CN111742487B - 旋转电机的控制方法、旋转电机的控制装置以及驱动系统 - Google Patents

旋转电机的控制方法、旋转电机的控制装置以及驱动系统 Download PDF

Info

Publication number
CN111742487B
CN111742487B CN201880089236.3A CN201880089236A CN111742487B CN 111742487 B CN111742487 B CN 111742487B CN 201880089236 A CN201880089236 A CN 201880089236A CN 111742487 B CN111742487 B CN 111742487B
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
carrier
current amplitude
group
order component
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201880089236.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111742487A (zh
Inventor
深山义浩
米谷晴之
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN111742487A publication Critical patent/CN111742487A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111742487B publication Critical patent/CN111742487B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/22—Multiple windings; Windings for more than three phases
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/50—Reduction of harmonics
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/28—Arrangements for controlling current

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明的控制方法是控制N重3相旋转电机的控制方法，其中将N设为2以上的整数。旋转电机具备N组的相线圈，各组的相线圈分别连接于单独的3相逆变器。在该控制方法中，当将各组的同相线圈的空间相位差设为α、将供给至各组的同相线圈的电流的时间相位差设为β、将对3相逆变器进行PWM控制时的载波频率的时间相位差设为γ时，基于载波谐波电流的1次分量的电流振幅与2次分量的电流振幅的比较结果，以满足γ＝±(α+2β－2π/M－2πK)或γ＝±(α－β－2π/M－2πK)/2中的任意一者或两者的方式设定β及γ的值而控制旋转电机。

Description

旋转电机的控制方法、旋转电机的控制装置以及驱动系统
技术领域
本发明涉及具有两个以上的3相绕组的旋转电机的控制方法、旋转电机的控制装置以及具备该旋转电机的驱动系统。
背景技术
例如，专利文献1记载了具备两组的3相绕组的现有的旋转电机。在该旋转电机中，由A、B、C相和X、Y、Z相构成两组的3相。该旋转电机为6相马达，其中由绕组A、B、C构成1组的3相，由绕组X、Y、Z构成另1组的3相。
各组的同相绕组以如下方式缠绕：以多个槽中的电角彼此相差180度相位的第1和第2槽位置作为各自的卷绕开始位置，在电角彼此相差180度相位的第2和第1槽位置分别结束卷绕。
另外在此时，各绕组以如下方式缠绕：从一个槽位置起沿着第1方向开始卷绕的绕组在接近另一槽位置时返回一个槽位置侧，并在与第1方向相反方向上向着另一槽位置进行缠绕。
另外，各组的3相绕组的卷绕结束的点分别被共同连接。
另外，对各组的3相绕组施加了大小相等且相位反转的交流电压。
在专利文献1中，通过在两台逆变器之间将谐波相位彼此错开，从而在同一槽内的多重绕组之间抵消从各绕组产生的磁动势的谐波分量。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特许第5923215号公报
发明内容
发明所要解决的技术课题
通常，载波谐波中包括多个谐波分量，如1次分量的下边带及上边带、2次分量的下边带及上边带。此外，边带是指根据信号调制载波时所产生的除了载波以外的连续波。将频率高于载波的边带称为“上边带”，将频率低于载波的边带称为“下边带”。
像这样，载波谐波中包括多个谐波分量，但是在专利文献1的方法中，虽然能够减少一部分谐波分量，但对于其它分量却无法将其减少或者有可能使之增加。因此，取决于旋转电机的特性或工作点，有可能反而使振动和声音增加。
本发明是为了解决该技术课题而做出的，其目的在于得到能够可靠地减少需要减少的谐波分量的旋转电机的控制方法、旋转电机的控制装置以及驱动系统。
用于解决技术课题的技术方案
本发明的旋转电机的控制方法在控制装置中执行，该控制装置控制向N重3相旋转电机施加的电压，其中将N设为2以上的整数，所述旋转电机具备N组的相线圈，各组的相线圈分别连接于单独的3相逆变器，当将各组的同相线圈的空间相位差设为电角α、将从所述单独的3相逆变器供给至各组的同相线圈的各个电流的时间相位差设为电角β、将对所述单独的3相逆变器进行PWM控制时的各个载波频率的时间相位差相对于1个载波周期而设为γ时，基于载波谐波电流的1次分量的电流振幅与2次分量的电流振幅的比较结果及所述α的值，以满足γ＝±(α+2β－2π/M－2πK)或γ＝±(α－β－2π/M－2πK)/2中的任意一者的关系或两者的关系的方式设定所述β及所述γ的值而对所述单独的3相逆变器进行PWM控制，从而控制向所述旋转电机施加的电压。
发明效果
本发明的旋转电机的控制方法基于载波谐波电流的1次分量的电流振幅与2次分量的电流振幅的比较结果，以满足γ＝±(α+2β－2π/M－2πK)或γ＝±(α－β－2π/M－2πK)/2中的任意一者或两者的方式设定所述β及所述γ的值而控制所述旋转电机。由于能够根据该比较结果来判别需要减少的谐波分量，因此通过基于比较结果来设定所述β及所述γ的值，能够可靠地减少需要减少的该谐波分量，能够高效地减少振动和噪音。
附图说明
图1为示出了本发明的实施方式1的多重3相驱动系统的结构的结构图。
图2为示出本发明的实施方式1的多重3相马达的构造的剖视图。
图3为示出本发明的实施方式1的载波相位差的示意图。
图4为示出了本发明的实施方式1的控制装置的结构的框图。
图5A为示出本发明的实施方式2的多重3相马达的构造的剖视图。
图5B为示出了本发明的实施方式2的控制装置的结构的框图。
图6A为示出本发明的实施方式3的多重3相马达的构造的剖视图。
图6B为示出了本发明的实施方式3的控制装置的结构的框图。
图7A为示出本发明的实施方式4的多重3相马达的构造的剖视图。
图7B为示出了本发明的实施方式4的控制装置的结构的框图。
图8A为示出本发明的实施方式5的多重3相马达的构造的剖视图。
图8B为示出了本发明的实施方式5的多重3相驱动系统的逆变器的结构的框图。
图9A为示出本发明的实施方式6的多重3相马达的构造的剖视图。
图9B为示出了本发明的实施方式6的多重3相驱动系统的逆变器的结构的框图。
附图标记
1、1A、1B、1C、1D、1E：马达；3：逆变器；10、10A、10B、10C、10D、10E：定子；20、20A、20B、20C、20D、20E：转子；12、12A、12B、12C、12D、12E：相线圈；21、21A、21B、21C、21D、21E：磁体。
具体实施方式
实施方式1.
图1为示出了本发明的实施方式1的驱动系统的结构的图。图2为示出本发明的实施方式1的旋转电机的构造的剖视图。图3为示出本发明的实施方式1的载波相位差的示意图。图4为示出了本发明的实施方式1的控制装置的结构的框图。
如图1所示，实施方式1的驱动系统9为多重3相驱动系统。驱动系统9构成为具备作为旋转电机的马达1、作为电力变换器的逆变器3和控制经由逆变器3对马达1施加的电压的控制装置320。此外，关于控制装置320，在图1中省略了图示，在图4中进行了图示。马达1构成为具备多重3相旋转电机，逆变器3构成为具备多重3相逆变器。以下作为多重3相的一例，列举2重3相的情况为例进行说明。
如图1所示，逆变器3连接于直流电源5。逆变器3构成为具备两个逆变器301、302。逆变器301、302为3相逆变器。
如图2所示，马达1为10极12槽集中绕组型的旋转电机。马达1构成为具备定子10和转子20。
定子10具有12个齿11。相线圈12以集中绕组方式分别缠绕于各齿11。相线圈12中包括1组相线圈121和2组相线圈122。1组相线圈121和2组相线圈122在周向上交替缠绕。另外，1组相线圈121和2组相线圈122以缠绕方向彼此朝向相反方向的方式缠绕。
如图1示意性地示出那样，1组相线圈121包括U相、V相、W相这3相的线圈，这些线圈在中性点N1以Y接线连接。同样地，如图1示意性地示出那样，2组相线圈122包括U相、V相、W相这3相的线圈，这些线圈在中性点N2以Y接线连接。中性点N1、N2彼此绝缘。
1组相线圈121连接于逆变器301，2组相线圈122连接于逆变器302。逆变器301、302都连接于直流电源5。
在此，1组的U相和2组的U相分别与逆变器301、302的U相对应，1组的V相和2组的V相分别与逆变器301、302的V相对应，1组的W相和2组的W相分别与逆变器301、302的W相对应。因此以下，分别将1组的U相和2组的U相、1组的V相和2组的V相、1组的W相和2组的W相称为各组的同相。
如图2所示，转子20具有10个磁极22。这些磁极22被配置为N极和S极在周向上交替且与定子10对置。1个磁极由1个磁体21构成。磁体21被配置为一字形。
如上述那样，定子10具有12个齿11，1组相线圈121和2组相线圈122沿周向交替缠绕于这些齿11。因此，1组相线圈121相对于2组相线圈122，在空间上相位超前电角2π/12＝π/6rad的量。即，当将各组的同相线圈的空间相位差设为电角α时，α＝π/6rad。像这样，α的值为针对每个马达1根据齿11的个数、1组相线圈121和2组相线圈122的缠绕方法而确定的值。
因此，在使驱动系统9启动之前，由用户来设定α的值。作为设定方法，用户直接输入α的值。或者可以由用户输入齿个数和缠绕方法，从而控制装置320求出α的值。在该情况下，例如可以设为控制装置320预先在存储器中保存针对每种齿个数及缠绕方法存储有α的值的数据表，基于输入的齿个数和缠绕方法，从该数据表中提取并设定对应的α的值。
逆变器301、302分别对1组相线圈121和2组相线圈122供给或再生任意相位的3相交流电力。如图1所示，将供给至1组相线圈121的3相电力与供给至2组相线圈122的3相电力之间的相位差设为β。在图1中，附图标记41示出1组的U相线圈的电流的波形，附图标记42示出2组的U相线圈的电流的波形。电流的波形41与电流波形42具有时间相位差β。在V相及W相中也与U相同样地，同相线圈的电流具有时间相位差β。因此以下，将从单独的逆变器301、302供给至各组的同相线圈的各个电流的时间相位差称为电角β。
如图3所示，对逆变器301、302分别以相同的载波频率进行PWM控制。但是，在逆变器301与302的PWM的载波斩波相位中，当将1个载波周期设为2πrad时，设置γrad的量的时间相位差。以下将对单独的逆变器301、302进行PWM控制时的各个载波频率31、32相对于1个载波周期的时间相位差称为γ。
如图4所示，逆变器301、302连接于控制装置320。控制装置320向逆变器301、302输入电压指令值，对逆变器301、302进行PWM控制。
如图4所示，控制装置320构成为具备载波谐波电流振幅比较部310、载波谐波图311、电流指令生成部312、电流控制部313、电流检测部315、旋转检测部316、转矩指令部317和电源状态检测部318。
载波谐波图311预先保存在马达1的转速及转矩的各工作点与PWM驱动时的载波谐波电流振幅的载波1次分量和载波2次分量有关的信息。在实施方式1中，载波谐波图311针对每个转速、转矩指令值及电源电压，分别预先存储载波1次分量的电流振幅和载波2次分量的电流振幅。
转矩指令部317基于从外部输入的信号来运算马达1所要求的转矩，并输出为转矩指令值。
电源状态检测部318检测并输出直流电源5的电源电压作为直流电源5的电源状态。
旋转检测部316检测马达1的转数或旋转位置，并输出为马达1的转速。
对载波谐波电流振幅比较部310输入来自转矩指令部317的转矩指令值、来自电源状态检测部318的电源电压和来自旋转检测部316的转速。
载波谐波电流振幅比较部310基于输入的转速、转矩指令值、电源电压，从载波谐波图311中提取与这些值对应的载波1次分量的电流振幅和载波2次分量的电流振幅。载波谐波电流振幅比较部310对提取出的载波1次分量的电流振幅与载波2次分量的电流振幅进行比较。
载波谐波电流振幅比较部310在载波1次分量的电流振幅为载波2次分量的电流振幅以上时，将β及γ的值分别设定为β＝5π/12、γ＝0并输出。
另一方面，在载波1次分量的电流振幅小于载波2次分量的电流振幅时，载波谐波电流振幅比较部310将β及γ的值分别设定为β＝π/6、γ＝π/2并输出。
此外，由于β及γ的值针对每个α的值而改变，因此也可以设为载波谐波电流振幅比较部310针对每个α的值将β及γ的值预先存储于数据表，从数据表中提取并求出β及γ的值。或者也可以设为载波谐波电流振幅比较部310预先存储后述的运算式(4)～(8)，通过使用这些运算式的运算来求出β及γ的值。此外，不一定需要预先存储所有这些运算式，例如也可以仅存储运算式(4)、(5)、(7)、(8)。对于β及γ的值的运算方法将在后说明。
从载波谐波电流振幅比较部310对电流指令生成部312输入β及γ的值。电流指令生成部312基于输入的β及γ的值而生成电流指令值。即，电流指令生成部312以使各组的同相线圈的电流的时间相位差为β并且各组的载波频率的时间相位差相对于1个载波周期为电角的γ的方式，生成电流指令值。
电流检测部315检测对马达1通电时的实际电流。
对电流控制部313输入来自电流指令生成部312的电流指令值和由电流检测部315检测出的马达1的实际电流。电流控制部313通过对马达1的实际电流进行反馈控制以使马达1的实际电流跟随电流指令值，从而生成电压指令值。
逆变器301、302基于来自电流控制部313的电压指令值对马达1供给交流电力，或者将来自马达1的交流电力再生。
接下来对工作进行说明。
如上述那样，马达1为2重3相的旋转电机，1组相线圈121和2组相线圈122中的同相线圈的空间相位差为电角α。在实施方式1中，α＝π/6。
马达1连接于逆变器301、302。逆变器301、302为2重3相逆变器。另外，由逆变器301、302供给至1组相线圈121和2组相线圈122的各组的同相线圈的各个电流的时间相位差为电角β。另外，对各逆变器301、302进行PWM控制时的各个载波频率的时间相位差相对于1个载波周期为γ。
在控制装置320中，载波谐波电流振幅比较部310基于来自转矩指令部317的转矩指令值、马达1的转速及直流电源5的电源电压，从载波谐波图311中提取与这些各值对应的载波1次分量的电流振幅和载波2次分量的电流振幅。载波谐波电流振幅比较部310对载波1次分量的电流振幅与载波2次分量的电流振幅进行比较。此外，载波1次分量的电流振幅与载波2次分量的电流振幅的大小关系根据马达1的工作条件而变化。
载波谐波电流振幅比较部310在比较结果是载波1次分量的电流振幅为载波2次分量的电流振幅以上时，将β及γ的值分别设定为β＝5π/12、γ＝0。另一方面，在载波1次分量的电流振幅小于载波2次分量的电流振幅时，载波谐波电流振幅比较部310将β及γ的值分别设定为β＝π/6、γ＝π/2。
电流指令生成部312基于β和γ的值而生成电流指令值。电流控制部313基于来自电流指令生成部312的电流指令值而对由电流检测部315检测出的马达1的实际电流进行反馈控制以使马达1的实际电流跟随电流指令值，从而生成电压指令值。
逆变器301、302基于来自电流控制部313的电压指令值向马达1供给交流电力，或者将来自马达1的交流电力再生。
以下说明实施方式1的多重3相驱动系统具有上述结构的原理及其效果。
在马达1的定子10的定子铁芯内周面产生的径向的电磁力fr(θ，t)成为电磁振动和噪音的激振源。此外，θ表示周向位置，t表示时间。在此，fr(θ，t)能够根据麦克斯韦应力方程式表示为下式(1)。
[数学式1]
在此，Bgr、Bgθ分别表示在马达1的定子10与转子20之间的间隙产生的磁通密度的径向分量及周向分量，μ0表示真空状态的导磁率。
在N重3相马达中，在马达1的定子10与转子20之间的间隙产生的磁通密度的径向分量Bgr通常能够通过基于1组相线圈121的分量Bgr1、基于2组相线圈122的分量Bgr2、……、基于N组相线圈的分量BgrN的相加而表示为下式(2)。在此，N为2以上的整数。
[数学式2]
在此，k、n、m分别表示空间谐波次数、时间谐波次数、载波谐波次数。Ag(k，n，m)为在各个空间谐波次数k、时间谐波次数n、载波谐波次数m时的磁通密度的振幅。另外，θ为空间位置，ω为基波各频率，ωc为载波各频率，t为时间。另外，αN表示空间相位，βN表示时间相位，γN表示载波相位，ψ(k，m，n)为常数。另外，N表示组。当各组的空间相位差、时间相位差、载波相位差相等且分别设为α、β、γ时，相邻的组之间的相位差为kα－nβ－mγ。另外，周向磁通密度分量也能够与上式(2)同样地表示。
在电压型PWM逆变器中，电流波形中包括含有边带分量的载波谐波nω±mωc。在此，n、m具有以下关系。
当m为奇数时，n＝±(6j+3±1)，其中重号相一致。
当m为偶数时，n＝±(6j±1)，其中重号相一致。
其中，j为0、1、2……。因此，在载波1次分量中－2ω±ωc作为主分量产生，在载波2次分量中ω±2ωc作为主分量产生。在载波1次分量中k＝1、n＝－2、m＝±1，在载波2次分量中k＝1、n＝1、m＝±2。
在此，在这些载波谐波分量中，如果各组的空隙磁通密度通过矢量合成而成为0，则电磁力抵消，从而能够减少振动和声音。当将该原理应用于载波谐波的抑制时，能够不改变基波分量的阻抗，而仅抑制载波谐波分量。
为此，在期望的谐波分量中，在N重3相中，当将M取为除了1以外的N的约数中的任意数时，各组的相位差只要为下式(3)即可。在此，K为整数。
kα－nβ－mγ＝2π/M+2πK(K为整数) (3)
在1次分量中，关于上侧及下侧的边带分量，α、β、γ分别得到下式(4)及下式(5)的关系。
γ＝－(α+2β－2π/M－2πK1H) (4)
γ＝α+2β－2π/M－2πK1L (5)
因此，由于为了减少上侧和下侧两侧边带的载波谐波分量，只要式(4)的右边与式(5)的右边相等即可，因此只要满足下式(6)的关系即可。
α+2β＝2π/M+πK1L+πK1H (6)
在此，由于绕组的空间相位差α为π/6，M＝2，因此根据式(6)，β＝5π/12。此时，根据式(4)及式(5)，γ＝0。
在2次分量中，关于上侧及下侧的边带分量，α、β、γ分别得到下式(7)及下式(8)的关系。
γ＝－(α－β－2π/M－2πK2L)/2 (7)
γ＝(α－β－2π/M－2πK2H)/2 (8)
在此，由于绕组的空间相位差α为π/6以及M＝2，因此根据式(7)及式(8)，得到下式(9)及下式(10)，在0～2πrad中有两个解。
γ＝5π/12+β/2+πK2L (9)
γ＝－5π/12－β/2－πK2H (10)
因此，用于抵消上侧及下侧两侧边带的解只要为β＝π/6、γ＝π/2或3π/2，或者为β＝7π/6、γ＝0即可。
像这样，在实施方式1中，在载波谐波电流的1次分量的电流振幅为2次分量的电流振幅以上时，由于设为β＝5π/12、γ＝0，因此能够抵消载波1次分量的磁通密度，减少电磁激振力。另一方面，在载波谐波电流的1次分量的电流振幅小于2次分量的电流振幅时，由于设为β＝π/6、γ＝π/2，因此能够抵消载波2次分量的磁通密度，减少电磁激振力。如此，在实施方式1中，对1次分量的电流振幅与2次分量的电流振幅进行比较，基于比较结果，能够针对具有较大电流振幅的载波谐波分量而使之减少。如果载波谐波分量减少，则能够减少由此引起的电磁激振力，因此能够有效地减少马达1的电磁振动和噪音。
此外，在上述说明中，说明了在载波谐波电流的1次分量的电流振幅小于2次分量的电流振幅时，以使β＝π/6、γ＝π/2的方式对逆变器301、302进行PWM控制，但是不限于该情况，也可以设为β＝π/6、γ＝3π/2或β＝7π/6、γ＝0。在该情况下也实现同样的效果。
另外在上述说明中，马达1以Y接线进行连接，但采用Δ接线也实现同样的效果。
另外在上述说明中，以同时减少载波谐波分量的各阶分量的上侧及下侧两侧边带的方式确定电流时间相位差β和载波相位差γ，但是也可以确定为减少一侧的边带。例如，对于载波2次分量，如果设定为β＝π/6、γ＝3π/2，则能够仅减少上侧的边带。以这样的方式，能够不减少绕组系统数量，而以α＝β来减少电磁激振力。
如以上那样，在实施方式1中，对于各组的同相线圈的空间相位差为电角α的马达1连接有N重3相逆变器3。在N重3相逆变器3中，从单独的逆变器301、302供给至各组的同相线圈的各个电流的时间相位差为电角β，对单独的逆变器301、302进行PWM控制时的各个载波频率的时间相位差相对于1个载波周期为电角γ。此时，控制装置320基于载波谐波电流的1次分量与2次分量的电流振幅的比较结果，通过以满足γ＝±(α+2β－2π/M－2πK)或γ＝±(α－β－2π/M－2πK)/2中的至少一者的关系的方式对逆变器301、302进行PWM控制，从而控制向马达1施加的电压。
具体而言，控制装置320在载波谐波的1次分量和2次分量的电磁激振力中的1次分量的电磁激振力大的情况下，通过以使得满足γ＝±(α+2β－2π/M－2πK)的关系的方式对逆变器301、302进行PWM控制，从而抵消1次分量的磁通密度，使1次分量的电磁激振力减少。另一方面，控制装置320在2次分量的电磁激振力大的情况下，通过以使得满足γ＝±(α－β－2π/M－2πK)/2的关系的方式对逆变器301、302进行PWM控制，从而抵消2次分量的磁通密度，减少2次分量的电磁激振力。
如此，控制装置320基于载波谐波电流的1次分量与2次分量的电流振幅的比较结果，判定需要减少的谐波分量，以减少该谐波分量的方式设定β和γ的值。其结果是，得到能够可靠地减少该谐波分量、高效地减少电磁激振力的效果。另外，控制装置320在想要减少1次分量及2次分量这两者的情况下，以满足γ＝±(α+2β－2π/M－2πK)及γ＝±(α－β－2π/M－2πK)/2这两者的方式对逆变器301、302进行PWM控制。
另外，在实施方式1中，可以设为在启动驱动系统9之前求出β及γ的值，但也可以设为β或γ中的至少一者在驱动系统9运行中可变。例如，在由于马达1的转数、转矩、电源电压在运行中变化而载波谐波的1次分量和2次分量的电磁激振力的大小关系改变的情况下，能够通过使β或γ中的至少一者或两者变化来减少具有较大电磁激振力的载波谐波。据此，能够在运行中有目的地减少需要减少的谐波分量，能够高效地减少电磁激振力。
另外，在实施方式1中，说明了各磁极22由配置为一字形的1个磁体21构成，但不限于该情况，各磁极22也可以构成为具备配置为V字形的两个磁体21。
实施方式2.
图5A为示出本发明的实施方式2的多重3相马达的构造的剖视图。在实施方式2中也与实施方式1同样地，列举2重3相的情况为例进行说明。另外，图5B为示出了本发明的实施方式2的控制装置的结构的框图。此外，在实施方式2中，驱动系统9的结构也基本与实施方式1相同，因此在此省略其说明。
马达1A为8极12槽集中绕组型的旋转电机。马达1A构成为具备定子10A和转子20A。
定子10A具有12个齿11A，相线圈12A以集中绕组方式缠绕于各齿11A。相线圈12A构成为具备1组相线圈121A和2组相线圈122A。1组相线圈121A和2组相线圈122A每3个齿而卷绕。1组相线圈121A和2组相线圈122A与实施方式1同样地，分别连接于单独的中性点，形成Y接线。
转子20A具有8个磁极，N极和S极被配置为在周向上交替且与定子对置。1个磁极由1个磁体21A构成。磁体21A配置为一字形。
在实施方式2中，1组相线圈121A和2组相线圈122A在空间上为电角同相(相位差0rad)。即α＝0。
另外，在实施方式2中，如图5B所示，控制装置320A不具备图4的载波谐波电流振幅比较部310和载波谐波图311，而具备调制率判定部330和阈值存储部331。阈值存储部331预先存储针对调制率的阈值。此外，在实施方式2中，图4的旋转检测部316、转矩指令部317及电源状态检测部318不是特别需要的。这些点与实施方式1不同。
对调制率判定部330输入调制率和阈值。调制率判定部330通过对调制率与阈值进行比较，来进行对载波谐波电流的1次分量的电流振幅与2次分量的电流振幅的比较。此外，调制率是指逆变器的输出电压与电压指令值之比。
具体而言，将针对调制率的阈值例如设为0.5。调制率判定部330对调制率与0.5进行比较，在判定出调制率为0.5以下时，判定为1次分量的电流振幅为2次分量的电流振幅以上。在该情况下，因为α＝0，所以调制率判定部330根据上述式(4)～式(6)将β和γ的值设定为β＝π、γ＝0。
另一方面，调制率判定部330在调制率大于0.5时，判定为1次分量的电流振幅小于2次分量的电流振幅。在该情况下，因为α＝0，所以调制率判定部330根据上述式(7)～式(8)将β和γ的值设定为β＝0、γ＝π/2。
由于其它结构及工作与实施方式1是同样的，因此在此省略其说明。
在实施方式2中，具有这样的结构，实现与实施方式1同样的效果。
另外，在实施方式2中，由于设置调制率判定部330，因此能够通过仅比较调制率与阈值来进行对1次分量的电流振幅与2次分量的电流振幅的比较，从而能够使控制装置320A的结构变小。
此外，在上述说明中，说明了在载波谐波电流的1次分量的电流振幅小于2次分量的电流振幅时，以使β＝0、γ＝π/2的方式对逆变器301、302进行PWM控制，但不限于该情况，也可以设为β＝0、γ＝3π/2或β＝π、γ＝0。在任意情况下都实现同样的效果。
另外，在上述说明中，将作为阈值的调制率设为0.5来进行了说明，但是由于作为阈值的调制率针对每个马达而不同，因此只要与马达匹配来适当地设定阈值的值即可。
实施方式3.
图6A为示出本发明的实施方式3的多重3相马达的构造的剖视图。在实施方式3中也与实施方式1同样地，列举2重3相的情况为例进行说明。另外，图6B为示出了本发明的实施方式3的控制装置的结构的框图。此外，由于在实施方式3中驱动系统9的结构也基本与实施方式1相同，因此在此省略其说明。
马达1B为8极48槽分布绕组型的旋转电机。马达1B构成为具备定子10B和转子20B。
如图6A所示，定子10B具有48个齿11B，相线圈12B以全节距绕组方式缠绕。相线圈12B构成为具备1组相线圈121B及2组相线圈122B。1组相线圈121B与2组相线圈122B在周向上交替缠绕。1组相线圈121B和2组相线圈122B与实施方式1同样地，分别连接于单独的中性点，形成Y接线。
转子20B具有8个磁极，N极和S极被配置为在周向上交替且与定子对置。1个磁极包括两个磁体21B。磁体21B配置为V字形。
在实施方式3中，1组相线圈121B比2组相线圈122B在空间上相位超前电角π/6rad。即α＝π/6。
在实施方式3中，如图6B所示，在控制装置320B中，没有设置图4的电流检测部315，而设置有电流检测部315B。另外，没有设置图4的载波谐波电流振幅比较部310，而设置有载波谐波电流振幅比较部310B。此外，在实施方式3中，图4的旋转检测部316、转矩指令部317及电源状态检测部318不是特别需要的。由于其它结构与图4相同，因此在此省略其说明。
与实施方式1的电流检测部315同样地，电流检测部315B检测马达1B的实际电流并输出至电流控制部313。进一步地，在实施方式3中，电流检测部315B对1个周期的电流波形进行频率分析，检测载波谐波电流的1次分量的电流值和2次分量的电流值，并输入至载波谐波电流振幅比较部310B。
载波谐波电流振幅比较部310B在1次分量的电流值为2次分量的电流值以上时，判定为1次分量的电流振幅为2次分量的电流振幅以上。于是，因为α＝π/6，所以载波谐波电流振幅比较部310B根据上述式(4)～式(6)将β和γ的值设为β＝5π/12、γ＝0并输出。
另一方面，在1次分量的电流值小于2次分量的电流值时，载波谐波电流振幅比较部310B判定为1次分量的电流振幅小于2次分量的电流振幅。于是，因为α＝π/6，所以载波谐波电流振幅比较部310B根据上述式(7)～式(8)将β和γ的值设为β＝π/6、γ＝π/2并输出。
由于其它结构及工作与实施方式1是同样的，因此在此省略其说明。
在实施方式3中，具有这样的结构，实现与实施方式1同样的效果。
另外，在实施方式3中，说明了在载波谐波电流的1次分量的电流值小于2次分量的电流值时，以使β＝π/6、γ＝π/2的方式对逆变器301、302进行PWM控制，但不限于该情况，也可以设为β＝π/6、γ＝3π/2或β＝7π/6、γ＝0。在该情况下也实现同样的效果。
实施方式4.
图7A为示出本发明的实施方式4的多重3相马达的构造的剖视图。另外，图7B为示出了本发明的实施方式4的控制装置的结构的框图。在实施方式4中也与实施方式1同样地，列举2重3相的情况为例进行说明。此外，由于在实施方式4中，驱动系统9的结构也基本与实施方式1相同，因此在此省略其说明。
马达1C为8极48槽分布绕组型的旋转电机。马达1C构成为具备定子10C和转子20C。
如图7所示，定子10C具有48个齿11C，相线圈12C以短节距绕组方式缠绕。相线圈12C构成为具备1组相线圈121C及2组相线圈122C。1组相线圈121C和2组相线圈122C在周向上每12个齿而缠绕。1组相线圈121C和2组相线圈122C与实施方式1同样地，分别连接于单独的中性点，形成Y接线。
转子20C具有8个磁极，N极和S极被配置为在周向上交替且与定子10C对置。1个磁极包括两个磁体21C。磁体21C配置为V字形。
1组相线圈121C和2组相线圈122C在空间上为电角同相(相位差0rad)。即α＝0。
在实施方式4中，如图7B所示，在控制装置320C中，没有设置图4的旋转检测部316，而设置有声音检测部321。另外，没有设置图4的载波谐波电流振幅比较部310，而设置有声压比较部322。此外，在实施方式4中，图4的转矩指令部317、载波谐波图311及电源状态检测部318不是特别需要的。由于其它结构与图4相同，因此在此省略其说明。
声音检测部321对用安装于比马达1的外框架更靠外侧的麦克风(未图示)取得的声音进行频率分析，将载波1次分量的声音的信息和载波2次分量的声音的信息输入至声压比较部322。
声压比较部322基于载波1次分量的声音的信息和载波2次分量的声音的信息，对载波1次分量的声压与载波2次分量的声压进行比较。
声压比较部322在载波1次分量的声压为载波2次分量的声压以上时，判定为1次分量的电流振幅为2次分量的电流振幅以上。于是，因为α＝0，所以声压比较部322根据上述式(4)～式(6)，以使β和γ的值为β＝π、γ＝0的方式进行通电。
另一方面，在载波1次分量的声压小于载波2次分量的声压时，声压比较部322判定为1次分量的电流振幅小于2次分量的电流振幅。于是，因为α＝0，所以声压比较部322根据上述式(7)～式(8)，以使β＝0、γ＝π/2的方式进行通电。
由于其它结构及工作与实施方式1是同样的，因此在此省略其说明。
在实施方式4中，具有这样的结构，实现与实施方式1同样的效果。
另外，在实施方式4中，说明了在载波谐波电流的1次分量的电流值小于2次分量的电流值时，以使β＝0、γ＝π/2的方式对逆变器301、302进行PWM控制，但不限于该情况，也可以设为β＝0、γ＝3π/2或β＝π、γ＝0。在任意情况下都实现同样的效果。
另外，在上述说明中，说明了使用由声音检测部321得到的、用麦克风取得的声音的频率分析的结果，但不限于该情况，也可以不安装麦克风，而在马达1的外框架安装加速度传感器，使用对用该加速度传感器取得的加速度进行频率分析的结果。在该情况下，不设置图7B的声音检测部321，而设置加速度检测部，该加速度检测部进行对用加速度传感器取得的加速度的频率分析。进一步地，不设置图7B的声压比较部322，而设置加速度比较部，该加速度比较部对载波1次分量的加速度与载波2次分量的加速度进行比较。用这样的方法也实现同样的效果。
实施方式5.
图8A为示出本发明的实施方式5的多重3相马达的构造的剖视图。图8B为示出了本发明的实施方式5的多重3相驱动系统的逆变器的结构的框图。在实施方式5中，列举3重3相的情况为例进行说明。此外，由于在实施方式5中，驱动系统9的结构也基本与实施方式1相同，因此在此省略其说明。
马达1D为6极36槽分布绕组型的旋转电机。马达1D构成为具备定子10D和转子20D。
如图8A所示，定子10D具有36个齿11D，相线圈12D以全节距绕组方式缠绕。相线圈12D构成为具备1组相线圈121D、2组相线圈122D及3组相线圈123D。
1组相线圈121D、2组相线圈122D、3组相线圈123D在周向上每12个齿而缠绕。1组相线圈121D、2组相线圈122D和3组相线圈123D分别连接于单独的中性点，形成Y接线。
转子20D具有6个磁极，N极和S极被配置为在周向上交替且与定子10D对置。1个磁极包括两个磁体21D。磁体21D配置为V字形。
1组相线圈121D、2组相线圈122D和3组相线圈123D在空间上为电角同相(相位差0rad)。即α＝0。
另外，在实施方式5中，如图8B所示，逆变器3构成为具备3个3相逆变器301D、302D、303D。因此，1组相线圈121D、2组相线圈122D及3组相线圈123D分别连接有单独的3相逆变器301D、302D及303D。3相逆变器301D、302D、303D连接于直流电源5。
3相逆变器301D、302D、303D分别向1组相线圈121D、2组相线圈122D、3组相线圈123D供给任意相位的3相交流电力，或者将来自马达1D的交流电力再生。将供给至1组相线圈121D的电流与供给至2组相线圈122D的电流之间的时间相位差以及供给至2组相线圈122D的电流与供给至3组相线圈123D的电流之间的时间相位差设为β。
对3相逆变器301D、302D、303D分别以相同的载波频率进行PWM控制。3相逆变器301D、302D、303D对于PWM的载波斩波相位，在将1个载波周期设为2πrad时，各设置γrad的相位差。
在实施方式5中，载波谐波图311预先存储在马达1D的转速－转矩的各工作点在PWM驱动时的载波谐波电流振幅的载波谐波电流的1次分量的电流振幅和载波2次分量的电流振幅的信息。具体而言，在载波谐波图311中，针对每个转矩指令值、马达1D的转速及直流电源5的电源电压，分别记载有载波谐波电流的1次分量的电流振幅和载波2次分量的电流振幅。
载波谐波电流振幅比较部310基于转矩指令值、马达1D的转速及直流电源5的电源电压，从载波谐波图311中提取与这些值对应的载波谐波电流的1次分量的电流振幅和2次分量的电流振幅。载波谐波电流振幅比较部310进行1次分量的电流振幅与2次分量的电流振幅的比较。
在1次分量的电流振幅为2次分量的电流振幅以上时，因为α＝0，所以载波谐波电流振幅比较部310根据上述式(4)～式(6)将β和γ的值设定为β＝π/3、γ＝0并输出。
另一方面，在1次分量的电流振幅小于2次分量的电流振幅时，因为α＝0，所以载波谐波电流振幅比较部310根据上述式(7)～式(8)将β和γ的值设定为β＝4π/3、γ＝π并输出。
由于其它结构及工作与实施方式1是同样的，因此在此省略其说明。
在实施方式5中，具有这样的结构，实现与实施方式1同样的效果。
另外，在实施方式5中，说明了在载波谐波电流的1次分量的电流值为2次分量的电流值以上时，以使β＝π/3、γ＝0的方式对逆变器301D～303D进行PWM控制，但不限于该情况，也可以设为β＝4π/3、γ＝0。在任意情况下都实现同样的效果。
另外，在实施方式5中，说明了在载波谐波电流的1次分量的电流值小于2次分量的电流值时，以使β＝4π/3、γ＝π的方式对逆变器301D～303D进行PWM控制，但不限于该情况，也可以设为β＝4π/3、γ＝0。在任意情况下都实现同样的效果。
实施方式6.
图9A为示出本发明的实施方式6的多重3相马达的构造的剖视图。图9B为示出了本发明的实施方式6的多重3相驱动系统的逆变器的结构的框图。在实施方式6中，以4重3相的情况为例进行说明。此外，由于在实施方式6中驱动系统9的结构也基本与实施方式1相同，因此在此省略其说明。
马达1E为6极48槽分布绕组型的旋转电机。马达1E构成为具备定子10E和转子20E。
如图9A所示，定子10E具有48个齿11E，相线圈12E以全节距绕组方式缠绕于各齿11E。相线圈12E构成为具备1组相线圈121E、2组相线圈122E、3组相线圈123E及4组相线圈124E。1组相线圈121E、2组相线圈122E、3组相线圈123E、4组相线圈124E在周向上依次缠绕。1组相线圈121E、2组相线圈122E、3组相线圈123E和4组相线圈124E分别连接于单独的中性点，形成Y接线。
转子20E具有6个磁极，N极和S极被配置为在周向上交替且与定子10E对置。1个磁极包括两个磁体21E。磁体21E配置为V字形。
1组相线圈121E比2组相线圈122E在空间上相位超前电角π/12rad。2组相线圈122E比3组相线圈123E在空间上相位超前电角π/12rad。3组相线圈123E比4组相线圈124E在空间上相位超前电角π/12rad。即α＝π/12rad。
另外，在实施方式6中，如图9B所示，逆变器3构成为具备4个3相逆变器301E、302E、303E、304E。因此，1组相线圈121E、2组相线圈122E、3组相线圈123E和4组相线圈124E分别连接有单独的3相逆变器301E、302E、303E、304E。3相逆变器301E、302E、303E、304E连接于直流电源5。
3相逆变器301E、302E、303E、304E分别向1组相线圈121E、2组相线圈122E、3组相线圈123E、4组相线圈124E供给任意相位的3相交流电力，或者将来自马达1E的交流电力再生。将供给至1组相线圈121E的电流与供给至2组相线圈122E的电流之间的时间相位差、供给至2组相线圈122E的电流与供给至3组相线圈123E的电流之间的时间相位差、供给至3组相线圈123E的电流与供给至4组相线圈124E的电流之间的时间相位差分别设为β。
对3相逆变器301E、302E、303E、304E分别以相同的载波频率进行PWM控制。在逆变器301E与302E的PWM的载波斩波相位中，将1个载波周期设为2πrad时，设置γrad的量的时间相位差。另外，在逆变器302E与303E的PWM的载波斩波相位中，将1个载波周期设为2πrad时，设置γrad的量的时间相位差。另外，在逆变器303E与304E的PWM的载波斩波相位中，将1个载波周期设为2πrad时，设置γrad的量的时间相位差。
在实施方式6中，载波谐波图311预先存储在马达1E的转速－转矩的各工作点在PWM驱动时的载波谐波电流振幅的载波谐波电流的1次分量的电流振幅和载波2次分量的电流振幅的信息。具体而言，载波谐波图311针对每个转矩指令值、马达1E的转速及直流电源5的电源电压分别存储有载波谐波电流的1次分量的电流振幅和载波2次分量的电流振幅。
载波谐波电流振幅比较部310基于转矩指令值、马达1E的转速及直流电源5的电源电压，从载波谐波图311中提取与这些值对应的载波谐波电流的1次分量的电流振幅和2次分量的电流振幅。
在实施方式6中，在载波谐波电流的1次分量的电流振幅大于或等于2次分量的电流振幅时，因为α＝π/12，所以载波谐波电流振幅比较部310根据上述式(4)～式(6)将β和γ的值设定为β＝11π/24、γ＝0并输出。
另一方面，在载波谐波电流的2次分量的电流振幅大于载波1次分量的电流振幅时，因为α＝π/12，所以载波谐波电流振幅比较部310根据上述式(7)～式(8)将β和γ的值设定为β＝π/12、γ＝0并输出。
其它结构及工作与实施方式1是同样的。
在实施方式6中，具有这样的结构，实现与实施方式1同样的效果。
另外，在实施方式6中，说明了在载波谐波电流的1次分量的电流值为2次分量的电流值以上时，以使β＝11π/24、γ＝0的方式对逆变器301E～304E进行PWM控制，但不限于该情况，也可以设为β＝23π/24、γ＝0，或者β＝5π/24、γ＝0，或者β＝29π/24、γ＝0。在任意情况下都实现同样的效果。
另外，在实施方式6中，说明了在载波谐波电流的1次分量的电流值小于2次分量的电流值时，以使β＝π/12、γ＝0的方式对逆变器301E～304E进行PWM控制，但不限于该情况，也可以使得β＝19π/12、γ＝0，或者β＝7π/12、γ＝π/2，或者β＝7π/12、γ＝3π/2。在这些情况下也实现同样的效果。
此外，在上述的实施方式1～6中，控制装置320、320A、320B、320C构成为具备控制器。控制器具备处理器和存储器。构成控制装置320、320A、320B、320C的各部分的功能通过软件、固件或它们的组合来实现。软件及固件被描述为程序并被保存于存储器。处理器通过读取并执行被存储于存储器的程序，来实现控制装置320、320A、320B、320C的各部分的功能。

Claims (9)

1.一种旋转电机的控制方法，在控制装置中执行，该控制装置控制向N重3相旋转电机施加的电压，其中将N设为2以上的整数，
所述旋转电机具备N组的相线圈，
各组的相线圈分别连接于单独的3相逆变器，
当将各组的同相线圈的空间相位差设为电角α、将从所述单独的3相逆变器供给至各组的同相线圈的各个电流的时间相位差设为电角β、将对所述单独的3相逆变器进行PWM控制时的各个载波频率的时间相位差相对于1个载波周期而设为γ时，
基于载波谐波电流的1次分量的电流振幅与2次分量的电流振幅的比较结果及所述α的值，以满足γ＝±(α+2β－2π/M－2πK)或γ＝±(α－β－2π/M－2πK)/2中的任意一者的关系或两者的关系的方式设定所述β及所述γ的值而对所述单独的3相逆变器进行PWM控制，从而控制向所述旋转电机施加的电压，其中M为除了1以外的N的约数中的任意数，K为整数。
2.根据权利要求1所述的旋转电机的控制方法，其中，
所述β及所述γ中的至少一者在所述旋转电机的运行中可变。
3.根据权利要求1或2所述的旋转电机的控制方法，其中，
在所述载波谐波电流的所述1次分量的电流振幅为所述2次分量的电流振幅以上时，以满足γ＝±(α+2β－2π/M－2πK)的关系的方式设定所述β及所述γ的值，
在所述载波谐波电流的所述1次分量的电流振幅小于所述2次分量的电流振幅时，以满足γ＝±(α－β－2π/M－2πK)/2的关系的方式设定所述β及所述γ的值。
4.一种旋转电机的控制装置，具备控制器，该控制器控制向N重3相旋转电机施加的电压，其中将N设为2以上的整数，
所述旋转电机具备N组的相线圈，
各组的相线圈分别连接于单独的3相逆变器，
当将各组的同相线圈的空间相位差设为电角α、将从所述单独的3相逆变器供给至各组的同相线圈的各个电流的时间相位差设为电角β、将对所述单独的3相逆变器进行PWM控制时的各个载波频率的时间相位差相对于1个载波周期而设为电角γ时，
所述控制器基于载波谐波电流的1次分量的电流振幅与2次分量的电流振幅的比较结果及所述α的值，以满足γ＝±(α+2β－2π/M－2πK)或γ＝±(α－β－2π/M－2πK)/2中的任意一者的关系或两者的关系的方式设定所述β及所述γ的值而对所述单独的3相逆变器进行PWM控制，从而控制向所述旋转电机施加的电压，其中M为除了1以外的N的约数中的任意数，K为整数。
5.根据权利要求4所述的旋转电机的控制装置，其中，
所述控制器将所述β及所述γ中的至少一者设定为在所述旋转电机的运行中可变。
6.根据权利要求4或5所述的旋转电机的控制装置，其中，
所述控制器在所述载波谐波电流的所述1次分量的电流振幅为所述2次分量的电流振幅以上时，以满足γ＝±(α+2β－2π/M－2πK)的关系的方式设定所述β及所述γ的值，
在所述载波谐波电流的所述1次分量的电流振幅小于所述2次分量的电流振幅时，以满足γ＝±(α－β－2π/M－2πK)/2的关系的方式设定所述β及所述γ的值。
7.一种驱动系统，具备：
N重3相旋转电机，具有N组的相线圈，其中将N设为2以上的整数；
N重3相逆变器，具有向所述旋转电机的各组的相线圈供给电流的N个3相逆变器；以及
控制装置，控制所述3相逆变器，
其中，所述旋转电机的各组的相线圈以1对1的方式连接于各3相逆变器，
当将各组的同相线圈的空间相位差设为电角α、将从所述各3相逆变器供给至各组的同相线圈的各个电流的时间相位差设为电角β、将对所述各3相逆变器进行PWM控制时的各个载波频率的时间相位差相对于1个载波周期而设为电角γ时，
所述控制装置基于载波谐波电流的1次分量的电流振幅与2次分量的电流振幅的比较结果及所述α的值，以满足γ＝±(α+2β－2π/M－2πK)或γ＝±(α－β－2π/M－2πK)/2中的任意一者的关系或两者的关系的方式设定所述β及所述γ的值，其中M为除了1以外的N的约数中的任意数，K为整数。
8.根据权利要求7所述的驱动系统，其中，
所述控制装置将所述β及所述γ中的至少一者设为在所述旋转电机的运行中可变。
9.根据权利要求7或8所述的驱动系统，其中，
在所述载波谐波电流的所述1次分量的电流振幅为所述2次分量的电流振幅以上时，所述控制装置以满足γ＝±(α+2β－2π/M－2πK)的方式设定所述β及所述γ的值，
在所述载波谐波电流的所述1次分量的电流振幅小于所述2次分量的电流振幅时，所述控制装置以满足γ＝±(α－β－2π/M－2πK)/2的方式设定所述β及所述γ的值。
CN201880089236.3A 2018-02-23 2018-02-23 旋转电机的控制方法、旋转电机的控制装置以及驱动系统 Active CN111742487B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2018/006724 WO2019163098A1 (ja) 2018-02-23 2018-02-23 回転電機の制御方法、回転電機の制御装置、及び駆動システム

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111742487A CN111742487A (zh) 2020-10-02
CN111742487B true CN111742487B (zh) 2023-09-29

Family

ID=67687138

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201880089236.3A Active CN111742487B (zh) 2018-02-23 2018-02-23 旋转电机的控制方法、旋转电机的控制装置以及驱动系统

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11218104B2 (zh)
JP (1) JP6833100B2 (zh)
CN (1) CN111742487B (zh)
DE (1) DE112018007146T5 (zh)
WO (1) WO2019163098A1 (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11196379B2 (en) * 2020-03-09 2021-12-07 Infineon Technologies Austria Ag System for detection and algorithmic avoidance of isolation failures in electric motors
DE102021115635A1 (de) 2021-06-17 2022-12-22 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Elektrische Maschine mit selektiver akustischer Anregung und Kraftfahrzeug
DE112021008278T5 (de) * 2021-10-26 2024-09-12 Hitachi Astemo, Ltd. Motorsteuervorrichtung, motosteuerverfahren, hybridsystem, boost-converter-system und elektrisches servolenkungssystem

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005117863A (ja) * 2003-10-10 2005-04-28 Denso Corp 交流回転電機装置
JP2008043046A (ja) * 2006-08-07 2008-02-21 Aida Eng Ltd サーボモータの制御方法
JP2014121189A (ja) * 2012-12-18 2014-06-30 Mitsubishi Electric Corp モータ駆動装置、多重巻線モータ、及び電動パワーステアリング装置
CN104993767A (zh) * 2015-05-31 2015-10-21 浙江科技学院 考虑谐波耦合的多相电机缺相故障容错运行电流重构方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003088177A (ja) 2001-09-14 2003-03-20 Ad Main Inc 多重ｐｗｍインバータによる電動機駆動方式
JP3802035B2 (ja) * 2004-04-28 2006-07-26 三菱電機株式会社 交流電動機
US7548439B2 (en) * 2005-03-30 2009-06-16 Hitachi, Ltd. Electric power converter for reducing generated high frequency components
JP2007019578A (ja) * 2005-07-05 2007-01-25 Hitachi Ltd 電力増幅器およびそれを用いた送信機
US8497648B2 (en) * 2008-05-30 2013-07-30 Panasonic Corporation Synchronous electric motor drive system
US8269434B2 (en) * 2008-09-23 2012-09-18 GM Global Technology Operations LLC Electrical system using phase-shifted carrier signals and related operating methods
WO2014132385A1 (ja) 2013-02-28 2014-09-04 株式会社日立製作所 回転機及び回転機ドライブシステム
JP2014176215A (ja) 2013-03-08 2014-09-22 Nsk Ltd モータ制御装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び車両
WO2014207858A1 (ja) 2013-06-27 2014-12-31 株式会社日立製作所 回転機および回転機ドライブシステム
DE112015002556T5 (de) * 2014-05-30 2017-02-23 Mitsubishi Electric Corporation Mehrgruppen-Mehrphasen-Antriebssystem und Antriebsverfahren für eine elektrische Rotationsmaschine

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005117863A (ja) * 2003-10-10 2005-04-28 Denso Corp 交流回転電機装置
JP2008043046A (ja) * 2006-08-07 2008-02-21 Aida Eng Ltd サーボモータの制御方法
JP2014121189A (ja) * 2012-12-18 2014-06-30 Mitsubishi Electric Corp モータ駆動装置、多重巻線モータ、及び電動パワーステアリング装置
CN104993767A (zh) * 2015-05-31 2015-10-21 浙江科技学院 考虑谐波耦合的多相电机缺相故障容错运行电流重构方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Modeling and Robust Output feedback Tracking Control of a Single-phase Rotary Motor with Cylindrical Halbach Array;Nazir Kamaldin等;《 2014 IEEE/ASME International Conference on Advanced Intelligent Mechatronics》;全文 *

Also Published As

Publication number Publication date
US20200389116A1 (en) 2020-12-10
WO2019163098A1 (ja) 2019-08-29
CN111742487A (zh) 2020-10-02
JPWO2019163098A1 (ja) 2020-06-11
US11218104B2 (en) 2022-01-04
JP6833100B2 (ja) 2021-02-24
DE112018007146T5 (de) 2020-11-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9768656B2 (en) Three-phase alternating current electric motor provided with structure reducing torque ripple
CN111742487B (zh) 旋转电机的控制方法、旋转电机的控制装置以及驱动系统
JP5576145B2 (ja) モータ制御装置
US10044298B2 (en) Rotating electric machine drive system
US7049783B2 (en) Method of control of magnetic sound of alternating current rotating machine
JP2000134891A (ja) 同期電動機およびその制御装置
JP2015128368A (ja) 回転機の制御装置
JP2020010474A (ja) モータ駆動システム
WO2018008372A1 (ja) ６線３相モータ、インバータ装置およびモータシステム
CN111713010B (zh) 旋转电机的控制方法、旋转电机的控制装置以及驱动系统
JP4155152B2 (ja) 交流回転電機装置
JP2017070000A (ja) 回転電機の制御装置
KR20200104396A (ko) 동기형 이중 고정자 전기기계를 제어하는 방법
Scuiller Third harmonic current injection to reduce the pulsating torque of a five-phase SPM machine
CN211321250U (zh) 交替型马达
Yuan et al. Design of a lying sensor for permanent magnet synchronous machine torque ripple reduction using the iterative learning control technique
US20170133959A1 (en) Rotating electric machine drive system
JP4967375B2 (ja) 同期機の電流制御装置及び電流制御方法
JP7267487B1 (ja) 回転電機の制御装置および回転電機の制御方法
JP7522382B2 (ja) 処理装置、電動車両、処理方法、およびプログラム
CN211457032U (zh) 交替型马达
JP2006325278A (ja) 同期機の電流制御装置及び電流制御方法
JP6612809B2 (ja) スイッチトリラクタンスモータの制御装置
Soeda et al. Radial Force Suppression Method Using A Redundant Degrees of Freedom of Double-star PMSM
JPH09140114A (ja) ステッピングモータ

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant