负输入端的电容。
如果第一次比较结果为1，将Vxn侧的最高位MSB电容由GND接入Vref，电荷再分布使得Vxn侧电势上升，此时
Figure BDA0002596456320000062
再进行比较。如果比较第二次结果仍为1，则再将次高位电容由GND接入Vref，使上式中Vref前的系数变为3/4，继续进行比较。如果第二次的比较结果为0，则将最高位MSB电容由Vref接回GND，再将次高位电容由GND接入Vref，使上式中Vref前的系数变为1/4，继续进行比较。后面以此类推，当第N位比较结果为1时，直接将下一位(第N位)电容由GND接入Vref；当比较结果为0时，将本位(第N-1位)电容由Vref接回GND，再将下一位(第N位)电容由GND接入Vref。直到所有位比较完成。
当首次的比较结果为0时，将Vxp侧的最高位MSB电容由GND接入Vref后，电荷再分布使得Vxp侧电势上升，此时
Figure BDA0002596456320000063
再进行比较。如果比较第二次结果仍为0，则再将次高位电容由GND接入Vref，使上式中Vref前的系数变为3/4，继续进行比较。如果第二次的比较结果为1，则将最高位MSB电容由Vref接回GND，再将次高位电容由GND接入Vref，使上式中Vref前的系数变为1/4，继续进行比较。后面以此类推，当第N位比较结果为0时，直接将下一位(第N位)电容由GND接入Vref；当比较结果为1时，将本位(第N-1位)电容由Vref接回GND，再将下一位(第N位)电容由GND接入Vref。直到所有位比较完成。
图6为使用该结构的16位逐次逼近模数转换器，在引入一定的电容失配后，无校准模块的转换性能仿真结果。相比现有的MCS开关方法(a)，本发明开关方法(b)的SNDR高出了5.6，SFDR高出了10.2，该方法较高的抗电容失配性能有效提高了转换器的线性度。
本申请的上述实施例中，一种采用了这种高精度的开关方法的16位逐次逼近模数转换器。通过使用该开关方法，使得每次比较判决时使用最少电容，从而引入最少的误差。在同等的失配情况下，本发明获得了比其他现有开关方法更加优秀的精度，更高的SNDR和SFDR。
以上这些实施例应理解为仅用于说明本发明而不用于限制本发明的保护范围。在阅读了本发明的记载的内容之后，技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等效变化和修饰同样落入本发明权利要求所限定的范围。

Claims (3)

1.一种高精度逐次逼近模数转换器的电容阵列逻辑控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
如果电容阵列是上极板采样的DAC电容阵列时，采样后比较器正负输入端电压Vxp和Vxn等于差分输入电压Vip和Vin，此时直接进行第一次比较，并根据比较结果决定后续位操作正输入侧还是负输入侧电容；当首位比较结果为1，即比较器正输入端Vxp大于负输入端Vxn时，将Vxn侧的第一位MSB电容下极板由GND接入Vref，并且后续位均只操作Vxn侧的电容，Vxp侧的电容在整个转换周期中保持接GND；而当首位比较结果为0时，即比较器正输入端Vxn大于负输入端Vxp时，将Vxp侧的第一位MSB电容下极板由GND接入Vref，并且后续位均只操作Vxp侧的电容，Vxn侧的电容在整个转换周期中保持接GND；
如果电容阵列是下极板采样的DAC电容阵列时，采样后比较器正负输入端的电压分别为Vxp＝-Vin+Vcm和Vxn＝-Vip+Vcm，其中Vip和Vin为差分信号正负端输入值，Vcm为共模电压，此时Vxp-Vxn＝Vip-Vin，直接进行第一次比较，并根据比较结果决定后续位操作正输入侧还是负输入侧电容；当首位比较结果为1，即比较器正输入端Vxp大于负输入端Vxn时，将Vxn侧的第一位MSB电容下极板由GND接入Vref，并且后续位均只操作Vxn侧的电容，Vxp侧的电容在整个转换周期中保持接GND，而当首位比较结果为0时，即比较器正输入端Vxn大于负输入端Vxp时，将Vxp侧的第一位MSB电容下极板由GND接入Vref，并且后续位均只操作Vxp侧的电容，Vxn侧的电容在整个转换周期中保持接GND。
2.根据权利要求1所述的一种高精度逐次逼近模数转换器的电容阵列开关方法，其特征在于，无论是上极板还是下极板采样的DAC电容阵列，当首次的比较结果为1时，将Vxn侧的最高位MSB电容由GND接入Vref，电荷再分布使得Vxn侧电势上升，此时
Figure FDA0002596456310000011
再进行比较；如果比较第二次结果仍为1，则再将次高位电容由GND接入Vref，使上式中Vref前的系数变为3/4，继续进行比较；如果第二次的比较结果为0，则将最高位MSB电容由Vref接回GND，再将次高位电容由GND接入Vref，使上式中Vref前的系数变为1/4，继续进行比较；后面以此类推，当第N位比较结果为1时，直接将下一位即第N位电容由GND接入Vref；当比较结果为0时，将本位即第N-1位电容由Vref接回GND，再将下一位(第N位)电容由GND接入Vref，直到所有位比较完成；当首次的比较结果为0时，将Vxp侧的最高位MSB电容由GND接入Vref，电荷再分布使得Vxn侧电势上升，此时
Figure FDA0002596456310000021
Figure FDA0002596456310000022
再进行比较；如果比较第二次结果仍为0，则再将次高位电容由GND接入Vref，使上式中Vref前的系数变为3/4，继续进行比较；如果第二次的比较结果为1，则将最高位MSB电容由Vref接回GND，再将次高位电容由GND接入Vref，使上式中Vref前的系数变为1/4，继续进行比较；后面以此类推，当第N位比较结果为0时，直接将下一位(第N位)电容由GND接入Vref；当比较结果为1时，将第N-1位电容由Vref接回GND，再将第N位电容由GND接入Vref。
3.根据权利要求2所述的一种高精度逐次逼近模数转换器的电容阵列开关方法，其特征在于，其开关控制逻辑实现可以包括，用SAR逻辑储存的各位比较结果，输入一个三输入端与非门作为主要控制开关，控制接入Vref的开关为低有效，其中，第N位Vxp侧电容的开关，与非门输入分别为：第1位比较结果的反相输出，第N位比较完成的信号，和第N+1位比较结果输出的取反；而第N为Vxn侧电容的开关，与非门输入分别为，第1位比较的结果，第N位比较完成的信号，和第N+1位比较结果，另外对于采样保持等其他阶段，再使用其他逻辑电路对其进行组合。
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