CN110932553A - 电源控制设备 - Google Patents

Abstract

提供了一种作为开关电源的控制主体的电源控制设备。电源控制设备包括最小接通宽度设置部，其被配置为根据负载设置输出开关的最小接通宽度。

Description

电源控制设备

相关申请的交叉引用

本申请基于并要求2018年9月19日提交的日本专利申请第2018-175074号的优先权权益，该日本专利申请的全部内容通过引用并入本文。

技术领域

本发明涉及一种电源控制设备。

背景技术

传统上，电源控制设备(所谓的电源IC)已广泛且通常用作隔离式开关电源的主控制单元。

然而，在传统的电源控制设备中，存在进一步改善轻载或无载的情况下的功耗降低的空间。

发明内容

本发明提供了能够降低轻载或无载时的功耗的电源控制设备的一些实施方式。

根据本发明的一个实施方式，提供了一种作为开关电源的主控制单元的电源控制设备，该电源控制设备包括被配置为根据负载来设置输出开关的最小接通宽度的最小接通宽度设置部。

附图说明

图1是示出具有隔离式开关电源的电子设备的整体配置的图。

图2是示出电源IC的配置示例的图。

图3是示出电源IC中的工作模式切换的条件的图。

图4是示出电源IC中的工作模式切换的示例的时序图。

图5是示出控制器的第一配置示例(与工作模式切换相关的部分)的图。

图6是示出轻载模式中的电源IC的内部操作状态的图。

图7是示出轻载模式中的峰值电流控制的示例的时序图。

图8是示出无载模式中的电源IC的内部工作状态的图。

图9是示出无载模式中的峰值电流控制的示例的时序图。

图10是示出控制器的第二配置示例(与突发控制相关的部分)的图。

图11是示出无载模式中的突发控制的示例的时序图。

图12是示出增益调整部的配置示例的图。

图13是示出封装布局的示例的图。

图14是示出通过切换最小接通宽度而进行峰值电流控制的示例的时序图。

图15是示出最小接通宽度设置部的第一示例的图。

图16是示出最小接通宽度切换操作的示例的时序图。

图17是示出最小接通宽度设置部的第二示例的图。

具体实施方式

现在将参照附图详细地描述本发明的实施方式。在每个附图中示出的相同或等同的部件、构件和过程被赋予相同的附图标记，并且将适当地省略其重复描述。此外，实施方式仅通过举例给出，并不意图限制本发明，并且实施方式中描述的任何特征或其组合对于本发明可能不一定是必需的。

<隔离式开关电源>

图1是示出具有隔离式开关电源的电子设备的整体配置的图。该配置示例的电子设备X包括隔离式开关电源1和负载2，负载2通过接收从隔离式开关电源1供应的电力而工作。

隔离式开关电源1是将初级电路系统1p(GND1系统)和次级电路系统1s(GND2系统)彼此电隔离，并将从商用的AC电源PW提供给初级电路系统1p的AC输入电压Vac(例如，AC 85至265V)转换成所需的DC输出电压Vo(例如，10至30V的DC)并将该DC输出电压Vo提供给次级电路系统1s的负载2的装置。隔离式开关电源1包括整流部10和DC/DC转换部20。

整流部10是从AC输入电压Vac产生DC输入电压Vi(例如，120至375V的DC)并将DC输入电压Vi提供给DC/DC转换部20的电路块。整流部10包括滤波器11、二极管桥12和电容器13和14。滤波器11从AC输入电压Vac去除噪声或浪涌。二极管桥12对AC输入电压Vac进行全波整流以产生DC输入电压Vi。电容器13去除AC输入电压Vac的谐波噪声。电容器14使DC输入电压Vi平滑化。另外，诸如保险丝等保护元件可以安装在整流部10的前级上。此外，在将DC输入电压Vi直接提供给隔离式开关电源1时，可以省略整流部10。

DC/DC转换部20是从DC输入电压Vi产生所需的DC输出电压Vo并将DC输出电压Vo提供给负载2的电路块。DC/DC转换部20包括电源IC 100和在外部安装在电源IC 100上的各个分立部(变压器TR、电阻R1至R8、电容器C1至C4、二极管D1至D4、N沟道金属氧化物半导体(MOS)场效应晶体管N1、发光二极管LED、光电晶体管PT和分路调整器REG)。

变压器TR包括初级绕组L1(匝数Np)和次级绕组L2(匝数Ns)，它们以相反的极性磁耦合，同时将初级电路系统1p和次级电路系统1s彼此电隔离。另外，变压器TR包括安装在初级电路系统1p中的辅助绕组L3(匝数Nd)，作为用于产生电源IC 100的电源电压Vcc的装置。

初级绕组L1的第一端连接至DC输入电压Vi的施加端(＝二极管桥12的输出端)。初级绕组L1的第二端连接至晶体管N1的漏极。次级绕组L2的第一端连接至二极管D4的阳极。次级绕组L2的第二端连接至次级电路系统1s的接地端子GND2。

此外，可以任意地调整匝数Np和Ns，以便获得所需的DC输出电压Vo。例如，当匝数Np增加或匝数Ns减小时，DC输出电压Vo降低，相反，当匝数Np减小或匝数Ns增加，DC输出电压Vo升高。

电源IC 100是安装在初级电路系统1p中的半导体集成电路设备，并且与作为隔离式开关电源1的主控制单元的电源控制设备(具体地，DC/DC转换部20)对应。另外，电源IC100包括作为用于与设备外部建立电连接的装置的外部端子T1至T8。应当理解，可以在电源IC 100上安装除前述端子之外的外部端子。

外部端子T1(辅助绕组监控器/外部锁存停止端子)连接至电阻R1和电阻R2之间的连接节点(＝监控器电压Vm的施加端)。此外，电阻R1和R2串联连接在辅助绕组L3的第一端(＝感应电压Vp的施加端)和第二端(＝初级电路系统1p的接地GND1)之间。以这种方式连接的电阻R1和R2用作从它们之间的连接节点输出与辅助绕组L3的感应电压Vp对应的监控电压Vm(＝{R2/(R1+R2)}×Vp)的分压部件。

这里，在晶体管N1的导通时段期间的感应电压Vp电压值是Vpon并且晶体管N1的截止时段期间的感应电压Vp电压值是Vpoff的情况下，Vpon≒-Vi×(Nd/Np)并且Vpoff≒Vo×(Nd/Ns)。

也就是说，电压值Vpon根据DC输入电压Vi而变化，而电压值Vpoff根据DC输出电压Vo而变化。因此，例如，通过监控与晶体管N1的截止时段期间的感应电压Vp对应的监控电压Vm，可以施加DC输出电压Vo的过压保护并根据DC输出电压Vo执行工作模式切换(其细节将在后面描述)。

因此，上述一组电路元件(TR和R1至R2)用作第一输出检测部，其产生与DC输出电压Vo的绝对值对应的监控电压Vm(＝对应于第一输出检测信号)。

外部端子T2(＝反馈信号输入端子)连接至光电晶体管PT的集电极和电容器C1的第一端。光电晶体管PT的发射极和电容器C1的第二端都连接至接地GND1。与安装在次级电路系统1s中的发光二极管LED一起用作光电耦合器的光电晶体管PT根据来自发光二极管LED的光信号产生反馈电流Ifb。

外部端子T3(＝初级电流感测端子)连接至晶体管N1的源极和背栅极以及电阻R3的第一端。电阻R3的第二端连接至接地GND1。电阻R3用作检测流过晶体管N1的初级电流Ip作为感测电压Vcs(＝Ip×R3)的感测电阻。

外部端子T4(＝接地端子)连接至接地GND1。

外部端子T5(＝外部MOS驱动端子)连接至晶体管N1的栅极，并在外部输出栅极信号G1。晶体管N1是输出开关，用于通过导通和阻断从DC输入电压Vi的施加端经由初级绕组L1到接地端子GND1的电流路径来接通和断开流过初级绕组L1的初级电流Ip。此外，晶体管N1在栅极信号G1处于高电平时导通，并且在栅极信号G1处于低电平时截止。

外部端子T6(＝电源端子)连接至二极管D1的阴极与电容器C2的第一端之间的连接节点(＝电源电压Vcc的施加端)。二极管D1的阳极连接至辅助绕组L3的第一端。电容器C2的第二端连接至接地GND1。以这种方式连接的二极管D1和电容器C2用作电源电压产生部，其通过对在辅助绕组L3中产生的感应电压Vp进行整流和平滑化来产生电源IC 100的电源电压Vcc。考虑到电源IC 100所需的电源电压Vcc，可以适当地设置变压器TR的初级绕组L1与辅助绕组L3的绕组比。

外部端子T7(非连接端子)不连接至任何地方。

外部端子T8(＝驱动/AC输入电压监控器端子)连接至电阻R4的第一端(＝高电压VH的施加端)。电阻R4的第二端连接至二极管D2和D3的各自的阴极。二极管D2和D3的阳极分别连接至二极管桥12的正输入端和负输入端(＝AC输入电压Vac的施加端)。

接下来，将描述安装在次级电路系统1s中的电路元件之间的连接关系。

如上所述，二极管D4的阳极连接至次级绕组L2的第一端。二极管D4的阴极和电容器C3的第一端都连接至DC输出电压Vo的输出端。电容器C3的第二端连接至接地GND2。以这种方式连接的二极管D4和电容器C3用作整流和平滑部，其使在次级绕组L2中产生的感应电压Vs整流和平滑化以产生DC输出电压Vo。

电阻R5的第一端连接至DC输出电压Vo的输出端。电阻R5的第二端连接至发光二极管LED的阳极。发光二极管LED的阴极连接至分路调整器REG的阴极。分路调整器REG的阳极接地。分路调整器REG的栅极(＝对应于控制端子)连接至电阻R7和R8之间的连接节点(＝分压Vod的施加端，其中Vod＝{R8/(R7+R8)}×Vo))，电阻R7和R8串联连接在DC输出电压Vo的输出端和接地GND2之间。电阻R6和电容器C4串联连接在分路调整器REG的栅极和阴极之间。

分路调整器REG控制发光二极管LED的驱动电流ILED，使得施加到其栅极的分压Vod和预定的内部参考电压VoREF虚短路。

更具体地，当Vod>VoREF时，随着它们之间的差值(＝|Vod-VoREF|)变大，电流ILED增大。结果，由于发光二极管LED的发光变强，因此流过光电晶体管PT的反馈电流Ifb增大。另一方面，当Vod<VoREF时，随着它们之间的差值(＝|Vod-VoREF|)变大，驱动电流ILED减小。结果，由于发光二极管LED的发光变弱，因此流过光电晶体管PT的反馈电流Ifb减小。

也就是说，上述一组电路元件(R5至R8、C4、LED、REG和PT)用作产生与DC输出电压Vo和目标值(＝{(R7+R8)/R8}×VoREF)之间的差值对应的反馈电流Ifb(＝对应于第二输出检测信号)的第二输出检测部。

另外，该配置示例的隔离式开关电源1包括根据电子设备X的操作状态可变地控制DC输出电压Vo的功能。通过包括这样的功能，可以实现电子设备X的低待机功耗。

此外，安装在初级电路系统1p中的电源IC 100不具有设置DC输出电压Vo的目标值的功能。因此，在次级电路系统1s中执行DC输出电压Vo的可变控制。在该图中，尽管示出的配置使得通过使用微型计算机调整电阻R8的电阻值来切换分压Vod的分压比而可变地控制DC输出电压Vo，但DC输出电压Vo的可变控制方法可以不限于此。

在具有上述配置的DC/DC转换部20中，晶体管N1、变压器TR、二极管D4和电容器C3用作反激式降压开关输出级，其从DC输入电压Vi产生DC输出电压Vo。

将简要描述开关输出级的降压操作。当晶体管N1导通时，初级电流Ip从DC输入电压Vi的施加端经由初级绕组L1、晶体管N1和电阻R3流到接地GND1，使得电能累积在初级绕组L1中。

此后，当晶体管N1截止时，在磁耦合到初级绕组L1的次级绕组L2中产生感应电压Vs，以允许次级电流Is从次级绕组L2经由二极管D4流到接地GND2。此时，通过对次级绕组L2的感应电压Vs进行整流和平滑化而获得的DC输出电压Vo被提供给负载2。

甚至此后，当晶体管N1导通和截止时，重复与上述相同的切换操作。

如上所述，根据该配置示例的隔离式开关电源1，可以从AC输入电压Vac产生DC输出电压Vo，并且在将初级电路系统1p和次级电路系统1s电隔离的同时将DC输出电压Vo提供给负载2。

<电源IC>

图2是示出电源IC 100的配置示例的图。在该配置示例的电源IC 100中，集成了比较器101至108、启动器109、控制器110、RS触发器111、驱动器112、增益调整部113、斜坡补偿部114、加和部115、振荡器116、最大占空比设置部117、电阻118和P沟道MOS场效应晶体管119。

比较器101将从外部端子T1输入到其非反相输入端子(+)的监控电压Vm与输入到其反相输入端子(-)的阈值电压Vth1(＝对应于过压检测值)进行比较，以产生过压检测信号S1。当Vm>Vth1时，过压检测信号S1变为高电平，而当Vm<Vth1时，过压检测信号S1变为低电平。

比较器102将从外部端子T1输入到其非反相输入端子(+)的监控电压Vm与输入到其反相输入端子(-)的阈值电压Vth2(<Vth1，对应于轻载检测值)进行比较，以产生轻载检测信号S2。当Vm>Vth2时，轻载检测信号S2变为高电平，而当Vm<Vth2时，轻载检测信号S2变为低电平。

比较器103将从外部端子T1输入到其非反相输入端子(+)的监控电压Vm与输入其反相输入端子(-)的阈值电压Vth3(<Vth2，对应于无载检测值)进行比较，以产生无载检测信号S3。当Vm>Vth3时，无载检测信号S3变为高电平，而当Vm<Vth3时，无载检测信号S3变为低电平。

比较器104将从外部端子T2输入到其非反相输入端子(+)的反馈电压Vfb与输入到其反相输入端子(-)的阈值电压Vth4(＝对应于立即返回检测值)进行比较，以产生立即返回检测信号S4。当Vfb>Vth4时，立即返回检测信号S4变为高电平，而当Vfb<Vth4时，立即返回检测信号S4变为低电平。

比较器105将从外部端子T2输入到其反相输入端子(-)的反馈电压Vfb与输入到其非反相输入端子(+)的阈值电压Vth5(<Vth4，对应于突发检测值)进行比较，以产生突发检测信号S5。因此，当Vfb<Vth5时，突发检测信号S5变为高电平，而当Vfb>Vth5时，突发检测信号S5变为低电平。

比较器106将从加和部115输入到其非反相输入端子(+)的参考电压Vref与输入到其反相输入端子(-)的分压反馈电压Vfb2(＝α×Vfb，其中0<α<1)进行比较，以产生OFF定时信号S6。当Vref>Vfb2时，OFF定时信号S6变为高电平，而当Vref<Vfb2时，OFF定时信号S6变为低电平。

比较器107将从外部端子T3输入到其非反相输入端子(+)的感测电压Vcs与输入到其反相输入端子(-)的阈值电压Vth7(＝对应于过载检测值)进行比较，以产生过载检测信号S7。当Vcs>Vth7时，过载检测信号S7变为高电平，而当Vcs<Vth7时，过载检测信号S7变为低电平。

比较器108将从外部端子T3输入到其非反相输入端子(+)的感测电压Vcs与输入到其反相输入端子(-)的阈值电压Vth8(＝对应于过电流检测值)进行比较，以产生过电流检测信号S8。当Vcs>Vth8时，过电流检测信号S8变为高电平，而当Vcs<Vth8时，过电流检测信号S8变为低电平。

此外，尽管未在该图中清楚地示出，但是可以在比较器107和108的前级上安装用于在接通输出开关N1之后的预定的屏蔽期间将感测电压Vcs固定为零值的屏蔽处理部。利用这种配置，它不受晶体管N1导通时产生的感测电压Vcs的振铃噪声的影响。

当电源电压Vcc在电源IC 100的轻载模式或无载模式中或者紧接在驱动隔离式开关电源1之后下降到低于预定的阈值电压(其细节将在后面描述)时，启动器109通过使用外部端子T8的高电压VH对在外部安装在外部端子T6上的电容器C2进行充电或再充电来升高电源电压Vcc。

控制器110全局控制电源IC 100的各个部分的工作。例如，当关注晶体管N1的导通占空比控制时，控制器110基于从振荡器116输入的驱动时钟信号CLK(＝对应于ON定时信号)、从比较器106输入的OFF定时信号S6和从最大占空比设置部117输入的最大占空比设置信号Dmax而产生设置信号S9和复位信号S10的脉冲。

另外，当关注电源IC 100的异常保护功能时，控制器110基于过压检测信号S1、过载检测信号S7和过电流检测信号S8将复位信号S10固定为断开时间的逻辑电平，以便使晶体管N1强行截止。

此外，当关注电源IC 100的工作模式切换功能(其细节将在后面描述)时，控制器110基于轻载检测信号S2、无载检测信号S3和立即返回检测信号S4而切换功耗不同的多种工作模式(＝正常模式和至少一个省电模式)。

另外，控制器110还具有基于突发检测信号S5确定是否执行晶体管N1的突发控制(＝间歇控制)的功能。更具体地，当突发检测信号S5处于高电平时，控制器110基本上继续使晶体管N1截止。

RS触发器111基于输入到其设置端子S的设置信号S9和输入到其复位端子R的复位信号S10，切换从其输出端子Q输出的脉冲宽度调制(PWM)信号S11的逻辑电平。具体地，RS触发器111在设置信号S9上升到高电平时将PWM信号S11设置为高电平，并且当复位信号S10上升到高电平时将PWM信号S11复位到低电平。

接收PWM信号S11的驱动器112产生栅极信号G1并将其输出到外部端子T5。更具体地，驱动器112在PWM信号S11处于高电平时输出高电平的栅极信号G1，而在PWM信号S11处于低电平时输出低电平的栅极信号G1。

增益调整部113通过由预定增益α(＝分压比α)对于从外部端子T2输入的反馈电压Vfb进行分压来产生分压反馈电压Vfb2(＝α×Vfb)。此外，增益调整部113具有根据电源IC100的工作模式切换增益α的功能(其细节将在后面描述)。

斜坡补偿部114与驱动时钟信号CLK同步地产生三角波形、锯齿波形或n阶斜坡波形(例如，n＝2)的斜坡电压Vslp。

加和部115将从外部端子T3输入的感测电压Vcs(＝通过模拟初级电流Ip的行为获得的电压信号)与从斜坡补偿部114输入的斜坡电压Vslp相加，从而产生参考电压Vref。利用这种配置，由于执行电流模式系统的输出反馈控制，因此可以增强输出反馈环路的稳定性并改善负载波动期间的瞬态响应特性。然而，如果电压模式系统的输出反馈控制是足够的，则可以省略加和部115。

振荡器116产生用于控制器110的驱动时钟信号CLK，并将驱动时钟信号CLK输出到控制器110。此外，振荡器116可以具有通过监控分压反馈电压Vfb2而在峰值负载时(＝当负载变得比稳态时更重时)仅在某一段时间内升高驱动时钟信号CLK的振荡频率的功能。利用该功能，可以实现晶体管N1的较低价格和变压器TR的尺寸减小。

最大占空比设置部117产生用于将晶体管N1的导通占空比Don(＝在开关周期T中占据的导通时间段Ton的比率)限制为预定的上限以下的最大占空比设置信号Dmax，并且将最大占空比设置信号Dmax输出到控制器110。

电阻118(电阻值：R118)是电流/电压转换设备，其连接在恒定电压Vreg的施加端与外部端子T2之间，并且将流过外部端子T2的反馈电流Ifb转换为反馈电压Vfb(＝Vreg-Ifb×R118)。因此，反馈电压Vfb随着反馈电流Ifb的增加而降低，并随着反馈电流Ifb的减小而升高。

晶体管119的源极和背栅极连接至恒定电压Vreg的施加端。晶体管119的漏极连接至电阻118的一端。晶体管119的栅极连接至省电信号PS的输入端。以这种方式连接的晶体管119根据省电信号PS导通和阻断反馈电流Ifb流过的电流路径。更具体地，晶体管119在省电信号PS处于低电平时导通，并且在省电信号PS处于高电平时截止。

此外，尽管未在该图中清楚地示出，但是除了上述部件之外，可以在电源IC 100中集成恒定电压产生电路、电荷泵电路、节电(brownout)电路、软启动电路、AC输入补偿电路、跳频电路和各种保护电路(欠压锁定(UVLO)电路等)。

<导通占空比控制>

接下来，将简要描述晶体管N1的导通占空比控制。如上所述，当Vod>VoREF时，它们之间的差值(＝|Vod-VoREF|)越大，驱动电流ILED越大，使得反馈电流Ifb也增加。当反馈电流Ifb增加时，反馈电压Vfb降低，并且穿过参考电压Vref的时间变得更快。因此，OFF定时信号S6的上升时间变得更快并且复位信号S10的上升时间变得更快。结果，PWM信号S11(进一步栅极信号G1)的下降时间变得更快并且晶体管N1的导通占空比Don减小，因此DC输出电压Vo降低。

相反，当Vod<VoREF时，由于它们之间的差值(＝|Vod-VoREF|)越大，驱动电流ILED越大，因此反馈电流Ifb也减小。当反馈电流Ifb减小时，反馈电压Vfb增加并且穿过参考电压Vref的时间被延迟。因此，OFF定时信号S6的上升时间被延迟，并且复位信号S10的上升时间被延迟。结果，PWM信号S11(进一步栅极信号G1)的下降时间被延迟并且晶体管N1的导通占空比Don增加，因此DC输出电压Vo增加。

通过这种导通占空比控制，可以将DC输出电压Vo维持在目标值(＝{(R7+R8)/R8}×VoREF)。

此外，集成在电源IC 100中的各个部件中的比较器106、控制器110、RS触发器111、驱动器112、增益调整部113、斜坡补偿部114和电阻118用作基于反馈电流Ifb(＝第二输出检测信号)而控制晶体管N1的导通占空比Don的导通占空比控制部。

<工作模式切换>

接下来，将描述电源IC 100的工作模式切换。如上所述，控制器110具有基于轻载检测信号S2、无载检测信号S3和立即返回检测信号S4切换功耗不同的多种工作模式的功能。

在以下描述中，作为多种工作模式，将以除了正常模式MODE1之外还包括轻载模式MODE2和无载模式MODE3的情况为例描述。轻载模式MODE2是功耗低于正常模式MODE1的第一省电模式，无载模式MODE3是功耗低于轻载模式MODE2的第二省电模式(每种模式的细节将在后面描述)。

图3是示出电源IC 100中的工作模式切换的条件的图。当电源IC 100处于正常模式MODE1时，如果晶体管N1的监控电压Vm(更准确地说，在晶体管N1的截止时段期间的监控电压Vm，下面同样也适用)低于阈值电压Vth2的状态(即，未检测到轻载检测信号S2的脉冲边沿的时段)持续超过确定时间Tc1，则电源IC 100从正常模式MODE1转变为轻载模式MODE2。相反，当电源IC 100处于轻载模式MODE2时，如果监控电压Vm高于阈值电压Vth2的状态(即，周期性地检测到轻载检测信号S2的脉冲边沿的时段)持续超过确定时间Tc1，则电源IC 100从轻载模式MODE2返回到正常模式MODE1。

此外，当电源IC 100处于轻载模式MODE2时，如果监控电压Vm低于阈值电压Vth3的状态(即，未检测到无载检测信号S3的脉冲边沿的时段)持续超过确定时间Tc1，电源IC 100从轻载模式MODE2转变为无载模式MODE3。相反，当电源IC 100处于无载模式MODE3时，如果监控电压Vm高于阈值电压Vth3的状态(即，周期性地检测到无载检测信号S3的脉冲边沿的时段)继续超过确定时间Tc1，则电源IC 100从无载模式MODE3返回到轻载模式MODE2。

以这种方式，控制器110根据监控电压Vm的监控结果(＝轻载检测信号S2和无载检测信号S3)，将电源IC 100的工作模式在正常模式MODE1和轻载模式MODE2之间或者在轻载模式MODE2和无载模式MODE3之间进行切换。

如上所述，晶体管N1的截止时段期间的监控电压Vm根据DC输出电压Vo而变化。因此，根据上述工作模式的切换，例如，当DC输出电压Vo在次级电路系统1s中降低时，还可以通过检测DC输出电压Vo的降低来降低电源IC 100的功耗。因此，可以实现整个电子设备X较低的待机功耗。

此外，在电源IC 100中，由于用于过压检测的监控电压Vm也被转用于工作模式切换，因此可以在不一定增加外部端子的数量的情况下完成。

另外，即使当电源IC 100处于轻载模式MODE2和无载模式MODE3中的任一种时，如果反馈电压Vfb高于阈值电压Vth4的状态(即，立即返回检测信号S4处于高电平的状态)持续超过预定的确定时间Tc2，则电源IC 100立即返回到正常模式MODE1。

本文中术语“立即返回”是指不管监控器电压Vm的监控结果如何，即使在无载模式MODE3中也不经过轻载模式MODE2而返回到正常模式MODE1，并且不仅包括在立即返回检测信号S4上升到高电平时立即返回到正常模式MODE1，而且包括经过预定的确定时间Tc2返回到正常模式MODE1。

以这种方式，控制器110根据反馈电流Ifb(此外，反馈电压Vfb)的监控结果(＝立即返回检测信号S4)而立即返回到正常模式MODE1。因此，当在次级电路系统1s中DC输出电压Vo的目标值增大时，电源IC 100可以无延迟地返回到正常模式MODE1，并且提供给负载2的电力增加。因此，即使负载2很重，也可以毫无问题地驱动DC输出电压Vo。

图4是示出电源IC 100中的工作模式切换的示例的时序图，其中从顶部开始，依次描绘了栅极信号G1、开关电压Vsw(＝晶体管N1的漏极电压)、监控电压Vm、屏蔽信号MASK(＝控制器110的内部信号)、轻载检测信号S2、无载检测信号S3和电源IC 100的工作模式MODE。

屏蔽信号MASK是用于在轻载检测信号S2和无载检测信号S3中的每一个上执行屏蔽处理(＝用于仅提取晶体管N1的截止时段期间的逻辑电平的信号处理)的二进制信号，并仅在栅极信号G1下降到低电平之后的预定监控时段内变为高电平(＝屏蔽释放时的逻辑电平)。因此，在该图中，比较器102和103的输出信号本身不被描述为轻载检测信号S2和无载检测信号S3，并且描绘了已完成屏蔽处理的信号。

当DC输出电压Vo的目标值在次级电路系统1s中被设置为正常值时，在晶体管N1的截止时段(＝栅极信号G1的低电平时段)期间变为Vm>Vth2。此时，周期性脉冲分别出现在轻载检测信号S2和无载检测信号S3中。在检测到这些脉冲的同时，控制器110将电源IC 100保持在正常模式MODE1。

另一方面，当DC输出电压Vo的目标值在次级电路系统1s中被降低一级时，在晶体管N1的截止时段期间结果是Vth3<Vm<Vth2。此时，如前所述，周期性脉冲出现在无载检测信号S3中，但是轻载检测信号S2被卡在低电平。当该状态持续超过预定确定时间Tc1时，控制器110将电源IC 100从正常模式MODE1转变为轻载模式MODE2。

此外，当DC输出电压Vo的目标值在次级电路系统1s中被进一步降低另一级时，在晶体管N1的截止时段期间结果是Vm<Vth3。此时，不仅轻载检测信号S2而且无载检测信号S3都被卡在低电平。当该状态持续超过预定确定时间Tc1时，控制器110将电源IC 100从轻载模式MODE2转变为无载模式MODE3。

<控制器(第一配置示例)>

图5是示出控制器110的第一配置示例的图。该配置示例的控制器110包括作为与电源IC 100的工作模式切换有关的功能块的边沿检测部a、第一定时器部b、第二定时器部c和工作模式切换部d。

边沿检测部a是检测轻载检测信号S2和无载检测信号S3的各自的脉冲边沿(例如，上升沿)的电路块，并且包括反相器a1和D触发器a2到a5。

反相器a1在逻辑上使输出状态信号Nout反相，以产生反相输出状态信号NoutB。因此，当输出状态信号Nout处于高电平时，反相输出状态信号NoutB变为低电平，而当输出状态信号Nout处于低电平时，反相输出状态信号NoutB变为高电平。输出状态信号Nout是表示晶体管N1的导通/截止状态的信号，例如，在晶体管N1的导通期间，它成为高电平，而在晶体管N1的截止期间，它成为低电平。例如，输出状态信号Nout也可以通过对栅极信号G1进行电平移位来产生。

当输入到其时钟输入端子的轻载检测信号S2上升到高电平时，D触发器a2锁存输入到其数据输入端子D的高电平信号，并将结果作为边沿检测信号Sa2从其输出端子Q输出。

当输入到其时钟输入端子的无载检测信号S3上升到高电平时，D触发器a3锁存输入到其数据输入端子D的高电平信号，并将结果作为检测信号Sa3从其输出端子Q输出。

此外，D触发器a2和a3由输入到它们各自的复位输入端子的反相输出状态信号NoutB复位。具体地，D触发器a2和a3在反相输出状态信号NoutB的低电平时段(＝晶体管N1的导通时段)期间处于复位状态(Sa2＝Sa3＝L)，并且在反相输出状态信号NoutB的高电平时段期间(＝晶体管N1的截止时段)处于复位释放状态。

当输入到其时钟输入端子的输出状态信号Nout上升到高电平时，D触发器a4锁存输入到其数据输入端子D的边沿检测信号Sa2，并将结果作为边沿检测信号Sa4从其输出端子Q输出。

当输入到其时钟输入端子的输出状态信号Nout上升到高电平时，D触发器a5锁存输入到其数据输入端子D的边沿检测信号Sa3，并将结果作为边沿检测信号Sa5从其输出端子Q输出。

此外，D触发器a4和a5由输入到它们各自的复位输入端子的允许信号EN复位。具体地，D触发器a4和a5在使能信号EN的低电平时段(＝电源IC100的禁用时段)期间处于复位状态(Sa4＝Sa5＝L)，并且在使能信号EN的高电平时段期间(＝电源IC 100的使能时段)处于复位释放状态。

第一定时器部b是对预定的确定时间Tc1进行计数的电路块，并且包括定时器b1至b4、RS触发器b5和b6和反相器b7至b10。

定时器b1用于确定从正常模式MODE1到轻载模式MODE2的转变，对输入到其时钟输入端子的时钟脉冲CK的脉冲数进行计数，并当计数值达到预定值(＝对应于确定时间Tc1)时将设置信号Sb1升高到高电平。然而，定时器b1由输入到其复位输入端子的反相边沿检测信号Sa4B复位。更具体地，定时器b1在反相边沿检测信号Sa4B的低电平时段(＝周期性地检测到轻载检测信号S2的脉冲边沿的时段)期间处于复位状态，并且在反相边沿检测信号Sa4B的高电平时段(＝未检测到轻载检测信号S2的脉冲边沿的时段)期间处于复位释放状态。因此，当反相边沿检测信号Sa4B在确定时间Tc1内保持在高电平时，设置信号Sb1上升到高电平。

定时器b2用于确定从轻载模式MODE2到正常模式MODE1的返回，对输入到其时钟输入端子的时钟脉冲CK的脉冲数进行计数，并当计数值达到预定值时(＝对应于确定时间Tc1)将复位信号Sb2升高到高电平。然而，定时器b2由输入到其复位输入端子的边沿检测信号Sa4复位。具体地，定时器b2在边沿检测信号Sa4的低电平时段期间(＝未检测到轻载检测信号S2的脉冲边沿的时段)处于复位状态，并且在边沿检测信号Sa4的高电平时段期间(＝周期性地检测到轻载检测信号S2的脉冲边沿的时段)处于复位释放状态。

因此，当边沿检测信号Sa4在确定时间Tc1内保持在高电平时，复位信号Sb2上升到高电平。

定时器b3用于确定从轻载模式MODE2到无载模式MODE3的转变，对输入到其时钟输入端子的时钟脉冲CK的脉冲数进行计数，并当计数值达到预定值(＝对应于确定时间Tc1)时，将设置信号Sb3升高到高电平。然而，定时器b3由输入到其复位输入端子的反相边沿检测信号Sa5B复位。更具体地，定时器b3在反相边沿检测信号Sa5B的低电平时段期间(＝周期性地检测到无载检测信号S3的脉冲边沿的时段)处于复位状态，并且在反相边沿检测信号Sa5B的高电平时段期间(＝未检测到无载检测信号S3的脉冲边沿的时段)处于复位释放状态。因此，当反相边沿检测信号Sa5B在确定时间Tc1内保持在高电平时，设置信号Sb3上升到高电平。

定时器b4用于确定从无载模式MODE3返回到轻载模式MODE2，对输入到其时钟输入端子的时钟脉冲CK的脉冲数进行计数，并当计数值达到预定值(＝对应于确定时间Tc1)时，将复位信号Sb4升高到高电平。然而，定时器b4由输入到其复位输入端子的边沿检测信号Sa5复位。更具体地，定时器b4在边沿检测信号Sa5的低电平时段期间(＝未检测到无载检测信号S3的脉冲边沿的时段)处于复位状态，并且在边沿检测信号Sa5的高电平时段期间(＝周期性地检测到负载检测信号S3的脉冲边沿的时段)处于复位释放状态。因此，当边沿检测信号Sa5在确定时间Tc1内保持在高电平时，复位信号Sb4上升到高电平。

RS触发器b5根据输入到其设置端子S的设置信号Sb1和输入到其复位端子R的复位信号Sb2，切换要从其输出端子Q输出的转变返回信号Sb5的逻辑电平。具体地，RS触发器b5在设置信号Sb1上升到高电平时将转变返回信号Sb5设置为高电平，并且在复位信号Sb2上升到高电平时将转变返回信号Sb5复位到低电平。也就是说，转变返回信号Sb5在需要从正常模式MODE1转变为轻载模式MODE2的时刻上升到高电平，并且在需要从轻载模式MODE2返回到正常模式MODE1的时刻下降到低电平。

RS触发器b6根据输入到其设置端子S的设置信号Sb3和输入到其复位端子R的复位信号Sb4，切换要从其输出端子Q输出的转变返回信号Sb6的逻辑电平。更具体地，RS触发器b6在设置信号Sb3上升到高电平时将转变返回信号Sb6设置为高电平，并且当复位信号Sb4上升到高电平时将转变返回信号Sb6复位为低电平。也就是说，转换恢复信号Sb6在需要从轻载模式MODE2转变为无载模式MODE3的时刻上升到高电平，并且在需要从无载模式MODE3返回到轻载模式MODE2的时刻下降到低电平。

反相器b7使边沿检测信号Sa4逻辑反相以产生反相边沿检测信号Sa4B。因此，反相边沿检测信号Sa4B在边沿检测信号Sa4处于高电平时变为低电平，而在边沿检测信号Sa4处于低电平时变为高电平。

反相器b8使边沿检测信号Sa5逻辑反相以产生反相边沿检测信号Sa5B。因此，反相边沿检测信号Sa5B在边沿检测信号Sa5处于高电平时变为低电平，而在边沿检测信号Sa5处于低电平时变为高电平。

反相器b9使转变返回信号Sb5逻辑反相以产生反相转变返回信号Sb5B。反相转变返回信号Sb5B在转变返回信号Sb5处于高电平时变为低电平，而在转变返回信号Sb5处于低电平时变为高电平。

反相器b10使转变返回信号Sb6逻辑反相以产生反相转变返回信号Sb6B。反相转变返回信号Sb6B在转变返回信号Sb6处于高电平时变为低电平，而在转变返回信号Sb6处于低电平时变为高电平。

第二定时器部c是对预定的确定时间Tc2进行计数的电路块，并且包括定时器c1。

定时器c1用于确定从轻载模式MODE2和无载模式MODE3到正常模式MODE1的立即返回，对输入到其时钟输入端子的时钟脉冲CK的脉冲数进行计数，并当计数值达到预定值(＝对应于确定时间Tc2)时将立即返回信号Sc1升高到高电平。然而，定时器c1由输入到其复位输入端子的立即返回检测信号S4复位。具体地，定时器c1在立即返回检测信号S4的低电平时段(＝反馈电压Vfb低于阈值电压Vth4的时段)期间处于复位状态，并且在高电平时段(＝电压Vfb高于阈值电压Vth4的时段)期间处于复位释放状态。因此，当立即返回检测信号S4在确定时间Tc内保持在高电平时，立即返回信号Sc1上升到高电平。

此外，在该图中，示出了分别使用脉冲计数器(＝数字定时器)作为定时器b1至b4和定时器c1的配置示例，但是可以使用模拟定时器。

工作模式切换部d是基于反相转变返回信号Sb5B和Sb6B以及立即返回信号Sc1而产生模式信号M1至M3的电路块，并且包括D触发器d1至d3和向上/向下计数器d4。

当输入到其时钟输入端子的驱动时钟信号CLK上升到高电平时，D触发器d1锁存输入到其数据输入端子D的反相转变返回信号Sb5B，并将结果作为向上/向下信号Sd1从其输出端子Q输出。

当输入到其时钟输入端子的驱动时钟信号CLK上升到高电平时，D触发器d2锁存输入到其数据输入端子D的反相转变返回信号Sb6B，并将结果作为向上/向下信号Sd2从其输出端子Q输出。

当输入到其时钟输入端子的驱动时钟信号CLK上升到高电平时，D触发器d3锁存输入到其数据输入端子D的立即返回信号Sc1，并将结果作为复位信号Sd3从其输出端子Q输出。

另外，D触发器d1至d3由输入到它们各自的复位输入端子的使能信号EN复位。更具体地，D触发器d1至d3在使能信号EN的低电平时段(＝电源IC 100的禁用时段)期间处于复位状态(Sd1＝Sd2＝Sd3＝L)，并且在使能信号EN的高电平期间(＝电源IC 100的使能时段)处于复位释放状态。

向上/向下计数器d4在出现向上/向下信号Sd1和Sd2的上升沿和下降沿时切换模式信号M1至M3的逻辑电平。

此外，作为以下描述的前提，假设当电源IC 100处于正常模式MODE1时，模式信号M1变为高电平，而当它处于其他工作模式时，模式信号M1变为低电平。另一方面，假设当电源IC 100处于轻载模式MODE2时，模式信号M2变为高电平，而当它处于其他工作模式时，模式信号M2变为低电平。此外，假设当电源IC 100处于无载模式MODE3时，模式信号M3变为高电平，而当它处于其他工作模式时，模式信号M3变为低电平。

也就是说，当模式信号M1至M3被理解为3位信号“M1M2M3”时，向上/向下计数器d4的输出值可以取三个值“100b”、“010b”和“001b”，并且相应的输出值对应于正常模式MODE1、轻载模式MODE2和无载模式MODE3。

例如，当向上/向下计数器d4的输出值是“100b”时，如果在确定时间Tc1内没有检测到轻载检测信号S2的脉冲边沿并且向上/向下信号Sd1下降到低电平时，向上/向下计数器d4的输出值向下计数到“010b”。通过该向下计数，电源IC 100的工作模式从正常模式MODE1转变为轻载模式MODE2。

另一方面，当向上/向下计数器d4的输出值是“010b”时，如果在确定时间Tc1内周期性地检测到轻载检测信号S2的脉冲边沿并且向上/向下信号Sd1上升到高电平，则向上/向下计数器d4的输出值向上计数到“100b”。通过该向上计数，电源IC 100的工作模式从轻载模式MODE2返回到正常模式MODE1。

此外，例如，当向上/向下计数器d4的输出值为“010b”时，如果在确定时间Tc1内未检测到无载检测信号S3的脉冲边沿并且向上/向下信号Sd2下降到低电平，则向上/向下计数器d4的输出值向下计数到“001b”。通过该向下计数，电源IC 100的工作模式从轻载模式MODE2转变为无载模式MODE3。

另一方面，当向上/向下计数器d4的输出值是“001b”时，如果在确定时间Tc1内周期性地检测到无载检测信号S3的脉冲边沿并且向上/向下信号Sd2上升到高电平，则向上/向下计数器d4的输出值向上计数到“010b”。通过该向上计数，电源IC 100的工作模式从无载模式MODE3返回到轻载模式MODE2。

此外，向上/向下计数器d4由从D触发器d3输入的复位信号Sd3来复位。更具体地，当向上/向下计数器d4的输出值是“010b”或“001b”时，如果反馈电压Vfb在确定时间Tc2内连续超过阈值电压Vth4并且复位信号Sd3上升到高电平，则向上/向下计数器d4的输出值被复位为“100b”。通过该复位，电源IC 100的工作模式立即从轻载模式MODE2或无载模式MODE3返回到正常模式MODE1。

此外，向上/向下计数器d4由输入到其复位输入端子的使能信号EN来复位。更具体地，向上/向下计数器d4在使能信号EN的低电平时段(＝电源IC 100的禁用时段)期间处于复位状态，并且在使能信号EN的高电平时段(＝电源IC 100的使能时段)期间处于复位释放状态。

<轻载模式>

图6是示出轻载模式MODE2中的电源IC 100的内部工作状态的图。如该图中的符号X所示，在轻载模式MODE2中，比较器101和107以及控制器110的一部分(＝与过压检测信号S1和过载检测信号S7的信号处理相关的功能部分)的操作被停止，并且它们各自的电流消耗减少。

图7是示出轻载模式MODE2中的峰值电流控制的示例的时序图。此外，反馈电压Vfb在顶部描绘出，感测电压Vcs在底部描绘出。

如图所示，在轻载模式MODE2中，例如流过晶体管N1的初级电流Ip的峰值电流值(＝感测电压Vcs的峰值Vcsp)是正常模式MODE1的峰值电流值的1.5倍。

根据该峰值电流控制，可以通过仅导通晶体管N1一次来允许更多的初级电流Ip流动。因此，例如，如该图所示，在反馈电压Vfb降到低于阈值电压Vth5并且执行晶体管N1的突发控制的情况下，可以是减少突发释放时的切换次数，因此可以减少开关损耗。

如上所述，在轻载模式MODE2中，电源IC 100的电流消耗比正常模式MODE1减少得更多，并且突发释放时的峰值电流值增大，使得可以实现电源IC 100的低待机功耗。

<无载模式>

图8是示出无载模式MODE3中的电源IC 100的内部工作状态的图。如该图中的符号X所示，在无载模式MODE3中，以与上述轻载模式(MODE2)中相同的方式减少电流消耗，并且进一步地，在晶体管N1的突发停止时段期间，比较器101至103、比较器106至108、振荡器116、最大占空比设置部117以及控制器110的几乎所有部分的工作(除了与立即返回检测信号S4和突发检测信号S5的信号处理有关的功能部分之外)都被停止，并且相应的电流消耗减少。

此外，在无载模式MODE3中，晶体管119在晶体管N1的突发停止时段期间被截止。因此，由于阻断了反馈电流Ifb流过的电流路径，因此电源IC 100的电流消耗大大降低。

图9是示出无载模式MODE3中的峰值电流控制的示例的时序图。此外，如在先前图7中那样，反馈电压Vfb在上级中描绘出，并且感测电压Vcs在下级中描绘出。

如图所示，在无载模式MODE3中，流过晶体管N1的初级电流Ip的峰值电流值(＝感测电压Vcs的峰值Vcsp)增大，例如，是正常模式MODE1的峰值电流值的两倍。因此，由于突发释放时的切换次数可以比轻载模式MODE2中减少得更多，因此可以进一步降低切换损耗。

另外，尽管初级电流Ip的峰值电流值加倍，但是感测电压Vcs的峰值(＝2Vcsp)被设置为充分低于过电流检测值Vocp。因此，在无载模式(MODE3)中不应用意外的过电流保护。

此外，在无载模式MODE3中，突发停止时间被控制为总是等于或大于预定值(例如，10ms)(其细节将在后面描述)。

如上所述，在无载模式MODE3中，突发停止时间被控制为等于或大于预定值，并且突发停止时的消耗电流比轻载模式MODE2中减少得更多，并且突发释放时的峰值电流值进一步升高，使得可以实现电源IC 100的较低的待机功耗。

<控制器(第二配置示例)>

图10是示出控制器110的第二配置示例的图。该配置示例的控制器110包括作为与无载模式MODE3的突发控制相关的功能块的突发控制部e。

突发控制部e是产生突发停止信号STOP和节电信号PS使得无载模式MODE3中突发停止时间总是等于或大于预定值(例如，10ms)的电路块，并且包括单触发脉冲产生部e1、定时器e2和e3以及OR运算器e4。

当突发检测信号S5上升到高电平时，单触发脉冲产生部e1在复位信号Se1中产生单触发脉冲。

定时器e2用于测量突发停止时间Tc3(例如，10ms)，对输入到其时钟输入端子的时钟脉冲CK的脉冲数进行计数，并当计数值达到预定值(＝对应于突发停止时间Tc3)时，使定时器信号Se2从高电平下降到低电平。此外，定时器e2由输入到其复位输入端子的复位信号Se1的单触发脉冲复位。因此，定时器信号Se2在突发检测信号S5上升到高电平的时刻上升到高电平，并且在突发停止时间Tc3已经过去的时刻下降到低电平。此外，定时器信号Se2被输出到定时器e3，并且还作为省电信号PS被输出到电源IC 100的每个部分。

定时器e3用于产生电路恢复时间Tc4(例如，150μs)，并且它可以使用例如延迟定时器作为最简单的电路配置，该延迟定时器通过将定时器信号Se2延迟电路恢复时间Tc4来产生延迟的定时器信号Se3。电路恢复时间Tc4指的是从恢复对电源IC 100的每个部分的电流供应直到每个部分的工作稳定为止所需的待机时间。

OR运算器e4产生定时器信号Se2和延迟定时器信号Se3的逻辑和信号Se4。因此，逻辑和信号Se4在定时器信号Se2和延迟定时器信号Se3中的至少一个处于高电平时变为高电平，而在定时器信号Se2和延迟定时器信号Se3都处于低电平时变为低电平。逻辑和信号Se4用作突发停止信号STOP。

<突发控制>

图11是示出无载模式MODE3中的突发控制的示例的时序图，其中从顶部开始依次描绘了反馈电压Vfb、省电信号PS、突发停止信号STOP、栅极信号G1、感测电压Vcs、反馈电流Ifb和电源电压Vcc。

当反馈电压Vfb在时间t1处下降到低于阈值电压Vth5时，省电信号PS和突发停止信号STOP上升到高电平。结果，栅极信号G1固定为低电平，晶体管N1的切换被停止，反馈电流Ifb被切断。

当从时间t1经过突发停止时间Tc3时，省电信号PS在时间t2处下降到低电平。结果，反馈电流Ifb开始流动。在该图中，反馈电压Vfb在从时间t1经过突发停止时间Tc3之前超过阈值电压Vth5，但是在无载模式MODE3中，省电信号PS此时不会下降到低电平。

当从时间t2经过电路恢复时间Tc4时，突发停止信号STOP在时间t3处下降到低电平。结果，栅极信号G1的低电平固定被释放，并且晶体管N1的切换被恢复。

此后，当反馈电压Vfb在时间t4处再次下降到低于阈值电压Vth5时，重复与上述相同的突发控制。

如上所述，在无载模式MODE3的突发控制中，不仅停止晶体管N1的切换，而且在突发停止期间也切断流过光电晶体管PT的反馈电流Ifb(参见，时间t1至t3等)。因此，可以大大降低电源IC 100的待机功率(＝由晶体管N1的切换操作所消耗的功率+由电源IC 100的自运行所消耗的功率)。

特别地，当DC输出电压Vo在次级电路系统1s中被降低时，从辅助绕组L3的感应电压Vp产生的电源电压Vcc也降低。因此，在电源IC 100中，电容器C2由启动器109再充电。然而，在无载模式MODE3的突发控制中，电源IC 100的功耗被大大降低并且上述再充电的频率被抑制到最小水平，这不会导致待机功率的恶化。

此外，在该图中可以看出，电源电压Vcc的下降变得平缓，而反馈电流Ifb被切断(参见时间t1至t2等)，并且由启动器109再充电的频率受到抑制。

<增益调整部(峰值电流切换部)>

图12是示出增益调整部113的配置示例的图。该配置示例的增益调整部113是用作针对多种工作模式中的每一种切换流过晶体管N1的初级电流Ip的峰值电流值的峰值电流切换部的电路块，并且包括电阻R9至R12、N沟道MOS场效应晶体管N2和N3、“或非(NOR)”运算器NOR和反相器INV。

在以下描述中，假设电阻R9的电阻值是3R，电阻R10的电阻值是R，电阻R11的电阻值是0.5R，并且电阻R12的电阻值是1.5R。

电阻R9的第一端连接至反馈电压Vfb的输入端(＝外部端子T2)。电阻R9的第二端和电阻R10的第一端连接至分压反馈电压Vfb2的输出端。电阻R10的第二端和电阻R11的第一端连接至晶体管N2的漏极。电阻R11的第二端和电阻R12的第一端分别连接至晶体管N2的源极和背栅极以及晶体管N3的漏极。电阻R12的第二端连接至晶体管N3的源极和背栅极以及接地GND1中的每一个。

晶体管N2的栅极连接至“或非”门NOR的输出端子(＝栅极信号GN2的输出端)。因此，晶体管N2在栅极信号GN2处于高电平时被导通，而在栅极信号GN2处于低电平时被截止。

晶体管N3的栅极连接至反相器INV的输出端子(＝栅极信号GN3的输出端)。因此，晶体管N3在栅极信号GN3处于高电平时被导通，而在栅极信号GN3处于低电平时被截止。

“或非”运算器NOR产生模式信号M2和M3的NOR运算信号，并将其作为栅极信号GN2输出。因此，栅极信号GN2在模式信号M2和M3中的至少一个处于高电平时变为低电平，而在模式信号M2和M3都处于低电平时变为高电平。

反相器INV产生模式信号M3的逻辑反相信号，并将其输出为栅极信号GN3。因此，栅极信号GN3在模式信号M3处于高电平时变为低电平，而在模式信号M3处于低电平时变为高电平。

在具有上述配置的增益调整部113中，当电源IC 100处于正常模式MODE1时，结果是M2＝M3＝L并且GN2＝GN3＝H，使得N2＝N3＝ON。因此，增益α变为“1/4(＝R/(3R+R))。”

另一方面，当电源IC 100处于轻载模式MODE2时，结果是M2＝H，M3＝L，GN2＝L，且GN3＝H，因此N2＝OFF且N3＝ON。因此，增益α变为“1/3(＝(R+0.5R)/(3R+R+0.5R))”。

此外，当电源IC 100处于无载模式MODE3时，结果是M2＝L，M3＝H，并且GN2＝GN3＝L，使得结果是N2＝N3＝OFF。因此，增益α变为“1/2(＝(R+0.5R+1.5R)/(3R+R+0.5R+1.5R))。”

从下面的等式(1)可以看出，通过切换增益α也可以切换初级电流Ip的峰值电流值。

Ip＝Vcs/Rs＝α×Vfb/Rs等式(1)

也就是说，在轻载模式MODE2中，由于通过切换到α＝1/3，初级电流Ip的峰值电流值与正常模式MODE1(α＝1/4)相比可以增加到1.33倍，因此可以提高轻载时的效率。

此外，在无载模式MODE3中，由于通过切换到α＝1/2，初级电流Ip的峰值电流值与正常模式MODE1(α＝1/4)相比可以增加到2倍，因此可以提高无载时的效率。

<峰值电流切换>

在前面的描述中，针对电源IC 100的每种工作模式而切换初级电流Ip的峰值电流值的配置已经作为示例被示出。然而，可能不需要结合电源IC 100的工作模式切换来执行峰值电流切换(增益调整)，并且可以通过增加轻载检测时的初级电流Ip的峰值电流值来实现轻载(待机)时的高效率。

另外，作为轻载检测的方法，例如，当反馈电压Vfb降低到低于阈值电压Vth5，突发检测信号S5上升到高电平并且控制器110对晶体管N1的突发控制被启动时，可以通过检测到负载轻而增大初级电流Ip的峰值电流值。

此外，例如，在控制器110开始对晶体管N1的突发控制之后，当晶体管N1的突发停止时段(＝反馈电压Vfb下降到低于阈值电压Vth5的时段)变得比预定值长时，可以通过检测到负载轻而增大初级电流Ip的峰值电流值。

另外，例如，通过检测到感测电压Vcs的峰值电压值降低或者晶体管N1的ON时段Ton被缩短，可以增大初级电流Ip的峰值电流值。

另一方面，作为切换峰值电流的方法，如上所述，可以通过调整反馈电压Vfb的增益α(＝分压比)来增加初级电流Ip的峰值电流值。

<封装布局>

图13是示出封装布局的示例的图(XZ平面图)。在该图中的电源IC 100中，第一芯片100a和第二芯片100b安装在岛状部100c上。

在第一芯片100a中，集成了需要高击穿电压的电路块(例如，接收输入高电压VH的启动器109等)。第一芯片100a经由导线W1和W2连接至外部端子T8。此外，第一芯片100a经由导线W3至W6连接至第二芯片100b。

在第二芯片100b中，集成了除前述块之外的电路块(101至108和110至119)。第二芯片100b经由导线W7至W12连接至相应的外部端子T1至T6。

此外，在该图的封装布局中，在岛状部100c上，第一芯片100a以偏置的方式设置在其第二侧(＝靠近第五至第七引脚的一侧)，并且第二芯片100b以偏置的方式设置在其第一侧(＝靠近第一至第四引脚的一侧)。通过采用这种封装布局，可以将电线W1至W12埋设得尽可能短。

接下来，将描述电源IC 100不具有单芯片配置而具有双芯片配置的原因。当需要高击穿电压的电路块以及其他电路块以单芯片配置设置时，需要在高击穿电压处理区域和低击穿电压处理区域之间准备缓冲区域。因此，芯片尺寸变得非常大，这导致显著的成本增加。

另一方面，当电源IC 100具有双芯片配置时，不需要在第一芯片100a和第二芯片100b的任一个中准备缓冲区域，使得可以减小每个芯片的尺寸，这导致成本降低。此外，由于第一芯片100a和第二芯片100b是分开的，因此在击穿电压方面也是非常有利的。

<最小接通宽度切换>

假设初级绕组L1的电感是Lp并且切换频率是Fsw，则晶体管N1的功耗P可以由下面的等式(2)表示。

根据上述等式(2)，随着初级电流Ip的峰值电流值变低，切换频率Fsw变高。因此，由于晶体管N1的切换次数增加，所以切换损耗增加。

为了提高隔离式开关电源1的效率，需要减少晶体管N1的切换次数。作为其方法，前述图7和图9已经提出了通过调整轻载检测时反馈电压Vfb的增益α(＝分压比)来切换初级电流Ip的峰值电流值的方法，但是初级电流Ip的峰值电流值也可以通过调整晶体管N1的最小接通宽度来切换。这将在下面详细描述。

图14是示出通过切换最小接通宽度的峰值电流控制的示例的时序图。反馈电压Vfb在上级中描绘出，初级电流Ip在下级中描绘出。

如图所示，通过将晶体管N1的最小接通宽度从Tmin1改变为Tmin2，可以将初级电流Ip的峰值电流值从Ip1改变为Ip2。峰值电流值Ip1和Ip2可分别由以下等式(2a)和(2b)表示。

根据上述等式(2a)和(2b)，由于可以通过增加晶体管N1的最小接通宽度来增加初级电流Ip的峰值电流值，因此可以减少晶体管N1的切换次数，并且可以进一步减小减少切换损耗。

特别是，通过增加轻载检测时的最小接通宽度并增加初级电流Ip的峰值电流值，可以实现轻载(待机)时的高效率。

此外，作为轻载检测的方法，例如，当反馈电压Vfb降低到低于阈值电压Vth5时，突发检测信号S5上升到高电平，并且控制器110对晶体管N1的突发控制开始，可以通过检测到负载轻来增大初级电流Ip的峰值电流值。

另外，例如，当晶体管N1的突发停止时段(＝反馈电压Vfb下降到低于阈值电压Vth5的时段)在控制器110对晶体管N1的突发控制开始之后变得比预定值长时，可以通过检测到负载轻来增大初级电流Ip的峰值电流值。

此外，例如，通过检测到感测电压Vcs的峰值电压值降低或者晶体管N1的ON时段Ton缩短，可以增大初级电流Ip的峰值电流值。

在下文中，将参照具体的示例来详细描述根据负载设置晶体管N1的最小接通宽度的最小接通宽度设置部的配置和操作。

<最小接通宽度设置部>

图15是示出最小接通宽度设置部的第一示例的图。该示例的最小接通宽度设置部120包括电流源121和122、AND运算器123、电容器124、N沟道MOS场效应晶体管125、反相器级126、可变电阻127和128以及比较器129。

电流源121连接在电源端子和电容器124的第一端(＝电压V1的输出端)之间，并且根据从AND运算器123输入的逻辑积信号SA产生接通和断开的电流I1。更具体地，电流源121在SA＝H时接通电流I1(例如，I1＝1.0A)，并且在SA＝L时断开电流I1(I1＝0A)。

电流源122连接在电源端子和电容器124的第一端之间(＝电压V1的输出端)，并产生始终接通的电流I2(例如，I2＝0.5μA)。

AND运算器123产生输入到其反相输入端子的模式信号M2与输入到其非反相输入端子的使能信号EN的逻辑积信号SA。因此，逻辑积信号SA在除轻载模式之外的模式(M2＝L)中变为高电平，并且在电源IC 100的使能时段(EN＝H)期间在轻载模式(M2＝H)中变为低电平。此外，在电源IC 100的禁用时段(EN＝L)期间，无论模式信号M2的逻辑电平如何，逻辑积信号SA都被固定为低电平。

另外，电流源121和122以及AND运算器123用作根据负载产生电容器124的充电电流Ichg的充电电流产生部。这里，充电电流Ichg变为通过将电流I1和电流I2相加而获得的加和电流(＝I1+I2)。因此，充电电流Ichg根据电流I1的ON/OFF状态而增大或减小。

更具体地，在除轻载模式之外的模式(M2＝L)中，由于电流I1接通，因此充电电流Ichg变为1.5μA(＝1.0μA+0.5μA)。另一方面，在轻载模式(M2＝H)中，由于逻辑积信号SA变为低电平，因此充电电流Ichg可以降低到0.5μA。

电容器124的第一端连接至比较器129的非反相输入端子(+)。电容器124的第二端接地。也就是说，电容器124两端的电压输出为电压V1。此外，根据充电电流Ichg确定在电容器124的充电时段期间的电压V1的斜率。

更具体地，在除轻载模式之外的模式(M2＝L)中，由于充电电流Ichg变为1.5μA，因此电压V1的斜率变得陡峭，并且在轻载模式(M2＝H)中，由于充电电流Ichg被下拉至0.5μA，因此电压V1的斜率变得平缓。

晶体管125的漏极连接至电容器124的第一端。晶体管125的源极和背栅极连接至电容器124的第二端。导通信号LEB经由反相器级126(在该图中为两级)被输入到晶体管125的栅极。

导通信号LEB是单触发脉冲信号，其在晶体管N1的导通时刻仅在预定的复位时段(例如，300ns)内上升到高电平。因此，在晶体管N1的导通时刻，晶体管125导通，电容器124放电。以这种方式，晶体管125用作在晶体管N1的导通时刻对电容器124进行放电的放电开关。

到目前为止描述的部件(电流源121和122、AND运算器123、电容器124、晶体管125和反相器级126)可以被理解为产生随着与负载对应的斜率而变化的电压V1的第一电压产生部的部件。

可变电阻127和128串联连接在带隙参考电压BGR(例如，1.2V)的施加端与地之间，并且用作从它们之间的连接节点输出预定电压V2(例如，0.6V)的第二电压产生部(＝分压电路)。此外，可变电阻127和128可以以预定的阶度(例如，±3位)精细地调整它们各自的电阻值。

比较器129将输入到其非反相输入端子(+)的电压V1与输入到其反相输入端子(-)的电压V2进行比较，以产生最小接通宽度设置信号MIN。最小接通宽度设置信号MIN在V1<V2时变为低电平，而在V1>V2时变为高电平。

最小接通宽度设置信号MIN与由比较器106产生的OFF定时信号S6一起输入到“与(AND)”运算器AND。“与”运算器AND产生最小接通宽度设置信号MIN与OFF定时信号S6的逻辑积信号S6’。

此外，逻辑积信号S6’在最小接通宽度设置信号MIN和OFF定时信号S6都处于高电平时变为高电平，并且在最小接通宽度设置信号MIN和OFF定时信号S6中的至少一个处于低电平时变为低电平。

也就是说，即使当OFF定时信号S6上升到高电平时，逻辑积信号S6’也保持在低电平，除非此时最小接通宽度设置信号MIN上升到高电平。

逻辑积信号S6’与由比较器108产生的过电流检测信号S8一起输入到“或(OR)”运算器OR。或运算器OR产生逻辑积信号S6’与过电流检测信号S8的逻辑和信号，并将其作为复位信号S10输出到RS触发器111的复位端子R。

此外，复位信号S10在逻辑积信号S6’和过电流检测信号S8中的至少一个处于高电平时变为高电平，并且在逻辑积信号S6’和过电流检测信号S8都处于低电平时变为高电平。

也就是说，当过电流检测信号S8处于高电平(＝过电流检测时的逻辑电平)时，无论AND信号S6’的逻辑电平如何，复位信号S10都被固定为高电平。

此外，“与”运算器AND和“或”运算器OR可以分别被理解为控制器110的部件。

图16是示出最小接通宽度切换操作的示例的时序图，其中从顶部开始依次描绘了栅极信号G1、导通信号LEB、电压V1(和V2)、最小接通宽度设置信号MIN、OFF定时信号S6和逻辑积信号S6’。此外，该图中的实线表示M2＝L(I1：ON)并且还表示M2＝L(I1：ON)时的行为，该图中的虚线表示M2＝H时的行为(I1：OFF))。

当栅极信号G1在时间t11上升到高电平时，在导通信号LEB中产生单触发脉冲。结果，电压V1降低到零值，然后开始以对应于充电电流Ichg的斜率上升。

最小接通宽度设置信号MIN在电压V1被复位到零值的时刻从高电平下降到低电平，并且此后在电压V1变得高于电压V2的时刻再次从低电平上升到高电平。

这里，由于充电电流Ichg在除轻载模式以外的模式(M2＝L)中变为1.5μA(＝I1+I2)，因此电压V1的斜率变得陡峭(参见V1的实线))。结果，电压V1在时间t12处超过电压V2，并且最小接通宽度设置信号MIN从低电平上升到高电平(参见MIN的实线)。在这种情况下，时间t11至t12对应于最小接通宽度Tmin1。

另一方面，在轻载模式(M2＝H)中，由于充电电流Ichg降低至0.5μA(仅＝I2)，因此电压V1的斜率变得平缓(参见V1的虚线)。因此，电压V1仅在比时间t12更晚的时间t13处超过电压V2，并且最小接通宽度设置信号MIN从低电平上升到高电平(参见MIN的虚线)。在这种情况下，时间t11至t13对应于最小接通宽度Tmin2(>Tmin1)。

此外，在该图中，OFF定时信号S6在最小接通宽度设置信号MIN的低电平时段期间上升到高电平(参见时间t11到t12)。然而，如上所述，除非最小接通宽度设置信号MIN上升到高电平，否则逻辑积信号S6’保持在低电平。因此，晶体管N1不被截止，并且最小接通宽度Tmin1(进一步Tmin2)被保持。

如上所述，在轻载模式(M2＝H)下，通过增加最小接通宽度Tmin1和增加初级电流Ip的峰值电流值，可以在轻载(待机)下实现高效率。

此外，即使在时间t14之后，也重复与上述相同的操作。

图17是示出最小接通宽度设置部120的第二示例的图。该示例的最小接通宽度设置部120基于上述第一示例(图15)，并且包括运算放大器12A、N-沟道MOS场效应晶体管12B、电阻12C和电流镜12D而不是电流源121和122以及AND运算器123。即，改变了充电电流产生部的配置。在下文中，将集中对修改进行描述。

反馈电压Vfb被输入到运算放大器12A的非反相输入端子(+)。运算放大器12A的输出端子连接至晶体管12B的栅极。运算放大器12A的反相输入端子(-)连接至晶体管12B的源极和背栅极以及电阻12C的第一端。电阻12C的第二端连接至接地端子。晶体管12B的漏极连接至电流镜12D的电流输入端子。电流镜12D的电流输出端子连接至电容器124的第一端(＝电压V1的输出端)。

运算放大器12A执行晶体管12B的栅极控制，使得非反相输入端子(+)和反相输入端子(-)虚短路。因此，等效于反馈电压Vfb的电压被施加到电阻12C的第一端。结果，对应于反馈电压Vfb的电流信号I0(＝Vfb/R12C)流过电阻12C(电阻值：R12C)。

也就是说，运算放大器12A、晶体管12B和电阻12C用作将反馈电压fb(＝对应于作为电压信号的输出检测信号)转换为电流信号I0的电压/电流转换部。

电流镜产生对应于电流信号I0的镜像电流，并将其作为充电电流Ichg输出。

当负载减轻并且反馈电压Vfb降低时，电流信号I0减小。因此，由于充电电流Ichg减小，电压V1的斜率变得平缓。结果，由于延迟了穿过电压V1和电压V2的时间，所以最小接通宽度Tmin变大。

也就是说，在第二示例的最小接通宽度设置部120中，可以在负载较轻时将最小接通宽度Tmin设置得更大。

此外，在第二示例的最小接通宽度设置部120中，去除了上述反相器级126，并且将设置信号S9而不是导通信号LEB直接输入到晶体管125的栅极。利用这种配置，省略了用于产生导通信号LEB的单触发电路，并且可以减小电路规模。

<其他修改>

此外，除了前述实施方式之外，本文公开的各种技术特征可以在不脱离本发明的精神的情况下进行不同的修改。也就是说，应该认为前述实施方式在所有方面都是说明性的，并不意图限制本发明的范围，并且本发明的技术范围不限于前述实施方式的描述，而是可以基于权利要求确定，并且应理解为包括落入与权利要求的范围等同的含义和范围内的所有修改。

本文描述的本发明可以用于在所有领域(例如家用电子领域、汽车领域、工业机械领域等)中使用的隔离式开关电源。

根据本发明，在一些实施方式中，可以提供一种能够在轻载或无载时降低功耗的电源控制设备。

虽然已经描述了某些实施方案，但这些实施方案仅以举例的方式给出，并不意图限制本发明的范围。实际上，本文描述的新型方法和装置可以以各种其他形式实施；此外，在不脱离本发明的精神的情况下，可以对本文描述的实施方式的形式进行各种省略、替换和改变。所附权利要求及其等同物意图涵盖落入本发明的范围和精神内的这些形式或修改。

Claims (10)

1.一种电源控制设备，其作为开关电源的主控制单元，所述电源控制设备包括：

最小接通宽度设置部，其被配置为根据负载设置输出开关的最小接通宽度。

2.根据权利要求1所述的设备，其中，所述最小接通宽度设置部被配置为在所述负载较轻时增加所述最小接通宽度。

3.根据权利要求1所述的设备，其中，所述最小接通宽度设置部包括：

第一电压产生部，其被配置为产生随着对应于所述负载的斜率而变化的第一电压；

第二电压产生部，其被配置为产生预定的第二电压；以及

比较器，其被配置为将所述第一电压与所述第二电压进行比较，以产生最小接通宽度设置信号。

4.根据权利要求3所述的设备，其中，所述第一电压产生部包括：

电容器，其被配置为将所述电容器的两端之间的电压输出为所述第一电压；

充电电流产生部，其被配置为根据所述负载产生所述电容器的充电电流；以及

放电开关，其被配置为在所述输出开关的接通时刻对所述电容器进行放电。

5.根据权利要求4所述的设备，其中，所述充电电流产生部包括：

第一电流源，其被配置为根据所述负载产生接通和断开的第一电流；以及

第二电流源，其被配置为产生始终接通的第二电流，并且

其中，通过将所述第一电流和所述第二电流相加来产生所述充电电流。

6.根据权利要求4所述的设备，其中，所述充电电流产生部被配置为将与所述负载的DC输出电压和目标值之间的差值对应的输出检测信号转换为电流信号，并将所述电流信号输出为所述充电电流。

7.根据权利要求6所述的设备，其中，所述充电电流产生部包括：

电压/电流转换部，其被配置为将作为电压信号的所述输出检测信号转换为所述电流信号；以及

电流镜，其配置为通过对于所述电流信号进行镜像而产生所述充电电流。

8.根据权利要求1所述的设备，其中，所述开关电源是隔离式的，并且当所述最小接通宽度增加时，流过所述输出开关的初级电流的峰值电流值增大。

9.一种开关电源，其包括：

根据权利要求1所述的电源控制设备；以及

由所述电源控制设备控制的开关输出级。

10.一种电子设备，其包括：

根据权利要求9所述的开关电源；以及

负载，其被配置为通过接收从所述开关电源供应的电力来操作。

Images