CN111865070A - 用于检测输出电压的振荡的功率转换器 - Google Patents

用于检测输出电压的振荡的功率转换器 Download PDF

Info

Publication number
CN111865070A
CN111865070A CN202010294021.4A CN202010294021A CN111865070A CN 111865070 A CN111865070 A CN 111865070A CN 202010294021 A CN202010294021 A CN 202010294021A CN 111865070 A CN111865070 A CN 111865070A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
oscillation
signal
output
level
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202010294021.4A
Other languages
English (en)
Inventor
南炫硕
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Samsung Electronics Co Ltd
Original Assignee
Samsung Electronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Samsung Electronics Co Ltd filed Critical Samsung Electronics Co Ltd
Publication of CN111865070A publication Critical patent/CN111865070A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
    • G01R23/02—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage
    • G01R23/15—Indicating that frequency of pulses is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values, by making use of non-linear or digital elements (indicating that pulse width is above or below a certain limit)
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
    • G01R23/02—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
    • G01R29/02—Measuring characteristics of individual pulses, e.g. deviation from pulse flatness, rise time or duration
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/40—Testing power supplies
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output

Abstract

可以提供用于检测输出电压的振荡的功率转换器，包括：开关式稳压器，被配置为执行切换，使得电感器被交替地连接到外部电源电压或与外部电源电压隔离并且通过流过电感器的电流来生成输出电压；以及振荡检测器，被配置为检测发生在输出电压中的振荡并且通过确定振荡是否属于将由振荡检测器检测的振荡频率检测范围来输出振荡检测信号。

Description

用于检测输出电压的振荡的功率转换器
相关申请的交叉引用
本申请要求在韩国知识产权局于2019年4月25日提交的韩国专利申请号10-2019-0048602的权益，该专利申请的公开通过引用被整体合并于此。
背景技术
本发明构思涉及功率转换器，并且更具体地涉及用于检测由于功率转换器的输出电压而发生的振荡的方法和/或装置。
最近，随着诸如智能电话以及平板机PC之类的移动设备的使用的快速增加(其需要高效功率管理)，期望高性能功率管理集成电路芯片(PMIC)。随着安装在电子设备中的显示面板的尺寸的增加，期望显示面板具有高图像质量。因此，期望具有相对低功率消耗和相对高的效率的显示器PMIC。因为以相对高的效率在相对高的电压和功率驱动显示面板，所以使用诸如脉冲宽度调制(PWM)直流(DC)-DC转换器之类的开关式稳压器。
开关式稳压器通过例如使用斜坡信号来生成PWM信号，并且通过基于PWM信号对输入电压进行升压或降压来生成期望的输出电压。在开关式稳压器应用中，功率转换器在输出电压高于输入电压时被称为升压转换器，并且在输出电压低于输入电压时被称为降压转换器。
期望能够稳定地提供输出电压的开关式稳压器。然而，由于半导体设备的劣化以及诸如温度之类的外部环境的改变，开关式稳压器可能变得不稳定。由于这样的不稳定，开关式稳压器的输出电压可能振荡(或可能不是均匀的)，因此恶化包括开关式稳压器的整个电子设备或系统的特性。
发明内容
本发明构思提供用于检测输出电压的振荡并且输出振荡检测信号的功率转换器、功率转换器中所包括的振荡检测器和/或操作功率转换器的方法。
根据本发明构思的一方面，提供一种用于接收外部电源电压并且生成具有目标电平的输出电压的功率转换器，包括：开关式稳压器，被配置为执行切换，使得电感器被交替地连接到外部电源电压或与外部电源电压隔离并且通过流过电感器的电流来生成输出电压；以及振荡检测器，被配置为检测发生在输出电压中的振荡并且通过确定振荡是否属于将由振荡检测器检测的振荡频率检测范围来输出振荡检测信号。
根据本发明构思的一方面，提供一种用于检测源电压的振荡的振荡检测器，包括：频率测量单元，被配置为通过输入源电压、将源电压放大并将放大的源电压的电平与第一和第二参考电压的电平相比较来生成振荡信号；频率检测器，被配置为基于振荡信号和时钟信号来生成感测电压并且通过将感测电压与第一和第二阈值电压相比较来生成检测信号；以及占空比检测器，被配置为基于振荡信号和检测信号来生成占空比信号并且通过将占空比信号的电压电平与第一和第二极限电压的电平相比较来生成振荡检测信号。
根据本发明构思的一方面，提供一种检测发生在功率转换器的输出电压中的振荡的方法，包括：通过输入输出电压、将输出电压放大并将放大的输出电压的电平与第一和第二参考电压的电平相比较来生成振荡信号；基于振荡信号和时钟信号来生成感测电压并且通过将感测电压与第一和第二阈值电压相比较来生成检测信号；基于振荡信号和检测信号来生成占空比信号以及通过将占空比信号的电压电平与第一和第二极限电压的电平相比较来生成振荡检测信号；以及向功率转换器的外部输出振荡检测信号。
根据本发明构思的示例实施例，一种用于检测输出电压的振荡的功率转换器可以包括：开关式稳压器，被配置为执行切换，使得电感器被交替地连接到外部电源电压或与外部电源电压隔离，并且通过流过电感器的电流来生成输出电压；以及振荡检测器，被配置为检测在输出电压中发生的振荡并且通过确定振荡是否属于将由振荡检测器检测的振荡频率检测范围来输出振荡检测信号。
根据本发明构思的示例实施例，一种用于检测输出电压的振荡的振荡检测器，该振荡检测器可以包括：频率测量电路，被配置为接收输出电压作为源电压，将源电压放大，并且基于放大的源电压的电平以及第一和第二参考电压的电平来生成振荡信号；频率检测器，被配置为基于振荡信号和时钟信号来生成感测电压并且基于感测电压以及第一和第二阈值电压来生成检测电压；以及占空比检测器，被配置为基于振荡信号和检测信号来生成占空比信号并且基于占空比信号的电压电平、第一极限电压的第一电平以及第二极限电压的第二电平来生成振荡检测信号。
根据本发明构思的示例实施例，一种检测在功率转换器的输出电压中发生的振荡的方法可以包括：接收输出电压作为源电压，将源电压放大，基于放大的输出电压的电平以及第一参考电压的第一电平和第二参考电压的第二电平来生成振荡信号；基于振荡信号和时钟信号来生成感测电压；基于感测电压、第一阈值电压以及第二阈值电压来生成检测信号；基于振荡信号和检测信号来生成占空比信号；基于占空比信号的电压电平、第一极限电压的第三电平以及第二极限电压的第四电平来生成振荡检测信号；以及向功率转换器的外部输出振荡检测信号。
附图说明
通过结合附图所做出的以下详细描述，将更清楚地理解本发明构思的示例实施例，其中：
图1是概念地图示出根据本发明构思的示例实施例的功率转换器的视图；
图2是图示出图1的开关式稳压器的框图；
图3是图示出图2的开关式稳压器的操作的定时图；
图4A至图4D是图示出图2的开关式稳压器的输出电压的波形的视图；
图5是示意地图示出当图2的开关式稳压器操作时在输出电压中观察的频率特性曲线的视图；
图6是图示出图1的振荡检测器的框图；
图7A和图7B是图6的频率测量电路的示例电路；
图8是图示出图7A和图7B的频率测量电路的操作的定时图；
图9和图10是图示出图6的频率检测器的示例电路；
图11是图示出图9和图10的频率检测器的操作的定时图；
图12A至图12C示出图示出图6的占空比检测器的示例电路和相关联的图形；
图13是图示出图6的占空比检测器的示例电路；
图14是图示出图13的占空比检测器的操作的定时图；
图15是图示出根据本发明构思的示例实施例的功率转换器的操作的定时图；以及
图16是图示出采用根据本发明构思的示例实施例的功率转换器的系统的框图。
具体实施方式
尽管在示例实施例的描述中使用术语“相同”或“等同”，但应当理解，可以存在一些不精确。因此，当一个要素被称为与另一个要素相同时，应当理解，要素或值在期望的制造或操作容限范围(例如，±10％)内与另一个要素相同。
当关于数值在本说明书中使用术语“关于”、“基本上”或“大致”时，意图是，相关联的数值包括所陈述的数值附近的制造或操作容限(例如，±10％)。而且，当关于几何形状使用词语“大体”和“基本上”时，意图是，不要求几何形状的精度，而是形状的幅度处于本公开的范围内。
图1是概念地图示出根据本发明构思的示例实施例的功率转换器100的视图。
参考图1，功率转换器100可以被配置为接收外部电源电压VEXT并且生成具有目标电平的输出电压VOUT。功率转换器100可以包括降压(step down)开关式稳压器(未示出)，用于减小外部电源电压VEXT并且向电子设备(或加载点RLOAD)分配直流(DC)电压。外部电源电压VEXT可以是用作功率转换器100的功率的电池电压。在脉冲宽度调制(PWM)降压转换器的上下文的示例中描述功率转换器100。可以对于其他类型的PWM应用(例如，升压调节器(boost regulator)(或转换器)和升降压调节器(buck-boost requlator)(或转换器))来利用本公开的内容的一个或多个特性。
功率转换器100可以包括开关式稳压器110和振荡检测器120。开关式稳压器110可以接收外部电源电压VEXT，并且向负载RLOAD提供与外部电源电压VEXT的电平相比具有更低电平的输出电压VOUT。振荡检测器120可以通过监视输出电压VOUT并且检测输出电压VOUT的振荡来输出振荡检测信号SFOC_DET。开关式稳压器110的输出电压VOUT可以用作将由振荡检测器120检测的振荡的源电压。
可以向功率转换器100的外部输出振荡检测信号SFOC_DET。可以向诸如包括功率转换器100的功率管理集成电路芯片(PMIC)之类的设备或系统输出振荡检测信号SFOC_DET。在一些示例实施例中，可以向功率转换器100中的控制器(未示出)输出振荡检测信号SFOC_DET。控制器、设备或系统可以响应于振荡检测信号SFOC_DET来执行稳定操作。可以通过硬件或软件来实施这样的性能。例如，控制器、设备或系统可以控制开关式稳压器110，使得响应于振荡检测信号SFOC_DET来禁用开关式稳压器110的操作，直到发生在输出电压VOUT中的振荡消失为止。
图2是图示出图1的开关式稳压器110的框图。
参考图2，开关式稳压器110可以包括电压分配器210、误差放大器220、比较器230、时钟生成器240、定时逻辑250、开关块260、电感器L以及输出电容器C。如在下文理解的，为了交替地将电感器L连接到外部电源电压VEXT或将其从外部电源电压VEXT断开连接，开关式稳压器110可以被配置为使得开关块260的开关SW1和SW2被开启的占空比改变，并且可以被配置为使得当电感器L存储或放出能量时输出低于外部电源电压VEXT的输出电压VOUT。
电压分配器210可以包括连接在输出节点212和接地电压VSS的节点之间的第一电阻器R1和第二电阻器R2，并且可以输出反馈电压VFB。第一电阻器R1和第二电阻器R2的电阻值可以彼此相等或可以彼此不相等。可以从连接到第一电阻器R1和第二电阻器R2的节点212输出反馈电压VFB，并且反馈电压VFB可以被发送到误差放大器220的反相输入端子(-)。电压分配器210可以通过将输出电压VOUT分压来提供按比例低的反馈电压VFB。
误差放大器220可以通过放大反馈电压VFB和参考电压VREF之间的电压差来输出误差信号ERR。参考电压VREF可以在功率转换器100中被生成为具有特定电平并且可以被提供给误差放大器220的非反相输入端子(+)。例如，当反馈电压VFB高于参考电压VREF时，误差信号ERR的电压电平可以根据电压差而减小。当反馈电压VFB低于参考电压VREF时，误差信号ERR的电压电平可以根据电压差而增加。
比较器230可以在其非反相输入端子(+)接收误差信号ERR，并且通过将斜坡信号RAMP与误差信号ERR相比较来在其反相输入端子(-)生成PWM信号。可以由时钟生成器240将斜坡信号RAMP例如提供为三角波斜坡信号。当误差信号ERR大于斜坡信号RAMP时，比较器230可以生成处于逻辑高状态的PWM信号。当误差信号ERR小于斜坡信号RAMP时，PWM信号可以处于逻辑低状态。
时钟生成器240可以生成并且向定时逻辑250提供斜坡信号RAMP和时钟信号CLOCK。根据示例实施例，时钟生成器240可以随机地改变时钟信号CLOCK的周期(或频率)。
定时逻辑250可以接收PWM信号和时钟信号CLOCK，并且提供串联和分路控制信号SC1和SC2，使得开关块260的串联开关SW1和分路开关SW2相互排他地操作。也就是说，定时逻辑250可以在串联开关SW1被接通时断开分路开关SW2，并且可以在串联开关SW1被断开时接通分路开关SW2。定时逻辑250可以通过使用串联控制信号SC1和分路控制信号SC2来控制串联开关SW1和分路开关SW2的定时。
开关块260可以包括串联地连接在外部电源电压VEXT的节点和接地电压VSS的节点之间的驱动放大器261和262以及串联开关SW1和分路开关SW2。电感器L被连接在串联开关SW1和分路开关SW2连接到的开关节点263与输出节点112之间，并且输出电容器C可以被连接在输出节点112与接地电压VSS的节点之间。
可以通过相对大的开关晶体管来实施串联开关SW1和分路开关SW2。由定时逻辑250提供的串联控制信号SC1和分路控制信号SC2可以在用于控制串联开关SW1和分路开关SW2之前被放大。驱动放大器261和262可以包括反相器的级联，并且可以被设计为使得反相器中的每一个大于前一级中的反相器，诸如大约几毫米，并且最后一级中的反相器足够大以驱动开关晶体管(例如，串联开关SW1和分路开关SW2)。
在PMW操作的每个开关循环中，在其中串联开关SW1被接通并且分路开关SW2被断开的时段中，功率传输可以从外部电源电压VEXT到开关节点263发生，并且流过电感器L的电流可以增加。在其中串联开关SW1被断开并且分路开关SW2被接通的时段中，流过电感器L的电流可以减小。通过这样的操作，可以在输出电容器C中充电在电感器L中建立的能量，并且可以生成输出电压VOUT。
图3是图示出图2的开关式稳压器110的操作的定时图。
参考图3，在时间点t1，时钟信号CLOCK可以转变为高脉冲，并且斜坡信号RAMP可以下降到与误差信号ERR的电平相比更低的电平。在斜坡信号RAMP下降时，斜坡信号RAMP的电平与误差信号ERR的电平交叉，并且从比较器230输出的PWM信号可以转变为逻辑高状态。
在时间点t2，时钟信号CLOCK可以从高转变为低，并且斜坡信号RAMP可以开始斜升。大致在时间点t2，串联开关SW1可以被接通，并且可以从外部电源电压VEXT到开关节点263发生功率传输。因此，开关节点263的电压VSW可以转变为高。
在时间点t3，当斜坡信号RAMP的电平与误差信号ERR的电平交叉时，PWM信号可以从高转变为低。大致从时间点t3到时间点t4，分路开关SW2可以被接通，并且电感器L的电流可以减小。因此，开关节点263的电压VSW可以转变为低。
如所图示出的，可以在其中串联开关SW1被接通的时段TSW1和其中分路开关SW2被接通的时段TSW2之间插入死区时间(dead time)，以便阻止或防止串联开关SW1和分路开关SW2被同时地接通。死区时间可以减少或防止由于直接地从外部电源电压VEXT和接地电压VSS流动的电流造成的过多的功率消耗发生，并缓解或防止由于过多的功率消耗造成的可靠性恶化。
根据PMW操作的开关循环TSW，可以通过电感器L和输出电容器C来平滑根据串联开关SW1和分路开关SW2的接通和断开状态交替地增加和减小的开关节点263的电压VSW，并且因此，可以输出具有目标电平的输出电压VOUT。输出电压VOUT的平均电压VOUT<avg>可以具有与外部电源电压VEXT相比更低的电平，并且具有输出电压VOUT的目标电平。
图4A至图4D是图示出图2的开关式稳压器110的输出电压VOUT的波形的视图。
参考图4A，根据开关式稳压器110的开关操作，输出电压VOUT可以以低于外部电源电压VEXT的期望的(或者替换地，预先确定的)峰-峰电压以均匀频率振荡。例如，输出电压VOUT可以以大约3MHz的开关频率振荡。
图4B和图4C图示出根据连接到开关式稳压器110的输出电压VOUT的负载RLOAD(图1)的改变的输出电压VOUT的波形。在图4B中，图示出输出电压VOUT关于流过负载RLOAD的第一负载电流I_LOAD1的脉冲具有大约10μs的瞬态时间。当第一负载电流I_LOAD1的脉冲被频繁地切换时，输出电压VOUT具有根据欠冲和过冲的大约20μs的开关循环，并且以大约50kHz的瞬时频率振荡。在图4C中，图示出输出电压VOUT关于高于第一负载电流I_LOAD1的第二负载电流I_LOAD2的脉冲具有大约20μs的瞬态时间。当第二负载电流I_LOAD2的脉冲被频繁地切换时，输出电压VOUT具有根据欠冲和过冲的大约40μs的开关循环并且以大约25kHz的瞬时频率振荡。图示出，图4B和图4C的输出电压VOUT的瞬时频率低于图4A的频率。
可以期望开关式稳压器110提供过电流保护能力(例如，用于阻止或防止稳压输出节点112被短接到地GND)。当输出电压VOUT低于接地故障条件或在接地故障条件之下时，可能发生被称为电流限制逸出(current limit runaway)的问题。当分路开关SW2被接通时，发生电流限制逸出，但是不足以放掉当串联开关SW1被接通时电感器L所建立的所有能量。当这样的条件存在时，电感器L的电流中的多个连续循环的增加可以引起电流限制逸出。开关式稳压器110可以被配置为在过电流保护模式中通过断开串联开关SW1并接通分路开关SW2使得流过电感器L的电流减小到大约0，以放掉存储在电感器L中的能量。
例如，当流过电感器L的电流的值超过电流极限值时，开关式稳压器110可以进入其中串联开关SW1被断开且分路开关SW2被接通的过电流保护模式。因而，放掉存储在电感器L中的能量，并且流过电感器L的电流可以与0交叉。在这一点上，开关式稳压器110可以恢复串联开关SW1和分路开关SW2的控制标准。因而，流过电感器L的电流可以快速地增加，直到其值达到电流极限值为止。这时，当通过输出电压VOUT分配的反馈电压VFB高于参考电压VREF时，维持过电流保护模式。流过电感器L的电流可以在其值达到电流极限值之后开始再次减小。在这样的循环中，流过电感器L的电流可以在电流极限值和0之间振荡。当反馈电压VFB减小到低于参考电压VREF时，开关式稳压器110可以退出过电流保护模式。
在图4D中，图示出输出电压VOUT根据电感器L的电流来振荡，该电感器L的电流在开关式稳压器110的过电流保护模式中在电流极限值和0之间振荡。这时，图示出输出电压VOUT具有非均匀的占空比。
图5是当图2的开关式稳压器110操作时在输出电压VOUT中观察到的频率特性分布的视图。
参考图5，关于开关式稳压器110的操作，输出电压VOUT在瞬时频率范围ftr、过电流保护操作频率范围faw、操作带宽fbw以及开关频率范围fsw中振荡。在图4B和图4C中图示出的根据负载电流I_LOAD的作为输出电压VOUT的振荡频率范围的瞬时频率范围ftr被标记为振荡频率范围当中的最低操作频率范围。在图4A中图示出的根据开关式稳压器110的开关操作的作为输出电压VOUT的振荡频率范围的开关频率范围fsw被标记为振荡频率范围当中的最高操作频率范围。作为其中输出被调节为具有目标电平的输出电压VOUT的频带的操作带宽fbw被标记为低于对应于开关频率范围fsw的一半的频率范围fsw/2的频率范围。在图4D中图示出的作为其中输出电压VOUT随着开关式稳压器110的电感器L的电流在过电流保护模式中在电流极限值和零之间振荡而振荡的频带的过电流保护操作频率范围faw在瞬时频率范围ftr和操作带宽fbw之间。
将由振荡检测器120检测的输出电压VOUT的振荡频率检测范围fdet可以是包括操作带宽fbw的一部分和过电流保护操作频率范围faw的一部分的频率范围。根据示例实施例，输出电压VOUT的振荡频率检测范围fdet可以根据不同的频率范围来改变。在下文对检测输出电压VOUT的振荡是否属于振荡频率检测范围fdet的一些示例方法进行详细地描述。
图6是图示出图1的振荡检测器120的框图。
参考图6，振荡检测器120可以接收从开关式稳压器110输出的输出电压VOUT并且检测输出电压VOUT的振荡。振荡检测器120可以被配置为确定输出电压VOUT的振荡是否属于将被检测的振荡频率检测范围并且输出振荡检测信号。振荡检测器120可以包括频率测量电路610、频率检测器620以及占空比检测器630。
频率测量电路610可以被配置为接收输出电压VOUT，将输出电压VOUT放大，基于放大的输出电压以及第一和第二参考电压来生成振荡信号SFOC。例如，频率测量电路610可以被配置为通过接收输出电压VOUT、将输出电压VOUT放大并且将放大的输出电压的电平与第一和第二参考电压的电平相比较来生成振荡信号SFOC。将参考图7A、图7B和图8对频率测量电路610的一些示例实施例进行详细地描述。
频率检测器620可以被配置为基于振荡信号SFOC和时钟信号CLOCK来生成感测电压(未示出)并且基于感测电压以及第一和第二阈值电压(例如，通过将感测电压与第一和第二阈值电压相比较)来生成检测信号SFDET。将参考图9、图10和图11对频率检测器620的一些示例实施例进行详细地描述。
占空比检测器630可以被配置为基于振荡信号SFOC和检测信号SFDET来生成占空比信号(未示出)，并且基于占空比信号的电压电平以及第一和第二极限电压来生成振荡检测信号SFOC_DET。例如，占空比检测器630可以被配置为基于振荡信号SFOC和检测信号SFDET来生成占空比信号(未示出)，并且通过将占空比信号的电压电平与第一和第二极限电压相比较生成振荡检测信号SFOC_DET。将参考图12A至图12C、图13和图14对占空比检测器630的一些示例实施例进行详细地描述。
图7A以及图7B是图6的频率测量电路610的示例电路。图7A图示出频率测量电路610被配置为通过使用参考电压VREF来检测输出电压VOUT的振荡。图7B图示出频率测量电路610_a被配置为通过使用输出电压VOUT的平均电压VOUT<avg>来检测输出电压VOUT的振荡。图7B的频率测量电路610_a可以被配置为根据输出电压VOUT的改变来适配地检测输出电压VOUT的振荡。
参考图7A，频率测量电路610可以包括参考电压生成器710、放大器720以及振荡信号生成器730。
参考电压生成器710可以接收参考电压VREF并且生成第一参考电压VOC_H和第二参考电压VOC_L。参考电压生成器710可以包括第一放大器A711以及多个电阻器R713、R715和R717。可以向第一放大器A711的非反相输入端子(+)提供参考电压VREF。电阻器R713、R715和R717可以被串联地连接在第一放大器A711的输出节点712与接地电压VSS之间。电阻器R713和电阻器R715可以通过节点714被共同连接，并且节点714可以连接到第一放大器A711的反相输入端子(-)。第一放大器A711可以放大参考电压VREF和节点714的电压之间的差，并且向输出节点712提供第一参考电压VOC_H。电阻器R715和电阻器R717共同地连接到的节点716的电压可以提供第二参考电压VOC_L。第二参考电压VOC_L低于第一参考电压VOC_H。图6的振荡检测器120中所包括的频率测量电路610可以被配置为基于第一参考电压VOC_H和第二参考电压VOC_L来检测输出电压VOUT的振荡幅度。
放大器720可以包括串联地连接在第二放大器A721的输出节点722和接地电压VSS之间的电阻器R723和R725。第二放大器A721可以在非反相输入端子(+)接收开关式稳压器110的输出电压VOUT，并且可以在反相输入端子(-)接收电阻器R723和电阻器R725共同地连接到的节点724的电压。第二放大器A721可以将输出电压VOUT的交流(AC)分量放大电阻器R723和电阻器R725之间的电阻比并且向输出节点722提供放大的输出电压VOA。因为不仅仅AC分量而且DC分量也被包括在输出电压VOUT中，所以可以通过宽带宽运算(OP)放大器来实施第二放大器A721。
振荡信号生成器730可以将输出电压放大并且基于放大的输出电压VOA、第一参考电压VOC_H和第二参考电压VOC_L来生成振荡信号SFOC。例如，振荡信号生成器730可以将放大的输出电压VOA与第一参考电压VOC_H和第二参考电压VOC_L相比较，并且生成振荡信号SFOC作为比较结果。振荡信号生成器730可以包括第一和第二比较器731和732、第一和第二脉冲生成器733和734以及触发器735。
第一比较器731可以在反相输入端子(-)接收第一参考电压VOC_H并且可以在非反相输入端子(+)接收放大的输出电压VOA。第一比较器731可以将放大的输出电压VOA的电平与第一参考电压VOC_H的电平相比较，并且输出置位信号SET。当放大的输出电压VOA高于第一参考电压VOC_H时，第一比较器731可以输出具有逻辑高电平的置位信号SET。当放大的输出电压VOA低于第一参考电压VOC_H时，可以输出具有逻辑低电平的置位信号SET。置位信号SET可以通过第一脉冲生成器733被提供到触发器735的置位输入端子S。
第二比较器732可以在反相输入端子(-)接收放大的输出电压VOA并且在非反相输入端子(+)接收第二参考电压VOC_L。第二比较器732可以将放大的输出电压VOA的电平与第二参考电压VOC_L的电平相比较，并且输出复位信号RESET。当放大的输出电压VOA高于第二参考电压VOC_L时，第二比较器732可以输出具有逻辑低电平的复位信号RESET。当放大的输出电压VOA低于第二参考电压VOC_L时，可以输出具有逻辑高电平的复位信号RESET。复位信号RESET可以通过第二脉冲生成器734被提供到触发器735的复位输入端子R。
第一比较器731和第二比较器732可以被配置为在比较操作中使用时间或电压迟滞。例如，并非只要放大的输出电压VOA一高于第一参考电压VOC_H或与其相同就立即输出具有逻辑高电平的置位信号SET，而是可以当放大的输出电压VOA高于第一参考电压VOC_H或与其相同达期望的(或者替换地，预先确定的)时间量时，第一比较器731才输出具有逻辑高电平的置位信号SET。并非只要放大的输出电压VOA一低于第二参考电压VOC_L或与其相同就立即输出具有逻辑高电平的复位信号RESET，而是可以当放大的输出电压VOA低于第二参考电压VOC_L或与其相同达期望的(或者替换地，预先确定的)时间量时，第二比较器732才输出具有逻辑高电平的复位信号RESET。
触发器735可以响应于输入到置位输入端子S和复位输入端子R的置位信号SET和复位信号RESET来输出振荡信号SFOC。振荡信号SFOC可以具有与输入到置位输入端子S的置位信号SET的低-高转变同步的低-高转变，并且可以具有与输入到复位输入端子R的复位信号RESET的低-高转变同步的高-低转变。也就是说，可以通过置位信号SET和复位信号RESET的组合来将振荡信号SFOC输出为具有期望的(或者替换地，预先确定的)频率和占空比(或接通时间或高电平时段)的重复脉冲。
参考图7B，与图7A的频率测量电路610相比较，频率测量电路610_a在参考电压生成器710中另外包括低通滤波器718，并且低通滤波器718的输出节点719连接到第一放大器A711的非反相输入端子(+)。
低通滤波器718可以包括连接在开关式稳压器110的输出电压VOUT的输出节点112(图2)与节点719之间的电阻器R718以及连接在节点719与接地电压VSS的节点之间的电容器C718。低通滤波器718可以向参考电压生成器710的第一放大器A711的非反相输入端子(+)提供与输出电压VOUT的平均电压VOUT<avg>相对应的电平。第一放大器A711可以基于输出电压VOUT的平均电压VOUT<avg>的电平来生成第一参考电压VOC_H和第二参考电压VOC_L。也就是说，参考电压生成器710可以生成根据输出电压VOUT的改变而适配地变化的第一参考电压VOC_H和第二参考电压VOC_L。
频率测量电路610_a可以将放大的输出电压VOA与根据输出电压VOUT而变化的第一参考电压VOC_H和第二参考电压VOC_L相比较，并且作为重复脉冲输出振荡信号SFOC。频率测量电路610_a可以响应于输出电压VOUT的变化来适配地检测输出电压VOUT的振荡。
图8是图示出图7A和图7B的频率测量电路610和610_a的操作的定时图。
与图7A和图7B一起参考图8，可以将从放大器720输出的放大的输出电压VOA的电平与第一参考电压VOC_H和第二参考电压VOC_L的电平相比较，并且可以将振荡信号SFOC输出为比较结果。可以基于参考电压VREF或输出电压VOUT的平均电压VOUT<avg>来提供第一参考电压VOC_H和第二参考电压VOC_L。
在时间点t1，当放大的输出电压VOA的电平高于第一参考电压VOC_H的电平时，从第一比较器731输出的置位信号SET可以低-高转变。与置位信号SET的低-高转变同步地，可以从触发器735输出具有低-高转变的振荡信号SFOC。
在时间点t2，当放大的输出电压VOA的电平低于第一参考电压VOC_H的电平时，从第一比较器731输出的置位信号SET可以高-低转变。
在时间点t3，当放大的输出电压VOA的电平低于第二参考电压VOC_L的电平时，从第二比较器732输出的复位信号RESET可以低-高转变。与复位信号RESET的低-高转变同步地，从触发器735输出的振荡信号SFOC可以高-低转变。
在时间点t4，当放大的输出电压VOA的电平高于第二参考电压VOC_L的电平时，从第二比较器732输出的复位信号RESET可以高-低转变。
当反复地执行以上描述的操作时，从频率测量电路610和610_a的触发器735a输出的振荡信号SFOC是重复脉冲的形式。可以向图9的频率检测器620提供具有期望的(或者替换地，预先确定的)频率的振荡信号SFOC。
图9和图10是图示出图6的频率检测器620的示例电路。
参考图9，频率检测器620可以被配置为基于振荡信号SFOC和时钟信号CLOCK来生成感测电压VFSEN，并且基于感测电压VFSEN与第一和第二阈值电压(例如，通过将感测电压VFSEN与第一和第二阈值电压相比较)来生成检测信号SFDET。频率检测器620可以包括感测电压生成器900和检测信号生成器970。
感测电压生成器900可以被配置为基于时钟信号CLOCK和振荡信号SFOC来生成感测电压VFSEN。感测电压生成器900可以被配置为使得，通过使用振荡信号SFOC的频率和时钟信号CLOCK的频率，与振荡信号SFOC的频率成反比地从内部电源电压VDC生成感测电压VFSEN。感测电压生成器900可以包括第一至第三电阻器910、920和930，电容器C950，和低通滤波器960。
第一至第三电阻器910、920和930中的每一个可以包括开关电容电路。可以通过根据操作频率反复地对电容器进行充电和放电来由电容电抗电阻器感应开关电容电路。第一电阻器910和第二电阻器920可以被串联地连接在内部电源电压VDC的节点和接地电压VSS的节点之间。第三电阻器930可以被连接在第一电阻器910和第二电阻器920连接到的节点903与接地电压VSS的节点之间。内部电源电压VDC可以是由功率转换器100(图1)生成的内部电压并且可以具有与外部电源电压VEXT(图1)的电平相同的电平。根据示例实施例，内部电源电压VDC可以具有与外部电源电压VEXT的电平相比更低的电平。
第一电阻器910可以包括第一非重叠脉冲生成器911、第一p沟道金属氧化物半导体(PMOS)M912和第二n沟道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管M913、以及第一电容器C914。第一非重叠脉冲生成器911可以接收时钟信号CLOCK并且提供第一栅极信号GA和第二栅极信号GB，使得第一PMOS晶体管M912和第二NMOS晶体管M913相互排他地导通。也就是说，第一非重叠脉冲生成器911可以在第一PMOS晶体管M912被导通时将第二NMOS晶体管M913截止并且在第一PMOS晶体管M912被截止时将第二NMOS晶体管M913导通。第一PMOS晶体管M912和第二NMOS晶体管M913被串联地连接在内部电源电压VDC连接到的节点901与节点903之间，并且第一电容器C914可以被连接在节点901与第一PMOS晶体管M912和第二NMOS晶体管M913连接到的节点902之间。
可以将第一电阻器910建模为第一等效电阻RX1，其对应于通过时钟信号CLOCK的频率fsw和第一电容器C914的电容C1所产生的电容电抗的倒数，如下。
【公式1】
Figure BDA0002451496340000141
其中，fsw表示时钟信号CLOCK的频率并且C1表示第一电容器C914的电容。
第二电阻器920可以包括第二非重叠脉冲生成器921、第三PMOS晶体管M922和第四NMOS晶体管M923，以及第二电容器C924。第二非重叠脉冲生成器921可以接收时钟信号CLOCK并且提供第三栅极信号GC和第四栅极信号GD，使得第三PMOS晶体管M922和第四NMOS晶体管M923相互排他地导通。例如，第二电容器C924的电容可以与第一电容器C914的电容C1相同。如同第一电阻器910那样，可以通过根据时钟信号CLOCK的频率fsw对第二电容器C924进行反复的充电和放电、通过公式2中示出的第二等效电阻RX2来对第二电阻器920进行建模。
【公式2】
Figure BDA0002451496340000151
其中，fsw表示时钟信号CLOCK的频率并且C1表示第二电容器C924的电容。
第三电阻器930可以包括第三非重叠脉冲生成器931、第五PMOS晶体管M932和第六NMOS晶体管M933，以及第三电容器C934。第三非重叠脉冲生成器931可以接收振荡信号SFOC并且提供第五栅极信号GE和第六栅极信号GF，使得第五PMOS晶体管M932和第六NMOS晶体管M933被相互排他地导通。可以通过根据振荡信号SFOC的频率foc对第三电容器C934进行反复的充电和放电、通过公式3中示出的第三等效电阻RX3来对第三电阻器930进行建模。
【公式3】
Figure BDA0002451496340000152
其中，foc表示振荡信号SFOC的频率并且C3表示第三电容器C934的电容。
为了简化附图，在图10中图示出频率检测器620，其中图9的第一至第三电阻器910、920和930被建模和修改为第一至第三等效电阻RX1、RX2和RX3。
参考图10，在频率检测器620中所包括的感测电压生成器900中，第一电阻器910的第一等效电阻RX1和第二电阻器920的第二等效电阻RX2被串联地连接在内部电源电压VDC的节点与接地电压VSS的节点之间，并且第三电阻器930的第三等效电阻RX3和电容器C950可以被连接在节点903与接地电压VSS的节点之间。节点903可以在其中内部电源电压VDC与第一至第三等效电阻RX1、RX2和RX3被成比例地分压的路径中输出预感测电压VFSEN_pre并且对电容器C950进行充电。
如公式1和2中所示，可以通过时钟信号CLOCK的频率fsw来支配第一等效电阻RX1和第二等效电阻RX2的值。可以通过时钟生成器240(图2)以特定频率来生成时钟信号CLOCK。时钟信号CLOCK的频率fsw可以属于开关频率范围fsw(图5)。在该情况下，第一等效电阻RX1和第二等效电阻RX2的值可以是与开关频率相对应的固定电阻值。公式3的第三等效电阻RX3的值可以通过振荡信号SFOC的频率foc被确定，并且根据振荡信号SFOC的频率foc的改变而变化。
节点903的预感测电压VFSEN_pre可以包括由振荡信号SFOC的频率foc的改变生成的电压波纹噪声和/或开关噪声。可以通过电容器C950和低通滤波器960来去除预感测电压VFSEN_pre的多个噪声。可以向连接到低通滤波器960的输出节点904的第一比较器971提供通过从预感测电压VFSEN_pre中去除多个噪声所获取的感测电压VFSEN。可以如公式4中所示地与第一至第三等效电阻RX1、RX2和RX3成比例地从内部电源电压VDC计算感测电压VFSEN。
【公式4】
Figure BDA0002451496340000161
其中，VDC表示内部电源电压，RX1表示第一电阻器910的第一等效电阻，RX2表示第二电阻器920的第二等效电阻，并且RX3表示第三电阻器930的第三等效电阻。
在公式4中，当第一等效电阻RX1和第二等效电阻RX2的值彼此相等并且振荡信号SFOC的频率foc属于低频带时，因为第三等效电阻RX3的值接近高电阻值，所以感测电压VFSEN可以大约是VDC/2。因此，当振荡信号SFOC的频率foc逐渐增加时，感测电压VFSEN的电平随着第三等效电阻RX3的值逐渐减小而从VDC/2逐渐减小。
检测信号生成器970可以被配置为基于感测电压VFSEN以及第一阈值电压VROC1和第二阈值电压VROC2来生成检测信号SFDET。例如，检测信号生成器970可以被配置为将感测电压VFSEN与第一阈值电压VROC1和第二阈值电压VROC2相比较并且生成检测信号SFDET作为比较结果。可以通过表示振荡频率检测范围fdet(图5)的上下边界的下限频率fL1和上限频率fU2来确定第一阈值电压VROC1和第二阈值电压VROC2。在公式5中示出振荡频率检测范围fdet的下限频率fL1和第一阈值电压VROC1之间的相关性，并且可以在公式6中示出振荡频率检测范围fdet的上限频率fU2和第二阈值电压VROC2之间的相关性。
【公式5】
Figure BDA0002451496340000171
【公式6】
Figure BDA0002451496340000172
其中，RX表示当第一电阻器910的第一等效电阻RX1与第二电阻器920的第二等效电阻RX2相同时的电阻值，并且C3表示第三电阻器930的第三电容器C934的电容。
当振荡频率检测范围fdet的下限频率fL1被设置时，可以通过使用公式5来计算第一阈值电压VROC1。当振荡频率检测范围fdet的上限频率fU2被设置时，可以通过使用公式6来计算第二阈值电压VROC2。在公式5和6中，由于频率和阈值电压之间的反向关系，所以第一阈值电压VROC1的电平高于第二阈值电压VROC2的电平。
第一比较器971可以在反相输入端子(-)接收感测电压VFSEN并且可以在非反相输入端子(+)接收第一阈值电压VROC1。第一比较器971可以通过将感测电压VFSEN的电平与第一阈值电压VROC1的电平相比较来输出第一比较信号SCMP1。当感测电压VFSEN高于第一阈值电压VROC1时，第一比较器971可以输出具有逻辑低电平的第一比较信号SCMP1。当感测电压VFSEN低于第一阈值电压VROC1时，第一比较器971可以输出具有逻辑高电平的第一比较信号SCMP1。可以向触发器973的置位输入端子S提供第一比较信号SCMP1。
例如，第一比较器971可以被配置为使用时间或电压迟滞。并非只要在感测电压VFSEN的电平一低于第一阈值电压VROC1的电平或与其相同时就立即输出具有逻辑高电平的第一比较信号SCMP1，而是可以当感测电压VFSEN的电平低于第一阈值电压VROC1的电平或与其相同达期望的(或者替换地，预先确定的)时间量时，第一比较器971才输出具有逻辑高电平的第一比较信号SCMP1。
第二比较器972可以在反相输入端子(-)接收感测电压VFSEN并且可以在非反相输入端子(+)接收第二阈值电压VROC2。第二比较器972可以通过将感测电压VFSEN的电平与第二阈值电压VROC2的电平相比较来输出第二比较信号SCMP2。当感测电压VFSEN高于第二阈值电压VROC2时，第二比较器972可以输出具有逻辑低电平的第二比较信号SCMP2。当感测电压VFSEN低于第二阈值电压VROC2时，第二比较器972可以输出具有逻辑高电平的第二比较信号SCMP2。可以向触发器973的复位输入端子R提供第二比较信号SCMP2。
例如，第二比较器972可以被配置为使用时间或电压迟滞。并非只要在感测电压VFSEN的电平一低于第二阈值电压VROC2的电平或与其相同时就立即输出具有逻辑高电平的第二比较信号SCMP2，而是可以当感测电压VFSEN的电平低于第二阈值电压VROC2的电平或与其相同达期望的(或者替换地，预先确定的)时间量时，第二比较器972才输出具有逻辑高电平的第二比较信号SCMP2。
触发器973可以响应于被输入到置位输入端子S和复位输入端子R的第一比较信号SCMP1和第二比较信号SCMP2来输出检测信号SFDET。检测信号SFDET可以具有与输入到置位输入端子S的第一比较信号SCMP1的低-高转变同步的低-高转变，并且可以具有与输入到复位输入端子R的第二比较信号SCMP2的低-高转变同步的高-低转变。也就是说，可以将检测信号SFDET输出为具有基于第一比较信号SCMP1和第二比较信号SCMP2的高电平时段的矩形波。
图11是图示出图9和图10的频率检测器620的操作的定时图。
与图9和图10一起参考图11，可以将从感测电压生成器900输出的感测电压VFSEN的电平与第一阈值电压VROC1和第二阈值电压VROC2的电平相比较，并且可以将检测信号SFDET作为比较结果来输出。可以基于振荡频率检测范围fdet的下限频率fL1和上限频率fU2来提供第一阈值电压VROC1和第二阈值电压VROC2。
在时间点t1，当振荡信号SFOC的频率foc属于低频带时，感测电压VFSEN从内部电源电压VDC分压并且可以具有大约VDC/2的电平。
在时间点t2，当振荡信号SFOC的频率foc增加时，感测电压VFSEN可以从VDC/2逐渐减小。
在时间点t3，当感测电压VFSEN的电平低于第一阈值电压VROC1的电平时，从第一比较器971输出的第一比较信号SCMP1可以低-高转变。从触发器973，与输入到置位端子S的第一比较信号SCMP1的低-高转变同步地，可以输出具有低-高转变的检测信号SFDET。
在时间点t4，当感测电压VFSEN的电平低于第二阈值电压VROC2的电平时，从第二比较器972输出的第二比较信号SCMP2可以低-高转变。从触发器973，与输入到复位端子R的第二比较信号SCMP2的低-高转变同步地，可以输出具有高-低转变的检测信号SFDET。
如上所述，可以从频率检测器620输出检测信号SFDET，作为在其中感测电压VFSEN低于第一阈值电压VROC1并且高于第二阈值电压VROC2的；时段中具有高电平时段的矩形波。可以输出检测信号SFDET以对应于通过振荡频率检测范围fdet的下限频率fL1和上限频率fU2所确定的振荡频率检测边界。可以向图12的占空比检测器630提供矩形波形式的检测信号SFDET。
图12A至图12C示出图示出图6的占空比检测器630的示例电路和相关联的图。
参考图12A，占空比检测器630可以通过检测从频率测量电路610和610_a(图7A和图7B)输出的振荡信号SFOC的占空比来生成表示开关式稳压器110(图2)的输出电压VOUT的振荡的振荡检测信号SFOC_DET。可以向功率转换器100(图1)的外部输出振荡检测信号SFOC_DET。占空比检测器630可以包括占空比信号估计电路1210、限制电压生成器1220以及判定电路1230。
占空比信号估计电路1210可以接收振荡信号SFOC和检测信号SFDET并且基于检测信号SFDET的高电平时段中的振荡信号SFOC来估计占空比信号SDC。占空比信号估计电路1210可以包括用于输入振荡信号SFOC和检测信号SFDET的AND门逻辑电路1211、用于缓冲AND门逻辑电路1211的输出的缓冲器1212以及用于提取与AND门逻辑电路1211的输出有关的平均电压的低通滤波器1213。
由低通滤波器1213提取的平均电压可以被输出为占空比信号SDC并且可以通过节点1214被提供给判定电路1230。例如，参考图12B，当通过外部电源电压VEXT驱动AND门逻辑电路1211和缓冲器1212时，占空比信号SDC可以具有对应于在检测信号SFDET的高电平时段中VEXT和振荡信号SFOC的占空比D(或开启时间或高电平时段)的算术乘积的电压电平。
极限电压生成器1220可以包括第一电阻器R1221、第二电阻器R1223以及串联地连接在外部电源电压VEXT的节点与接地电压VSS的节点之间的电流源I1225。均匀电流Ib可以流过电流源I1225。可以通过其中均匀电流Ib流动的电流路径在第一电阻器R1221和第二电阻器R1223连接到的节点1222与第二电阻器R1223和电流源I1225连接到的节点1224中检测到均匀电压。从节点1222输出第一极限电压VLMT_H，从节点1224输出第二极限电压VLMT_L，并且第一极限电压VLMT_H可以高于第二极限电压VLMT_L。
第一极限电压VLMT_H和第二极限电压VLMT_L可以与第一电阻器R1221和第二电阻器R1223成比例地被分压，并且可以基于外部电源电压VEXT被输出。另外，可以基于振荡信号SFOC的占空比从外部电源电压VEXT输出占空比信号SDC。用作外部电源电压VEXT的电池电压可能已经根据外部状态而有所改变。这时，第一极限电压VLMT_H和第二极限电压VLMT_L与占空比信号SDC可以具有根据外部电源电压VEXT的改变而适配地改变的电压电平，如图12C中所图示的。
可以向判定电路1230提供第一极限电压VLMT_H和第二极限电压VLMT_L以及占空比信号SDC。判定电路1230可以将占空比信号SDC的电压电平与第一极限电压VLMT_H和第二极限电压VLMT_L相比较。
判定电路1230可以包括第一和第二比较器1231和1232以及AND门逻辑电路1233。第一比较器1231可以在反相输入端子(-)接收占空比信号SDC并且在非反相输入端子(+)接收第一极限电压VLMT_H。第一比较器1231可以通过将占空比信号SDC的电压电平与第一极限电压VLMT_H的电平相比较来输出第一交叉信号SCRS1。当占空比信号SDC的电压电平高于第一极限电压VLMT_H的电平时，第一比较器1231可以输出具有逻辑低电平的第一交叉信号SCRS1。当占空比信号SDC的电压电平低于第一极限电压VLMT_H的电平时，可以输出具有逻辑高电平的第一交叉信号SCRS1。
例如，第一比较器1231可以被配置为使用时间或电压迟滞。并非只要占空比信号SDC的电压电平一高于第一极限电压VLMT_H的电平或与其相同时就输出具有逻辑低电平的第一交叉信号SCRS1，而是可以当占空比信号SDC的电压电平高于第一极限电压VLMT_H的电平或与其相同达期望的(或者替换地，预先确定的)时间量时，第一比较器1231才输出具有逻辑低电平的第一交叉信号SCRS1。
第二比较器1232可以在反相输入端子(-)接收第二极限电压VLMT_L并且在非反相输入端子(+)接收占空比信号SDC。第二比较器1232可以通过将占空比信号SDC的电压电平与第二极限电压VLMT_L的电平相比较来输出第二交叉信号SCRS2。当占空比信号SDC的电压电平高于第二极限电压VLMT_L的电平时，第二比较器1232可以输出具有逻辑高电平的第二交叉信号SCRS2。当占空比信号SDC的电压电平低于第二极限电压VLMT_L的电平时，可以输出具有逻辑低电平的第二交叉信号SCRS2。
例如，第二比较器1232可以被配置为使用时间或电压迟滞。并非只要占空比信号SDC的电压电平一高于第二极限电压VLMT_L的电平或与其相同时就立即输出具有逻辑高电平的第二交叉信号SCRS2，而是可以当占空比信号SDC的电压电平高于第二极限电压VLMT_L的电平或与其相同达期望的(或者替换地，预先确定的)时间量时，第二比较器1232才输出具有逻辑高电平的第二交叉信号SCRS2。
第一交叉信号SCRS1可以是表示当占空比信号SDC的电压电平与第一极限电压VLMT_H的电平交叉时发生偏离振荡频率检测范围fdet(图5)的振荡的信号。第二交叉信号SCRS2可以是表示当占空比信号SDC的电压电平与第二极限电压VLMT_L的电平交叉时发生属于振荡频率检测范围fdet的振荡的信号。当占空比信号SDC的电压电平属于振荡频率检测范围fdet时，可以以逻辑高电平输出第一和第二交叉信号SCRS1和SCRS2。
AND门逻辑电路1233可以通过输入第一交叉信号SCRS1和第二交叉信号SCRS2并且对第一和第二交叉信号SCRS1和SCRS2执行AND运算来输出振荡检测信号SFOC_DET。响应于具有逻辑高电平的第一和第二交叉信号SCRS1和SCRS2，可以输出具有逻辑高电平的振荡检测信号SFOC_DET。具有逻辑高电平的振荡检测信号SFOC_DET可以被配置为被提供给功率转换器100(图1)外部的PMIC或系统并且向PMIC或系统通知输出电压VOUT的振荡。
图13是图示出图6的占空比检测器630的示例电路。
参考图13，与图12A的占空比检测器630相比较，在占空比检测器630_a中，向防抖(debounce)电路1300输出判定电路1230的AND门逻辑电路1233的输出SFOC_DETpre，以通过防抖电路1300来生成振荡检测信号SFOC_DET。
占空比检测器630_a可以基于从占空比信号估计电路1210输出的占空比信号SDC的电压电平以及第一极限电压VLMT_H和第二极限电压VLMT_L(例如，通过将从占空比信号估计电路1210输出的占空比信号SDC的电压电平与第一极限电压VLMT_H和第二极限电压VLMT_L相比较)来生成第一和第二交叉信号SCRS1和SCRS2，并且通过对第一和第二交叉信号SCRS1和SCRS2执行AND运算来生成初级振荡检测信号SFOC_DETpre。占空比检测器630_a可以通过振荡检测信号SFOC_DET向功率转换器100(图1)的外部通知输出电压VOUT是否振荡。希望确认振荡检测信号SFOC_DET是否不是实质的振荡(指的是振荡不与噪声状态相关联)，而是由噪声状态所引起的错误操作。
防抖电路1300可以包括计数器1310，该计数器1310被配置为接收初级振荡检测信号SFOC_DETpre和振荡信号SFOC，并且根据振荡信号SFOC、基于计数器1310的计数时间的量来生成振荡检测信号SFOC_DET。计数器1310可以通过对振荡信号SFOC的频率调整初级振荡检测信号SFOC_DETpre的逻辑高电平时段来执行计数操作。
在初级振荡检测信号SFOC_DETpre的逻辑高电平时段中，根据振荡信号SFOC，可以连续地执行计数器1310的计数操作，这意味着初级振荡检测信号SFOC_DETpre是由实质的振荡生成的。防抖电路1300可以将输入的初级振荡检测信号SFOC_DETpre作为振荡检测信号SFOC_DET来输出。这时，并非只要计数器1310的计数操作一开始就立即输出振荡检测信号SFOC_DET，而是防抖电路1300可以被配置为在期望的(或者替换地，预先确定的)时间量之后才输出振荡检测信号SFOC_DET。因此，可以通过防抖电路1300来正确地确定实质的振荡。
在防抖电路1300中，当在初级振荡检测信号SFOC_DETpre的逻辑高电平时段中根据振荡信号SFOC的计数操作没有被执行或被暂时地执行并停止时，这意味着初级振荡检测信号SFOC_DETpre是由噪声生成的。这时，防抖电路1300可以被配置为不管初级振荡检测信号SFOC_DETpre的逻辑高电平的生成如何，都不输出振荡检测信号SFOC_DET。
图14是图示出图13的占空比检测器630_a的操作的定时图。
与图12A至图12C和图13一起参考图14，可以将从占空比信号估计电路1210输出的占空比信号SDC的电压电平与第一极限电压VLMT_H和第二极限电压VLMT_L的电平相比较，并且可以将振荡检测信号SFOC_DET作为比较结果来输出。可以提供第一极限电压VLMT_H以检测占空比信号SDC是否偏离振荡频率检测范围fdet，并且可以提供第二极限电压VLMT_L以检测占空比信号SDC是否属于振荡频率检测范围fdet。
在时间点t1，占空比信号SDC的电压电平可以开始与第一极限电压VLMT_H和第二极限电压VLMT_L的电平相比较。作为初始设定，输出具有逻辑高电平的第一交叉信号SCRS1并且输出具有逻辑低电平的第二交叉信号SCRS2。
在时间点t2，占空比信号SDC的电压电平可以基于来自外部电源电压VEXT的振荡信号SFOC的占空比D而增加。
在时间点t3，当占空比信号SDC的电压电平增加并且占空比信号SDC的电压电平与第二极限电压VLMT_L的电平交叉时，可以输出具有逻辑高电平的第二交叉信号SCRS2。这时，响应于具有逻辑高电平的第一和第二交叉信号SCRS1和SCRS2，可以输出具有逻辑高电平的初级振荡检测信号SFOC_DETpre。
在时间点t4，接收初级振荡检测信号SFOC_DETpre的防抖电路1300可以根据振荡信号SFOC的频率来执行计数器1310的计数操作。时间点t4可以是在执行计数操作时期望的(或者替换地，预先确定的)时间量过去的时间点。在时间点t4，可以输出通过其初级振荡检测信号SFOC_DETpre被确定为具有实质的振荡的振荡检测信号SFOC_DET。
图15是图示出根据本发明构思的示例实施例的功率转换器100的操作的定时图。参考图1至图14来描述图15。在功率转换器100中，开关式稳压器110可以接收外部电源电压VEXT并且生成具有目标电平VTARGET的输出电压VOUT，并且振荡检测器120可以确定输出电压VOUT的振荡是否属于将被检测的振荡频率检测范围fdet并且输出振荡检测信号SFOC_DET。
参考图15，在时间点t0，开关式稳压器110的输出电压VOUT可以具有目标电平VTARGET。
在时间点t1，可以发生输出电压VOUT的振荡。
在时间点t2，频率测量电路610可以通过放大输出电压VOUT并且将放大的输出电压VOA的电平与第一参考电压VOC_H和第二参考电压VOC_L的电平相比较来生成振荡信号SFOC。频率检测器620可以基于振荡信号SFOC和时钟信号CLOCK来生成感测电压VFSEN，并且可以将感测电压VFSEN与第一阈值电压VFROC1和第二阈值电压VROC2相比较。
在时间点t3，当感测电压VFSEN低于通过振荡频率检测范围fdet的下限频率fL1所确定的第一阈值电压VFROC1时，频率检测器620可以生成检测信号SFDET。占空比检测器630可以基于振荡信号SFOC和检测信号SFDET来生成占空比信号SDC，并且可以将占空比信号SDC的电压电平与第一极限电压VLMT_H和第二极限电压VLMT_L的电平相比较。
在时间点t4，当占空比信号SDC的电压电平高于表示占空比信号SDC的电压电平是否属于振荡频率检测范围fdet的第二极限电压VLMT_L的电平时，占空比检测器630_a可以输出初级振荡检测信号SFOC_DETpre。防抖电路1300可以接收初级振荡检测信号SFOC_DETpre，并且根据振荡信号SFOC来执行计数器1310的计数操作。
在时间点t5，当在执行计数器1310的计数操作时期望的(或者替换地，预先确定的)时间量过去时，占空比检测器630_a可以输出通过其初级振荡检测信号SFOC_DETpre被确定为实质的振荡的振荡检测信号SFOC_DET。
图16是图示出采用根据本发明构思的示例实施例的功率转换器100的系统1600的框图。
参考图16，系统1600可以包括PMIC 1610和微控制器单元(MCU)1620。MCU 1620可以是用于执行系统1600的操作系统(OS)和多个软件系统以及执行特定计算或任务的处理器。PMIC 1610可以包括用于管理和控制由根据本发明构思的示例实施例的功率转换器100提供的功率和电池的控制器1612。功率转换器100可以通过转换由电池提供的外部电源电压VEXT来生成具有目标电平的输出电压VOUT。功率转换器100可以通过检测发生在输出电压VOUT中的振荡并且确定输出电压VOUT的振荡是否属于将被检测为输出电压VOUT的振荡的振荡频率检测范围fdet来输出振荡检测信号SFOC_DET。可以向PMIC 1610的控制器1612和MCU 1620输出振荡检测信号SFOC_DET。
PMIC 1610和/或MCU 1620可以基于振荡检测信号SFOC_DET来执行相对稳定的操作。可以以硬件或软件的形式来实施PMIC 1610和/或MCU 1620。例如，可以控制PMIC 1610和/或MCU 1620，使得响应于振荡检测信号SFOC_DET，功率转换器100中的开关式稳压器110的操作被禁用，直到发生在输出电压VOUT的振荡消失为止。因此，PMIC 1610和/或MCU 1620可以提高操作稳定性。
尽管已经参考其一些示例实施例具体地示出和描述了本发明构思，但将理解的是，可以在不背离所附权利要求的精神和范围的情况下在其中作出形式和细节方面的各种改变。

Claims (25)

1.一种用于接收外部电源电压并且生成具有目标电平的输出电压的功率转换器，所述功率转换器包括：
开关式稳压器，被配置为执行开关，使得电感器被交替地连接到所述外部电源电压或与所述外部电源电压隔离并且通过流动通过所述电感器的电流来生成所述输出电压；并且
振荡检测器，被配置为检测发生在所述输出电压中的振荡并且通过确定所述振荡是否属于将由所述振荡检测器检测的振荡频率检测范围来输出振荡检测信号。
2.根据权利要求1所述的功率转换器，其中
所述振荡检测器被配置为向所述功率转换器的外部输出所述振荡检测信号。
3.根据权利要求1所述的功率转换器，其中
所述振荡检测器被配置为向所述功率转换器的控制器输出所述振荡检测信号。
4.根据权利要求1所述的功率转换器，其中
所述开关式稳压器被配置为响应于所述振荡检测信号被禁用，直到发生在所述输出电压中的振荡消失。
5.根据权利要求1所述的功率转换器，其中
所述振荡检测器被配置为确定所述振荡频率检测范围，所述振荡频率检测范围高于过电流保护操作频率范围并且低于所述开关式稳压器的开关频率范围，并且
其中，所述开关式稳压器被进一步配置为基于所述过电流保护操作频率范围来防止从其输出所述开关式稳压器的输出电压的节点被短接到地。
6.根据权利要求5所述的功率转换器，其中
所述振荡频率检测范围包括所述过电流保护操作频率范围的一部分。
7.根据权利要求5所述的功率转换器，其中
所述振荡频率检测范围包括当利用所述目标电平来调节所述开关式稳压器的输出电压时的操作频带，并且
其中，所述操作频带是低于所述开关频率范围的一半的频率范围。
8.根据权利要求1所述的功率转换器，其中
所述振荡检测器被配置为将所述输出电压放大并且基于放大的输出电压的第一电平、第一参考电压的第二电平，以及第二参考电压的第三电平来生成振荡信号，所述第一参考电压高于所述第二参考电压，并且
其中，所述振荡检测器被进一步配置为基于所述第一参考电压和所述第二参考电压来检测所述输出电压的振荡幅度。
9.根据权利要求8所述的功率转换器，其中
基于所述输出电压的平均电压来生成所述第一参考电压和所述第二参考电压。
10.根据权利要求8所述的功率转换器，其中
所述振荡检测器被配置为生成与所述振荡信号的频率成反比的感测电压并且基于所述感测电压、第一阈值电压，以及第二阈值电压来生成检测信号，所述第一阈值电压高于所述第二阈值电压，并且
通过所述振荡频率检测范围来确定所述第一阈值电压和所述第二阈值电压。
11.根据权利要求10所述的功率转换器，其中
通过所述振荡频率检测范围中的下限频率来确定所述第一阈值电压并且通过所述振荡频率检测范围中的上限频率来确定所述第二阈值电压。
12.根据权利要求10所述的功率转换器，其中
所述振荡检测器被配置为基于所述振荡信号和所述检测信号来生成占空比信号，并且基于所述占空比信号、第一极限电压，以及第二极限电压的电压电平生成所述振荡检测信号，所述第一极限电压高于所述第二极限电压，并且
通过所述振荡频率检测范围来确定所述第一极限电压和所述第二极限电压。
13.根据权利要求12所述的功率转换器，其中
所述振荡检测器被进一步配置为基于所述第一极限电压来检测所述占空比信号是否偏离所述振荡频率检测范围，并且基于所述第二极限电压来检测所述占空比信号是否属于所述振荡频率检测范围。
14.根据权利要求12所述的功率转换器，其中
所述振荡检测器被进一步配置为在输出所述振荡检测信号之前通过使用所述振荡信号来确定是否不是通过由噪声状态引起的错误操作生成所述振荡检测信号。
15.根据权利要求14所述的功率转换器，其中
所述振荡检测器被配置为根据所述振荡信号在从计数器的计数操作的开始起的一时间之后输出所述振荡检测信号。
16.一种用于检测输出电压的振荡的振荡检测器，所述振荡检测器包括：
频率测量电路，其被配置为接收所述输出电压作为源电压、将所述源电压放大，并且基于放大的源电压的电平以及第一参考电压和第二参考电压的电平来生成振荡信号；
频率检测器，其被配置为基于所述振荡信号和时钟信号来生成感测电压并且基于所述感测电压和所述第一阈值电压和所述第二阈值电压来生成检测信号；以及
占空比检测器，其被配置为基于所述振荡信号和所述检测信号来生成占空比信号并且基于所述占空比信号的电压电平、第一极限电压的第一电平，以及第二极限电压的第二电平来生成振荡检测信号。
17.根据权利要求16所述的振荡检测器，其中，所述频率测量电路包括：
参考电压生成器，其被配置为接收输入参考电压并且基于所述输入参考电压来生成所述第一参考电压和低于所述第一参考电压的第二参考电压；
放大器，其被配置为将所述源电压的交流(AC)分量放大并且输出所述源电压的放大的AC分量作为放大的输出电压；以及
振荡信号生成器，其被配置为基于具有所述第一参考电压的所述放大的输出电压来生成置位信号，基于具有所述第二参考电压的所述放大的输出电压来生成复位信号，并且基于所述置位信号和所述复位信号来将所述振荡信号作为脉冲输出。
18.根据权利要求16所述的振荡检测器，其中，所述频率测量电路包括：
参考电压生成器，其被配置为接收所述输出电压作为所述源电压，并且基于所述源电压的平均电压来生成所述第一参考电压和低于所述第一参考电压的所述第二参考电压；
放大器，其被配置为将所述源电压的AC分量放大，并且输出所述源电压的放大的AC分量作为放大的输出电压；以及
振荡信号生成器，其被配置为基于所述放大的输出电压和所述第一参考电压来生成置位信号、基于所述放大的输出电压和所述第二参考电压来生成复位信号，并且基于所述置位信号和所述复位信号来将所述振荡信号作为重复脉冲输出。
19.根据权利要求16所述的振荡检测器，其中，所述频率检测器包括：
感测电压生成器，其被配置为通过使用振荡信号的第一频率和时钟信号的第二频率来生成从内部电源电压分压的并且反比于所述振荡信号的频率的所述感测电压；以及
检测信号生成器，其被配置为基于所述感测电压和所述第一阈值电压来生成第一比较信号、基于所述感测电压和所述第二阈值电压来生成第二比较信号，并且基于所述第一比较信号和所述第二比较信号将所述检测信号作为具有高电平周期的矩形波输出，并且
其中，所述第一阈值电压高于所述第二阈值电压。
20.根据权利要求19所述的振荡检测器，其中
所述第一阈值电压的第三电平低于与所述内部电源电压的第四电平的一半相对应的电压电平。
21.根据权利要求19所述的振荡检测器，其中
所述感测电压生成器包括，
第一电阻器，其被连接在所述内部电源电压连接到的源节点与第一节点之间，
第二电阻器，其被连接在所述第一节点与接地电压连接到的接地节点之间，并且
第三电阻器，其被连接在所述第一节点和所述接地节点之间，并且
从所述第一节点输出所述感测电压。
22.根据权利要求21所述的振荡检测器，其中
通过开关电容电路来配置所述第一电阻器至第三电阻器中的每一个，并且
所述开关电容电路包括，
非重叠脉冲生成器，其被配置为接收所述时钟信号，
第一晶体管和第二晶体管，其被串联地连接在所述源节点和所述第一节点之间，所述第一晶体管和所述第二晶体管被配置为响应于从所述非重叠脉冲生成器输出的第一栅极信号和第二栅极信号以互斥方式被导通，以及
电容器，其被连接在所述源节点与所述第一晶体管和所述第二晶体管的连接节点之间。
23.根据权利要求21所述的振荡检测器，其中
所述感测电压生成器另外包括，
电容器，其被连接在第一节点和所述接地节点之间，以及
低通滤波器，其连接到所述第一节点，以及
所述感测电压生成器被配置为输出所述低通滤波器的输出作为所述感测电压。
24.一种检测发生在功率转换器的输出电压中的振荡的方法，所述方法包括：
接收所述输出电压作为源电压；
放大所述源电压；
基于放大的输出电压的电平和第一参考电压的第一电平和第二参考电压的第二电平来生成振荡信号；
基于所述振荡信号和时钟信号来生成感测电压；
基于所述感测电压、第一阈值电压，以及第二阈值电压来生成检测信号；
基于所述振荡信号和所述检测信号来生成占空比信号；
基于所述占空比信号的电压电平、第一极限电压的第三电平，以及第二极限电压的第四电平来生成振荡检测信号；以及
向所述功率转换器的外部输出所述振荡检测信号。
25.根据权利要求24所述的方法，进一步包括：
根据所述振荡信号在一时间之后输出所述振荡检测信号以在输出所述振荡检测信号之前通过使用所述振荡信号来确定所述振荡检测信号是否不是由噪声状态所引起的错误操作所生成的。
CN202010294021.4A 2019-04-25 2020-04-15 用于检测输出电压的振荡的功率转换器 Pending CN111865070A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020190048602A KR20200125006A (ko) 2019-04-25 2019-04-25 출력 전압의 발진을 검출하는 전력 변환기
KR10-2019-0048602 2019-04-25

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN111865070A true CN111865070A (zh) 2020-10-30

Family

ID=72921971

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010294021.4A Pending CN111865070A (zh) 2019-04-25 2020-04-15 用于检测输出电压的振荡的功率转换器

Country Status (3)

Country Link
US (2) US10944323B2 (zh)
KR (1) KR20200125006A (zh)
CN (1) CN111865070A (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20220146836A (ko) * 2021-04-26 2022-11-02 한국전기연구원 전력 스위치용 복조 회로
CN113589017B (zh) * 2021-07-02 2024-01-19 江苏云意电气股份有限公司 一种动态调节电压检测电路
US11848610B2 (en) 2021-08-03 2023-12-19 Analog Devices, Inc. Low ripple pulse-skip mode control in switching mode power supplies
EP4362270A1 (en) * 2022-10-25 2024-05-01 Samsung Electronics Co., Ltd. Battery charger integrated circuit for adaptively limiting over- current, mobile device comprising the same and operation method thereof

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10309078A (ja) * 1997-04-30 1998-11-17 Canon Inc スイッチング型直流電源装置
CN1400729A (zh) * 2001-07-26 2003-03-05 夏普公司 开关电源装置
US20140009130A1 (en) * 2012-07-08 2014-01-09 R2 Semiconductor, Inc. Suppressing Oscillations in an Output of a Switched Power Converter
CN107193319A (zh) * 2016-03-15 2017-09-22 德克萨斯仪器股份有限公司 用于振荡器驱动器的设定点调节器

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004070813A (ja) * 2002-08-08 2004-03-04 Renesas Technology Corp 半導体集積回路
KR100520138B1 (ko) * 2002-11-28 2005-10-10 주식회사 하이닉스반도체 펌핑전압 발생장치
KR100691185B1 (ko) * 2005-07-12 2007-03-09 삼성전기주식회사 자동 진폭 제어 기능을 갖는 전압 제어 발진기
KR100803371B1 (ko) * 2007-01-11 2008-02-13 주식회사 하이닉스반도체 내부 전압 생성 회로
KR101366683B1 (ko) * 2007-08-28 2014-02-25 삼성전자주식회사 전력 변환기, 이를 포함하는 전력관리 회로 및 전력 변환방법
JP5044434B2 (ja) * 2008-02-14 2012-10-10 株式会社東芝 位相同期回路及びこれを用いた受信機
JP2011223375A (ja) * 2010-04-12 2011-11-04 Renesas Electronics Corp 発振回路
JP5948958B2 (ja) 2012-02-29 2016-07-06 富士電機機器制御株式会社 電流検出装置
US9091741B2 (en) 2012-12-05 2015-07-28 Nxp B.V. Proportional-integral-derivative (PID) analog controller and a method for testing a PID analog controller of a DC/DC converter
US9667153B2 (en) 2013-05-30 2017-05-30 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Switching power supply apparatus for generating control signal for lowering switching frequency of switching devices
EP3012951B1 (en) 2013-06-21 2019-10-23 Fuji Electric Co., Ltd. Resonance suppression device
JP2015201996A (ja) 2014-04-09 2015-11-12 株式会社安川電機 電力変換装置、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法
CN104065179B (zh) 2014-06-27 2016-11-02 南京矽力杰半导体技术有限公司 供电装置、集成电路、电能发射端和阻抗匹配方法
JP6265092B2 (ja) * 2014-09-22 2018-01-24 株式会社デンソー スイッチング電源装置
US9602015B2 (en) 2014-12-23 2017-03-21 Microchip Technology Inc. Communication method and apparatus using modulation of post-conduction oscillation frequency in switching converters
KR20180023742A (ko) * 2016-08-26 2018-03-07 삼성전자주식회사 스위칭 레귤레이터 및 그것의 제어 회로
US10158289B2 (en) * 2016-11-07 2018-12-18 Rohm Co., Ltd. DC/DC converter
US20180191271A1 (en) 2016-12-30 2018-07-05 Texas Instruments Incorporated Detecting resonance frequency in llc switching converters from primary side

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10309078A (ja) * 1997-04-30 1998-11-17 Canon Inc スイッチング型直流電源装置
CN1400729A (zh) * 2001-07-26 2003-03-05 夏普公司 开关电源装置
US20140009130A1 (en) * 2012-07-08 2014-01-09 R2 Semiconductor, Inc. Suppressing Oscillations in an Output of a Switched Power Converter
CN107193319A (zh) * 2016-03-15 2017-09-22 德克萨斯仪器股份有限公司 用于振荡器驱动器的设定点调节器

Also Published As

Publication number Publication date
KR20200125006A (ko) 2020-11-04
US20200343815A1 (en) 2020-10-29
US20210159793A1 (en) 2021-05-27
US10944323B2 (en) 2021-03-09
US11522455B2 (en) 2022-12-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11418119B2 (en) Wide switching frequency range switched mode power supply control topology
US7522432B2 (en) Switching regulator and control circuit and method used therein
CN111865070A (zh) 用于检测输出电压的振荡的功率转换器
TWI531883B (zh) 用於低待機電流切換調節器的方法及設備
US7262588B2 (en) Method and apparatus for power supply controlling capable of effectively controlling switching operations
JP5880239B2 (ja) 電源装置及び電源の制御方法
KR100912865B1 (ko) 스위칭 레귤레이터 및 그 스위칭 레귤레이터를 구비하는반도체 장치
EP3092708B1 (en) A switched power stage and a method for controlling the latter
JP5091028B2 (ja) スイッチングレギュレータ及びそのスイッチングレギュレータを備えた半導体装置
US20090174384A1 (en) Switching regulator and method of controlling the same
CN107959421B (zh) Buck-boost型直流转换器及其控制方法
CN100452629C (zh) 恒压电路,设有该电路的半导体装置及恒压电路控制方法
JP2007124748A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
TW201722041A (zh) 同步降壓型直流對直流（dc-dc）轉換器及其方法
JP2022552397A (ja) 降圧コンバータ電流再使用のための方法及びシステム
US11705812B2 (en) Current-based transitions between buck converter and charge pump modes in an adaptive combination power supply circuit
TW201919317A (zh) 轉換器及其驅動及控制方法
JP2016189671A (ja) チャージポンプ回路
JP4207824B2 (ja) スイッチング電源装置
US20240055992A1 (en) Three-level buck converter configurable for two-level buck converter mode operation
US20130106384A1 (en) Voltage converting circuit
JP2014166092A (ja) 電源装置、電源の制御回路及び電源の制御方法
KR101253216B1 (ko) 전하펌프회로
JP2008517575A (ja) 効率を改善したコンバータ回路
JP2022165745A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、ならびに電子機器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination