CN110609218A - 局部放电合成器 - Google Patents

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Abstract

一种用于产生电气放电的装置，包括：产生电气放电的组件；测量电路，所述测量电路被配置成测量电气放电的幅值；以及控制器，所述控制器被配置成控制电气放电的幅值。一种用于控制电力系统中的参考局部放电信号的方法，包括：产生用于内置自测的局部放电；控制局部放电的预期放电幅值；并且包括测量局部放电的实际放电幅值。

Description

局部放电合成器
技术领域
本公开涉及电气组件的诊断。更具体地，本公开涉及一种用于对这种电气组件中的局部放电进行检测的局部放电检测系统。
背景技术
高电压电气组件，诸如用于配电和开关的高电压电气组件，使用介电材料或其它绝缘体来提供电绝缘。在一些情况下，绝缘体能够完全失效，导致通过电绝缘体的放电路径。然而，在其它情况下，局部放电或电弧或闪络可以仅通过绝缘体的小部分而发生。这种事件通常不会立即导致电绝缘体完全失效，但是会导致组件退化并切可以最终导致完全失效。
电介质(绝缘体)被指定具有远高于操作要求的击穿电压(BV)，以提供抵抗短期瞬变过电压、本地化缺陷和老化的安全裕度。近来制造的用于中高电压的资产通常在调试时被测试以发现缺陷和弱点；然而，许多老化资产都有质量未知的绝缘体。此外，随着绝缘体老化，弱点变得更弱，而且缺陷发展并扩大。在某些负载条件下，将在缺陷上引发介电击穿，从而在不同电位的导体之间和/或在电介质内的裂缝和空隙内引起局部电弧。
与完全闪络相反，局部放电不在导体之间提供高电流路径。本地化故障局限于缺陷，并且故障电流受到与缺陷串联的绝缘体厚度的其余部分的电容电抗的限制。这种缺陷可沿绝缘体表面(例如，跟踪故障)或固体绝缘体内部发生。更常见的一类表面放电发生在尖锐边缘的金属-空气边界附近。从尖锐边缘发射的电子使空气电离，引起电晕放电。
在任何情况下，缺陷的击穿导致小且突然的电流上升，范围从几毫安到几安培，持续大约一纳秒。结果导致了从几皮可库仑到几十纳库仑的突然放电。有问题的绝缘体能够具有少则一个多则任意多个缺陷。在存在多个缺陷的情况下，这些缺陷通常发生将在独特的击穿电压下，因此随着线路电压的时间或相位而分布。
由于放电在强度上有限并且受限于缺陷，因此不是对资产的健康造成直接威胁。然而，通过电流尖峰的电位的崩溃表示高度本地化的电力耗散。虽然崩溃的电位是系统工作电压的一小部分，但其范围从几百伏到几千伏，并且表示瞬时功率范围从几瓦到几千瓦。
尽管在如此低的电平和持续时间下能量损耗不是操作问题，但结果可能是有问题的。即使由于持续时间短而总能量损耗很小；但每次放电都会对缺陷造成额外的压力，这会随着时间的推移而恶化。
可以通过许多后果和症状中的任何一种来识别局部放电。放电引起电压或电流尖峰，所述电压或电流尖峰沿着导体行进，直到它们消散——通过导电损耗、反应性分散或能量电磁辐射(如超高频(UHF)和甚高频(VHF)发射)来消散。这些脉冲的最终命运在很大程度上取决于缺陷位置的性质。已知脉冲沿着屏蔽电缆行进数千米，因为导体损耗低并且屏蔽减少了电磁辐射。这种传播的最显著影响是：电缆是低损耗传输线滤波器，并且随着距离的增加，可检测的能量集中在低频。如果脉冲未完全辐射或消散，脉冲最终会因瞬变地电压(TEV)故障而终止于地。
在其它资产中，情况是不同的，并且辐射损耗更有可能。因此，放电常常引起放电点的电磁发射，如果缺陷存在于室外资产中，则所述电磁发射能够干扰附近的无线电通信。对AM无线电的干扰是用于检测和识别局部放电的首要症状之一。如果缺陷足够靠近空气边界，则能量也会作为紫外线和声发射而消散。
除了在放电期间发生的能量发射(无线电波、超声波和光学)之外，还存在过去放电的视觉指示，包括导体的凹坑损坏、绝缘体因局部加热的变形和变色、以及如细白色粉末的氧化物质沉积。
使用AM无线电来检测干扰是一种经典技术；然而，这种方法的早期版本不是定量的，也不能证实干扰源来自局部放电，这与电晕或传导干扰相反，来自无线电设备的电晕或传导干扰是从所连接的设备辐射的。
用于检测和分析局部放电的最可靠方法之一是直接观察电流和电压尖峰。突然放电总是与电流的本地化变化相关联，其中平均脉冲电流等于放电除以事件的持续时间。由于所有电气系统都具有有限的传输线路阻抗，因此电流尖峰具有对应的电压尖峰。使用高电压电容耦合器对电压脉冲进行采样或使用高频电流互感器对电流脉冲进行采样，可以近乎直观的了解放电的情况。根据缺陷的位置，在资产中的可访问位置处，可检测的脉冲仍然有些变化；然而，通常认为这种变化小于其它检测方法，并且大多数分析设备使用该方法。IEC60270通过将校准后的刻度称为视在电荷来解释这种不确定性。也就是说，所测量的或“视在”电荷响应与在参考位置处注入设备的参考电荷相关。在参考位置以外的位置发生的实际放电可能偏离参考值，从而偏离视在值，但是由它们的视在幅值来量化。
视在电荷的测量具有若干优点，包括分析每个脉冲的脉冲形状的能力以及相对于电力线波形的相位组成放电事件图的能力，称为相位解析的局部放电(PRPD)。
先进的方法增加了对各个脉冲的脉冲形状的数值分析，以辨别来自其它电流和电压尖峰源的有效放电。使用多个检测器的系统可以使用飞行时间分析来定位缺陷。
直接观察具有显著的缺点。最重要的是费用。虽然电网中的故障成本几乎总是超过预防成本，但分析仪器仍然太昂贵而无法部署为普遍存在的预警系统。
此外，虽然详细信息对于确定放电的位置和根本原因是至关重要的，然而只是有过多信息用于普遍部署并且SCADA(监督控制和数据采集)需求将会巨大。最后，耦合检测器是接触测量方法。虽然耦合检测器被设计用于在额定电压下安全操作，但附近绝缘体的灰尘、潮湿和故障能够随着时间影响其安全性。作为永久性的预警系统，这些解决方案历来局限于极高价值的发电和输电资产，所述发电和输电资产在配电网络下游部署较少，通常在怀疑有问题之后采用这些解决方案。
间接分析仪器测量接地材料的表面瞬变(瞬变地电压，TEV)、高频电流互感器(HFCT)信号或检测到基带的辐射能量，以获得原始脉冲的特征。虽然间接方法固有地丢失了关于脉冲特征的一些分析信息，但是保留了直接方法的飞行时间和相位分辨定时。数据的巨大负担也是如此。
间接分析仪器通过提供非接触操作消除了安全问题，并且还能够临时安装到活动系统上。系统也可以在某种程度上降低成本，尽管通常分析能力会有所降低。它们的额外缺点是失去校准。放电到间接参数(TEV、VHF、UHF、声学和光学)的转换不能被定量预测，因此将系统校准至外部刺激并且对局部放电进行相对测量。
用于针对局部放电来监测高电压资产的验证、校准和自测仪器在维护设备等方面有所帮助。现有技术仪器包括离线的接触校准、IEC60270测量和各种方波、矩形波或射频(RF)脉冲发生器，用于“校准”在线探针。简单的波发生器和局部放电之间几乎没有相关性，最直接的相关性是使用高摆率方波来校准IEC60270方法。
这些类型的配置不产生可以通过UHF检测方法监测的击穿特征。而是，通过插入电容器注入并通过测量电容器测量的电压阶跃变化与测量点处的视在电荷直接相关，如Qapp＝CΔV，其中C是耦合电容器的电容，而ΔV是电压阶跃。这种类型的配置仅可用于IEC60270设备，所述IEC60270设备通过利用第二电容器检测功率波形中的小电压尖峰来测量局部放电。校准和检测都不直接测量电气故障点的局部放电，而是仅测量视在电荷。
在线测量系统不能用作在线内置自测(BIST)，并且校准系统的过程需要添加和移除连接。
发明内容
一个或多个计算机或控制器的系统可以被配置成通过在系统上安装软件、固件、硬件或它们的组合来执行特定操作或动作，所述软件、固件、硬件或它们的组合在操作时使系统执行动作。一个或多个计算机程序可以被配置成通过包括指令来执行特定操作或动作，所述指令在由数据处理装置执行时使装置执行动作。一个总体方面包括用于产生电气放电的装置，包括：产生电气放电的组件、配置成测量电气放电的幅值的测量电路以及配置成控制电气放电的幅值的控制器。该方面的其它实施例包括对应的计算机系统、装置和记录在一个或多个计算机存储设备上的计算机程序，其中每个被配置成执行该方法的动作。
实现方式可以包括以下特征中的一个或多个。该装置中的控制器还被配置成基于先前放电的所测量的幅值来校正后续放电的幅值。该装置中产生电气放电的组件是气体放电管。该装置还包括开关电感，其中通过开关电感向气体放电管施加电压脉冲来产生电气放电。该装置还包括在开关电感和气体放电管之间串联耦合的电阻元件，其中通过调节电阻元件的电阻来控制电气放电的幅值。该装置还包括与气体放电管并联耦合的分路电容元件，其中通过调节分路电容元件的电容来控制放电的幅值。该装置还包括与气体放电管串联耦合的电容元件，其中通过调节电容元件的电容来控制放电的幅值。该装置中的电容元件耦合在气体放电管和放电的返回路径之间。该装置中的电容元件是积分电容。该装置还包括：阶跃dc电压源；以及电阻元件，其串联耦合在阶跃dc电压源和气体放电管之间；其中控制器还被配置成通过将阶跃dc电压通过电阻元件施加到气体放电管来产生放电。该装置中的控制器还被配置成通过改变阶跃dc电压来控制放电的幅值。该装置中通过调节电阻元件的电阻来控制放电的幅值。该装置还包括与气体放电管并联耦合的分路电容元件，其中通过调节分路电容元件的电容来控制放电的幅值。该装置还包括与气体放电管串联耦合的电容元件，其中通过调节电容元件的电容来控制放电的幅值。该装置中的测量电路包括在电气放电的放电路径中的感测电阻器。该装置中的测量电路包括在电气放电的放电路径中的霍尔传感器。该装置中的测量电路包括在电气放电的放电路径中的积分电容。该装置还包括：第一电流镜，第一电流镜的输入端耦合到产生电气放电的组件的放电路径。该装置还可以包括传感器，该传感器耦合到第一电流镜的输出路径，该传感器感测电气放电的幅值。该装置中的测量电路包括耦合到放电路径的感测电阻器。该装置中的测量电路包括测量放电路径中的电气放电的霍尔传感器。该装置中的测量电路包括在放电路径中的积分电容。该装置还包括：第二电流镜，第二电流镜的输入端耦合到参考电容，该参考电容与产生电气放电的元件的电容相匹配；以及参考传感器，该参考传感器耦合到第二电流镜的输出路径，该参考传感器感测在没有电气放电的情况下参考电容器中的电流的幅值；以及仪表，该仪表耦合到传感器和参考传感器，该仪表产生第一电流镜的输出路径处的幅值与第二电流镜的输出路径处的幅值之间的差异。所描述的技术的实现方式可以包括硬件、方法或过程或计算机可访问介质上的计算机软件。
另一个总体方面包括一种系统，包括：电力系统，所述电力系统包括局部放电测量组件；以及被配置成产生电气放电的装置。该装置包括：产生电气放电的组件；测量电路，所述测量电路被配置成测量电气放电的幅值；以及控制器，所述控制器被配置成控制电气放电的幅值。该方面的其它实施例包括对应的计算机系统、装置和记录在一个或多个计算机存储设备上的计算机程序，其中每个被配置成执行该方法的动作。
实现方式可以包括以下特征中的一个或多个。该系统中的控制器还被配置成通过以下方式执行与系统一体的测量仪器的内置自测校准过程：通过以预定模式产生预定水平的电气放电并内部地测量所述电气放电，顺序地指示该装置执行更大系统及其测量系统的自测。该系统还可以包括用测量电路内部地测量对自测电气放电的响应。该系统还可以包括外部地测量对内部地测量的放电的系统响应。该系统还可以包括确定外部测量电路的校准状态。该系统还可以包括使用校准状态来调节外部测量电路。所描述的技术的实现方式可以包括硬件、方法或过程或计算机可访问介质上的计算机软件。
另一个总体方面包括一种用于控制电力系统中的参考局部放电信号的方法，包括：产生用于内置自测的局部放电；并控制局部放电的预期放电幅值。该方法还包括：测量局部放电的实际放电幅值。该方面的其它实施例包括对应的计算机系统、装置和记录在一个或多个计算机存储设备上的计算机程序，其中每个被配置成执行该方法的动作。
实现方式可以包括以下特征中的一个或多个。该方法还包括：通过响应于内部地测量的实际放电幅值调节预期放电幅值，来调节实际放电幅值。该方法还包括：基于一个或多个先前放电的所测量的幅值来校正后续放电的幅值。该方法中，产生局部放电包括：利用气体放电管产生。该方法中，控制预期放电幅值包括：利用开关电感向气体放电管施加脉冲来产生局部放电。该方法中，控制预期放电幅值包括：调节串联耦合在开关电感和气体放电管之间的电阻元件的电阻。该方法中，控制预期放电幅值包括：将分路电容元件与气体放电管并联耦合并调节分路电容元件的电容。该方法中，控制预期放电幅值包括：将电容元件与气体放电管串联耦合并通过调节电容元件的电容来控制放电的幅值。该方法还包括：利用电容元件对放电电流积分。该方法中，控制预期放电幅值包括：提供阶跃dc电压源；提供串联耦合在阶跃dc电压源和气体放电管之间的电阻元件；并通过经由电阻元件向气体放电管施加阶跃dc电压来产生局部放电。该方法还包括：通过改变阶跃dc电压来控制局部放电的幅值。该方法还包括：通过调节电阻元件的电阻来控制局部放电的幅值。该方法还包括：通过调节与气体放电管并联耦合的分路电容元件的电容来控制局部放电的幅值。该方法还包括：通过调节与气体放电管串联耦合的电容元件的电容来控制局部放电的幅值。该方法中的电容元件耦合在气体放电管和放电的返回路径之间。该方法还包括：利用电容元件对来自气体放电管的放电电流积分。该方法还包括：将第一电流镜的输入端耦合到气体放电管的放电路径；以及感测在第一电流镜的输出路径处的局部放电的幅值。该方法还包括：将第二电流镜的输入端耦合到与气体放电管的电容相匹配的参考电容；检测在没有局部放电的情况下在第二电流镜的输出路径处在参考电容器中流动的电流的幅值；以及确定第一电流镜的输出路径处的感测幅值与第二电流镜的输出路径处的感测幅值之间的差异。
附图说明
图1是可以在其上实施本公开的实施例的电路的方框图。
图2是示出现有技术的放电系统电压的曲线图。
图3是根据本公开的实施例的电路的图。
图4是高RC常数系统的斜坡速率、电压和击穿电压之间的关系图。
图5是低RC常数系统的斜坡速率、电压和击穿电压之间的关系图。
图6是根据本公开的实施例的电路的图。
图7是本公开的电路实施例的示意图。
具体实施方式
本公开的实施例通过执行为自测电路，提供了局部放电监测电路的校准。本公开的实施例产生可再现的电气放电，其具有受控的放电幅值和放电的击穿电压。本公开的实施例提供了对所产生的放电的内部测量，允许校准局部放电监测电路或确认其有效操作。此外，产生真实电气放电的本公开的实施例与诸如IEC62070的测量技术兼容。
一种现有技术的校准方法使用开关电感配置来产生高电压瞬变以及使用气体放电管(GDT)来产生所谓的已知量的放电。该放电由GDT电容和击穿电压(BV)确定。这种配置已经以开环模式下被离线使用。但是，这种技术存在一些问题。
1)BV紧密依赖于电压摆率dV/dt，并且随样本而变化。这使得校准信号的可再现性较低，使得该方法可靠性较差。
2)BV随着GDT的老化而变化，因较高BV下的更快速老化而加剧，使得该方法可靠性较差。
3)发生GDT故障时没有对GDT故障的指示。因此，即使GDT不产生放电或者产生幅值非常不同的放电，用户也可能认为输出是正确的。
4)将放电与IEC方法相关联是困难的，至少因为在远高于实际放电管事件的电平下，用于产生电压尖峰的感应瞬变可被许多系统检测为局部放电。
本公开的实施例提供了多种方法来产生可再现幅值的实际放电，以允许电力设备中的监测系统的内置自测(BIST)、校准和验证。本文描述的实施例提供了具有至少以下优点的校准系统和方法：
1)可以在分布式控制系统(DCS)、监督控制和分布式自动化(SCADA)或本地智能电子设备(IED)的控制下执行操作。
2)本公开的实施例可以永久地位于电力系统中的战略要点处。
3)本公开的实施例能够在预定持续时间内以预定模式产生受控且可测量的真实放电活动量。
一个实施例使用如上所述的开关电感修改和扩展了产生局部放电的现有技术方法。本公开的实施例通过提供至少以下改进和修改，提供了对使用回扫变压器的现有技术电感系统的改进：
1)控制GDT的放电幅值。
2)测量GDT的实际放电幅值。
具体地，一个实施例涉及一种方法，使用对GDT的实际放电幅值的测量来控制GDT的放电幅值，从而允许系统监测装置的可再现校准。
现有技术采用以下应用：将来自回扫变压器的快速高电压斜坡通过电阻器施加到气体放电管，其中电阻器旨在阻止回扫变压器的其它振铃看起来像低频局部放电。
气体放电管(GDT)具有1皮可法拉(pF)量级的小电容，具有电路寄生电容以及依赖于电压上升速率的可再现击穿电压(BV)，其。例如，GDT对于极低的斜坡速率(导致90皮可库仑(pC)放电)可以在90伏特(V)被击穿，但对于100V/微秒(μ秒)(300pC)的斜坡速率可以在300V被击穿，对于1000V/速率(600pC)的斜坡速率在600V被击穿。
图1中示出了本公开的一个实施例100。在本实施例中，与GDT串联耦合的电阻器(以及因此管电容)确定RC时间常数，可以通过改变电阻来使用RC时间常数调节斜坡速率。图1是基本电路100的方框图，在该基本电路100上可以实施允许控制GDT的放电幅值的实施例。电路100包括回扫变压器102，回扫变压器102具有初级侧101，初级侧101耦合在开关104和分路电容元件106之间，开关104用于通过连接电源114来触发回扫变压器102的操作，其中由微控制器/微处理器112在开关104的控制下连接电源114。回扫变压器102的次级侧103经由一对电感/电阻元件1101和1102耦合到气体放电管(GDT)108。电容元件106与GDT 108并联连接。
在使用诸如电路100之类的电路的本公开的一个实施例中，改变电感/电阻元件1101和1102的电阻值以利于调节击穿电压。在本实施例中，调制与电容GDT串联的电感元件之间的电阻。
在另一实施例中，通过改变充电电压和时间的组合来改变施加到回扫变压器102的能量，从而影响击穿电压。
在本实施例中，微处理器112和MOSFET 104用于控制回扫变压器102的初级101的充电时间和重复模式。这允许系统100产生具有合理可再现峰值电压和斜坡速率的次级脉冲。这进而提供了具有可编程且可再现的放电电压和电荷的开环系统。该系统是非接触式的，并且可产生宽带UHF特征，其可由UHF、瞬变电磁电压(TRV)、瞬变磁场传感器和IEC60270仪器检测到。
本实施例使用已有的回扫变压器102初级侧101在充电阶段的驱动电压或驱动时间来调制所存储的能量。存储的能量是施加电压的时间积分的平方除以初级电感(Lin)。为简单起见，假设输入电压恒定，注入的能量为Vin 2t2/2Lin。
在没有放电事件的情况下，摆率与峰值电压成比例，并且峰值电压与在充电阶段期间插入初级101的能量的平方根成比例。次级103的谐振电路、耦合电路(1101和1102)和GDT 108确定次级电压的波形。要释放的存储能量的量与基于脉冲响应Cwave和峰值电压(Vpk)平方的项成比例。Vin 2t2/Lin＝CwaveVpk 2/2。
回扫变压器102次级103的谐振脉冲响应可用于确定初始前沿处的电压的归一化摆率k，其被归一化为峰值电压。因此，前沿的理想摆率为kVpk＝Vint/sqrt(CwaveLin)。在一个实施例中，1.4kV/100纳秒(ns)(14kV/μs)的摆率导致1200V量级的非常高的BV和1400V/5ns或280V/ns的击穿摆率，如图2中所示。在回扫变压器102次级103和DGT 108之间增加串联电阻(以电感/电阻元件1101和1102的形式或简单地电阻元件)减慢了摆率并降低了BV。
用于调制放电的另一个实施例是调制与GDT 108并联耦合的电容106，电容106可附加于GDT的电容，并且在给定的BV处成比例地增加放电。虽然此选项也可能降低摆率并因此降低BV，但它会增加电荷，即Qdis＝(CGDT+CEXT)*BV。
上述配置允许控制GDT的放电幅值，因为控制电路112可以改变施加恒定电压的时间、恒定时间内施加的电压或电压和时间的组合。次级侧电路1101、1102和106参数(例如，串联电阻、串联电感或分路电容)的修改也是可能的。然而，存在通过大的快速瞬变和相互冲突的行为电子可变电阻或电容的安全性和线性问题，其中增加的电容减小BV。
一旦控制GDT的放电幅值，如上所述，可以确定GDT的实际放电幅值的自测量。在一个实施例中，这是通过测量流过GDT 108的电流来实现的。在击穿事件期间电流的积分是放电幅值的直接测量。检测电流的方法包括使用感测电阻器将电流(～500pC/5ns为～0.1A)转换为电压。然而，以足够允许数字积分的速度来测量波形是困难且昂贵的。在一个实施例中可以使用峰值保持电路，并且峰值电流与放电相关。
更简单的方法是使用与GDT串联的积分电容器。在击穿之前，GDT和积分电容器形成电容分压器，其中刚好在击穿之前，积分电容器两端的电压为VINT＝(CPAR+CGDT)/(CPAR+CINT+CGDT)*BV。在放电之后，电荷(CGDT+CPAR)*BV立即转移到CINT，并且VINT增加(CPAR+CGDT)/CINT*BV。积分电容比GDT或外部电容大得多，并且电压变化可以缩放到适合ADC的范围。
理想地，回扫电路100试图将次级103与初级101完全隔离。这既是为了降低变压器102中的电压应力和其它绝缘，又是为了保持大的瞬变与控制电路隔离。积分电容的使用将电容器的一个节点配置在控制系统接地处或将ADC与控制系统隔离。关于MSa/s ADC和隔离电路存在重大挑战，并且关于由于电感元件的高瞬变引起的接地反弹也存在重大挑战。
由于不希望直接测量GDT上的电压，并且由于在直接测量电流时存在瞬变问题，因此在一个实施例中可以采用如图3所示的缓冲方案。配置300在电流镜300的相对于GDT 108的远侧使用积分电容器302，电流镜300耦合为在304处从GDT 108接收电流。将304处的GDT108电流下沉到第一晶体管306中使晶体管308中产生映像电流。晶体管310提供相同的电流，并且该电流的映像由晶体管312提供给积分器302。电阻器314可选地以牺牲GDT 108放电的摆率(频率带宽)为代价来限制峰值电流。在总电容(GDT并且并联)为1-5pF且电阻器314的串联电阻为1-5Ω的情况下，RC时间常数不会显著影响响应速率。
晶体管312的集电极耦合到积分电容器302、可选的泄放电阻器316和开关318的并联配置。在一个实施例中使用开关318来在放电之后重置积分。节点320是连接到ADC的测量点。在一个实施例中，晶体管310和312的电源与模数转换器(ADC)和系统的微控制器单元(MCU)的电源相匹配。电路300中的电流镜的传输效率是可再现的。这允许在使用电流镜(306/308和310/312)时保护输入晶体管306免受瞬变的影响，以减小瞬变对测量电路的影响。在一个实施例中，次级的一个节点可以连接到初级接地。传感器耦合到第一电流镜的输出路径，传感器感测电气放电的幅值。
由于电感电路的极高瞬变和与高摆率相关联的相对高的BV，上述实施例解决了与接地反弹和数字电路可靠性相关的布局挑战。此外，还解决了高瞬变应力分量，所述高瞬变应力分量影响安全性考虑因素并使电磁兼容性问题更具挑战性的。最后，也解决了高BV，所述高BV导致400-10000pC范围内的放电，这远远高于客户可能希望在系统测试中展示的水平。本实施例和实现方式适合于将控制和测量的方面添加到电感放电发生器。
根据另一实施例，并不如上所述使用快速瞬变来产生高BV，而是使用缓慢斜坡的电压来获得较低电压的击穿。例如，Epcos的B88069X5151B502GDT具有90V的标称DC击穿电压，但BV在100V/μs下可高达450V，并且在1000V/μs下可高达600V。一个电感实施例提供标称12,000V/μs而没有电阻限制，这利用电阻器降低到～1000V/μs。可以利用对斜坡速率和电阻极限量的选择来选择一致的放电水平。
在另一实施例中，替代方法使用施加到串联电阻的DC电压以及并联的外部电容和GDT之和。摆率由电阻和组合电容的RC时间常数确定，并且放电幅值由BV和分路电容的乘积确定。低至1pF和150V的值是实用的，使校准器更符合100pC的典型“初期电压”测试。
在又一个实施例中，使用RC时间常数和可变幅值阶跃函数DC电压驱动。在一个实施例中，例如，使用低RC时间常数和高DC电压。已知GDT在350V的标称电压下以100V/μs的摆率触发。然而，在如此高的摆率下，阶跃波形本身可以被一些分析器当做局部放电。另外，得到的350pC可以高于期望值。～17.5μs的RC值导致小于20V/μs的摆率，从而导致较低的触发电压，或允许GDT在100V/μs下具有较高的击穿电压。如图4中的图形形式所示，针对该RC时间常数和450V阶跃来估计一个GDT的BV(方形)。在图4中，高RC常数提供上升的VGDT，所述上升的VGDT经过基本恒定的BV。DC电压的变化对BV的影响很小，并且RC时间常数的变化用于调制放电。
如果电阻从450V开始是8.75MΩ，则初始电流将是～50μ安培(μA)，在放电点下降到大约15到20μA。2pF电容将会在大约320V处，并且将在若干纳秒(～0.64Apk)放电约640pC。该结果类似于上述的电感实施例，区别在于峰值电压是450VDC并且瞬变低于放电本身。
如果RC时间常数减小到10μs(5MΩ和2pF)并且驱动电压降低到300V，则击穿将会发生在约25μs和270V下。峰值电源电流为60μA，放电电压为540pC。在250V源的情况下在RC＝5μs(2.5MΩ和2pF)，击穿发生在～240V(480pC)下，并且与～0.48Apk放电相比，初始电流为100μA。在这些示例中，电压跨越相对恒定的BV线以相对高的摆率上升。
在较低电压和较低RC值下，如图5的曲线图所示，随着摆率接近零，电压将完全稳定并且BV将下降。使用150V电源、1MΩ电阻器和2pF的总电容(RC＝2μs)，击穿将发生在大约12μs在大约150V处。启动电流将会是150μA，300pC放电的峰值击穿电流将会是～0.3Apk。
在150V以下操作时获得可靠的放电会很困难，因为许多GDT的“DC”击穿并不比该电压低很多。将总电容减小到1pF(名义上，GDT的电容和寄生电容)会将RC时间常数降低到1μs。BV将保持接近150V，但放电量将会是～150pC。这接近标称100pC，标称100pC被认为是大多数中电压资产的离线测试中的起始点。
在本公开的实施例中，使用较低电源电压提供较低成本、较宽的可用组件范围并且更容易符合安全性要求。它还降低了所产生的pC放电值，这对于大多数用户来说可能是期望的。在一个实施例中使用1μs量级的RC常数，因为BV在从125V到超过300V的宽范围内几乎等于标称电压，从而允许放电幅值的从接近100pC到超过300pC的宽调谐范围。
使用400VDC以下的电压为开关提供了许多BJT和FET选项，包括光隔离晶体管，以及使用BJT或FET器件在放电之间将存储的能量归零。在一个实施例中，在一次放电和开始下一个电压斜坡之间的时间期间，使用晶体管将电容器钳位为零，以克服与漏电流相关的问题。
图3中所示的电路300适用于通过放电对GDT电流积分。然而，积分电流中的误差项可能来自电容的充电电流。原则上，在放电之前和之后的测量允许从测量值校正该误差项。然而，在实践中，事件发生得非常快，并且这种校正可能是不精确的。
图6示出了根据本公开另一实施例的电路650。在一个实施例中，电路650包括差分电路，所述差分电路使用两个相同的电流测量电路，第一电流测量电路与电路300相同并且具有来自GDT 108的电流输入，而第二电流测量电路600与电路300相同，但在604处具有来自匹配电容输入的电流。
电路600使用电流镜600(与电流镜300相当)中的积分电容器602，电流镜600耦合为在604处从与GDT 108的电容匹配的电容接收电流。604处的匹配电流下沉到第一晶体管中606使晶体管608中产生映像电流。晶体管610提供相同的电流，并且该电流的映像由晶体管612提供给积分器602。电阻器614可选地限制峰值电流，如在电路300中一样。在总匹配电容为1-5pF并且来自电阻器614的串联电阻为1-5Ω的情况下，RC时间常数与电路300的RC时间常数匹配。
晶体管612的集电极耦合到积分电容器602、可选的泄放电阻器616和开关618的并联配置。在一个实施例，使用开关618来在放电之后重置积分。节点620是连接到ADC的测量点。在一个实施例中，晶体管610和612的电源与模数转换器(ADC)和系统的微控制器单元(MCU)的电源相匹配。电路600中的电流镜的传输效率是可再现的。这允许在使用电流镜(606/608和610/612)时保护输入晶体管606免受瞬变的影响，以减小瞬变对测量电路的影响。在一个实施例中，高电压DC电路的一个节点可以连接到低电压仪器接地。
节点320和620处的电压之间的差异归因于放电。在本实施例中，电路300包括耦合在节点320和620之间的仪表660。在一个实施例中，仪表660表示差分放大器或差分ADC输入。可替换地，可以相对于地面独立地测量节点320和620，并且随后计算它们的差值。
参考传感器耦合到第二电流镜的输出路径。参考传感器被配置成感测在没有电气放电的情况下参考电容器中的电流的幅值。仪表660耦合到传感器和参考传感器，仪表产生第一电流镜的输出路径处的幅值与第二电流镜的输出路径处的幅值之间的差异。
如图7中所示，另一个实施例700使用闭环系统，其中诸如上面讨论的控制器112之类的微处理器控制高电压DC电源706的接通/断开状态(经由非零信号705)和模拟输出电压，其缩放副本参见V_HVDC，作为反馈监测器704。电压控制范围的示例性范围具有较低的下限，该较低的下限略高于GDT的DC击穿电压(例如，90V管将希望在低至100VDC下操作)。示例性范围的上限是技术选择的问题；然而，出于许多安全性和组件可靠性考虑因素，建议385VDC作为上限，并且不太鼓励以更高的值运行。
电力也由控制电压706提供，该控制电压706确定线路708上的比例电压以馈送电阻(例如，710)和气体放电管108，气体放电管108通过电流测量电路300返回电源706电流。通过测量集成电路在放电期间的电流，测量总电荷转移，并且微处理器702可以调节电压电平以升高或降低斜坡速率，从而调节放电电压和总电荷。
用于调节总放电的其它选项包括：如上所述改变电阻和电容。在一个实施例中，光隔离晶体管或P沟道MOSFET用于将并联电阻器接入或接出。然而，从初级侧控制电源电压是更安全且更可靠的，因此是最优选的实施例。
类似地，使用开关来控制分路电容也是可能的。缺点是已有的固态开关相对于典型需求具有高电容和漏电流。对于相对不经常使用的情形，如周期性自测系统，机电继电器也是可考虑。
在电阻710和GDT 108之间放置一个或多个相对大的串联电容711以及在电阻720和参考电容器611之间放置电容721允许降低GDT的有效电容。光隔离开关可用于将一个或多个元件切换到电路中或从电路中切换出来，以使有效电容可控制。与该方法相关的复杂性是变化的串联外部电容不仅调节RC时间常数，而且还在GDT上形成分压器，从而增加了BV的不确定性。此外，变化的串联外部电容还在分配增量电压增加时相对于电流镜形成分压器。最终，在低泄漏电流和高额定电压下，足够大的电容增加了成本并增加了变化来源。
如图7中进一步所示，如上所述使用参考电流镜子电路600，以允许通过仪表(诸如图6中所示的仪表660)进行放电确定。
微控制器112控制图7的电路的其它方面，包括但不限于，接通和断开电源、驱动DC电压、在测量之后清除积分器302和602等。
局部放电合成器实施例(诸如本文描述的局部放电合成器实施例)可用于实现由DCS或边缘分析平台控制的单元或系统。这类实施例是可修改的，并且与通电资产内的操作兼容。那么，主机系统可以在资产的正常操作期间请求校准信号，从而在关键基础设施中提供内置自测。内部测量系统允许内部控制和校准信号的补偿，从而允许系统监测装置被可靠地验证或校准。固定局部放电参考(诸如由本公开的实施例产生的固定局部放电参考)可以用于归一化集成检测器，并且还可以校准并且集成检测器。
在一个实施例中，MODBUS RTU(和/或以太网)接口用于传输命令响应分组。与SCADA和DCS系统的兼容性允许按需合成受控和校准的局部放电水平，这使得能够对电力资产的测量系统进行内置自测(BIST)和自校准，如2018年3月2日提交的题为“TRENDINGFUNCTIONS FOR PARTIAL DISCHARGE”的美国专利申请No.15/910,106中所述，其以引用方式并入本文中。
尽管已经具体描述了本公开的实施例，但是本领域技术人员将认识到，在不脱离本公开的范围的情况下，可以在形式和细节上进行改变。尽管用针对特定环境、结构特征和/或方法动作的语言描述了主题，但应理解，如法院所认可的，所附权利要求书中定义的主题不限于上述环境、特定特征或动作。更确切而言，上面描述的环境、特定特征和动作被公开为实现权利要求的示例形式。

Claims (40)

1.一种用于产生电气放电的装置，包括：
产生电气放电的组件；
测量电路，所述测量电路被配置成测量所述电气放电的幅值；以及
控制器，所述控制器被配置成控制所述电气放电的幅值。
2.根据权利要求1所述的装置，其中所述控制器进一步被配置成基于至少一个先前放电的所测量的幅值来校正后续放电的幅值。
3.根据权利要求1所述的装置，其中所述产生电气放电的组件是气体放电管。
4.根据权利要求3所述的装置，还包括开关电感，其中所述电气放电由所述开关电感向所述气体放电管施加电压脉冲而产生。
5.根据权利要求4所述的装置，还包括串联耦合在所述开关电感和所述气体放电管之间的电阻元件，其中通过调节所述电阻元件的电阻来控制所述电气放电的幅值。
6.根据权利要求4所述的装置，还包括与所述气体放电管并联耦合的分路电容元件，其中通过调节所述分路电容元件的电容来控制所述放电的幅值。
7.根据权利要求4所述的装置，还包括与所述气体放电管串联耦合的电容元件，其中通过调节所述电容元件的电容来控制所述放电的幅值。
8.根据权利要求3所述的装置，还包括：
阶跃DC电压源；以及
串联耦合在所述阶跃DC电压源和所述气体放电管之间的电阻元件；
其中所述控制器还被配置成通过经由所述电阻元件向所述气体放电管施加阶跃DC电压来产生所述放电。
9.根据权利要求8所述的装置，其中所述控制器还被配置成通过改变所述阶跃DC电压来控制所述放电的幅值。
10.根据权利要求8所述的装置，其中通过调节所述电阻元件的电阻来控制所述放电的幅值。
11.根据权利要求8所述的装置，还包括与所述气体放电管并联耦合的分路电容元件，其中通过调节所述分路电容元件的电容来控制所述放电的幅值。
12.根据权利要求8所述的装置，还包括与所述气体放电管串联耦合的电容元件，其中通过调节所述电容元件的电容来控制所述放电的幅值。
13.根据权利要求8所述的装置，还包括：
第一电流镜，所述第一电流镜的输入端耦合到所述产生电气放电的组件的放电路径；以及
传感器，所述传感器耦合到所述第一电流镜的输出路径，所述传感器感测所述电气放电的幅值。
14.根据权利要求13所述的装置，还包括：
第二电流镜，所述第二电流镜的输入端耦合到参考电容，所述参考电容与所述产生电气放电的组件的电容相匹配；以及
参考传感器，所述参考传感器耦合到所述第二电流镜的输出路径，所述参考传感器感测在没有电气放电的情况下所述参考电容器中的电流的幅值；以及
仪表，其耦合到所述传感器和所述参考传感器，所述仪表产生所述第一电流镜的输出路径处的幅值与所述第二电流镜的输出路径处的幅值之间的差异。
15.根据权利要求1所述的装置，其中所述测量电路包括在所述电气放电的放电路径中的感测电阻器。
16.根据权利要求1所述的装置，其中所述测量电路包括在所述电气放电的放电路径中的霍尔传感器。
17.根据权利要求1所述的装置，还包括：
第一电流镜，所述第一电流镜的输入端耦合到所述产生电气放电的组件的放电路径；以及
传感器，所述传感器耦合到所述第一电流镜的输出路径，所述传感器感测所述电气放电的幅值。
18.根据权利要求17所述的装置，其中所述测量电路包括耦合到所述放电路径的感测电阻器。
19.根据权利要求17所述的装置，其中所述测量电路包括测量所述放电路径中的电气放电的霍尔传感器。
20.根据权利要求17所述的装置，其中所述测量电路包括在所述电气放电的放电路径中的积分电容。
21.根据权利要求17所述的装置，还包括：
第二电流镜，所述第二电流镜的输入端耦合到参考电容，所述参考电容与所述产生电气放电的组件的电容相匹配；以及
参考传感器，所述参考传感器耦合到所述第二电流镜的输出路径，所述参考传感器感测在没有电气放电的情况下所述参考电容器中的电流的幅值；以及
仪表，所述仪表耦合到所述传感器和所述参考传感器，所述仪表产生所述第一电流镜的输出路径处的幅值与所述第二电流镜的输出路径处的幅值之间的差异。
22.一种系统，包括：
电力系统，所述电力系统包括局部放电测量组件；以及
配置成产生电气放电的装置，所述装置包括：
产生电气放电的组件；
测量电路，所述测量电路被配置成测量所述电气放电的幅值；以及
控制器，所述控制器被配置成控制所述电气放电的幅值。
23.根据权利要求22所述的系统，其中所述控制器还被配置成通过以下方式执行与所述系统一体的测量仪器的内置自测校准过程：
通过以预定模式产生预定水平的电气放电并内部测量所述电气放电，顺序地指示所述装置执行更大系统及其测量系统的自测；
利用所述测量电路来内部地测量对自测电气放电的响应；
外部地测量对内部测量放电的系统响应，
确定外部测量电路的校准状态；以及
使用所述校准状态来调节所述外部测量电路。
24.一种用于控制电力系统中的参考局部放电信号的方法，包括：
产生用于内置自测的局部放电；
控制所述局部放电的预期放电幅值；以及
测量所述局部放电的实际放电幅值。
25.根据权利要求24所述的方法，还包括：通过响应于测量的实际放电幅值调节所述预期放电幅值来调节所述实际放电幅值。
26.根据权利要求24所述的方法，还包括：基于一个或多个先前放电的测量幅值来校正后续放电的幅值。
27.根据权利要求24所述的方法，其中产生局部放电包括：利用气体放电管来产生局部放电。
28.根据权利要求27所述的方法，其中控制预期放电幅值包括：利用开关电感向所述气体放电管施加脉冲来产生所述局部放电。
29.根据权利要求28所述的方法，其中控制预期放电幅值包括：调节串联耦合在所述开关电感和所述气体放电管之间的电阻元件的电阻。
30.根据权利要求27所述的方法，其中控制预期放电幅值包括：将分路电容元件与所述气体放电管并联耦合并调节所述分路电容元件的电容。
31.根据权利要求27所述的方法，其中控制预期放电幅值包括：将电容元件与所述气体放电管串联耦合并通过调节所述电容元件的电容来控制放电的幅值。
32.根据权利要求27所述的方法，其中控制预期放电幅值包括：
提供阶跃DC电压源；
提供串联耦合在所述阶跃DC电压源和所述气体放电管之间的电阻元件；以及
通过经由所述电阻元件向所述气体放电管施加阶跃DC电压，来产生所述局部放电。
33.根据权利要求32所述的方法，还包括：通过改变所述阶跃DC电压来控制所述局部放电的所述幅值。
34.根据权利要求32所述的方法，还包括：通过调节所述电阻元件的电阻来控制所述局部放电的所述幅值。
35.根据权利要求32所述的方法，还包括：通过调节与所述气体放电管并联耦合的分路电容元件的电容来控制所述局部放电的所述幅值。
36.根据权利要求32所述的方法，还包括：通过调节与所述气体放电管串联耦合的电容元件的电容来控制所述局部放电的所述幅值。
37.根据权利要求36所述的方法，其中所述电容元件耦合在所述气体放电管和所述放电的返回路径之间。
38.根据权利要求37所述的方法，还包括：利用所述电容元件对来自所述气体放电管的放电电流进行积分。
39.根据权利要求27所述的方法，还包括：
将第一电流镜的输入端耦合到所述气体放电管的放电路径；以及
感测所述第一电流镜的输出路径处的所述局部放电的幅值。
40.根据权利要求39所述的方法，还包括：
将第二电流镜的输入端耦合到与所述气体放电管的电容相匹配的参考电容；
感测所述第二电流镜的输出路径处在没有局部放电的情况下所述参考电容器中流动的电流的幅值；以及
确定所述第一电流镜的输出路径处所感测的幅值与所述第二电流镜的所述输出路径处所感测的幅值之间的差异。
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