JP6604206B2 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転電機の制御装置に関する。

従来、モータに作用する径方向の電磁力を抑制して、モータの騒音を低減するモータの制御装置が提案されている。その一例として、特許文献１に記載のモータの制御装置がある。特許文献１に記載のモータの制御装置は、インナロータ型モータの制御装置であり、騒音抑制のために、ステータに作用する径方向の６Ｍ次（Ｍは自然数）の電磁力を低減することが効果的であることに着目し、６Ｍ次の電磁力を低減している。具体的には、特許文献１に記載のモータ制御装置は、トルク指令値及びモータ回転速度に基づいて算出した基本波電流に、基本波電流の回転角速度の「６Ｍ−１」又は「６Ｍ＋１」（Ｍは自然数）倍の角速度を持つ高調波電流を重畳して、ステータに作用する６Ｍ次の電磁力を低減している。なお、このようなモータの騒音は、アウタロータ型モータの場合、ロータに作用する径方向の電磁力が主な発生要因となる。そのため、アウタロータ型モータの場合は、ロータに作用する電磁力を低減することが望まれる。

特開２００７−３１２５２０号公報

基本波電流の回転角速度が一定であっても、モータの負荷が変化することがある。モータの負荷が変化すると、変化する前と同じ条件の高調波電流を重畳しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減できないおそれがある。

本発明は、上記実情に鑑み、回転電機の負荷が変化しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減可能な回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

請求項１に記載の発明は、巻線が巻回された固定子を有する回転電機と、前記巻線に駆動電流を流して前記回転電機を駆動する電力変換器と、を備える回転電機システムに適用される回転電機の制御装置であって、前記回転電機に作用する電磁力を抑制するように、前記巻線に流す基本波電流に重畳する高調波電流を算出する高調波算出部と、前記巻線に流す基本波電流に算出された前記高調波電流を重畳した前記駆動電流が、前記巻線に流れるように前記電力変換器を操作する操作部と、を備え、前記高調波算出部は、前記回転電機の負荷に対応する条件に基づいて、前記重畳する前記高調波電流の振幅及び位相を算出する。

請求項１に記載の発明によれば、巻線に流す基本波電流に重畳される高調波電流が算出される。さらに、基本波電流に高調波電流が重畳された電流が駆動電流とされ、駆動電流が回転電機の巻線に流されて、回転電機が駆動される。

ここで、回転電機の負荷に対応する条件に基づいて、重畳する高調波電流の振幅及び位相が算出される。よって、回転電機の負荷が変化した場合でも、変化した負荷に対応した高調波電流が基本波電流に重畳される。したがって、回転電機の負荷が変化しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減することができる。

基本波電流の回転角速度が一定であっても、回転電機の負荷が変化することで、基本波電流の振幅や位相といった条件が変化することがある。基本波電流の条件が変化すると、基本波電流の条件が変化する前と同じ条件の高調波電流を重畳しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減できないおそれがある。

請求項２に記載の発明は、前記回転電機の負荷に対応する条件は、前記巻線を流れている基本波電流の条件であって、前記巻線を流れている基本波電流を取得する取得部を備え、前記高調波算出部は、予め取得されている関係であって、前記基本波電流の条件と前記高調波電流の振幅及び位相との相間関係、及び前記取得部により取得された前記基本波電流の条件に基づいて、前記巻線に流す基本波電流に重畳する前記高調波電流の振幅及び位相を算出する。

請求項２に記載の発明によれば、基本波電流の条件と、重畳する高調波電流の振幅及び位相との相間関係が予め取得されており、予め取得されている相間関係及び取得された基本波電流の条件に基づいて、重畳する高調波電流の振幅及び位相が算出される。すなわち、基本波電流の条件に応じた高調波電流が算出される。よって、回転電機の負荷が変化することにより、基本波電流の条件が変化した場合でも、負荷の変化に対応した高調波電流が基本波電流に重畳される。そのため、巻線を流れる基本波電流の条件が変化しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減することができる。

また、回転電機に対する指令値の条件が変化することで、回転電機の負荷が変化することがある。よって、回転電機に対する指令値の条件が変化すると、変化する前と同じ条件の高調波電流を重畳しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減できないおそれがある。

請求項３に記載の発明は、前記回転電機の負荷に対応する条件は、前記回転電機の負荷に影響を与える指令値の条件であって、上位の制御装置から送信された前記回転電機に対する前記指令値の条件を判定する判定部を備え、前記高調波算出部は、予め取得されている関係であって、前記高調波電流の振幅及び位相との相間関係、及び判定された前記指令値の条件に基づいて、前記重畳する高調波電流の振幅及び位相を算出する。

請求項３に記載の発明によれば、回転電機の負荷に影響を与える指令値の条件と、重畳する高調波電流の振幅及び位相との指令関係が予め取得されており、予め取得されている相間関係及び判定された指令値の条件に基づいて、重畳する高調波電流の振幅及び位相が算出される。すなわち、負荷に影響を与える指令値の条件に応じた高調波電流が算出される。よって、指令値の条件が変化することにより、回転電機の負荷が変化した場合でも、負荷の変化に対応した高調波電流が基本波電流に重畳される。そのため、負荷に影響を与える指令値の条件が変化しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減することができる。

モータシステムの構成を示す図。 モータの鉛直断面図。 モータの円環モードを示す図。 １０次から１４次への電磁力の変換手法を示す図。 １０次及び１２次の電磁力を低減する場合における、基本波電流の振幅と１１次及び１３次の高調波電流の振幅との関係を示す図。 １０次及び１２次の電磁力を低減する場合における、基本波電流の振幅と１１次及び１３次の高調波電流の位相との関係を示す図。 高調波電流が重畳された基本波電流の推移を示す図。 １４次から１０次への電磁力の変換手法を示す図。 １４次及び１２次の電磁力を低減する場合における、基本波電流の振幅と１１次及び１３次の高調波電流の振幅との関係を示す図。 １４次及び１２次の電磁力を低減する場合における、基本波電流の振幅と１１次及び１３次の高調波電流の位相との関係を示す図。 車載空調装置の風の流路を示す概略図。 第３実施形態に係るモータシステムの構成の一部分を示す図。 １０次及び１２次の電磁力を低減する場合における、回転速度及び流路と１１次の高調波電流の振幅との関係を示す図。 １０次及び１２次の電磁力を低減する場合における、回転速度及び流路と１１次の高調波電流の位相との関係を示す図。 １０次及び１２次の電磁力を低減する場合における、回転速度及び流路と１３次の高調波電流の振幅との関係を示す図。 １０次及び１２次の電磁力を低減する場合における、回転速度及び流路と１３次の高調波電流の位相との関係を示す図。

（第１実施形態）
以下、回転電機の制御装置を具現化した各実施形態について、図面を参照しつつ説明する。各実施形態に係る制御装置は、車載空調装置を構成するブロワ用モータに適用することを想定している。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。

まず、本実施形態に係るモータシステム（回転電機システム）の構成について、図１及び図２を参照しつつ説明する。本実施形態に係るモータシステムは、モータ１０、インバータ２０、電流センサ１５、回転角センサ５０及び制御装置３０を備える。

モータ１０は、三相の集中巻の永久磁石同期機であり、インバータ２０を介して直流電源であるバッテリ８０から電力の供給を受けて駆動する。図２は、モータ１０を、回転軸に垂直な断面で切断した断面図である。中心点Оは、回転軸が通る点である。モータ１０は、ステータ１２（固定子）及び円環状のロータ１４（回転子）を備えている。また、本実施形態において、モータ１０は、極対数Ｐが「５」で、スロット数Ｓが「１２」のモータを採用している。

ロータ１４は、ロータ１４及びステータ１２の径方向において、ステータ１２の外側にステータ１２に対してギャップを有して配置されている。ロータ１４は、ロータ１４の周方向に並べられた複数個の永久磁石１４ａと、複数個の永久磁石１４ａを連結する軟磁性体のバックヨーク１４ｂとを備えている。本実施形態では、永久磁石１４ａの個数は１０個となっている。各永久磁石１４ａは、互いに同一形状であり、１つの磁極を構成している。永久磁石１４ａは、ロータ１４の径方向に着磁され、周方向に隣り合う永久磁石１４ａの極性は、互いに異なる極性となっている。すなわち、ロータ１４の周方向において、Ｓ極の永久磁石１４ａとＮ極の永久磁石１４ａとが交互に配置されている。なお、図２において、永久磁石１４ａ上に記載されている矢印は、Ｓ極からＮ極の向きを示す。

ステータ１２は、１２個のティース１２ａと１２個のスロット１２ｂとを備えている。１２個のスロット１２ｂの幅は等しく、ティース１２ａとスロット１２ｂは、ステータ１２の周方向に交互に配置されている。すなわち、ティース１２ａは、ステータ１２の周方向に等間隔で配置されている。そして、ティース１２ａには、三相の巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗが巻回されている。

インバータ２０（電力変換器）は、三相のインバータであり、上アームスイッチＳＵｐと下アームスイッチＳＵｎの直列体、上アームスイッチＳＶｐと下アームスイッチＳＶｎの直列体、及び上アームスイッチＳＷｐと下アームスイッチＳＷｎの直列体を、備えている。各直列体は、バッテリ８０に対して並列に接続されている。各スイッチとしては、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子を採用することができる。また、各直列体の接続点は、ステータ１２の巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの第１端にそれぞれ接続されている。巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの第２端同士は、中性点Ｎで接続されている。

制御装置３０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ，ＲＡＭ及びＩ／Ｏ等を備えたマイクロコンピュータ、並びに記憶装置４１等から構成されており、モータ１０の制御量をその指令値に制御するように、インバータ２０を操作する。本実施形態では、モータ１０の制御量を、回転角速度としており、制御装置３０には、レゾルバ等の回転角センサ５０により検出されたロータ１４の磁極位置に応じた検出信号が入力される。

制御装置３０は、ＣＰＵがＲＯＭに記憶されているプログラムを実行することにより、後述する各機能を実現して、回転角速度を指令角速度ωｍ＊に制御する。各機能は、電気角演算器３１、角速度演算器３２、偏差算出部３３、基本波電圧算出部３４、第１高調波電流算出部３５、第２高調波電流算出部３６、第１高調波電圧算出部３７、第２高調波電圧算出部３８、第１重畳部３９ａ、第２重畳部３９ｂ、ＬＰＦ４２及び変調部４０である。

電気角演算器３１は、回転角センサ５０から受信した検出信号に基づいて、モータ１０の回転角である電気角θｅを算出する。角速度演算器３２は、電気角演算器３１により算出された電気角θｅを時間微分して、モータ１０の回転角速度ωｍを算出する。回転角速度ωｍは、機械角速度である。

偏差算出部３３は、指令角速度ωｍ＊から、角速度演算器３２により算出されたモータ１０の実際の回転角速度ωｍを差し引いて、速度偏差Δωを算出する。指令角速度ωｍ＊は、制御装置３０よりも上位の外部装置から制御装置３０へ送信される。詳しくは、ユーザが車載空調装置の風量を選択すると、選択した風量に対応した指令角速度ωｍ＊が、制御装置３０へ送信される。

基本波電圧算出部３４は、速度偏差Δω、電気角θｅ及び回転角速度ωｍに基づいて、回転角速度ωｍを指令角速度ωｍ＊にフィードバック制御するための操作量として、式（１）で表される３相高低座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相の基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを算出する。詳しくは、基本波電圧算出部３４は、速度偏差Δωの比例積分制御（ＰＩ制御）により、電気角一周期に渡る基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを算出する。ここでは、各基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢの変動角速度の算出に、電気角速度ωｅが用いられる。電気角速度ωｅは、入力された回転角速度ωｍに極対数Ｐを乗算した値として算出すればよい。そして、算出された各基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを、入力された電気角θｅに対応させて出力する。各基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢは、波形形状が互いに同一であってかつ、電気角で位相が互いに「２π／３」ずれた波形となっている。

巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗのそれぞれに、式（１）に示す基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを印加すると、式（２）に示す基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢが流れる。

ここで、モータ１０の巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに電流が流れ、回転磁界が生成されると、ロータ１４に径方向の電磁力が作用する。この電磁力は、ロータ１４の周方向において変動する力であり、ロータ１４をステータ１２の方に引き付ける吸引力、及びロータ１４をステータ１２から引き離す反発力として作用し、弾性体であるロータ１４を振動させる加振力となる。この電磁力の周波数が、ロータ１４の円環モードの共振周波数と一致する場合、モータ１０の騒音、詳しくは磁気音が増大するおそれがある。以下、円環モードについて説明する。

円環モードは、ロータ１４の径方向に加わる加振力に起因して、ロータ１４に生じる周期的な変動のモードである。図３に、円環モードの例として、１〜４次の円環モードを示す。図３は、ロータ１４の鉛直断面の模式図である。図３において、破線は、ロータ１４に加振力が作用していない状態におけるロータ１４の形状（以下、原形状という）を示し、実線は、ロータ１４に加振力が作用している状態におけるロータ１４の形状を示す。また、一点鎖線は、ロータ１４に加振力が作用してロータ１４が変位する状態で、互いにπだけ離間する二つの節を結ぶ節線である。隣接する節同士の中間点が腹となる。節の部分においては、ロータ１４に加振力が作用しても、ロータ１４は原形状からほとんど変位しない。

１次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ１本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、１次の円環モードは、原形状に対して、１か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する腹からπだけ離間した１か所の腹が径方向に収縮するモードである。２次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ２本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、２次の円環モードは、原形状に対して、互いにπだけ離間した２か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する２か所の腹から「π／２」だけ離間した２か所の腹が径方向に収縮するモードである。

３次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ３本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、３次の円環モードは、原形状に対して、「２π／３」間隔で離れた３か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する３か所の腹から「π／３」だけ離間した３か所の腹が径方向に収縮するモードである。４次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ４本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、４次の円環モードは、原形状に対して、「π／２」間隔で離れた４か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する４か所の腹から「π／４」だけ離間した４か所の腹が径方向に収縮するモードである。Ｘ（Ｘは自然数）次の円環モードを生じさせる加振力は、吸引力が増加する箇所と吸引力が減少する箇所との角度間隔が、「π／Ｘ」となる力である。

これらの円環モードは、それぞれ固有の共振周波数（共振角速度）を有している。そして、各円環モードを生じさせる加振力の周波数が、各円環モードの共振周波数近傍となることで、ロータ１４の共振現象が生じる。加振力の実際の周波数が共振周波数近傍となる場合、モータ１０の磁気音が増大し、可聴周波数帯域におけるノイズレベルが大きくなる等の問題が生じる。そのため、各円環モードの共振周波数近傍となる周波数の電磁力を低減することが望まれる。

また、特許文献１に記載されているように、一般に、同期モータでは、トルクリップルの次数である６Ｍ（Ｍは正の整数）次の電磁力（節点力）が、騒音の要因となりやすいため、６Ｍ次の電磁力を低減させることが望まれる。なお、電磁力の主要成分は、偶数次数の電磁力であることが知られている。

すなわち、各円環モードの共振周波数近傍となる周波数の電磁力、及び６Ｍ次の電磁力が磁気音の要因となりやすいため、これらの電磁力を低減することが望まれる。特に、本実施形態において、モータ１０は、車載空調装置のブロワ用モータとして用いられ、車室内に設置されている。そのため、快適な車室内環境を実現するためには、磁気音の要因となる電磁力を低減することが望まれる。なお、ここでは、基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢの変動角速度のＫ（Ｋは２以上の整数）倍の変動角速度をＫ次角速度とし、Ｋ次角速度を変動角速度とする電磁力をＫ次の電磁力とする。また、Ｋ次角速度を変動角速度とする電流をＫ次の高調波電流とする。

特許文献１では、「６Ｍ−１」次又は「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、６Ｍ次の電磁力を低減させている。以下、「６Ｍ−１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、６Ｍ次の電磁力を低減させる手法について説明する。次の式（３）は、β次の高調波電流を表す。

ここで、「β＝６Ｍ−１」とする場合、高調波電磁力ＦＨは次の式（４）となる。

式（４）は、「６Ｍ−１」次の高調波電流を、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すと、「６Ｍ」次及び「６Ｍ−２」次の電磁力が、ロータ１４に作用することを表している。すなわち、「６Ｍ−１」次の高調波電流の係数ｅ，ｆを調整することにより、「６Ｍ」次及び「６Ｍ−２」次の電磁力を制御できることを表している。特許文献１では、係数ｅ，ｆを調整して、「６Ｍ」次の電磁力を低減させている。

しかしながら、「６Ｍ」次の電磁力を低減させると、「６Ｍ−２」次の電磁力が増大する。すなわち、「６Ｍ」次の電磁力が、「６Ｍ−２」次の電磁力に変換される。そのため、「６Ｍ−２」次が共振周波数近傍の周波数であった場合、モータ１０の騒音が増大するおそれがある。

一方、「６Ｍ−２」次が共振周波数近傍の周波数であった場合、係数ｅ，ｆを調整して、「６Ｍ−２」次の電磁力を低減させると、「６Ｍ」次の電磁力が増大する。すなわち、「６Ｍ−２」次の電磁力が、「６Ｍ」次の電磁力に変換される。「６Ｍ」次は、トルクリップルの次数であるとともに、共振周波数近傍から十分に離れていないことがある。そこで、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の両方の電磁力を低減するためには、「６Ｍ−２」次の電磁力を「６Ｍ」次の電磁力に変換し、さらに、「６Ｍ」次の電磁力を、他の次数の電磁力に変換することが考えられる。

「６Ｍ−１」次の高調波電流を巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すことにより、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力がロータ１４に作用したように、「６Ｍ＋１」次の高調波電流を巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すことにより、「６Ｍ」次及び「６Ｍ＋２」次の電磁力がロータ１４に作用する。すなわち、「６Ｍ＋１」次の高調波電流の係数ｅ，ｆを調整することにより、「６Ｍ」次及び「６Ｍ＋２」次の電磁力を制御できる。よって、「６Ｍ−１」次の高調波電流をモータ１０に流すことにより、「６Ｍ−２」次の電磁力を「６Ｍ」次の電磁力に転換するとともに、「６Ｍ＋１」次の高調波電流をモータ１０に流すことにより、「６Ｍ」次の電磁力を「６Ｍ＋２」次の電磁力に転換できる。すなわち、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を低減することができる。さらに、「６Ｍ＋３」次以降の奇数次数の高調波電流をモータ１０に流せば、「６Ｍ＋４」次以降の偶数次数の電磁力も低減できる。

このように、複数の奇数次数の高調波電流を基本波電流に重畳させることにより、所定の範囲の偶数次の電磁力を低減することができる。詳しくは、「Ｌ」次（Ｌは２以上の偶数）から、「Ｌ」次よりも大きい「Ｎ−２」次（ＮはＬと異なる２以上の偶数）までの電磁力を抑制範囲とした場合は、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の連続する奇数次数の高調波電流を、基本波電流に重畳すればよい。このようにすると、「Ｌ」次から「Ｎ−２」次までの電磁力が順次転換されて、「Ｎ」次の電磁力になる。よって、「Ｌ」次から「Ｎ−２」次までの電磁力を低減することができる。

本実施形態では、図４に示すように、「６Ｍ−２」次を共振周波数近傍の周波数として、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とし、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させる。本実施形態では、Ｍ＝２とした例を示し、１１次（「６Ｍ−１」次）の高調波電流を第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１とし、１３次（「６Ｍ＋１」次）の高調波電流を第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２とする。すなわち、本実施形態では、１０次及び１２次の電磁力を抑制範囲とし、１１次及び１３次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を１４次の電磁力に転換する例を示す。なお、ここで示す次数は、極対数Ｐ＝１とした場合の次数である。実際には、極対数Ｐ＝５の場合は、極対数Ｐ＝１とした場合の５倍の次数となる。

ここで、指令角速度ωｍ＊が同じ値であっても、モータ１０の負荷が変動すると、基本波電流の条件が変化する。基本波電流の条件とは、基本波電流の振幅及び位相である。

モータ１０の負荷が変動する要因としては、車載空調装置の送風モードの変更が挙げられる。車載空調装置の吹き出し口は、インストルメントパネルや後部座席の足元等にあり、車載空調装置の送風モードとしては、インストルメントパネルの吹き出し口から風を吹き出すフェイスモードや、後部座席の足元の吹き出し口から風を吹き出すフットモード等がある。よって、車載空調装置の送風モードが異なると、モータ１０から吹き出し口までの流通経路である流路Ｐの体積が異なり、風の流通抵抗が異なる。そのため、車載空調装置の送風モードを変化させると、モータ１０の負荷が変化して、指令角速度ωｍ＊が同じであっても、基本波電流の条件が変化する。また、車格によっても、モータ１０から吹き出し口までの流通経路の体積が異なるため、異なる車種で同じ指令角速度ωｍ＊が指令されても、基本波電流の条件は異なるものとなる。

式（３）及び式（４）から算出される高調波電流は、基本波電流を所定の条件とした場合における、基本波電流に重畳すべき高調波電流である。基本波電流の条件が変化すれば、基本波電流に重畳すべき高調波電流も変化する。そのため、例えば、所定の条件の基本波電流に対応した振幅及び位相を持つ「６Ｍ−１」次の高調波電流を、所定の条件から条件が変化した後の基本波電流に重畳させても、適切に抑制範囲の電磁力を低減できないおそれがある。

よって、モータ１０を流れる基本波電流の条件に応じて、基本波電流に重畳する高調波電流の振幅及び位相を設定する必要がある。そこで、車載空調装置の送風モード毎に、基本波電流に重畳する高調波電流のマップを予め作成し、メモリに記憶しておく手法が考えられる。しかしながら、この手法の場合、保有マップ数が非常に多くなり、使用メモリ量が膨大になるため、低価格帯の車種に搭載されているような低グレードのマイコンには実装できない。また、このような低グレードのマイコンを、高グレードのマイコンに変更する場合、コストの増加が問題となる。さらに、車載空調装置のモード毎に、高調波電流のマップを作成する手法の場合、車種ごとに高調波電流のマップを作成しなければならず、工程の増加やコストの増加につながる。

そこで、本実施形態では、モータ１０を流れる基本波電流の条件と、重畳する高調波電流の振幅及び位相との電流間関係（相間関係）を予め用意するとともに、モータ１０を流れる基本波電流の振幅を取得するようにした。本実施形態では、３相の基本波電流を平衡させるように制御するため、モータ１０の負荷が変動しても、基本波電流の位相はずれず振幅のみが変化するため、基本波電流の条件は振幅だけとしている。

そして、予め用意した電流間関係と取得した基本波電流の振幅とから、重畳する高調波電流の振幅及び位相を設定することにした。以下、本実施形態において、基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢに重畳させる、第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１、及び第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２を算出する手法を説明する。

第１高調波電流算出部３５は、１１次の第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１を算出する。また、第２高調波電流算出部３６は、１３次の第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２を算出する。基本波電流の振幅Ｉａと、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３との間には、図５に示す電流間関係がある。また、基本波電流の振幅Ｉａと、１１次の高調波電流の位相β１１及び１３次の高調波電流の位相β１３との間には、図６に示す電流間関係がある。１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１と１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３とは等しく、振幅Ｉ１１及び振幅Ｉ１３は、基本波電流の振幅Ｉａが大きくなるほど、大きくなる傾向がある。また、１１次の高調波電流の位相β１１と１３次の高調波電流の位相β１３とは、基本波電流の振幅Ｉａの変化に対して同じ変化をするが、位相β１３の方が位相β１１よりも、大きくなる方向にオフセットしている。

本実施形態では、１１次の高調波電流を主高調波電流として、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び位相β１１のそれぞれと、基本波電流の振幅Ｉａとの関係を近似した主近似式を、記憶装置４１に予め格納しておく。さらに、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１と１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３との関係、及び１１次の高調波電流の位相β１１と１３次の高調波電流の位相β１３との関係を近似した副近似式を、記憶装置４１に予め格納しておく。主近似式は、次の式（５）及び式（６）で表され、副近似式は、次の式（７）及び式（８）で表される。本実施形態では、式（５）〜（７）の近似式は、指令角速度ωｍ＊と関連付けられて記憶装置４１に格納されている。

なお、Ｉｂ１１は、モータ１０の所定の動作点を基準点とした場合に、基準点における基準波電流に重畳するべき１１次の高調波電流の振幅である。これは、上記式（４）から予め算出される。ΔＩａは、基準点における基本波電流の振幅に対する基本波電流の振幅の偏差である。Ｋ５０は補正係数であり、Ｋ５０・ΔＩａは、基準高調波電流に対する補正項を表す。また、Ａ，Ｂ，Ｃは、位相近似係数、αは位相補正項である。

第１高調波電流算出部３５は、モータ１０を流れる基本波電流の振幅Ｉａ、及び、指令角速度ωｍ＊に対応する近似式（５）及び（６）から、振幅Ｉ１１及び位相β１１を算出する。モータ１０を流れる基本波電流は、電流センサ１５によりモータ１０を流れる駆動電流を検出し、検出した駆動電流にＬＰＦ４２（ローパスフィルタ）を適用することにより取得される。

そして、第２高調波電流算出部３６は、第１高調波電流算出部３５により算出された振幅Ｉ１１及び位相β１１、並びに指令角速度ωｍ＊に対応する近似式（７）及び（８）から、振幅Ｉ１３及び位相β１３を算出する。本実施形態では、第１高調波電流算出部３５及び第２高調波電流算出部３６が、高調波算出部に相当する。また、記憶装置４１が記憶部に相当し、ＬＰＦ４２が取得部に相当する。

なお、１３次の高調波電流を主高調波電流（第１高調波電流）とし、近似式（５）及び（６）を、１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３及び位相β１３のそれぞれと、基本波電流の振幅Ｉａとの関係を近似した主近似式としてもよい。

第１高調波電圧算出部３７は、モータの電圧方程式を用いて、第１高調波電流算出部３５により算出された第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１を、第１高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１に変換する。同様に、第２高調波電圧算出部３８は、第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２を、第２高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２に変換する。

第１重畳部３９ａは、基本波電圧算出部３４により算出された基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢに、第１高調波電圧算出部３７により算出された第１高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１を、それぞれ加算する。第２重畳部３９ｂは、第１重畳部３９ａの出力電圧であるＶＵＢ＋ＶＵＨ１，ＶＶＢ＋ＶＶＨ１，ＶＷＢ＋ＶＷＨ１に、第２高調波電圧算出部３８により算出された第２高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２を、それぞれ加算する。第２重畳部３９ｂの出力電圧であるＶＵＢ＋ＶＵＨ１＋ＶＵＨ２，ＶＶＢ＋ＶＶＨ１＋ＶＶＨ２，ＶＷＢ＋ＶＷＨ１＋ＶＷＨ２が、それぞれ巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに印加する電圧の指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとなる。

巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを印加することにより、基本波電流に高調波電流が重畳された駆動電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷが流れる。駆動電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷは、それぞれ、ＩＵＢ＋ＩＵＨ１＋ＩＵＨ２，ＩＶＢ＋ＩＶＨ１＋ＩＶＨ２，ＩＷＢ＋ＩＷＨ１＋ＩＷＨ２である。図７に、Ｕ相の駆動電流ＩＵを示す。Ｖ相の駆動電流ＩＶ及びＷ相の駆動電流ＩＷは、駆動電流ＩＵと波形形状が同一で、電気角において位相が「２π／３」ずれた波形となる。

変調部４０は、インバータ２０の各相の出力電圧を、Ｕ相の指令電圧ＶＵとするための操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ、Ｖ相の指令電圧ＶＶとするための操作信号ｇＶｐ，ｇＶｎ、及びＷ相の指令電圧ＶＷとするための操作信号ｇＷｐ，ｇＷｎを生成する。本実施形態では、各指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとキャリア信号との比較に基づいたＰＷＭ処理によって、各操作信号を生成する。操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎは、それぞれ、スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎのオン・オフを制御するゲート駆動信号である。変調部４０により生成された各操作信号が、インバータ２０の各スイッチに送信されることにより、駆動電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷが、それぞれ巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流れるように、インバータ２０の各スイッチが操作される。なお、本実施形態では、変調部４０が操作部に相当する。

以上説明した第１実施形態によれば、以下の効果を奏する。

（１）基本波電流の振幅Ｉａと、重畳する高調波電流の振幅Ｉ１１，Ｉ１３及び位相β１１，β１３との相間関係が予め取得されている。そして、予め取得されている相間関係、及び取得されたモータ１０を流れる基本波電流の振幅Ｉａに基づいて、重畳する高調波電流の振幅Ｉ１１，Ｉ１３及び位相β１１，β１３が算出される。すなわち、基本波電流の振幅Ｉａに応じた高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１及びＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２が算出される。よって、モータ１０の負荷が変化することにより、同じ指令角速度ωｍ＊において基本波電流の振幅Ｉａが変化した場合でも、負荷の変化に対応した高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１及びＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２が、基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢに重畳される。そのため、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗを流れる基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢの振幅Ｉａが変化しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減することができる。

（２）「Ｌ」次からＬよりも大きい「Ｎ−２」次までが抑制範囲とされた場合に、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数の次数の高調波電流が算出される。このように、基本波電流に複数の奇数の次数の高調波電流を重畳することにより、抑制範囲の電磁力が、抑制範囲の外側の「Ｎ」次の電磁力に変換される。よって、抑制範囲の電磁力を適切に抑制することができる。

（３）「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とした場合、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳することにより、抑制範囲の電磁力を「６Ｍ＋２」次の電磁力に変換できる。また、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次のいずれか一方の高調波電流の振幅及び位相が、相間関係を表す主近似式から設定され、他方の高調波電流の振幅及び位相が、「６Ｍ−１」次の高調波電流と「６Ｍ＋１」次の高調波電流との関係を表す副近似式から算出される。よって、使用メモリ量及び演算処理負荷を抑制しつつ、モータ１０の負荷に対応した「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を算出し、適切に電磁力を低減できる。また、車種が変わっても、同じ主近似式及び副近似式を用いることができるので、コストを抑制できる。

（第１実施形態の変形例）
・主近似式を記憶装置４１に格納する代わりに、図５及び図６に示すような、主近似式に対応するマップを記憶装置４１に格納しておいてもよい。このようにしても、主近似式と副近似式の両方をマップとして記憶装置４１に格納する場合よりも、記憶装置４１のメモリ量を抑制できるとともに、主近似式を記憶装置４１に格納しておく場合よりも、制御装置３０の演算負荷を低減することができる。すなわち、使用メモリ量の増加を抑制しつつ、演算負荷を軽減することができる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態に係る制御装置３０について、第１実施形態に係る制御装置３０と異なる点を、図８〜図１０を参照して説明する。

第１実施形態では、「Ｌ」次からＬよりも大きい「Ｎ−２」次までの電磁力を抑制範囲とし、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数次数の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を「Ｎ」次の電磁力に転換させた。特に、第１実施形態では、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とし、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を「６Ｍ＋２」次の電磁力に転換させる例を示した。第２実施形態では、「Ｌ」次からＬよりも小さい「Ｎ＋２」次までの電磁力を抑制範囲とし、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数次数の高調波電流を基本波電流に重畳させる。

特に、本実施形態では、図８に示すように、「６Ｍ＋２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とし、「６Ｍ＋１」次及び「６Ｍ−１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を「６Ｍ−２」次の電磁力に転換させる。本実施形態では、Ｍ＝２とした例を示し、１３次の高調波電流を第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１とし、１１次の高調波電流を第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２とする。すなわち、本実施形態では、１４次及び１２次の電磁力を抑制範囲とし、１３次及び１１次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を１０次の電磁力に転換する例を示す。

第１高調波電流算出部３５は、１３次の第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１を算出する。また、第２高調波電流算出部３６は、１１次の第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２を算出する。基本波電流の振幅Ｉａと、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３との間には、図９に示す電流間関係（相間関係）がある。また、基本波電流の振幅Ｉａと、１１次の高調波電流の位相β１１及び１３次の高調波電流の位相β１３との間には、図１０に示す電流間関係（相間関係）がある。図９及び図１０は、転換先の電磁力の次数が異なるため、図５及び図６と異なるマップとなっているが、図５及び図６と同様の傾向を示している。

本実施形態では、１３次の高調波電流を主高調波電流として、１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３及び位相β１３のそれぞれと、基本波電流の振幅Ｉａとの関係を近似した主近似式を、記憶装置４１に予め格納しておく。さらに、１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３と１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１との関係、及び１３次の高調波電流の位相β１３と１１次の高調波電流の位相β１１との関係を近似した副近似式を、記憶装置４１に予め格納しておく。主近似式は、次の式（９）及び式（１０）で表され、副近似式は、次の式（１１）及び式（１２）で表される。本実施形態では、式（９）〜（１２）の近似式は、指令角速度ωｍ＊と関連付けられて記憶装置４１に格納されている。Ｋ７０は補正係数である。

第１高調波電流算出部３５は、モータ１０を流れる基本波電流の振幅Ｉａ、及び、指令角速度ωｍ＊に対応する近似式（９）及び（１０）から、振幅Ｉ１３及び位相β１３を算出する。

そして、第２高調波電流算出部３６は、第１高調波電流算出部３５により算出された振幅Ｉ１３及び位相β１３、並びに指令角速度ωｍ＊に対応する近似式（１１）及び（１２）から、振幅Ｉ１１及び位相β１１を算出する。

なお、１１次の高調波電流を主高調波電流（第１高調波電流）とし、近似式（９）及び（１０）を、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び位相β１１のそれぞれと、基本波電流の振幅Ｉａとの関係を近似した主近似式としてもよい。

第２実施得形態によれば、第１実施形態の効果（１）を奏するとともに、以下の効果を奏する。

（４）「Ｌ」次からＬよりも小さい「Ｎ＋２」次までが抑制範囲とされた場合に、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数の次数の高調波電流が算出される。このように、基本波電流に複数の奇数の次数の高調波電流を重畳することにより、抑制範囲の電磁力が、抑制範囲の外側の「Ｎ」次の電磁力に変換される。よって、抑制範囲の電磁力を適切に抑制することができる。

（５）「６Ｍ＋２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とした場合、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳することにより、抑制範囲の電磁力を「６Ｍ−２」次の電磁力に変換できる。また、第１実施形態と同様に、使用メモリ量及び演算処理負荷を抑制しつつ、モータ１０の負荷に対応した「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を算出し、適切に電磁力を低減できる。

（第２実施形態の変形例）
・第１実施形態の変形例と同様に、図９及び図１０に示すような、主近似式に対応するマップを記憶装置４１に格納しておいてもよい。このようすれば、第１実施形態の変形例と同様に、使用メモリ量の増加を抑制しつつ、演算負荷を軽減することができる。

（第３実施形態）
次に、第３実施形態に係る制御装置３０Ａについて、第１実施形態に係る制御装置３０と異なる点を、図１１〜図１６を参照して説明する。制御装置３０Ａは、基本波電流に重畳する高調波電流の算出手法が制御装置３０と異なる。本実施形態では、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とし、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させる。特に、本実施形態では、Ｍ＝２とした例を示し、１１次の高調波電流を第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１とし、１３次の高調波電流を第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２とする。すなわち、本実施形態では、１０次及び１２次の電磁力を抑制範囲とし、１１次及び１３次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を１４次の電磁力に転換する例を示す。なお、第２実施形態のように、１４次及び１２次の電磁力を抑制範囲とし、１３次及び１１次の高調波電流を基本波電流に重畳させる場合も、本実施形態に係る高調波電流の算出手法を適用できる。

図１１に、一般的な車載空調装置内部の概略図を示す。内部には、ドアＤ１〜Ｄ３が設けられている。ドアＤ１は、外気吸い込みモードと内気吸い込みモードの切替え用ドアである。通常は、外気吸い込みモードで使用する。ドアＤ２は、冷風と温風の混合割合を調整するエアミックス用のドアであり、車載空調装置の設定温度に応じた位置に制御される。ドアＤ３は、吹き出し口切替え用のドアであり、送風モードに応じた位置に制御される。吹き出し口としては、デフモード、フェイスモード、及びフットモードの３つ送風モードに対応した３つの吹き出し口がある。また、ドアＤ１の下流側且つエバポレータの上流側にはファンが設けられており、モータ１０はこのファンを駆動するものであり、モータ１０及びファンから送風機が構成される。ファンから送られる風の吹き出し口までの流路Ｐは、ドアＤ２及びドアＤ３の位置によって変化する。よって、モータ１０の負荷は、設定温度及び送風モードに応じて変化する。なお、ドアＤ１〜Ｄ３は、それぞれ図示しないサーボモータにより駆動される。

モータ１０及び各サーボモータの各制御装置には、上位の制御装置であるエアコンＥＣＵ１００から指令信号が送信される。車載空調装置がマニュアルエアコンの場合は、ユーザが、車室内の温度、送風モード、風量を設定する。エアコンＥＣＵ１００は、室内がユーザの設定した温度になるように風の吹き出し温度である指令温度Ｔ＊を算出し、ユーザが設定した送風モードから指令送風モードＡ＊を算出する。さらに、エアコンＥＣＵ１００は、ユーザが設定した風量から、モータ１０の指令角速度ωｍ＊を算出する。また、空調装置がオートエアコンの場合は、ユーザは車室内の温度のみを設定する。エアコンＥＣＵ１００は、室内がユーザの設定した温度になるように、指令温度Ｔ＊、指令送風モードＡ＊及び指令角速度ωｍ＊を算出する。

本実施形態では、制御装置３０Ａが、エアコンＥＣＵ１００で生成された指令値を受信し、受信した指令値の条件に応じて、基本波電流に重畳する高調波電流の振幅及び位相を算出する。第１及び第２実施形態では、モータ１０を流れる基本波電流を検出して、重畳する高調波電流の振幅及び位相を算出していた。そのため、第１及び第２実施形態では、指令温度Ｔ＊や指令送風モードＡ＊が変更された場合、指令値の変更に伴い変化した基本波電流を検出した後に、算出される高調波電流の振幅及び位相が変更される。

これに対して、本実施形態では、指令温度Ｔ＊や指令送風モードＡ＊が変更された場合、変更された指令値に応じて重畳させる高調波電流の振幅及び位相が変更される。そのため、本実施形態では、エアコンＥＣＵ１００で生成された指令値が変化した際に、モータ１０を流れる基本波電流が変化する前に、重畳する高調波電流の振幅及び位相が変更される。よって、本実施形態では、モータ１０に流れる基本波電流に応じて重畳する高調波電流の振幅及び位相を算出する場合と比べて、重畳する高調波電流の過渡応答性を向上させることができる。また、本実施形態では、基本波電流を検出する電流センサ１５を必要としない。以下、制御装置３０Ａの機能について説明する。

図１２に、制御装置３０Ａの一部分の構成を示す。制御装置３０Ａは、制御装置３０の各機能に加えて判定部４３の機能を備える。さらに、制御装置３０Ａは、第１高調波電流算出部３５、第２高調波電流算出部３６及び記憶装置４１の機能が、制御装置３０の機能と異なり、これら以外の機能は制御装置３０の機能と同じである。以下に、制御装置３０Ａの判定部４３、第１高調波電流算出部３５、第２高調波電流算出部３６及び記憶装置４１の各機能について説明する。

判定部４３は、エアコンＥＣＵ１００で生成された指令値の条件を判定する。指令値の条件は、指令送風モードＡ＊、指令温度Ｔ＊及び指令角速度ωｍ＊である。詳しくは、判定部４３は、指令送風モードＡ＊及び指令温度Ｔ＊から、吹き出し口までの流路Ｐを判定し、指令角速度ωｍ＊から狙いの回転速度Ｎｅを判定する。

本実施形態では、１１次の高調波電流を主高調波電流として、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び位相β１１のそれぞれと、流路Ｐ及び回転速度Ｎｅとの相間関係を近似した近似式又はマップを、記憶装置４１に予め格納しておく。図１３に、振幅Ｉ１１と流路Ｐ及び回転速度Ｎｅとの相間関係を示す。また、図１４に、位相β１１と流路Ｐ及び回転速度Ｎｅとの相間関係を示す。図１３及び図１４において、流路ＰはＰ１，Ｐ２，Ｐ３の値を取る。これらの相間関係は、予め実験やシミュレーションにより取得されている。

図１３及び図１４に示す相間関係を表す主近似式は、次の式（１３）及び式（１４）で表される。式（１３）及び式（１４）において、ｉ，ｊは次数であり、Ｋｉｊ及びＡｉｊは近似係数である。記憶装置４１には、式（１３）及び式（１４）で表される主近似式、又は図１３及び図１４の相間関係を示すマップを格納しておく。記憶装置４１に主近似式を格納する場合は、式（１３）及び式（１４）を所定の次数まで展開した式を格納しておけばよい。

さらに、記憶装置４１には、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１と１３次の高調波電流Ｉ１３との関係、及び１１次の高調波電流の位相β１１と１３次の高調波電流の位相β１３との関係を近似した副近似式を、指令角速度ωｍ＊と関連付けて予め格納しておく。副近似式は、次の式（１５）及び式（１６）で表される。Ｋｍは補正係数、Δβｍは補正項である。

第１高調波電流算出部３５は、判定された流路Ｐ及び回転速度Ｎｅと、記憶装置４１に格納されている主近似式又はマップとに基づいて、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び位相β１１を算出する。

第２高調波電流算出部３６は、第１高調波電流算出部３５により算出された振幅Ｉ１１及び位相β１１、並びに指令角速度ωｍ＊に対応する式（１５）及び式（１６）から、振幅Ｉ１３及び位相β１３を算出する。

なお、１３次の高調波電流を主高調波電流とし、近似式（１３）及び（１４）を、１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３及び位相β１３のそれぞれと、流路Ｐ及び回転速度Ｎｅとの相間関係を近似した主近似式として、記憶装置４１に予め格納しておいてもよい。あるいは、１３次の高調波電流を主高調波電流とし、図１５及び図１６の相間関係を示すマップを、記憶装置４１に予め格納しておいてもよい。図１５は、振幅Ｉ１３と流路Ｐ及び回転速度Ｎｅとの相関関係を示す。図１６は、位相β１３と流路Ｐ及び回転速度Ｎｅとの相間関係を示す。

以上説明した第３実施形態によれば、上記各実施形態の効果（２）〜（５）を奏するとともに、以下の効果を奏する。

（６）モータ１０の負荷に影響を与える指令値の条件と、重畳する高調波電流の振幅Ｉ１１，Ｉ１３及び位相β１１，β１３との相間関係が予め取得されている。そして、予め取得されている相関関係及び判定された指令値の条件に基づいて、重畳する高調波電流の振幅Ｉ１１，Ｉ１３及び位相β１１，β１３が算出される。すなわち、負荷に影響を与える指令値の条件に応じて、高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１及びＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２が算出される。よって、指令値の条件が変換することにより、モータ１０の負荷が変化した場合でも、負荷の変化に対応した高調波電流が基本波電流に重畳される。したがって、モータ１０の負荷に影響を与える指令値が変化しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減することができる。

（７）車載空調装置の送風モード及び設定温度に応じて、風の流路Ｐすなわちモータ１０の負荷が変わる。よって、指令送風モードＡ＊及び指令温度Ｔ＊に応じた高調波電流を算出することにより、モータ１０の負荷に対応した高調波電流を基本波電流に重畳することができる。

（８）指令送風モードＡ＊及び指令温度Ｔ＊から流路Ｐが判定される。そして、流路Ｐ及びモータ１０の狙いの回転速度Ｎｅと高調波電流の振幅との相間関係から振幅Ｉ１１，Ｉ１３が算出され、流路Ｐ及び回転速度Ｎｅと高調波電流の位相との相間関係から位相β１１，β１３が算出される。これにより、モータ１０の負荷及び回転速度Ｎｅに対応した高調波電流を基本波電流に重畳することができる。

（他の実施形態）
・第１及び第２実施形態において、３相の基本波電流の平衡が取れていない場合は、モータ１０の負荷が変化すると、基本波電流の位相もずれる。そのため、基本波電流の条件を振幅及び位相とし、基本波電流の振幅及び位相と重畳する高調波電流の振幅を表す近似式、及び基本波電流の振幅及び位相と重畳する高調波電流の位相を表す近似式を予め用意するようにしてもよい。

・各実施形態において、３つ以上の高調波電流を基本波電流に重畳する場合も、少なくとも１つの高調波電流を主高調波電流として、主高調波電流の振幅及び位相と基本波電流の条件との電流間関係を表す主近似式を、記憶装置４１に格納しておけばよい。そして、主高調波電流の振幅及び位相と、重畳するその他の高調波電流の振幅及び位相との関係を表す副近似式を、記憶装置４１に格納しておけばよい。このようにすれば、各実施形態と同様に、基本波電流の条件に応じた、３つ以上の高調波電流を設定することができる。また、この場合も、主近似式をマップとして記憶装置４１に格納しておいてもよい。

・上記各実施形態ではＭ＝２の例を示したが、Ｍが２以外の場合でも、基本波電流の条件に応じて、重畳すべき高調波電流の振幅及び位相が変わる。よって、Ｍが２以外の場合でも、上記各実施形態と同様に、主近似式又は主近似式に相当するマップと、副近似式を予め作成し、記憶装置４１に格納しておけばよい。なお、主近似式及び副近似式は、Ｍの値ごとにことなる式となる。

・電磁力の抑制範囲は、モータの特性に応じて任意に設定し、電磁力の抑制範囲に応じて適宜主近似式及び副近似式を作成すればよい。

・基本波電流に重畳する全ての高調波電流について、高調波電流の振幅及び位相と基本波電流の条件とを近似する近似式をそれぞれ作成して、各近似式を記憶装置４１に格納しておいてもよい。すなわち、全て主近似式にし、副近似式を持たなくてもよい。また、使用メモリ量が増加するおそれはあるが、全ての高調波電流の相間関係をマップにして記憶装置４１に格納しておいてもよい。

・制御装置３０は、第１実施形態に係る制御と第２実施形態に係る制御のどちらも実施できるようにしてもよい。このようにすれば、モータ１０の回転角速度ωｍ等の運転状態に応じて、抑制範囲の電磁力をどのように転換するか適宜選択できる。制御装置３０Ａについても同様にしてもよい。

・各実施形態では、基本波電流に複数の奇数次数の高調波電流を重畳させたが、基本波電流に重畳する高調波電流は、１つの奇数次数の高調波電流であってもよい。この場合、重畳する１つの高調波電流について、高調波電流の振幅及び位相と基本波電流の条件とを近似する近似式又はマップを作成して、近似式又はマップを記憶装置４１に格納しておけばよい。

・第１及び第２実施形態と第３実施形態とを組み合わせてもよい。すなわち、記憶装置４１に、基本波電流の条件と高調波電流の振幅及び位相との相間関係と、指令値の条件と高調波電流の振幅及び位相との相間関係の両方を予め格納しておいてもよい。そして、二つの相間関係を適宜切替えて用いて、重畳する高調波電流の振幅及び位相を算出してもよいし、指令値の条件に基づいて高調波電流の振幅及び位相を算出し、更に、基本波電流の条件に基づいて、指令値の条件に基づいて算出した高調波電流の振幅及び位相を補正するようにしてもよい。これにより、重畳する高調波電流の過渡応答性を更に向上させることができる。

・第１及び第２実施形態において、電流センサ１５を設けず、代わりに、モータ１０を流れる駆動電流を検出するオブザーバを、設けてもよい。すなわち、基本波電流を取得する取得部は、オブザーバから構成してもよい。

・モータ１０の制御量としては、回転角速度に限らず、例えばトルクであってもよい。

・モータ１０としては、集中巻きのものに限らず、分布巻きのものを用いてもよい。また、モータ１０としては、アウタロータ型のものに限らず、インナロータ型のものを用いてもよい。巻き方やロータ型が異なる場合であっても、ロータの共振現象によって騒音が生じるなら、本発明の適用が有効である。また、モータ１０の騒音は、ステータ１２、又はステータ１２とロータ１４との双方の共振現象によって生じることも考えられる。この場合であっても、制御装置３０の適用は有効である。

・モータ１０としては、３相モータに限らず、４相以上の多相モータであってもよい。加えて、モータ１０としては、ロータに永久磁石を備える永久磁石界磁型同期機に限らず、例えば、ロータ１４に界磁巻線を備える巻線界磁型同期機であってもよい。加えて、モータ１０としては、ブロワ用に限らない。モータ１０は、回転角速度ωｍが一定であっても負荷が変化するモータであれば、上記各実施形態を好適に適用することができる。

１０…モータ、１２…ステータ、１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ…巻線、２０…インバータ、３０…制御装置。

Claims (18)

1. 巻線（１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ）が巻回された固定子（１２）を有する回転電機（１０）と、前記巻線に駆動電流を流して前記回転電機を駆動する電力変換器（２０）と、を備える回転電機システムに適用される回転電機の制御装置（３０，３０Ａ）であって、
   前記回転電機に作用する電磁力を抑制するように、前記巻線に流す基本波電流に重畳する高調波電流を算出する高調波算出部と、
   前記巻線に流す基本波電流に算出された前記高調波電流を重畳した前記駆動電流が、前記巻線に流れるように前記電力変換器を操作する操作部と、を備え、
   前記高調波算出部は、前記回転電機の負荷に対応する条件に基づいて、前記重畳する前記高調波電流の振幅及び位相を算出し、
   前記回転電機の負荷に対応する条件は、前記回転電機の負荷に影響を与える指令値の条件であって、
   上位の制御装置で生成された前記指令値の条件を判定する判定部を備え、
   前記高調波算出部は、予め取得されている関係であって、前記高調波電流の振幅及び位相との相間関係、及び判定された前記指令値の条件に基づいて、前記重畳する高調波電流の振幅及び位相を算出する回転電機の制御装置。
2. 巻線（１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ）が巻回された固定子（１２）を有する回転電機（１０）と、前記巻線に駆動電流を流して前記回転電機を駆動する電力変換器（２０）と、を備える回転電機システムに適用される回転電機の制御装置（３０，３０Ａ）であって、
   前記回転電機に作用する電磁力を抑制するように、前記巻線に流す基本波電流に重畳する高調波電流を算出する高調波算出部と、
   前記巻線に流す基本波電流に算出された前記高調波電流を重畳した前記駆動電流が、前記巻線に流れるように前記電力変換器を操作する操作部と、を備え、
   前記高調波算出部は、前記回転電機の負荷に対応する条件に基づいて、前記重畳する前記高調波電流の振幅及び位相を算出し、
   前記回転電機の負荷に対応する条件は、前記巻線を流れている基本波電流の条件、及び前記回転電機の負荷に影響を与える指令値の条件であって、
   前記基本波電流の条件と前記高調波電流の振幅及び位相との第１の相間関係、及び前記指令値の条件と前記高調波電流の振幅及び位相との第２の相関関係が予め取得されており、
   前記巻線を流れている基本波電流を取得する取得部と、
   上位の制御装置で生成された前記指令値の条件を判定する判定部と、を備え、
   前記高調波算出部は、前記第１の相間関係及び取得された基本波電流の条件に基づいて、又は、前記第２の相関関係及び判定された前記指令値に基づいて、前記重畳する高調波電流の振幅及び位相を算出する回転電機の制御装置。
3. 前記基本波電流の条件は、前記基本波電流の振幅である、請求項２に記載の回転電機の制御装置。
4. 前記回転電機は送風機を構成するものであり、
   前記指令値の条件は、前記送風機を含む空調装置の送風モードである、請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
5. 前記指令値の条件は、前記空調装置の設定温度である、請求項４に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記判定部は、前記上位の制御装置で生成された前記回転電機の回転角速度の指令値を判定する、請求項５に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記判定部は、前記指令値である前記送風モード及び前記設定温度から、前記送風機から送られる風の流路を判定し、
   前記指令値の条件と前記高調波電流の振幅及び位相との相間関係は、前記流路及び前記回転角速度と前記高調波電流の振幅との関係、並びに前記流路及び前記回転角速度と前記高調波電流の位相との関係である、請求項６に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記高調波算出部は、前記取得部により取得された前記基本波電流の振幅が大きいほど、前記基本波電流に重畳する前記高調波電流の振幅を大きく算出する、請求項３に記載の回転電機の制御装置。
9. 巻線（１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ）が巻回された固定子（１２）を有する回転電機（１０）と、前記巻線に駆動電流を流して前記回転電機を駆動する電力変換器（２０）と、を備える回転電機システムに適用される回転電機の制御装置（３０，３０Ａ）であって、
   前記回転電機に作用する電磁力を抑制するように、前記巻線に流す基本波電流に重畳する高調波電流を算出する高調波算出部と、
   前記巻線に流す基本波電流に算出された前記高調波電流を重畳した前記駆動電流が、前記巻線に流れるように前記電力変換器を操作する操作部と、を備え、
   前記高調波算出部は、前記回転電機の負荷に対応する条件に基づいて、前記重畳する前記高調波電流の振幅及び位相を算出し、
   前記回転電機の負荷に対応する条件は、前記巻線を流れている基本波電流の条件であって、
   前記巻線を流れている基本波電流を取得する取得部を備え、
   前記高調波算出部は、予め取得されている関係であって、前記基本波電流の条件と前記高調波電流の振幅及び位相との相間関係、及び前記取得部により取得された前記基本波電流の条件に基づいて、前記巻線に流す基本波電流に重畳する前記高調波電流の振幅及び位相を算出し、
   前記基本波電流の条件は、前記基本波電流の振幅であり、
   前記高調波算出部は、前記取得部により取得された前記基本波電流の振幅が大きいほど、前記基本波電流に重畳する前記高調波電流の振幅を大きく算出する回転電機の制御装置。
10. 前記巻線に流す基本波電流の変動角速度のＫ（Ｋは２以上の整数）倍の変動角速度をＫ次角速度と定義し、
    前記Ｋ次角速度を変動角速度とする電流をＫ次の高調波電流と定義し、
    前記回転電機に作用する電磁力であって、前記Ｋ次角速度を変動角速度とする電磁力をＫ次の電磁力と定義し、
    「Ｌ」（Ｌは２以上の偶数）次からＬよりも大きい「Ｎ−２」（Ｎは２以上の偶数）次まで、又は「Ｌ」次からＬよりも小さい「Ｎ＋２」次までの前記電磁力を抑制範囲とした場合に、
    前記高調波算出部は、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数の次数の前記高調波電流を算出する、請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
11. 巻線（１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ）が巻回された固定子（１２）を有する回転電機（１０）と、前記巻線に駆動電流を流して前記回転電機を駆動する電力変換器（２０）と、を備える回転電機システムに適用される回転電機の制御装置（３０，３０Ａ）であって、
    前記回転電機に作用する電磁力を抑制するように、前記巻線に流す基本波電流に重畳する高調波電流を算出する高調波算出部と、
    前記巻線に流す基本波電流に算出された前記高調波電流を重畳した前記駆動電流が、前記巻線に流れるように前記電力変換器を操作する操作部と、を備え、
    前記高調波算出部は、前記回転電機の負荷に対応する条件に基づいて、前記重畳する前記高調波電流の振幅及び位相を算出し、
    前記回転電機の負荷に対応する条件は、前記巻線を流れている基本波電流の条件であって、
    前記巻線を流れている基本波電流を取得する取得部を備え、
    前記高調波算出部は、予め取得されている関係であって、前記基本波電流の条件と前記高調波電流の振幅及び位相との相間関係、及び前記取得部により取得された前記基本波電流の条件に基づいて、前記巻線に流す基本波電流に重畳する前記高調波電流の振幅及び位相を算出し、
    前記巻線に流す基本波電流の変動角速度のＫ（Ｋは２以上の整数）倍の変動角速度をＫ次角速度と定義し、
    前記Ｋ次角速度を変動角速度とする電流をＫ次の高調波電流と定義し、
    前記回転電機に作用する電磁力であって、前記Ｋ次角速度を変動角速度とする電磁力をＫ次の電磁力と定義し、
    「Ｌ」（Ｌは２以上の偶数）次からＬよりも大きい「Ｎ−２」（Ｎは２以上の偶数）次まで、又は「Ｌ」次からＬよりも小さい「Ｎ＋２」次までの前記電磁力を抑制範囲とした場合に、
    前記高調波算出部は、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数の次数の前記高調波電流を算出する回転電機の制御装置。
12. 前記基本波電流の条件は、前記基本波電流の振幅である、請求項１１に記載の回転電機の制御装置。
13. 前記巻線に流す基本波電流に重畳する複数の前記高調波電流のうちの少なくとも１つの高調波電流を主高調波電流とし、前記主高調波電流の前記相間関係を表す主近似式又はマップと、前記巻線に流す基本波電流に重畳する複数の前記高調波電流のうちの前記主高調波電流以外の前記高調波電流の振幅及び位相と、前記主高調波電流の振幅及び位相との関係を表す副近似式と、が記憶されている記憶部を備え、
    前記高調波算出部は、前記記憶部に記憶されている前記主近似式又は前記マップと前記副近似式とから、前記巻線に流す基本波電流に重畳する複数の前記高調波電流の振幅及び位相を算出する、請求項１０〜１２のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
14. 前記重畳する複数の前記高調波電流のそれぞれの前記相間関係を表す近似式が記憶されている記憶部を備え、
    前記高調波算出部は、前記記憶部に記憶されている前記近似式から、前記重畳する複数の前記高調波電流の振幅及び位相を算出する、請求項１０〜１２のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
15. 前記抑制範囲を「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の前記電磁力とする場合、
    前記高調波算出部は、前記複数の高調波電流として、「６Ｍ−１」次と「６Ｍ＋１」次の高調波電流を算出する、請求項１０〜１４のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
16. 前記抑制範囲を「６Ｍ」次及び「６Ｍ＋２」の前記電磁力とする場合、
    前記高調波算出部は、前記複数の高調波電流として、「６Ｍ−１」次と「６Ｍ＋１」次の高調波電流を算出する、請求項１０〜１５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
17. 「６Ｍ−２」及び「６Ｍ」次の前記電磁力を抑制範囲とする場合に、
    前記記憶部は、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次のいずれか一方の前記高調波電流の前記相間関係を表す前記主近似式又は前記マップと、「６Ｍ−１」次の前記高調波電流の振幅及び位相と「６Ｍ＋１」次の前記高調波電流の振幅及び位相との関係を表す前記副近似式と、が記憶されており、
    前記高調波算出部は、前記記憶部に記憶されている前記主近似式又は前記マップと前記副近似式とから、前記巻線に流す基本波電流に重畳する「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の前記高調波電流を算出する、請求項１３に記載の回転電機の制御装置。
18. 「６Ｍ」及び「６Ｍ＋２」次の電磁力を抑制範囲とする場合に、
    前記記憶部は、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次のいずれか一方の前記高調波電流の前記相間関係を表す前記主近似式又は前記マップと、「６Ｍ−１」次の前記高調波電流の振幅及び位相と「６Ｍ＋１」次の前記高調波電流の振幅及び位相との関係を表す前記副近似式と、が記憶されており、
    前記高調波算出部は、前記記憶部に記憶されている前記主近似式又は前記マップと前記副近似式とから、前記巻線に流す基本波電流に重畳する「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の前記高調波電流を算出する、請求項１３又は１７に記載の回転電機の制御装置。

Images