JPWO2019163098A1 - 回転電機の制御方法、回転電機の制御装置、及び駆動システム - Google Patents

回転電機の制御方法、回転電機の制御装置、及び駆動システム Download PDF

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Abstract

本発明に係る制御方法は、Ｎを２以上の整数としたとき、Ｎ重３相の回転電機を制御する制御方法である。回転電機は、Ｎ群の相コイルを備え、各群の相コイルは、それぞれ個別の３相インバータに接続されている。当該制御方法においては、各群の同相コイルの空間位相差をαとし、各群の同相コイルに供給される電流の時間位相差をβとし、３相インバータがＰＷＭ制御されるキャリア周波数の時間位相差をγとしたとき、キャリア高調波電流の１次成分の電流振幅と２次成分の電流振幅との比較結果に基づいて、γ＝±（α＋２β−２π／Ｍ−２πＫ）、または、γ＝±（α−β−２π／Ｍ−２πＫ）／２のいずれか１つもしくは両方を満たすように、β及びγの値を設定して、回転電機を制御する。

Description

本発明は、２つ以上の３相巻線を有する回転電機の制御方法、回転電機の制御装置、及び当該回転電機を備えた駆動システムに関するものである。
例えば、特許文献１は、２組の３相巻線を備えた従来の回転電機について記載している。当該回転電機は、Ａ，Ｂ，Ｃ相とＸ，Ｙ，Ｚ相とで２組の３相を構成している。当該回転電機は、巻線Ａ、Ｂ、Ｃで１組の３相を構成し、巻線Ｘ、Ｙ、Ｚで、もう１組の３相を構成している、６相モータである。
各組の同相の巻線は、複数のスロットのうち、互いに電気角が１８０度位相相違する第１と第２のスロット位置をそれぞれの巻始め位置とし、互いに電気角が１８０度位相相違する第２と第１のスロット位置でそれぞれ巻き終わるように、巻線されている。
また、そのときに、各巻線は、一方のスロット位置から第１の方向に沿って巻始めた巻線が、他方のスロット位置に近づいたときに、一方のスロット位置側に戻って、第１の方向と逆方向に他方のスロット位置に向かって巻線されるように、巻線されている。
また、各組の３相巻線の巻終わり点は、それぞれ、共通接続されている。
また、各組の３相巻線には、大きさが等しく、且つ、位相が反転する交流電圧が印加される。
特許文献１では、２台のインバータ間で高調波の位相を互いにずらすことで、各巻線から発生する起磁力の高調波成分を、同一スロット内の多重巻線間で相殺している。
特許第５９２３２１５号公報
一般的に、キャリア高調波には、１次成分の下側側帯波及び上側側帯波、２次成分の下側側帯波及び上側側帯波のように、複数の高調波成分が含まれる。なお、側帯波とは、搬送波を信号によって変調したときに生じる搬送波以外の持続波のことである。搬送波より周波数が高い側帯波を「上側側帯波」と呼び、搬送波より周波数が低い側帯波を「下側側帯波」と呼ぶ。
このように、キャリア高調波には複数の高調波成分が含まれるが、特許文献１の方法では、一部の高調波成分は低減することができるが、他の成分については、低減することができないか、あるいは、増加させてしまう可能性がある。そのため、回転電機の特性または動作点によっては、却って振動・音を増加させるという可能性があった。
本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、低減を必要とする高調波成分を確実に低減することができる、回転電機の制御方法、回転電機の制御装置、及び駆動システムを得ることを目的としている。
本発明に係る回転電機の制御方法は、Ｎを２以上の整数としたとき、Ｎ重３相の回転電機に印加する電圧を制御する制御装置において実行される回転電機の制御方法であって、前記回転電機は、Ｎ群の相コイルを備え、各群の相コイルは、それぞれ個別の３相インバータに接続され、各群の同相コイルの空間位相差を電気角でαとし、前記個別の３相インバータから各群の同相コイルに供給されるそれぞれの電流の時間位相差を電気角でβとし、前記個別の３相インバータがＰＷＭ制御されるそれぞれのキャリア周波数の時間位相差をキャリア１周期に対してγとしたとき、キャリア高調波電流の１次成分の電流振幅と２次成分の電流振幅との比較結果及び前記αの値に基づいて、γ＝±（α＋２β−２π／Ｍ−２πＫ）、または、γ＝±（α−β−２π／Ｍ−２πＫ）／２のいずれか１つの関係もしくは両方の関係を満たすように、前記β及び前記γの値を設定して前記個別の３相インバータをＰＷＭ制御することで、前記回転電機に印加する電圧を制御する。
本発明に係る回転電機の制御方法は、キャリア高調波電流の１次成分の電流振幅と２次成分の電流振幅との比較結果に基づいて、γ＝±（α＋２β−２π／Ｍ−２πＫ）、もしくは、γ＝±（α−β−２π／Ｍ−２πＫ）／２のいずれか１つもしくは両方を満たすように、前記β及び前記γの値を設定して、前記回転電機を制御する。当該比較結果により、低減を必要とする高調波成分が判別できるので、比較結果に基づいて、前記β及び前記γの値を設定することで、低減を必要とする当該高調波成分を確実に低減することができ、効率良く振動・騒音を低減することができる。
本発明の実施の形態１に係る多重３相駆動システムの構成を示した構成図である。 本発明の実施の形態１に係る多重３相モータの構造を示す断面図である。 本発明の実施の形態１に係るキャリア位相差を示す模式図である。 本発明の実施の形態１に係る制御装置の構成を示したブロック図である。 本発明の実施の形態２に係る多重３相モータの構造を示す断面図である。 本発明の実施の形態２に係る制御装置の構成を示したブロック図である。 本発明の実施の形態３に係る多重３相モータの構造を示す断面図である。 本発明の実施の形態３に係る制御装置の構成を示したブロック図である。 本発明の実施の形態４に係る多重３相モータの構造を示す断面図である。 本発明の実施の形態４に係る制御装置の構成を示したブロック図である。 本発明の実施の形態５に係る多重３相モータの構造を示す断面図である。 本発明の実施の形態５に係る多重３相駆動システムのインバータの構成を示したブロック図である。 本発明の実施の形態６に係る多重３相モータの構造を示す断面図である。 本発明の実施の形態６に係る多重３相駆動システムのインバータの構成を示したブロック図である。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る駆動システムの構成を示した図である。図２は、本発明の実施の形態１に係る回転電機の構造を示す断面図である。図３は、本発明の実施の形態１に係るキャリア位相差を示す模式図である。図４は、本発明の実施の形態１に係る制御装置の構成を示したブロック図である。
図１に示すように、実施の形態１に係る駆動システム９は、多重３相駆動システムである。駆動システム９は、回転電機としてのモータ１と、電力変換器としてのインバータ３と、インバータ３を介してモータ１に印加する電圧を制御する制御装置３２０とを備えて構成されている。なお、制御装置３２０は、図１では図示を省略し、図４に図示している。モータ１は、多重３相回転電機を備えて構成され、インバータ３は、多重３相インバータを備えて構成されている。以下では、多重３相の一例として、２重３相の場合を例に挙げて説明する。
図１に示すように、インバータ３は、直流電源５に接続されている。インバータ３は、２つのインバータ３０１，３０２を備えて構成されている。インバータ３０１、３０２は、３相インバータである。
図２に示すように、モータ１は、１０極１２スロットの集中巻の回転電機である。モータ１は、固定子１０と回転子２０とを備えて構成されている。
固定子１０は、１２個のティース１１を有している。各ティース１１には、それぞれ、相コイル１２が集中巻に巻線されている。相コイル１２には、１群相コイル１２１と２群相コイル１２２とが含まれる。１群相コイル１２１と２群相コイル１２２とは、周方向に交互に巻線されている。また、１群相コイル１２１と２群相コイル１２２とは、互いに、巻線方向が反対向きになるように巻線されている。
１群相コイル１２１は、図１に模式的に示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のコイルから構成され、それらのコイルは中性点Ｎ１でＹ結線されている。同様に、２群相コイル１２２は、図１に模式的に示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のコイルから構成され、それらのコイルは中性点Ｎ２でＹ結線されている。中性点Ｎ１、Ｎ２は互いに絶縁されている。
１群相コイル１２１はインバータ３０１に接続され、２群相コイル１２２は、インバータ３０２に接続されている。インバータ３０１、３０２は、共に、直流電源５に接続されている。
ここで、１群のＵ相と２群のＵ相は、それぞれ、インバータ３０１、３０２のＵ相に対応しており、１群のＶ相と２群のＶ相は、それぞれ、インバータ３０１、３０２のＶ相に対応しており、１群のＷ相と２群のＷ相は、それぞれ、インバータ３０１、３０２のＷ相に対応している。そのため、以下では、１群のＵ相と２群のＵ相、１群のＶ相と２群のＶ相、１群のＷ相と２群のＷ相を、それぞれ、各群の同相と呼ぶこととする。
図２に示すように、回転子２０は、１０個の磁極２２を有している。それらの磁極２２は、Ｎ極とＳ極とが周方向に交互に、固定子１０に対向するように配置されている。１つの磁極は、１つの磁石２１で構成されている。磁石２１は一文字状に配置されている。
上述したように、固定子１０は、１２個のティース１１を有し、１群相コイル１２１と２群相コイル１２２とは、これらのティース１１に周方向に交互に巻線されている。そのため、１群相コイル１２１は、２群相コイル１２２に対して、空間的に電気角で、２π／１２＝π／６ｒａｄだけ位相が進んでいる。すなわち、各群の同相コイルの空間位相差を電気角でαとすると、α＝π／６ｒａｄである。このように、αの値は、ティース１１の個数と１群相コイル１２１と２群相コイル１２２との巻線方法によって、モータ１ごとに決定される値である。
従って、駆動システム９を始動させる前に、ユーザによって、αの値は設定される。設定方法としては、ユーザがαの値を直接入力する。あるいは、ユーザが、ティースの個数と巻線方法とを入力することによって、制御装置３２０が、αの値を求めるようにしてもよい。その場合には、例えば、制御装置３２０が、ティースの個数及び巻線方法ごとにαの値を記憶したデータテーブルをメモリに予め格納しておき、入力されたティースの個数と巻線方法とに基づいて、当該データテーブルから、対応するαの値を抽出して設定するようにしてもよい。
インバータ３０１、３０２は、それぞれ、１群相コイル１２１と２群相コイル１２２とに対して、任意の位相の３相交流電力を供給もしくは回生する。図１に示すように、１群相コイル１２１に供給される３相電力と、２群相コイル１２２に供給される３相電力との間の位相差をβとする。図１において、符号４１は、１群のＵ相コイルの電流の波形を示し、符号４２は、２群のＵ相コイルの電流の波形を示す。電流の波形４１と電流波形４２とは、時間位相差βを有する。Ｖ相及びＷ相においても、Ｕ相と同様に、同相コイルの電流が、時間位相差βを有する。従って、以下では、個別のインバータ３０１、３０２から各群の同相コイルに供給されるそれぞれの電流の時間位相差を電気角でβと呼ぶこととする。
図３に示すように、インバータ３０１、３０２は、それぞれ、同じキャリア周波数でＰＷＭ制御される。但し、インバータ３０１と３０２とのＰＷＭのキャリア裁断位相において、キャリア１周期を２πｒａｄとしたとき、γｒａｄだけ時間位相差を設けている。以下では、キャリア１周期に対する、個別のインバータ３０１、３０２がＰＷＭ制御されるそれぞれのキャリア周波数３１，３２の時間位相差をγと呼ぶこととする。
インバータ３０１、３０２は、図４に示すように、制御装置３２０に接続されている。制御装置３２０は、インバータ３０１、３０２に電圧指令値を入力して、インバータ３０１、３０２をＰＷＭ制御する。
制御装置３２０は、図４に示すように、キャリア高調波電流振幅比較部３１０と、キャリア高調波マップ３１１と、電流指令生成部３１２と、電流制御部３１３と、電流検出部３１５と、回転検出部３１６と、トルク指令部３１７と、電源状態検出部３１８とを備えて構成されている。
キャリア高調波マップ３１１は、モータ１の回転速度及びトルクの各動作点において、ＰＷＭ駆動時のキャリア高調波電流振幅のキャリア１次成分とキャリア２次成分に関する情報を予め格納している。実施の形態１では、キャリア高調波マップ３１１は、回転速度、トルク指令値、及び、電源電圧ごとに、キャリア１次成分の電流振幅とキャリア２次成分の電流振幅とを、それぞれ、予め記憶している。
トルク指令部３１７は、外部から入力される信号に基づいて、モータ１に要求されるトルクを演算して、トルク指令値として出力する。
電源状態検出部３１８は、直流電源５の電源状態として、直流電源５の電源電圧を検出して出力する。
回転検出部３１６は、モータ１の回転数または回転位置を検出して、モータ１の回転速度として出力する。
キャリア高調波電流振幅比較部３１０には、トルク指令部３１７からのトルク指令値と、電源状態検出部３１８からの電源電圧と、回転検出部３１６からの回転速度とが入力される。
キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、入力された回転速度、トルク指令値、電源電圧に基づいて、それらの値に対応するキャリア１次成分の電流振幅とキャリア２次成分の電流振幅とを、キャリア高調波マップ３１１から抽出する。キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、抽出したキャリア１次成分の電流振幅とキャリア２次成分の電流振幅とを比較する。
キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、キャリア１次成分の電流振幅が、キャリア２次成分の電流振幅以上の場合には、β及びγの値を、それぞれ、β＝５π／１２、γ＝０に設定して出力する。
一方、キャリア１次成分の電流振幅が、キャリア２次成分の電流振幅未満の場合には、キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、β及びγの値を、それぞれ、β＝π／６、γ＝π／２に設定して出力する。
なお、β及びγの値は、αの値ごとに変わるため、キャリア高調波電流振幅比較部３１０が、αの値ごとに、β及びγの値を予めデータテーブルに記憶しておいて、データテーブルから抽出して求めるようにしてもよい。あるいは、キャリア高調波電流振幅比較部３１０が、後述する演算式（４）〜（８）を予め記憶しておき、それらの演算式を用いた演算によりβ及びγの値を求めるようにしてもよい。なお、これらの演算式は、必ずしも、すべて記憶しておかなくてもよく、例えば、演算式（４），（５），（７），（８）のみを記憶しておくようにしてもよい。β及びγの値の演算方法については後述する。
電流指令生成部３１２には、キャリア高調波電流振幅比較部３１０からβ及びγの値が入力される。電流指令生成部３１２は、入力されたβ及びγの値に基づいて、電流指令値を生成する。すなわち、電流指令生成部３１２は、各群の同相コイルの電流の時間位相差がβで、且つ、各群のキャリア周波数の時間位相差がキャリア１周期に対して電気角でγになるように、電流指令値を生成する。
電流検出部３１５は、モータ１に通電される実電流を検出する。
電流制御部３１３には、電流指令生成部３１２からの電流指令値と、電流検出部３１５で検出されたモータ１の実電流とが入力される。電流制御部３１３は、モータ１の実電流が電流指令値に追随するように、モータ１の実電流をフィードバック制御することで、電圧指令値を生成する。
インバータ３０１、３０２は、電流制御部３１３からの電圧指令値に基づいて、モータ１に対して交流電力を供給するか、もしくは、モータ１からの交流電力を回生する。
次に、動作について説明する。
上述したように、モータ１は、２重３相の回転電機であり、１群相コイル１２１と２群相コイル１２２における同相コイルの空間位相差が電気角でαである。実施の形態１では、α＝π／６である。
モータ１は、インバータ３０１、３０２に接続されている。インバータ３０１、３０２は、２重３相インバータである。また、インバータ３０１、３０２によって１群相コイル１２１と２群相コイル１２２の各群の同相コイルに供給されるそれぞれの電流の時間位相差は、電気角でβである。また、各インバータ３０１、３０２がＰＷＭ制御されるそれぞれのキャリア周波数の時間位相差は、キャリア１周期に対してγである。
制御装置３２０において、キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、トルク指令部３１７からのトルク指令値、モータ１の回転速度、及び、直流電源５の電源電圧に基づいて、それらの各値に対応するキャリア１次成分の電流振幅とキャリア２次成分の電流振幅とを、キャリア高調波マップ３１１から抽出する。キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、キャリア１次成分の電流振幅とキャリア２次成分の電流振幅とを比較する。なお、キャリア１次成分の電流振幅とキャリア２次成分の電流振幅とは、モータ１の動作条件に応じて、大小関係が変化する。
キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、比較の結果、キャリア１次成分の電流振幅が、キャリア２次成分の電流振幅以上の場合には、β及びγの値を、それぞれ、β＝５π／１２、γ＝０に設定する。一方、キャリア１次成分の電流振幅が、キャリア２次成分の電流振幅未満の場合には、キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、β及びγの値を、それぞれ、β＝π／６、γ＝π／２に設定する。
電流指令生成部３１２は、βとγの値に基づいて、電流指令値を生成する。電流制御部３１３は、電流指令生成部３１２からの電流指令値に基づいて、電流検出部３１５で検出されたモータ１の実電流が電流指令値に追随するように、モータ１の実電流をフィードバック制御することで、電圧指令値を生成する。
インバータ３０１、３０２は、電流制御部３１３からの電圧指令値に基づいて、モータ１に対して交流電力を供給するか、もしくはモータ１からの交流電力を回生する。
実施の形態１に係る多重３相駆動システムが、上記のような構成を有することの原理及びその効果を、以下に説明する。
モータ１の固定子１０のステータコア内周面に発生する径方向の電磁力ｆｒ（θ，ｔ）は、電磁振動・騒音の加振源となる。なお、θは周方向位置、ｔは時間を示す。ここで、ｆｒ（θ，ｔ）は、マクスウェル応力の方程式から下式（１）のように表わすことができる。
Figure 2019163098
ここで、Ｂｇｒ，Ｂｇθは、それぞれ、モータ１の固定子１０と回転子２０との間のギャップに発生する磁束密度の径方向成分及び周方向成分を示し、μ0は真空状態の透磁率を示す。
モータ１の固定子１０と回転子２０との間のギャップに発生する磁束密度の径方向成分Ｂｇｒは、一般に、Ｎ重３相モータにおいて、１群相コイル１２１による成分Ｂｇｒ１、２群相コイル１２２による成分Ｂｇｒ２、…、Ｎ群相コイルによる成分ＢｇｒＮの足し合わせにより、下式（２）のように表すことができる。ここで、Ｎは２以上の整数である。
Figure 2019163098
ここで、ｋ、ｎ、ｍは、それぞれ、空間高調波次数、時間高調波次数、キャリア高調波次数を示す。Ａｇ（ｋ、ｎ、ｍ）はそれぞれの空間高調波次数ｋ、時間高調波次数ｎ、キャリア高調波次数ｍのときの磁束密度の振幅である。また、θは空間位置、ωは基本波各周波数、ωcはキャリア各周波数、ｔは時間である。また、αNは空間位相、βNは時間位相、γNはキャリア位相を示し、ψ（ｋ，ｍ，ｎ）は定数である。また、Ｎは群を示す。各群の空間位相差、時間位相差、キャリア位相差は等しく、それぞれ、α、β、γとすると、隣り合う群間の位相差はｋα−ｎβ−ｍγとなる。また、周方向磁束密度成分も上式（２）と同様に示すことができる。
電圧型ＰＷＭインバータでは、電流波形に側帯波成分を含むキャリア高調波ｎω±ｍωcを含む。ここで、ｎ、ｍには以下の関係がある。
ｎ＝±（６ｊ＋３±１）、複号同順、ｍが奇数のとき。
ｎ＝±（６ｊ±１）、 複号同順、ｍが偶数のとき。
ただし、ｊは０、１、２…である。したがって、キャリア１次成分では−２ω±ωcが主成分として発生し、キャリア２次成分ではω±２ωcが主成分として発生する。キャリア１次成分ではｋ＝１、ｎ＝−２、ｍ＝±１であり、キャリア２次成分ではｋ＝１、ｎ＝１、ｍ＝±２である。
ここで、これらのキャリア高調波成分において、各群の空隙磁束密度がベクトル合成して０となれば、電磁力が相殺し、振動・音を低減することができる。この原理をキャリア高調波の抑制に適用すると、基本波成分のインピーダンスを変えることなく、キャリア高調波成分のみを抑制することができる。
このためには各群の位相差が所望の高調波成分において、Ｎ重３相において、Ｍを、１を除くＮの約数の任意の数とするとき、下式（３）となればよい。ここで、Ｋは整数である。
ｋα−ｎβ−ｍγ＝２π／Ｍ＋２πＫ（Ｋは整数） （３）
１次成分においては、α，β，γは、上側及び下側の側帯波成分に関して、それぞれ、下式（４）及び下式（５）の関係が得られる。
γ＝−（α＋２β−２π／Ｍ−２πＫ1H） （４）
γ＝α＋２β−２π／Ｍ−２πＫ1L （５）
そのため、上側と下側の両方の側帯波のキャリア高調波成分を低減させるためには、式（４）の右辺と式（５）の右辺とが等しくなればよいため、下式（６）の関係を満たせばよい。
α＋２β＝２π／M＋πＫ1L＋πＫ1H （６）
ここでは、巻線の空間位相差αはπ／６であり、M＝２であるので、式（６）から、β＝５π／１２となる。そのとき、式（４）及び式（５）により、γ＝０となる。
２次成分においては、α，β，γは、上側及び下側の側帯波成分に関して、それぞれ、下式（７）及び下式（８）の関係が得られる。
γ＝−（α−β−２π／Ｍ−２πＫ2L）／２ （７）
γ＝（α−β−２π／Ｍ−２πＫ2H）／２ （８）
ここでは、巻線の空間位相差αはπ／６、及び、M＝２であるので、式（７）及び式（８）から、下式（９）及び下式（１０）が得られ、０〜２πｒａｄの中で２つの解をもつ。
γ＝５π／１２＋β／２＋πＫ2L （９）
γ＝−５π／１２−β／２−πＫ2H （１０）
従って、上側及び下側の両方の側帯波を相殺するための解は、β＝π／６、γ＝π／２もしくは３π／２、または、β＝７π／６、γ＝０であればよい。
このように、実施の形態１では、キャリア高調波電流の１次成分の電流振幅が、２次成分の電流振幅以上の場合には、β＝５π／１２、γ＝０とするため、キャリア１次成分の磁束密度を相殺し、電磁加振力を低減することができる。一方、キャリア高調波電流の１次成分の電流振幅が、２次成分の電流振幅未満の場合には、β＝π／６、γ＝π／２とするため、キャリア２次成分の磁束密度を相殺し、電磁加振力を低減する。このように、実施の形態１では、１次成分の電流振幅と２次成分の電流振幅とを比較して、比較結果に基づいて、電流振幅の大きい方のキャリア高調波成分を狙って低減させることができる。キャリア高調波成分が低減すれば、これに起因する電磁加振力を低減させることできるので、効果的にモータ１の電磁振動・騒音を低減させることができる。
なお、上記の説明では、キャリア高調波電流の１次成分の電流振幅が、２次成分の電流振幅未満の場合に、β＝π／６、γ＝π／２となるように、インバータ３０１、３０２をＰＷＭ制御すると説明したが、その場合に限らず、β＝π／６、γ＝３π／２、もしくは、β＝７π／６、γ＝０としても良い。その場合においても、同様の効果を奏する。
また、上記の説明では、モータ１はＹ結線に結線されているが、Δ結線にしても同様の効果を奏する。
また、上記の説明では、キャリア高調波成分の各次数成分の上側及び下側の両方の側帯波を同時に低減するように電流時間位相差βとキャリア位相差γを決定したが、一方の側帯波を低減するように決定してもよい。例えば、キャリア２次成分に対して、β＝π／６、γ＝３π／２に設定すれば、上側の側帯波だけを低減できる。このようにすれば、巻線系数を下げることなく、α＝βで、電磁加振力を低減することができる。
以上のように、実施の形態１においては、各群の同相コイルの空間位相差が電気角でαであるモータ１に対し、Ｎ重３相インバータ３が接続されている。Ｎ重３相インバータ３は、個別のインバータ３０１、３０２から各群の同相コイルに供給されるそれぞれの電流の時間位相差が電気角でβであり、個別のインバータ３０１、３０２がＰＷＭ制御されるそれぞれのキャリア周波数の時間位相差がキャリア１周期に対して電気角でγである。このとき、制御装置３２０は、キャリア高調波電流の１次成分と２次成分の電流振幅の比較結果に基づいて、γ＝±（α＋２β−２π／Ｍ−２πＫ）もしくはγ＝±（α−β−２π／Ｍ−２πＫ）／２の少なくともいずれか一方の関係を満たすように、インバータ３０１、３０２をＰＷＭ制御することで、モータ１に印加する電圧を制御する。
具体的には、制御装置３２０は、キャリア高調波の１次成分と２次成分の電磁加振力のうち、１次成分の電磁加振力が大きい場合には、γ＝±（α＋２β−２π／Ｍ−２πＫ）の関係を満足させるようにインバータ３０１、３０２をＰＷＭ制御することで、１次成分の磁束密度を相殺し、１次成分の電磁加振力を低減させる。一方、制御装置３２０は、２次成分の電磁加振力が大きい場合には、γ＝±（α−β−２π／Ｍ−２πＫ）／２の関係を満足させるように、インバータ３０１、３０２をＰＷＭ制御することで、２次成分の磁束密度を相殺し、２次成分の電磁加振力を低減させる。
このように、制御装置３２０は、キャリア高調波電流の１次成分と２次成分の電流振幅の比較結果に基づいて、低減を必要とする高調波成分を判定し、当該高調波成分を低減せさせるようにβとγの値を設定する。その結果、当該高調波成分を確実に低減することができ、効率良く電磁加振力を低減することができるという効果が得られる。また、制御装置３２０は、１次成分及び２次成分の両方を低減させたい場合には、γ＝±（α＋２β−２π／Ｍ−２πＫ）及びγ＝±（α−β−２π／Ｍ−２πＫ）／２の両方を満足するように、インバータ３０１、３０２をＰＷＭ制御する。
また、実施の形態１において、β及びγの値を駆動システム９の始動前に求めるようにしてもよいが、βもしくはγの少なくとも一方を駆動システム９の運転中に可変であるようにしてもよい。例えば、モータ１の回転数、トルク、電源電圧が運転中に変化することにより、キャリア高調波の１次成分と２次成分の電磁加振力の大小関係が変わる場合に、βもしくはγの少なくとも一方、あるいは両方を変化させることで電磁加振力の大きい方のキャリア高調波を低減するようにすることができる。それにより、運転中に、低減を必要とする高調波成分を意図して低減することができ、効率良く電磁加振力を低減することができる。
また、実施の形態１においては、各磁極２２が、一文字状に配置された１つの磁石２１で構成されていると説明したが、その場合に限らず、各磁極２２は、Ｖ字状に配置された２つの磁石２１を備えて構成するようにしてもよい。
実施の形態２．
図５Ａは、本発明の実施の形態２に係る多重３相モータの構造を示す断面図である。実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、２重３相の場合を例に挙げて説明する。また、図５Ｂは、本発明の実施の形態２に係る制御装置の構成を示したブロック図である。なお、実施の形態２においても、駆動システム９の構成については、基本的に、実施の形態１と同じであるため、ここでは、その説明を省略する。
モータ１Ａは、８極１２スロットの集中巻の回転電機である。モータ１Ａは、固定子１０Ａと回転子２０Ａとを備えて構成されている。
固定子１０Ａは、１２個のティース１１Ａを持ち、各ティース１１Ａに、相コイル１２Ａが集中巻に巻線されている。相コイル１２Ａは、１群相コイル１２１Ａと２群相コイル１２２Ａとを備えて構成されている。１群相コイル１２１Ａと２群相コイル１２２Ａとは、３ティースごとに巻回されている。１群相コイル１２１Ａと２群相コイル１２２Ａは、実施の形態１と同様に、それぞれ個別の中性点に接続され、Ｙ結線となっている。
回転子２０Ａは、８個の磁極を持ち、Ｎ極とＳ極が周方向に交互にステータに対向するように配置されている。１つの磁極は、１つの磁石２１Ａで構成されている。磁石２１Ａは一文字状に配置されている。
実施の形態２においては、１群相コイル１２１Ａと２群相コイル１２２Ａとは、空間的に電気角で同位相（位相差０ｒａｄ）である。すなわち、α＝０である。
また、実施の形態２では、図５Ｂに示すように、制御装置３２０Ａが、図４のキャリア高調波電流振幅比較部３１０とキャリア高調波マップ３１１との代わりに、変調率判定部３３０と閾値記憶部３３１とを備えている。閾値記憶部３３１は、変調率に対する閾値を予め記憶している。なお、実施の形態２においては、図４の回転検出部３１６、トルク指令部３１７、及び、電源状態検出部３１８は、特に必要としない。これらの点が、実施の形態１と異なる。
変調率判定部３３０には、変調率と閾値とが入力される。変調率判定部３３０は、変調率と閾値とを比較することで、キャリア高調波電流の１次成分の電流振幅と２次成分の電流振幅との比較を行う。なお、変調率とは、電圧指令値に対するインバータの出力電圧の比である。
具体的には、変調率に対する閾値を例えば０．５とする。変調率判定部３１１は、変調率と０．５とを比較して、変調率が０．５以下と判定した場合には、１次成分の電流振幅が、２次成分の電流振幅以上と判定する。この場合、変調率判定部３１１は、α＝０であるので、上記の式（４）〜式（６）により、βとγの値を、β＝π、γ＝０に設定する。
一方、変調率判定部３１１は、変調率が０．５より大きい場合には、１次成分の電流振幅が、２次成分の電流振幅未満であると判定する。この場合、変調率判定部３３０は、α＝０であるので、上記の式（７）〜式（８）により、βとγの値を、β＝０、γ＝π／２に設定する。
その他の構成及び動作は、実施の形態１と同様であるため、ここでは、その説明を省略する。
実施の形態２においては、このような構成を有し、実施の形態１と同様の効果を奏する。
また、実施の形態２においては、変調率判定部３３０を設けるようにしたので、１次成分の電流振幅と２次成分の電流振幅との比較を、変調率と閾値との比較だけで行うことができるので、制御装置３２０Ａの構成を小型化できる。
なお、上記の説明では、キャリア高調波電流の１次成分の電流振幅が、２次成分の電流振幅未満の場合に、β＝０、γ＝π／２となるように、インバータ３０１、３０２をＰＷＭ制御すると説明したが、その場合に限らず、β＝０、γ＝３π／２、もしくは、β＝π、γ＝０としても良い。いずれの場合においても、同様の効果を奏する。
また、上記の説明では、閾値となる変調率を０．５として説明したが、閾値となる変調率は、モータごとに異なるため、モータに合わせて、適宜、閾値の値を設定するようにすればよい。
実施の形態３．
図６Ａは、本発明の実施の形態３に係る多重３相モータの構造を示す断面図である。実施の形態３においても、実施の形態１と同様に、２重３相の場合を例に挙げて説明する。また、図６Ｂは、本発明の実施の形態３に係る制御装置の構成を示したブロック図である。なお、実施の形態３においても、駆動システム９の構成については、基本的に、実施の形態１と同じであるため、ここでは、その説明を省略する。
モータ１Ｂは、８極４８スロットの分布巻の回転電機である。モータ１Ｂは、固定子１０Ｂと回転子２０Ｂとを備えて構成されている。
図６Ａに示すように、固定子１０Ｂは、４８個のティース１１Ｂを持ち、相コイル１２Ｂが全節巻に巻線されている。相コイル１２Ｂは、１群相コイル１２１Ｂ及び２群相コイル１２２Ｂを備えて構成されている。１群相コイル１２１Ｂと２群相コイル１２２Ｂとは、周方向に交互に巻線されている。１群相コイル１２１Ｂと２群相コイル１２２Ｂとは、実施の形態１と同様に、それぞれ、個別の中性点に接続され、Ｙ結線となっている。
回転子２０Ｂは、８個の磁極を持ち、Ｎ極とＳ極が周方向に交互にステータに対向するように配置されている。１つの磁極は、２つの磁石２１Ｂで構成されている。磁石２１ＢはＶ字状に配置されている。
実施の形態３においては、１群相コイル１２１Ｂは、２群相コイル１２２Ｂに対して、空間的に電気角でπ／６ｒａｄ位相が進んでいる。すなわち、α＝π／６である。
実施の形態３においては、図６Ｂに示すように、制御装置３２０Ｂにおいて、図４の電流検出部３１５の代わりに、電流検出部３１５Ｂが設けられている。また、図４のキャリア高調波電流振幅比較部３１０の代わりに、キャリア高調波電流振幅比較部３１０Ｂが設けられている。なお、実施の形態３においては、図４の回転検出部３１６、トルク指令部３１７、及び、電源状態検出部３１８は、特に必要としない。他の構成は、図４と同じであるため、ここでは、その説明を省略する。
電流検出部３１５Ｂは、実施の形態１の電流検出部３１５と同様に、モータ１Ｂの実電流を検出して電流制御部３１３に入力する。さらに、実施の形態３においては、電流検出部３１５Ｂは、電流波形１周期を周波数分析し、キャリア高調波電流の１次成分の電流値と２次成分の電流値とを検出して、キャリア高調波電流振幅比較部３１０Ｂに入力する。
キャリア高調波電流振幅比較部３１０Ｂは、１次成分の電流値が２次成分の電流値以上の場合には、１次成分の電流振幅が２次成分の電流振幅以上であると判定する。そこで、キャリア高調波電流振幅比較部３１０Ｂは、α＝π／６であるので、上記の式（４）〜式（６）により、βとγの値を、β＝５π／１２、γ＝０に設定して出力する。
一方、１次成分の電流値が、２次成分の電流値未満の場合には、キャリア高調波電流振幅比較部３１０Ｂは、１次成分の電流振幅が２次成分の電流振幅未満であると判定する。そこで、キャリア高調波電流振幅比較部３１０Ｂは、α＝π／６であるので、上記の式（７）〜式（８）により、βとγの値を、β＝π／６、γ＝π／２に設定して出力する。
その他の構成及び動作は、実施の形態１と同様であるため、ここでは、その説明は省略する。
実施の形態３においては、このような構成を有し、実施の形態１と同様の効果を奏する。
また、実施の形態３では、キャリア高調波電流の１次成分の電流値が、２次成分の電流値未満の場合に、β＝π／６、γ＝π／２となるようにインバータ３０１、３０２をＰＷＭ制御すると説明したが、その場合に限らず、β＝π／６、γ＝３π／２、もしくは、β＝７π／６、γ＝０としても良い。その場合においても、同様の効果を奏する。
実施の形態４．
図７Ａは、本発明の実施の形態４に係る多重３相モータの構造を示す断面図である。また、図７Ｂは、本発明の実施の形態４に係る制御装置の構成を示したブロック図である。実施の形態４においても、実施の形態１と同様に、２重３相の場合を例に挙げて説明する。なお、実施の形態４においても、駆動システム９の構成については、基本的に、実施の形態１と同じであるため、ここでは、その説明を省略する。
モータ１Ｃは、８極４８スロットの分布巻の回転電機である。モータ１Ｃは、固定子１０Ｃと回転子２０Ｃとを備えて構成される。
図７に示されるように、固定子１０Ｃは、４８個のティース１１Ｃを持ち、相コイル１２Ｃが短節巻に巻線されている。相コイル１２Ｃは、１群相コイル１２１Ｃ及び２群相コイル１２２Ｃを備えて構成されている。１群相コイル１２１Ｃと２群相コイル１２２Ｃとは、周方向に１２ティースごとに巻線されている。１群相コイル１２１Ｃと２群相コイル１２２Ｃとは、実施の形態１と同様に、それぞれ、個別の中性点に接続され、Ｙ結線となっている。
回転子２０Ｃは、８個の磁極を持ち、Ｎ極とＳ極とが周方向に、交互に、固定子１０Ｃに対向するように配置されている。１つの磁極は、２つの磁石２１Ｃで構成されている。磁石２１ＣはＶ字状に配置されている。
１群相コイル１２１Ｃと２群相コイル１２２Ｃとは空間的に電気角で同位相（位相差０ｒａｄ）である。すなわち、α＝０である。
実施の形態４においては、図７Ｂに示すように、制御装置３２０Ｃにおいて、図４の回転検出部３１６の代わりに、音検出部３２１が設けられている。また、図４のキャリア高調波電流振幅比較部３１０の代わりに、音圧比較部３２２が設けられている。なお、実施の形態４においては、図４のトルク指令部３１７、キャリア高調波マップ３１１、及び、電源状態検出部３１８は、特に必要としない。他の構成は、図４と同じであるため、ここでは、その説明を省略する。
音検出部３２１は、モータ１の外周フレームよりも外側に取り付けたマイク（図示せず）で取得した音を周波数分析し、キャリア１次成分の音の情報とキャリア２次成分の音の情報とを音圧比較部３２２に入力する。
音圧比較部３２２は、キャリア１次成分の音の情報とキャリア２次成分の音の情報とに基づいて、キャリア１次成分の音圧とキャリア２次成分の音圧とを比較する。
音圧比較部３２２は、キャリア１次成分の音圧が、キャリア２次成分の音圧以上の場合には、１次成分の電流振幅が２次成分の電流振幅以上であると判定する。そこで、音圧比較部３２２は、α＝０であるので、上記の式（４）〜式（６）により、βとγの値を、β＝π、γ＝０となるように通電する。
一方、キャリア１次成分の音圧が、キャリア２次成分の音圧未満の場合には、音圧比較部３２２は、１次成分の電流振幅が２次成分の電流振幅未満であると判定する。そこで、音圧比較部３２２は、α＝０であるので、上記の式（７）〜式（８）により、β＝０、γ＝π／２となるように通電する。
その他の構成及び動作は実施の形態１と同様であるため、ここではその説明を省略する。
実施の形態４においては、このような構成を有し、実施の形態１と同様の効果を奏する。
また、実施の形態４では、キャリア高調波電流の１次成分の電流値が、２次成分の電流値未満の場合に、β＝０、γ＝π／２となるように、インバータ３０１、３０２をＰＷＭ制御すると説明したが、その場合に限らず、β＝０、γ＝３π／２、もしくは、β＝π、γ＝０としてもよい。いずれの場合においても、同様の効果を奏する。
また、上記の説明では、音検出部３２１によって得られる、マイクで取得した音の周波数分析の結果を用いると説明したが、その場合に限らず、マイクの代わりに、モータ１の外周フレームに加速度センサを取り付けておき、当該加速度センサで取得した加速度の周波数分析の結果を用いるようにしてもよい。その場合には、図７Ｂの音検出部３２１の代わりに、加速度センサで取得した加速度の周波数分析を行う加速度検出部を設ける。さらに、図７Ｂの音圧比較部３２２の代わりに、キャリア１次成分の加速度とキャリア２次成分の加速度とを比較する加速度比較部を設けるようにする。このような方法でも同様の効果を奏する。
実施の形態５．
図８Ａは、本発明の実施の形態５に係る多重３相モータの構造を示す断面図である。図８Ｂは、本発明の実施の形態５に係る多重３相駆動システムのインバータの構成を示したブロック図である。実施の形態５においては、３重３相の場合を例に挙げて説明する。なお、実施の形態５においても、駆動システム９の構成については、基本的に、実施の形態１と同じであるため、ここでは、その説明を省略する。
モータ１Ｄは、６極３６スロットの分布巻の回転電機である。モータ１Ｄは、固定子１０Ｄと回転子２０Ｄとを備えて構成されている。
図８Ａに示すように、固定子１０Ｄは３６個のティース１１Ｄを持ち、相コイル１２Ｄが全節巻に巻線されている。相コイル１２Ｄは、１群相コイル１２１Ｄ、２群相コイル１２２Ｄ、及び、３群相コイル１２３Ｄを備えて構成されている。
１群相コイル１２１Ｄ、２群相コイル１２２Ｄ、３群相コイル１２３Ｄが周方向に１２ティースごとに巻線されている。１群相コイル１２１Ｄと２群相コイル１２２Ｄと３群相コイル１２３Ｄとは、それぞれ、個別の中性点に接続され、Ｙ結線となっている。
回転子２０Ｄは６個の磁極を持ち、Ｎ極とＳ極とが、周方向に、交互に、固定子１０Ｄに対向するように配置されている。１つの磁極は、２つの磁石２１Ｄで構成されている。磁石２１ＤはＶ字状に配置されている。
１群相コイル１２１Ｄと２群相コイル１２２Ｄと３群相コイル１２２Ｄとは、空間的に電気角で同位相（位相差０ｒａｄ）である。すなわち、α＝０である。
また、実施の形態５では、図８Ｂに示すように、インバータ３が、３つの３相インバータ３０１Ｄ、３０２Ｄ、３０３Ｄを備えて構成されている。従って、１群相コイル１２１Ｄ、２群相コイル１２２Ｄ、及び、３群相コイル１２３Ｄは、それぞれ、個別の３相インバータ３０１Ｄ、３０２Ｄ、及び、３０３Ｄが接続されている。３相インバータ３０１Ｄ、３０２Ｄ、３０３Ｄは、直流電源５に接続されている。
３相インバータ３０１Ｄ、３０２Ｄ、３０３Ｄは、それぞれ、１群相コイル１２１Ｄ、２群相コイル１２２Ｄ、３群相コイル１２３Ｄに任意の位相の３相交流電力を供給するか、もしくはモータ１Ｄからの交流電力を回生する。１群相コイル１２１Ｄに供給される電流と２群相コイル１２２Ｄに供給される電流との間の時間位相差、及び、２群相コイル１２２Ｄに供給される電流と３群相コイル１２３Ｄに供給される電流との間の時間位相差をβとする。
３相インバータ３０１Ｄ、３０２Ｄ、３０３Ｄは、それぞれ、同じキャリア周波数でＰＷＭ制御される。３相インバータ３０１Ｄ、３０２Ｄ、３０３Ｄは、ＰＷＭのキャリア裁断位相をキャリア１周期を２πｒａｄとして、γｒａｄずつ位相差を設ける。
実施の形態５では、キャリア高調波マップ３１１が、モータ１の回転速度―トルクの各動作点において、ＰＷＭ駆動時のキャリア高調波電流振幅のキャリア高調波電流の１次成分の電流振幅とキャリア２次成分の電流振幅の情報を予め記憶している。具体的には、キャリア高調波マップ３１１には、トルク指令値、モータ１Ｄの回転速度、及び、直流電源５の電源電圧ごとに、キャリア高調波電流の１次成分の電流振幅とキャリア２次成分の電流振幅がそれぞれ記載されている。
キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、キャリア高調波マップ３１１から、トルク指令値、モータ１の回転速度、及び、直流電源５の電源電圧に基づいて、それらの値に対応するキャリア高調波電流の１次成分の電流振幅と２次成分の電流振幅を抽出する。キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、１次成分の電流振幅と２次成分の電流振幅との比較を行う。
１次成分の電流振幅が、２次成分の電流振幅以上の場合には、キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、α＝０であるため、上記の式（４）〜式（６）により、βとγの値を、β＝π／３、γ＝０に設定して出力する。
一方、１次成分の電流振幅が、２次成分の電流振幅未満の場合には、キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、α＝０であるため、上記の式（７）〜式（８）により、βとγの値を、β＝４π／３、γ＝πに設定して出力する。
その他の構成及び動作は、実施の形態１と同様であるため、ここでは、その説明を省略する。
実施の形態５においては、このような構成を有し、実施の形態１と同様の効果を奏する。
また、実施の形態５では、キャリア高調波電流の１次成分の電流値が、２次成分の電流値以上の場合に、β＝π／３、γ＝０となるように、インバータ３０１Ｄ〜３０３ＤをＰＷＭ制御すると説明したが、その場合に限らず、β＝４π／３、γ＝０としても良い。いずれの場合においても、同様の効果を奏する。
また、実施の形態５では、キャリア高調波電流の１次成分の電流値が、２次成分の電流値未満の場合に、β＝４π／３、γ＝πとなるように、インバータ３０１Ｄ〜３０３ＤをＰＷＭ制御すると説明したが、その場合に限らず、β＝４π／３、γ＝０としても良い。いずれの場合においても、同様の効果を奏する。
実施の形態６．
図９Ａは、本発明の実施の形態６に係る多重３相モータの構造を示す断面図である。図９Ｂは、本発明の実施の形態５に係る多重３相駆動システムのインバータの構成を示したブロック図である。実施の形態６においては、４重３相の場合を例に挙げて説明する。なお、実施の形態６においても、駆動システム９の構成については、基本的に、実施の形態１と同じであるため、ここでは、その説明を省略する。
モータ１Ｅは、６極４８スロットの分布巻の回転電機である。モータ１Ｅは、固定子１０Ｅと回転子２０Ｅとを備えて構成されている。
図９Ａに示すように、固定子１０Ｅは、４８個のティース１１Ｅを持ち、各ティース１１Ｅに、相コイル１２Ｅが全節巻に巻線されている。相コイル１２Ｅは、１群相コイル１２１Ｅ、２群相コイル１２２Ｅ、３群相コイル１２３Ｅ、及び、４群相コイル１２４Ｅを備えて構成されている。１群相コイル１２１Ｅ、２群相コイル１２２Ｅ、３群相コイル１２３Ｅ、４群相コイル１２４Ｅは、周方向に、順番に巻線されている。１群相コイル１２１Ｅと２群相コイル１２２Ｅと３群相コイル１２３Ｅと４群相コイル１２４Ｅとは、それぞれ、個別の中性点に接続され、Ｙ結線となっている。
回転子２０Ｅは６個の磁極を持ち、Ｎ極とＳ極とが、周方向に、交互に固定子１０Ｅに対向するように配置されている。１つの磁極は、２つの磁石２１Ｅで構成されている。磁石２１ＥはＶ字状に配置されている。
１群相コイル１２１Ｅは、２群相コイル１２２Ｅに対し空間的に電気角でπ／１２ｒａｄ位相が進んでいる。２群相コイル１２２Ｅは、３群相コイル１２３Ｅに対し空間的に電気角でπ／１２ｒａｄ位相が進んでいる。３群相コイル１２３Ｅは４群相コイル１２４Ｅに対し空間的に電気角でπ／１２ｒａｄ位相が進んでいる。すなわち、α＝π／１２ｒａｄである。
また、実施の形態６では、図９Ｂに示すように、インバータ３が、４つの３相インバータ３０１Ｅ、３０２Ｅ、３０３Ｅ、３０４Ｅを備えて構成されている。従って、１群相コイル１２１Ｅと２群相コイル１２２Ｅと３群相コイル１２３Ｅと４群相コイル１２４Ｅとには、それぞれ、個別の３相インバータ３０１Ｅ、３０２Ｅ、３０３Ｅ、３０４Ｅが接続されている。３相インバータ３０１Ｅ、３０２Ｅ、３０３Ｅ、３０４Ｅは、直流電源５に接続されている。
３相インバータ３０１Ｅ、３０２Ｅ、３０３Ｅ、３０４Ｅはそれぞれ１群相コイル１２１Ｅ、２群相コイル１２２Ｅ、３群相コイル１２３Ｅ、４群相コイル１２４Ｅに任意の位相の３相交流電力を供給するか、もしくはモータ１Ｅからの交流電力を回生する。１群相コイル１２１Ｅに供給される電流と２群相コイル１２２Ｅに供給される電流との間の時間位相差、２群相コイル１２２Ｅに供給される電流と３群相コイル１２３Ｅに供給される電流との間の時間位相差、３群相コイル１２３Ｅに供給される電流と４群相コイル１２４Ｅに供給される電流との間の時間位相差を、それぞれ、βとする。
３相インバータ３０１Ｅ、３０２Ｅ、３０３Ｅ、３０４Ｅは、それぞれ同じキャリア周波数でＰＷＭ制御される。インバータ３０１と３０２とのＰＷＭのキャリア裁断位相において、キャリア１周期を２πｒａｄとしたとき、γｒａｄだけ時間位相差を設けている。また、インバータ３０２と３０３とのＰＷＭのキャリア裁断位相において、キャリア１周期を２πｒａｄとしたとき、γｒａｄだけ時間位相差を設けている。また、インバータ３０３と３０４とのＰＷＭのキャリア裁断位相において、キャリア１周期を２πｒａｄとしたとき、γｒａｄだけ時間位相差を設けている。
実施の形態６では、キャリア高調波マップ３１１が、モータ１の回転速度―トルクの各動作点において、ＰＷＭ駆動時のキャリア高調波電流振幅のキャリア高調波電流の１次成分の電流振幅とキャリア２次成分の電流振幅の情報を予め記憶している。具体的には、キャリア高調波マップ３１１は、トルク指令値、モータ１Ｅの回転速度、及び、直流電源５の電源電圧ごとに、キャリア高調波電流の１次成分の電流振幅とキャリア２次成分の電流振幅がそれぞれ記憶されている。
キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、キャリア高調波マップ３１１から、トルク指令値、モータ１Ｅの回転速度、及び、直流電源５の電源電圧に基づいて、それらの値に対応するキャリア高調波電流の１次成分の電流振幅と２次成分の電流振幅を抽出する。
実施の形態６では、キャリア高調波電流の１次成分の電流振幅が、２次成分の電流振幅よりも大きい又は等しい場合には、キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、α＝π／１２であるので、上記の式（４）〜式（６）により、βとγの値を、β＝１１π／２４、γ＝０に設定して出力する。
一方、キャリア高調波電流の２次成分の電流振幅が、キャリア１次成分の電流振幅よりも大きい場合には、キャリア高調波電流振幅比較部３１０は、α＝π／１２であるので、上記の式（７）〜式（８）により、βとγの値を、β＝π／１２、γ＝０に設定して出力する。
その他の構成及び動作は実施の形態１と同様である。
実施の形態６においては、このような構成を有し、実施の形態１と同様の効果を奏する。
また、実施の形態６では、キャリア高調波電流の１次成分の電流値が、２次成分の電流値以上の場合に、β＝１１π／２４、γ＝０となるようにインバータ３０１Ｅ〜３０４ＥをＰＷＭ制御すると説明したが、その場合に限らず、β＝２３π／２４、γ＝０、もしくは、β＝５π／２４、γ＝０、もしくは、β＝２９π／２４、γ＝０としても良い。いずれの場合においても、同様の効果を奏する。
また、実施の形態６では、キャリア高調波電流の１次成分の電流値が、２次成分の電流値未満の場合に、β＝π／１２、γ＝０となるようにインバータ３０１Ｅ〜３０４ＥをＰＷＭ制御すると説明したが、その場合に限らず、β＝１９π／１２、γ＝０、もしくは、β＝７π／１２、γ＝π／２、もしくは、β＝７π／１２、γ＝３π／２となるようにしても良い。それらの場合においても、同様の効果を奏する。
なお、上記の実施の形態１〜６において、制御装置３２０、３２０Ａ、３２０Ｂ、３２０Ｃは、コントローラを備えて構成されている。コントローラは、プロセッサとメモリとを備えている。制御装置３２０、３２０Ａ、３２０Ｂ、３２０Ｃを構成する各部の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、または、それらの組み合わせにより実現される。ソフトウェア及びファームウェアは、プログラムとして記述され、メモリに格納される。プロセッサは、メモリに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、制御装置３２０、３２０Ａ、３２０Ｂ、３２０Ｃの各部の機能を実現する。
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ モータ、３ インバータ、１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｅ 固定子、２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ，２０Ｅ 回転子、１２，１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，１２Ｄ，１２Ｅ 相コイル、２１，２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄ，２１Ｅ 磁石。

Claims (9)

  1. Ｎを２以上の整数としたとき、Ｎ重３相の回転電機に印加する電圧を制御する制御装置において実行される回転電機の制御方法であって、
    前記回転電機は、Ｎ群の相コイルを備え、
    各群の相コイルは、それぞれ個別の３相インバータに接続され、
    各群の同相コイルの空間位相差を電気角でαとし、前記個別の３相インバータから各群の同相コイルに供給されるそれぞれの電流の時間位相差を電気角でβとし、前記個別の３相インバータがＰＷＭ制御されるそれぞれのキャリア周波数の時間位相差をキャリア１周期に対してγとしたとき、
    キャリア高調波電流の１次成分の電流振幅と２次成分の電流振幅との比較結果及び前記αの値に基づいて、γ＝±（α＋２β−２π／Ｍ−２πＫ）、または、γ＝±（α−β−２π／Ｍ−２πＫ）／２のいずれか１つの関係もしくは両方の関係を満たすように、前記β及び前記γの値を設定して前記個別の３相インバータをＰＷＭ制御することで、前記回転電機に印加する電圧を制御する、
    回転電機の制御方法。
  2. 前記β及び前記γのうちの少なくとも一方は、前記回転電機の運転中に可変である、
    請求項１に記載の回転電機の制御方法。
  3. 前記キャリア高調波電流の前記１次成分の電流振幅が、前記２次成分の電流振幅以上の場合には、γ＝±（α＋２β−２π／Ｍ−２πＫ）の関係を満たすように、前記β及び前記γの値を設定し、
    前記キャリア高調波電流の前記１次成分の電流振幅が、前記２次成分の電流振幅未満の場合には、γ＝±（α−β−２π／Ｍ−２πＫ）／２の関係を満たすように、前記β及び前記γの値を設定する、
    請求項１または２に記載の回転電機の制御方法。
  4. Ｎを２以上の整数としたとき、Ｎ重３相の回転電機に印加する電圧を制御するコントローラを備えた回転電機の制御装置であって、
    前記回転電機は、Ｎ群の相コイルを備え、
    各群の相コイルは、それぞれ個別の３相インバータに接続され、
    各群の同相コイルの空間位相差を電気角でαとし、前記個別の３相インバータから各群の同相コイルに供給されるそれぞれの電流の時間位相差を電気角でβとし、前記個別の３相インバータがＰＷＭ制御されるそれぞれのキャリア周波数の時間位相差をキャリア１周期に対して電気角でγとしたとき、
    前記コントローラは、キャリア高調波電流の１次成分の電流振幅と２次成分の電流振幅との比較結果及び前記αの値に基づいて、γ＝±（α＋２β−２π／Ｍ−２πＫ）、または、γ＝±（α−β−２π／Ｍ−２πＫ）／２のいずれか１つの関係もしくは両方の関係を満たすように、前記β及び前記γの値を設定して前記個別の３相インバータをＰＷＭ制御することで、前記回転電機に印加する電圧を制御する、
    回転電機の制御装置。
  5. 前記コントローラは、前記β及び前記γのうちの少なくとも一方を、前記回転電機の運転中に可変設定する、
    請求項４に記載の回転電機の制御装置。
  6. 前記コントローラは、前記キャリア高調波電流の前記１次成分の電流振幅が、前記２次成分の電流振幅以上の場合には、γ＝±（α＋２β−２π／Ｍ−２πＫ）の関係を満たすように、前記β及び前記γの値を設定し、
    前記キャリア高調波電流の前記１次成分の電流振幅が、前記２次成分の電流振幅未満の場合には、γ＝±（α−β−２π／Ｍ−２πＫ）／２の関係を満たすように、前記β及び前記γの値を設定する、
    請求項４または５に記載の回転電機の制御装置。
  7. Ｎを２以上の整数としたとき、Ｎ群の相コイルを有する、Ｎ重３相の回転電機と、
    前記回転電機の各群の相コイルに電流を供給するＮ個の３相インバータを有する、Ｎ重３相のインバータと、
    前記３相インバータを制御する制御装置と
    を備え、
    前記回転電機の各群の相コイルは、１対１で、各３相インバータに接続され、
    前記制御装置は、
    各群の同相コイルの空間位相差を電気角でαとし、前記各３相インバータから各群の同相コイルに供給されるそれぞれの電流の時間位相差を電気角でβとし、前記各３相インバータがＰＷＭ制御されるそれぞれのキャリア周波数の時間位相差をキャリア１周期に対して電気角でγとしたとき、
    キャリア高調波電流の１次成分の電流振幅と２次成分の電流振幅との比較結果及び前記αの値に基づいて、γ＝±（α＋２β−２π／Ｍ−２πＫ）、または、γ＝±（α−β−２π／Ｍ−２πＫ）／２のいずれか１つの関係もしくは両方の関係を満たすように、前記β及び前記γの値を設定する、
    駆動システム。
  8. 前記制御装置は、前記β及び前記γのうちの少なくとも一方を、前記回転電機の運転中に可変設定する、
    請求項７に記載の駆動システム。
  9. 前記制御装置は、
    前記キャリア高調波電流の前記１次成分の電流振幅が、前記２次成分の電流振幅以上の場合には、γ＝±（α＋２β−２π／Ｍ−２πＫ）を満たすように、前記β及び前記γの値を設定し、
    前記キャリア高調波電流の前記１次成分の電流振幅が、前記２次成分の電流振幅未満の場合には、γ＝±（α−β−２π／Ｍ−２πＫ）／２を満たすように、前記β及び前記γの値を設定する、
    請求項７または８に記載の駆動システム。
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