JP2017070000A - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの磁石温度が変化しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減可能な回転電機の制御装置を提供する。【解決手段】磁石１２ａの温度を取得する温度取得部と、巻線１２Ｕ,１２Ｖ，１２Ｗに流す基本波電流を算出する基本波算出部と、回転電機１０に作用する電磁力を抑制するように、前記基本波算出部により算出された前記基本波電流に重畳する高調波電流を算出する高調波算出部と、前記基本波算出部により算出された基本波電流に、前記高調波算出部により算出された前記高調波電流を重畳した駆動電流が、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流れるように電力変換器２０を操作する操作部と、を備え、前記高調波算出部は、予め取得されている相間関係であって磁石１２ａの温度に対する前記高調波電流の振幅及び位相を示す相間関係と、前記温度取得部により取得された磁石１２ａの温度とに基づいて、前記高調波電流の振幅及び位相を算出する。【選択図】 図１

Description

本発明は、回転電機の制御装置に関する。

従来、モータに作用する径方向の電磁力を抑制して、モータの騒音を低減するモータの制御装置が提案されている。その一例として、特許文献１に記載のモータの制御装置がある。特許文献１に記載のモータの制御装置は、インナーロータ型モータに適用される制御装置であり、騒音抑制のために、ステータに作用する径方向の６Ｍ次（Ｍは自然数）の電磁力を低減することが効果的であることに着目し、６Ｍ次の電磁力を低減している。具体的には、特許文献１に記載のモータ制御装置は、トルク指令値及びモータ回転速度に基づいて算出した基本波電流に、基本波電流の回転角速度の「６Ｍ−１」又は「６Ｍ＋１」（Ｍは自然数）倍の角速度を持つ高調波電流を重畳して、ステータに作用する「６Ｍ」次の電磁力を低減している。このようなモータの騒音は、アウタロータ型モータの場合、ロータに作用する径方向の電磁力が主な発生要因となる。アウタロータ型モータの場合も、インナーロータ型モータと同様に、基本波電流に高調波電流を重畳して、ロータに作用する径方向の電磁力を低減することで、騒音を抑制することができる。

特開２００７−３１２５２０号公報

モータが回転角速度一定の状態で駆動していても、モータの磁石温度が変化すると、モータに作用する電磁力の大きさも変化する。よって、モータの磁石温度が変化すると、磁石温度が変化する前と同じ条件の高調波電流を基本波電流に重畳しても、十分な低減効果が得られない、もしくは騒音が悪化するおそれがある。

本発明は、上記実情に鑑み、モータの磁石温度が変化しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減可能な回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

本発明は、巻線（１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ）が巻回された固定子（１２）及び磁石（１４ａ）を含んだ回転子（１４）を有する回転電機（１０）と、前記巻線に駆動電流を流して前記回転電機を駆動する電力変換器（２０）と、を備える回転電機システムに適用される回転電機の制御装置（３０）であって、前記磁石の温度を取得する温度取得部と、前記回転電機に作用する電磁力を抑制するように、前記巻線に流す基本波電流に重畳する高調波電流を算出する高調波算出部と、前記巻線に流す基本波電流に、前記高調波算出部により算出された前記高調波電流を重畳したものを前記駆動電流とし、前記駆動電流が前記巻線に流れるように前記電力変換器を操作する操作部と、を備え、前記高調波算出部は、予め取得されている相間関係であって前記磁石の温度に対する前記高調波電流の振幅及び位相を示す相間関係と、前記温度取得部により取得された前記磁石の温度とに基づいて、前記高調波電流の振幅及び位相を算出する。

本発明によれば、巻線に流す基本波電流に重畳される高調波電流が算出される。さらに、巻線に流す基本波電流に高調波電流が重畳された電流が駆動電流とされ、駆動電流が回転電機の巻線に流されて、回転電機が駆動される。

ここで、回転子の磁石温度と重畳する高調波電流の振幅及び位相との相間関係が予め取得されており、予め取得されている相間関係と取得された磁石温度とに基づいて、重畳する高調波電流の振幅及び位相が算出される。すなわち、磁石温度に応じた高調波電流が算出される。よって、磁石温度が変化した場合でも、磁石温度の変化に対応した高調波電流が基本波電流に重畳される。そのため、磁石温度が変化しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減することができる。

モータシステムの構成を示す図。 モータの鉛直断面図。 モータの円環モードを示す図。 １０次及び１２次の電磁力を低減する場合における、電磁力の変換手法を示す図。 １０次及び１２次の電磁力を低減する場合における、磁石温度と１１次の高調波電流の振幅との関係を示す図。 １０次及び１２次の電磁力を低減する場合における、磁石温度と１１次の高調波電流の位相との関係を示す図。 高調波電流が重畳された基本波電流の推移を示す図。 １４次及び１２次の電磁力を低減する場合における、電磁力の変換手法を示す図。 １０次及び１２次の電磁力を低減する場合における、磁石温度及び基本波電流の振幅と高調波電流の振幅との関係を示す図。 １０次及び１２次の電磁力を低減する場合における、磁石温度及び基本波電流の振幅と高調波電流の位相との関係を示す図。

（第１実施形態）
以下、回転電機の制御装置を具現化した各実施形態について、図面を参照しつつ説明する。各実施形態に係る制御装置は、車載空調装置を構成するブロワ用モータに適用することを想定している。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。

まず、本実施形態に係るモータシステム（回転電機システム）の構成について、図１及び図２を参照しつつ説明する。本実施形態に係るモータシステムは、モータ１０、インバータ２０、回転角センサ５０、温度センサ５１及び制御装置３０を備える。

モータ１０は、三相の集中巻の永久磁石同期機であり、インバータ２０を介して直流電源であるバッテリ８０から電力の供給を受けて駆動する。図２は、モータ１０を、回転軸に垂直な断面で切断した断面図である。中心点Оは、回転軸が通る点である。モータ１０は、ステータ１２（固定子）及び円環状のロータ１４（回転子）を備えている。また、本実施形態において、モータ１０は、極対数Ｐが「５」で、スロット数Ｓが「１２」のモータを採用している。

ロータ１４は、ロータ１４及びステータ１２の径方向において、ステータ１２の外側にステータ１２に対してギャップを有して配置されている。ロータ１４は、ロータ１４の周方向に並べられた複数個の永久磁石１４ａと、複数個の永久磁石１４ａを連結する軟磁性体のバックヨーク１４ｂとを備えている。本実施形態では、永久磁石１４ａの個数は１０個となっている。各永久磁石１４ａは、互いに同一形状であり、１つの磁極を構成している。永久磁石１４ａは、ロータ１４の径方向に着磁され、周方向に隣り合う永久磁石１４ａの極性は、互いに異なる極性となっている。すなわち、ロータ１４の周方向において、Ｓ極の永久磁石１４ａとＮ極の永久磁石１４ａとが交互に配置されている。なお、図２において、永久磁石１４ａ上に記載されている矢印は、Ｓ極からＮ極の向きを示す。

ステータ１２は、１２個のティース１２ａと１２個のスロット１２ｂとを備えている。１２個のスロット１２ｂの幅は等しく、ティース１２ａとスロット１２ｂは、ステータ１２の周方向に交互に配置されている。すなわち、ティース１２ａは、ステータ１２の周方向に等間隔で配置されている。そして、ティース１２ａには、三相の巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗが巻回されている。

インバータ２０（電力変換器）は、三相のインバータであり、上アームスイッチＳＵｐと下アームスイッチＳＵｎの直列体、上アームスイッチＳＶｐと下アームスイッチＳＶｎの直列体、及び上アームスイッチＳＷｐと下アームスイッチＳＷｎの直列体を、備えている。各直列体は、バッテリ８０に対して並列に接続されている。各スイッチとしては、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子を採用することができる。また、各直列体の接続点は、ステータ１２の巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの第１端にそれぞれ接続されている。巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの第２端同士は、中性点Ｎで接続されている。

制御装置３０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ，ＲＡＭ及びＩ／Ｏ等を備えたマイクロコンピュータ、並びに不揮発性メモリ等の記憶装置４１等から構成されており、モータ１０の制御量をその指令値に制御するように、インバータ２０を操作する。本実施形態では、モータ１０の制御量を、回転角速度としており、制御装置３０には、レゾルバ等の回転角センサ５０により検出されたロータ１４の磁極位置に応じた検出信号が入力される。

制御装置３０は、ＣＰＵがＲＯＭに記憶されているプログラムを実行することにより、後述する各機能を実現して、回転角速度を指令角速度ωｍ＊に制御する。各機能は、電気角演算器３１、角速度演算器３２、偏差算出部３３、基本波電圧算出部３４、第１高調波電流算出部３５、第２高調波電流算出部３６、第１高調波電圧算出部３７、第２高調波電圧算出部３８、第１重畳部３９ａ、第２重畳部３９ｂ及び変調部４０である。

電気角演算器３１は、回転角センサ５０から受信した検出信号に基づいて、モータ１０の回転角である電気角θｅを算出する。角速度演算器３２は、電気角演算器３１により算出された電気角θｅを時間微分して、モータ１０の回転角速度ωｍを算出する。回転角速度ωｍは、機械角速度である。

偏差算出部３３は、指令角速度ωｍ＊から、角速度演算器３２により算出されたモータ１０の実際の回転角速度ωｍを差し引いて、速度偏差Δωを算出する。指令角速度ωｍ＊は、制御装置３０よりも上位の外部装置から制御装置３０へ送信される。詳しくは、ユーザが車載空調装置の風量を選択すると、選択した風量に対応した指令角速度ωｍ＊が、制御装置３０へ送信される。

基本波電圧算出部３４は、速度偏差Δω、電気角θｅ及び回転角速度ωｍに基づいて、回転角速度ωｍを指令角速度ωｍ＊にフィードバック制御するための操作量として、式（１）で表される３相高低座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相の基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを算出する。詳しくは、基本波電圧算出部３４は、速度偏差Δωの比例積分制御（ＰＩ制御）により、電気角一周期に渡る基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを算出する。ここでは、各基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢの変動角速度の算出に、電気角速度ωｅが用いられる。電気角速度ωｅは、入力された回転角速度ωｍに極対数Ｐを乗算した値として算出すればよい。そして、算出された各基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを、入力された電気角θｅに対応させて出力する。各基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢは、最大振幅がＶａで波形形状が互いに同一であってかつ、電気角で位相が互いに「２π／３」ずれた波形となっている。

巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗのそれぞれに、式（１）に示す基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを印加すると、式（２）に示す基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢが流れる。

ここで、モータ１０の巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに電流が流れ、回転磁界が生成されると、ロータ１４に径方向の電磁力が作用する。この電磁力は、ロータ１４の周方向において変動する力であり、ロータ１４をステータ１２の方に引き付ける吸引力、及びロータ１４をステータ１２から引き離す反発力として作用し、弾性体であるロータ１４を振動させる加振力となる。この電磁力の周波数が、ロータ１４の円環モードの共振周波数と一致する場合、モータ１０の騒音、詳しくは磁気音が増大するおそれがある。以下、円環モードについて説明する。

円環モードは、ロータ１４の径方向に加わる加振力に起因して、ロータ１４に生じる周期的な変動のモードである。図３に、円環モードの例として、１〜４次の円環モードを示す。図３は、ロータ１４の鉛直断面の模式図である。図３において、破線は、ロータ１４に加振力が作用していない状態におけるロータ１４の形状（以下、原形状という）を示し、実線は、ロータ１４に加振力が作用している状態におけるロータ１４の形状を示す。また、一点鎖線は、ロータ１４に加振力が作用してロータ１４が変位する状態で、互いにπだけ離間する二つの節を結ぶ節線である。隣接する節同士の中間点が腹となる。節の部分においては、ロータ１４に加振力が作用しても、ロータ１４は原形状からほとんど変位しない。

１次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ１本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、１次の円環モードは、原形状に対して、１か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する腹からπだけ離間した１か所の腹が径方向に収縮するモードである。２次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ２本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、２次の円環モードは、原形状に対して、互いにπだけ離間した２か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する２か所の腹から「π／２」だけ離間した２か所の腹が径方向に収縮するモードである。

３次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ３本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、３次の円環モードは、原形状に対して、「２π／３」間隔で離れた３か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する３か所の腹から「π／３」だけ離間した３か所の腹が径方向に収縮するモードである。４次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ４本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、４次の円環モードは、原形状に対して、「π／２」間隔で離れた４か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する４か所の腹から「π／４」だけ離間した４か所の腹が径方向に収縮するモードである。Ｘ（Ｘは自然数）次の円環モードを生じさせる加振力は、吸引力の増加する箇所と吸引力の減少する箇所との角度間隔が、「π／Ｘ」となる力である。

これらの円環モードは、それぞれ固有の共振周波数（共振角速度）を有している。そして、各円環モードを生じさせる加振力の周波数が、各円環モードの共振周波数近傍となることで、ロータ１４の共振現象が生じる。加振力の実際の周波数が共振周波数近傍となる場合、モータ１０の磁気音が増大し、可聴周波数帯域におけるノイズレベルが大きくなる等の問題が生じる。そのため、各円環モードの共振周波数近傍となる周波数の電磁力を低減することが望まれる。

また、一般に同期モータでは、電流による磁束と磁石による磁束との相互作用に起因して、６Ｍ（Ｍは正の整数）次のトルクリップルが発生することが知られている（特許文献１等参照）。よって、６Ｍ次の電磁力が騒音の要因となりやすいため、６Ｍ次の電磁力を低減させることが望まれる。ここでは、基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢの変動角速度のＫ倍（Ｋは２以上の整数）の変動角速度をＫ次角速度とし、Ｋ次角速度を変動角速度とする電磁力をＫ次の電磁力とする。また、Ｋ次角速度を変動角速度とする電流をＫ次の高調波電流とする。なお、ロータ１４の径方向に作用する電磁力の主要成分は、偶数次数の電磁力であることが知られている。

上述したように、各円環モードの共振周波数近傍となる周波数の電磁力、及び６Ｍ次の電磁力が磁気音の要因となりやすいため、これらの電磁力を低減することが望まれる。特に、本実施形態において、モータ１０は、車載空調装置のブロワ用モータとして用いられ、車室内に設置されている。そのため、快適な車室内環境を実現するためには、磁気音の要因となる電磁力を低減することが望まれる。

ここで、特許文献１では、「６Ｍ−１」次又は「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、６Ｍ次の電磁力を低減させている。以下、「６Ｍ−１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、６Ｍ次の電磁力を低減させる手法について説明する。次の式（３）は、β次の高調波電流を表す。

「β＝６Ｍ−１」とする場合、高調波電磁力ＦＨは次の式（４）となる。

式（４）は、「６Ｍ−１」次の高調波電流を、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すと、「６Ｍ」次及び「６Ｍ−２」次の電磁力が、ロータ１４に作用することを表している。すなわち、「６Ｍ−１」次の高調波電流の係数ｅ，ｆを調整することにより、「６Ｍ」次及び「６Ｍ−２」次の電磁力を制御できることを表している。特許文献１では、係数ｅ，ｆを調整して、「６Ｍ」次の電磁力を低減させている。

しかしながら、「６Ｍ」次の電磁力を低減させると、「６Ｍ−２」次の電磁力が増大する。すなわち、「６Ｍ」次の電磁力が、「６Ｍ−２」次の電磁力に変換される。そのため、「６Ｍ−２」次が共振周波数近傍の周波数であった場合、モータ１０の騒音が増大するおそれがある。

一方、「６Ｍ−２」次が共振周波数近傍の周波数であった場合、係数ｅ，ｆを調整して、「６Ｍ−２」次の電磁力を低減させると、「６Ｍ」次の電磁力が増大する。すなわち、「６Ｍ−２」次の電磁力が、「６Ｍ」次の電磁力に変換される。「６Ｍ」次は、トルクリップルの次数であるとともに、共振周波数近傍から十分に離れていないことがある。そこで、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の両方の電磁力を低減する手法として、「６Ｍ−２」次の電磁力を「６Ｍ」次の電磁力に変換し、さらに、「６Ｍ」次の電磁力を、他の次数の電磁力に変換することが考えられる。

「６Ｍ−１」次の高調波電流を巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すことにより、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力がロータ１４に作用したように、「６Ｍ＋１」次の高調波電流を巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すことにより、「６Ｍ」次及び「６Ｍ＋２」次の電磁力がロータ１４に作用する。すなわち、「６Ｍ＋１」次の高調波電流の係数ｅ，ｆを調整することにより、「６Ｍ」次及び「６Ｍ＋２」次の電磁力を制御できる。よって、「６Ｍ−１」次の高調波電流をモータ１０に流すことにより、「６Ｍ−２」次の電磁力を「６Ｍ」次の電磁力に転換するとともに、「６Ｍ＋１」次の高調波電流をモータ１０に流すことにより、「６Ｍ」次の電磁力を「６Ｍ＋２」次の電磁力に転換できる。すなわち、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を低減することができる。さらに、「６Ｍ＋３」次以降の奇数次数の高調波電流をモータ１０に流せば、「６Ｍ＋４」次以降の偶数次数の電磁力も低減できる。

このように、複数の奇数次数の高調波電流を基本波電流に重畳させることにより、所定の範囲の偶数次の電磁力を低減することができる。詳しくは、「Ｌ」次（Ｌは２以上の偶数）から、「Ｌ」次よりも大きい「Ｎ−２」次（ＮはＬと異なる２以上の偶数）までの電磁力を抑制範囲とした場合は、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の連続する奇数次数の高調波電流を、基本波電流に重畳すればよい。このようにすると、「Ｌ」次から「Ｎ−２」次までの電磁力が順次転換されて、「Ｎ」次の電磁力になる。よって、「Ｌ」次から「Ｎ−２」次までの電磁力を低減することができる。

本実施形態では、図４に示すように、「６Ｍ−２」次を共振周波数近傍の周波数として、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とし、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させる。本実施形態では、図４に示すように、Ｍ＝２とした例を示す。すなわち、本実施形態では、１０次（「６Ｍ−２」次）及び１２次（「６Ｍ」次）の電磁力を抑制範囲とし、１１次（「６Ｍ−１」次）及び１３次（「６Ｍ＋１」次）の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を１４次の電磁力に転換する例を示す。本実施形態では、１１次の高調波電流を第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１とし、１３次の高調波電流を第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２とする。なお、ここで示す次数は、極対数Ｐ＝１とした場合の次数である。実際には、極対数Ｐ＝５の場合は、極対数Ｐ１とした場合の５倍の次数となる。

ここで、モータ１０の負荷が一定となるような一定回転速度時であっても、永久磁石１４ａの温度が変化すると、永久磁石１４ａの性能が変化し、発生する電磁力が変化する。発生する電磁力が変化すれば、基本波電流に重畳すべき高調波電流も変化する。そのため、モータ１０の所定温度の動作点において式（３）及び式（４）から高調波電流を算出した場合、永久磁石１４ａの温度が変化すると、所定温度の動作点において算出した高調波電流を基本波電流に重畳させても、適切に抑制範囲の電磁力を低減できないおそれがある。

よって、永久磁石１４ａの温度に応じて、基本波電流に重畳する高調波電流を設定する必要がある。そこで、本実施形態では、永久磁石１４ａの温度と、重畳する高調波電流の振幅及び位相との相間関係を予め用意することにした。第１高調波電流の振幅をＩ１１、位相をβ１１とし、第２高調波電流の振幅をＩ１３、位相をβ１３とすると、第１高調波電流ＩＵＨ１及び第２高調波電流ＩＵＨ２は、式（５）のようになる。高調波電流の振幅は最大振幅、位相は例えば電気角０°を基準とした位相である。第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１は、波形形状が互いに同一であってかつ、電気角で位相が互いに「２π／３」ずれた波形となる。第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２も同様となる。

以下、本実施形態において、基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢに重畳させる、第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１、及び第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２を算出する手法を説明する。第１高調波電流算出部３５は、１１次の第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１を算出する。また、第２高調波電流算出部３６は、１３次の第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２を算出する。

詳しくは、本実施形態では、１１次の高調波電流を主高調波電流として、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び位相β１１のそれぞれと、磁石温度Ｔとの関係を近似した主近似式又はマップを、記憶装置４１に予め格納しておく。図５に、磁石温度Ｔと１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１との相間関係を示す。また、図６に、磁石温度Ｔと１１次の高調波電流のβ１１との相間関係を示す。これらの相間関係は、所定温度の動作点において、式（３）及び式（４）から算出した高調波電流を、温度の変化に応じて補正したものとなる。これらの相関関係は、予め実験やシミュレーションにより取得されている。

図５及び図６に示す相関関係を表す主近似式は、次の式（６）及び式（７）で表される。式（６）及び式（７）において、ｉは次数であり、Ｋｉ及びＡｉは近似係数である。記憶装置４１には、式（６）及び式（７）で表される主近似式、又は図５及び図６の相関関係を示すマップが、指令角速度ωｍ＊と関連付けられて格納される。詳しくは、記憶装置４１には、主近似式として、所定の次数まで展開した近似式が格納される。例えば、２次までの近似式とした場合、主近似式は式（８）及び式（９）のようになる。

第１高調波電流算出部３５は、温度センサ５１により検出された磁石温度を取得する。そして、第１高調波電流算出部３５は、取得した磁石温度Ｔと、記憶装置４１に格納されている主近似式又はマップとに基づいて、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び位相β１１を算出する。

なお、磁石温度は、永久磁石１４ａの温度を直接検出しなくてもよい。巻線の温度を検出し、巻線の温度を補正して磁石温度を取得してもよい。また、モータ１０が冷却オイルにより冷却されている場合には、冷却オイルの温度を検出し、冷却オイルの温度を補正して磁石温度を取得してもよい。あるいは、モータ１０の回転速度及び電圧指令値と磁石温度との公知の関係式を用いて、磁石温度を推定してもよい。

さらに、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１と１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３との関係、及び１１次の高調波電流の位相β１１と１３次の高調波電流の位相β１３との関係を近似した副近似式を、指令角速度ωｍ＊と関連付けて記憶装置４１に予め格納しておく。副近似式は、次の式（１０）及び式（１１）で表される。Ｋａは補正係数、Δβａは補正項である。

第２高調波電流算出部３６は、第１高調波電流算出部３５により算出された振幅Ｉ１１及び位相β１１、並びに指令角速度ωｍ＊に対応する式（１０）及び（１１）から、振幅Ｉ１３及び位相β１３を算出する。なお、１３次の高調波電流を主高調波電流（第１高調波電流）とし、近似式（６）及び（７）を、１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３及び位相β１３のそれぞれと、磁石温度との相関関係を近似した主近似式としてもよい。

あるいは、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び位相β１１と同様に、１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３及び位相β１３のそれぞれと、磁石温度との関係を近似した近似式又はマップを、指令角速度ωｍ＊と関連付けて記憶装置４１に予め格納しておいてもよい。そして、第２高調波電流算出部３６は、温度センサ５１により検出された磁石温度と、記憶装置４１に格納されている近似式又はマップとに基づいて、１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３及び位相β１３を算出してもよい。

本実施形態では、第１高調波電流算出部３５及び第２高調波電流算出部３６が、高調波算出部に相当する。また、記憶装置４１が記憶部に相当し、第１高調波電流算出部３５が温度取得部に相当する。

第１高調波電圧算出部３７は、モータの電圧方程式を用いて、第１高調波電流算出部３５により算出された第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１を、第１高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１に変換する。同様に、第２高調波電圧算出部３８は、第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２を、第２高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２に変換する。

第１重畳部３９ａは、基本波電圧算出部３４により算出された基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢに、第１高調波電圧算出部３７により算出された第１高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１を、それぞれ加算する。第２重畳部３９ｂは、第１重畳部３９ａの出力電圧であるＶＵＢ＋ＶＵＨ１，ＶＶＢ＋ＶＶＨ１，ＶＷＢ＋ＶＷＨ１に、第２高調波電圧算出部３８により算出された第２高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２を、それぞれ加算する。第２重畳部３９ｂの出力電圧であるＶＵＢ＋ＶＵＨ１＋ＶＵＨ２，ＶＶＢ＋ＶＶＨ１＋ＶＶＨ２，ＶＷＢ＋ＶＷＨ１＋ＶＷＨ２が、それぞれ巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに印加する電圧の指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとなる。

巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを印加することにより、基本波電流に高調波電流が重畳された駆動電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷが流れる。駆動電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷは、それぞれ、ＩＵＢ＋ＩＵＨ１＋ＩＵＨ２，ＩＶＢ＋ＩＶＨ１＋ＩＶＨ２，ＩＷＢ＋ＩＷＨ１＋ＩＷＨ２である。図７に、Ｕ相の駆動電流ＩＵを示す。Ｖ相の駆動電流ＩＶ及びＷ相の駆動電流ＩＷは、駆動電流ＩＵと波形形状が同一で、電気角において位相が「２π／３」ずれた波形となる。

変調部４０は、インバータ２０の各相の出力電圧を、Ｕ相の指令電圧ＶＵとするための操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ、Ｖ相の指令電圧ＶＶとするための操作信号ｇＶｐ，ｇＶｎ、及びＷ相の指令電圧ＶＷとするための操作信号ｇＷｐ，ｇＷｎを生成する。本実施形態では、各指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとキャリア信号との比較に基づいたＰＷＭ処理によって、各操作信号を生成する。操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎは、それぞれ、スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎのオン・オフを制御するゲート駆動信号である。変調部４０により生成された各操作信号が、インバータ２０の各スイッチに送信されることにより、駆動電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷが、それぞれ巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流れるように、インバータ２０の各スイッチが操作される。なお、本実施形態では、変調部４０が操作部に相当する。

以上説明した第１実施形態によれば、以下の効果を奏する。

（１）磁石温度に応じた高調波電流が算出される。よって、磁石温度が変化した場合でも、磁石温度の変化に対応した高調波電流が基本波電流に重畳される。そのため、磁石温度が変化しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減することができる。

（２）「Ｌ」次からＬよりも大きい「Ｎ−２」次までが抑制範囲とされた場合に、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数の次数の高調波電流が算出される。このように、基本波電流に複数の奇数の次数の高調波電流を重畳することにより、抑制範囲の電磁力が、抑制範囲の外側の「Ｎ」次の電磁力に変換される。よって、抑制範囲の電磁力を適切に抑制することができる。

（３）重畳する全ての高調波電流の相間関係を表すマップを記憶しておく場合、使用メモリ量が膨大になる。これに対して、マップを用いないで近似式のみを用いる、又は主高調波電流のみマップを用いて他の高調波電流は近似式を用いることにより、使用メモリ量を低減することができる。

（４）主高調波電流以外の高調波電流について、主高調波電流の振幅及び位相との関係を表す近似式を用いる場合、演算負荷を軽減することができる。

（５）重畳する全ての高調波電流について、各高調波電流の相間関係を表す近似式を用いる場合、使用メモリ量を抑制しつつ、適切な複数の高調波電流を算出することができる。

（６）「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とした場合、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳することにより、抑制範囲の電磁力を「６Ｍ＋２」次の電磁力に変換できる。

（第１実施形態の変形例）
第１実施形態では、「Ｌ」次からＬよりも大きい「Ｎ−２」次までの電磁力を抑制範囲とし、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数次数の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を「Ｎ」次の電磁力に転換させた。特に、第１実施形態では、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とし、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を「６Ｍ＋２」次の電磁力に転換させる例を示した。本変形例では、「Ｌ」次からＬよりも小さい「Ｎ＋２」次までの電磁力を抑制範囲とし、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数次数の高調波電流を基本波電流に重畳させる例を示す。

特に、本変形例では、図８に示すように、「６Ｍ＋２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とし、「６Ｍ＋１」次及び「６Ｍ−１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を「６Ｍ−２」次の電磁力に転換させる。さらに、本変形例では、図８に示すように、Ｍ＝２とした例を示す。すなわち、本変形例では、１４次及び１２次の電磁力を抑制範囲とし、１３次及び１１次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を１０次の電磁力に転換する例を示す。本変形例では、１３次の高調波電流を第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１とし、１１次の高調波電流を第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２とする。

第１高調波電流算出部３５は、第１実施形態と同様に、振幅Ｉ１３及び位相β１３と磁石温度との相間関係を近似した主近似式又はマップから、振幅Ｉ１３及び位相β１３を算出して、１３次の第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１を算出する。また、第２高調波電流算出部３６も、第１実施形態と同様に、振幅Ｉ１３と振幅Ｉ１１との関係を表す副近似式、及び位相β１３と位相β１１との関係を表す副近似式から、振幅Ｉ１１及び位相β１１を算出して、１１次の第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２を算出する。なお、転換先の電磁力の次数が異なるため、本変形例に係る主近似式又はマップと副近似式は、第１実施形態に係る主近似式又はマップと副近似式とは異なるものとなる。
なお、本変形例においても、第１実施形態と同様に、全ての高調波電流の振幅及び位相と温度との相間関係を表す近似式を用いてもよい。

以上説明した第１実施形態の変形例によれば、上記効果（１）〜（５）を奏するとともに、以下の効果（７）を奏する。

（７）「６Ｍ＋２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とした場合、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳することにより、抑制範囲の電磁力を「６Ｍ−２」次の電磁力に変換できる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態に係るモータシステム及び制御装置３０について、第１実施形態と異なる点を説明する。

本実施形態に係るモータシステムは、図１に破線で示すように、電流センサ１５を備える。電流センサ１５は、モータ１０に流れる各相の駆動電流を検出する。また、本実施形態に係る制御装置３０は、ＬＰＦ４２の機能を備えるとともに、第１高調波電流算出部３５及び第２高調波電流算出部３６の機能が異なる。

第１実施形態では、モータ１０の回転速度が一定で且つ負荷が一定の場合において、磁石温度Ｔの変化に応じて高調波電流を変化させたが、モータ１０の回転速度が一定であっても、モータ１０の負荷が変動する場合がある。モータ１０の負荷が変動すると、基本波電流の条件が変化するため、基本波電流に重畳すべき高調波電流も変化する。基本波電流の条件は、基本波電流の振幅や位相である。

モータ１０の負荷が変動する要因としては、車載空調装置のモードの変更が挙げられる。車載空調装置の吹き出し口は、インストルメントパネルや後部座席の足元等にあり、車載空調装置のモードとしては、インストルメントパネルの吹き出し口から風を吹き出すフェイスモードや、後部座席の足元の吹き出し口から風を吹き出すフットモード等がある。よって、車載空調装置のモードが異なると、モータ１０から吹き出し口までの流通経路の体積が異なり、風の流通抵抗が異なる。そのため、車載空調装置のモードを変化させると、モータ１０の負荷が変化して、指令角速度ωｍ＊が同じであっても、基本波電流の条件が変化する。また、車格によっても、モータ１０から吹き出し口までの流通経路の体積が異なるため、異なる車種で同じ指令角速度ωｍ＊が指令されても、基本波電流の条件は異なるものとなる。

よって、磁石温度Ｔだけでなく、モータ１０を流れる基本波電流の条件にも応じて、基本波電流に重畳する高調波電流の振幅及び位相を設定する必要がある。そこで、車載空調装置のモード毎に、第１実施形態に係る主近似式又はマップや副近似式を、メモリに記憶しておく手法が考えられる。しかしながら、この手法の場合、車種ごとに高調波電流の主近似式やマップ等を作成しなければならず、工程の増加やコストの増加につながる。特に、主近似式をマップとした場合、保有マップ数が多くなり、使用メモリ量が膨大になるため、高グレードなマイコンが必要となりコストが増大する。

また、基本波条件に対する高調波電流の振幅及び位相の変化は、磁石温度Ｔに対して非線形となる。そのため、第１実施形態のように磁石温度Ｔに応じて算出した高調波電流の振幅及び位相を、基本波電流の条件に応じて更に変化させても、適切な高調波電流の振幅及び位相を算出することは困難である。すなわち、磁石温度Ｔと基本波電流の条件とで独立に、重畳する高調波電流の振幅及び位相を変化させても、適切な高調波電流の振幅及び位相を算出することは困難である。

そこで、本実施形態では、磁石温度Ｔと基本波電流の条件とに対する高調波電流の振幅及び位相を示す相間関係を予め取得し、この相間関係に基づいて高調波電流の振幅及び位相を算出する。本実施形態では、基本波電流の条件を振幅とし、位相によらず規格化した基本波電流の振幅、例えば電気角θｅにおける振幅を電気角０°や９０°における振幅に変換したものを用いる。なお、基本波電流の条件を振幅及び位相としてもよい。

以下、１０次及び１２次の電磁力を抑制範囲とし、１１次及び１３次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を１４次の電磁力に転換する例を示す。なお、第１実施形態の変形例のように、１４次及び１２次の電磁力を抑制範囲とし、１３次及び１１次の高調波電流を基本波電流に重畳させる場合も、本実施形態に係る高調波電流の算出手法を適用できる。

本実施形態では、１１次の高調波電流を主高調波電流として、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び位相β１１のそれぞれと、磁石温度Ｔ及び基本波電流の振幅Ｉとの関係を近似した主近似式又はマップを、指令角速度ωｍ＊と関連付けて記憶装置４１に予め格納しておく。図９に、磁石温度Ｔ及び基本波電流の振幅Ｉと１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１との相間関係を示す。また、図１０に、磁石温度Ｔ及び基本波電流の振幅Ｉと１１次の高調波電流のβ１１との相間関係を示す。図９及び図１０において、磁石温度ＴはＴ１，Ｔ２，Ｔ３の値を取る。これらの相関関係は、予め実験やシミュレーションにより取得されている。

図９及び図１０に示す相関関係を表す主近似式は、次の式（１２）及び式（１３）で表される。式（１２）及び式（１３）において、ｉ，ｊは次数であり、Ｋｉｊ及びＡｉｊは近似係数である。記憶装置４１には、式（１２）及び式（１３）で表される主近似式、又は図９及び図１０の相関関係を示すマップが、指令角速度ωｍ＊と関連付けられて格納される。詳しくは、記憶装置４１には、式（１２）及び式（１３）を所定の次数まで展開した近似式が格納される。

第１高調波電流算出部３５は、取得した磁石温度Ｔと、モータ１０を流れる基本波電流の振幅Ｉと、記憶装置４１に格納されている主近似式又はマップとに基づいて、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び位相β１１を算出する。モータ１０を流れる基本波電流の振幅Ｉは、電流センサ１５により検出したモータ１０を流れる駆動電流に、ＬＰＦ４２（ローパスフィルタ）を適用することにより取得される。本実施形態では、ＬＰＦ４２が基本波取得部に相当する。なお、モータ１０を流れる基本波電流の振幅は、モータ１０の回転速度及び電圧指令値と基本波電流の振幅との公知の関係式を用いて、推定してもよい。また、磁石温度Ｔ及び基本波電流の振幅Ｉの一方をセンサで検出し、他方を推定してもよい。この場合、磁石温度Ｔをセンサで検出する方が、高調波電流の算出精度が良い。

さらに、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１と１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３との関係、及び１１次の高調波電流の位相β１１と１３次の高調波電流の位相β１３との関係を近似した副近似式を、指令角速度ωｍ＊と関連付けて記憶装置４１に予め格納しておく。副近似式は、次の式（１４）及び式（１５）で表される。Ｋｂは補正係数、Δβｂは補正項である。

第２高調波電流算出部３６は、第１高調波電流算出部３５により算出された振幅Ｉ１１及び位相β１１、並びに指令角速度ωｍ＊に対応する式（１４）及び（１５）から、振幅Ｉ１３及び位相β１３を算出する。なお、第１実施形態において示した種々の変更は、第２実施形態に適宜適用できる。

以上説明した第２実施形態によれば、上記効果（１）〜（７）を奏するとともに、以下の効果を奏する。

（８）磁石温度と基本波電流の振幅とに対応する高調波電流の振幅及び位相を示す相間関係が予め取得され、この相間関係に基づいて、高調波電流の振幅及び位相が算出される。したがって、磁石温度及びモータ１０を流れる基本波電流の振幅の両方が変化した場合でも、適切な高調波電流を基本波電流に重畳し、騒音の発生要因となる電磁力を低減することができる。

（他の実施形態）
・３つ以上の高調波電流を基本波電流に重畳する場合も、少なくとも１つの高調波電流を主高調波電流として、主高調波電流の振幅及び位相と磁石温度Ｔとの相間関係、又は、主高調波電流の振幅及び位相と磁石温度Ｔ及び基本波電流の振幅Ｉとの相間関係を表す主近似式を、記憶装置４１に格納しておけばよい。そして、主高調波電流の振幅及び位相と、重畳するその他の高調波電流の振幅及び位相との関係を表す副近似式を、記憶装置４１に格納しておけばよい。このようにすれば、上記各実施形態と同様に、磁石温度Ｔ、又は磁石温度Ｔと基本波電流の振幅Ｉに応じた、３つ以上の高調波電流を設定することができる。また、この場合も、主近似式をマップとして記憶装置４１に格納しておいてもよい。

・上記各実施形態ではＭ＝２の例を示したが、Ｍが２以外の場合でも、磁石温度Ｔ、又は磁石温度Ｔ及び基本波電流の振幅Ｉに応じて、重畳すべき高調波電流の振幅及び位相が変わる。よって、Ｍが２以外の場合でも、上記各実施形態と同様に、主近似式又は主近似式に相当するマップと、副近似式を予め作成し、記憶装置４１に格納しておけばよい。あるいは、全ての高調波電流の振幅及び位相と、磁石温度Ｔ又は磁石温度Ｔ及び基本波電流の振幅Ｉとの相関関係を表す近似式を予め作成し、記憶装置４１に格納しておけばよい。なお、近似式及びマップは、Ｍの値ごとにことなるものとなる。

・電磁力の抑制範囲は、モータの特性に応じて任意に設定し、電磁力の抑制範囲に応じて適宜近似式又はマップを作成すればよい。

・制御装置３０は、第１実施形態に係る制御と第１実施形態の変形例に係る制御のどちらも実施できるようにしてもよい。このようにすれば、モータ１０の回転角速度ωｍ等の運転状態に応じて、抑制範囲の電磁力をどのように転換するか適宜選択できる。

・各実施形態では、基本波電流に複数の奇数次数の高調波電流を重畳させたが、基本波電流に重畳する高調波電流は、１つの奇数次数の高調波電流であってもよい。この場合、重畳する１つの高調波電流について、高調波電流の振幅及び位相と、磁石温度Ｔ又は磁石温度Ｔと基本波電流の振幅Ｉとの相関関係を近似する近似式又はマップを作成して、近似式又はマップを記憶装置４１に格納しておけばよい。

１０…モータ、１２…ステータ、１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ…巻線、１４…ロータ、１４ａ…永久磁石、２０…インバータ、３０…制御装置。

Claims (7)

1. 巻線（１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ）が巻回された固定子（１２）及び磁石（１４ａ）を含んだ回転子（１４）を有する回転電機（１０）と、前記巻線に駆動電流を流して前記回転電機を駆動する電力変換器（２０）と、を備える回転電機システムに適用される回転電機の制御装置（３０）であって、
   前記磁石の温度を取得する温度取得部と、
   前記回転電機に作用する電磁力を抑制するように、前記巻線に流す基本波電流に重畳する高調波電流を算出する高調波算出部と、
   前記巻線に流す基本波電流に、前記高調波算出部により算出された前記高調波電流を重畳したものを前記駆動電流とし、前記駆動電流が前記巻線に流れるように前記電力変換器を操作する操作部と、を備え、
   前記高調波算出部は、予め取得されている相間関係であって前記磁石の温度に対する前記高調波電流の振幅及び位相を示す相間関係と、前記温度取得部により取得された前記磁石の温度とに基づいて、前記高調波電流の振幅及び位相を算出する、回転電機の制御装置。
2. 前記巻線を流れている基本波電流の条件を取得する基本波取得部を備え、
   前記相間関係は、前記磁石の温度と前記基本波電流の条件とに対する前記高調波電流の振幅及び位相を示し、
   前記高調波算出部は、前記相間関係と、前記温度取得部により取得された前記磁石の温度と、前記基本波取得部により取得された前記基本波電流の条件とに基づいて、前記高調波電流の振幅及び位相を算出する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 前記巻線に流す基本波電流の変動角速度のＫ（Ｋは２以上の整数）倍の変動角速度をＫ次角速度と定義し、
   前記Ｋ次角速度を変動角速度とする電流をＫ次の高調波電流と定義し、
   前記Ｋ次角速度を変動角速度とする前記電磁力をＫ次の電磁力と定義し、
   「Ｌ」（Ｌは２以上の偶数）次からＬよりも大きい「Ｎ−２」（Ｎは２以上の偶数）次まで、又は「Ｌ」次からＬよりも小さい「Ｎ＋２」次までの前記電磁力を抑制範囲とした場合に、
   前記高調波算出部は、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数の次数の前記高調波電流を算出する請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
4. 前記巻線に流す基本波電流に重畳する複数の前記高調波電流のうちの少なくとも１つの高調波電流を主高調波電流とし、前記主高調波電流の前記相間関係を表す主近似式又はマップと、前記複数の前記高調波電流のうちの前記主高調波電流以外の前記高調波電流の振幅及び位相と前記主高調波電流の振幅及び位相との関係を表す副近似式と、が記憶されている記憶部を備え、
   前記高調波算出部は、前記記憶部に記憶されている前記主近似式又は前記マップと前記副近似式とから、前記複数の前記高調波電流の振幅及び位相を算出する請求項３に記載の回転電機の制御装置。
5. 前記巻線に流す基本波電流に重畳する複数の前記高調波電流のそれぞれの前記相間関係を表す近似式が記憶されている記憶部を備え、
   前記高調波算出部は、前記記憶部に記憶されている前記近似式から、前記複数の高調波電流の振幅及び位相を算出する請求項３に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記抑制範囲を「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の前記電磁力とし、
   前記高調波算出部は、前記複数の高調波電流として、「６Ｍ−１」次と「６Ｍ＋１」次の高調波電流を算出する請求項３〜５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記抑制範囲を「６Ｍ」次及び「６Ｍ＋２」次の前記電磁力とし、
   前記高調波算出部は、前記複数の高調波電流として、「６Ｍ−１」次と「６Ｍ＋１」次の高調波電流を算出する請求項３〜５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。