CN110324039B - 电路装置、振荡器、电子设备以及移动体 - Google Patents

电路装置、振荡器、电子设备以及移动体 Download PDF

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Abstract

提供电路装置、振荡器、电子设备以及移动体，在通过卡尔曼滤波器估计振荡频率的长时间变动的情况下，能够同时进行短时间内的收敛和高精度的估计。电路装置包含处理电路和振荡信号生成电路。处理电路进行针对基于振荡信号的输入信号与基准信号的相位比较结果的卡尔曼滤波处理、和针对相位比较结果的环路滤波处理。振荡信号生成电路使用振子和作为环路滤波处理的输出数据的频率控制数据，生成通过频率控制数据而设定的振荡频率的振荡信号。处理电路通过卡尔曼滤波处理来估计相位比较结果的相对于观测值的真值。

Description

电路装置、振荡器、电子设备以及移动体
技术领域
本发明涉及电路装置、振荡器、电子设备以及移动体等。
背景技术
以往，公知有OCXO(Oven Controlled crys(X)tal Oscillator：恒温晶体振荡器)、TCXO(Temperature Compensated crys(X)tal Oscillator：温度补偿晶体振荡器)等振荡器。例如，OCXO作为基站、网络路由器、测量设备等中的基准信号源来使用。
在这样的OCXO、TCXO等振荡器中，期望较高的频率稳定度。但是，存在如下问题：在振荡器的振荡频率中存在被称为老化的长期变化，振荡频率随着时间的流逝而发生变动。例如，在成为无法接收GPS信号等基准信号的所谓的保持模式(hold-over)状态的情况下，振荡频率因老化而发生变动。作为抑制这种振荡频率的变动的方法，存在老化校正。例如，作为老化校正的现有技术，存在专利文献1所公开的技术。
在专利文献1中，在能够接收基准信号的非保持模式状态下，PLL电路的环路滤波器对振荡信号生成电路输出频率控制数据，并将该频率控制数据输入到卡尔曼滤波器，卡尔曼滤波器估计频率控制数据的真值和时间变化的斜率。然后，当变化为无法接收基准信号的保持模式状态时，卡尔曼滤波器对变化为保持模式状态时的真值和时间变化的斜率的估计值进行保持，老化校正部根据该估计值来生成老化校正后的频率控制数据，并输出到振荡信号生成电路。
专利文献1：日本特开2017-123628号公报
在进行上述老化校正的情况或想要取得由于老化导致的振荡频率变动来作为数据的情况下等，需要对振荡频率的变动进行监视。由于老化导致的振荡频率变动是长期变动，并且其时间变化的斜率较小。存在难以在短时间内对这种长期变动进行追踪并且高精度地估计出较小的值的时间变化的课题。
发明内容
本发明的一个方式涉及电路装置，该电路装置包含：处理电路，其进行针对基于振荡信号的输入信号与基准信号的相位比较结果的卡尔曼滤波处理、和针对所述相位比较结果的环路滤波处理；以及振荡信号生成电路，其使用振子和作为所述环路滤波处理的输出数据的频率控制数据，生成通过所述频率控制数据而设定的振荡频率的所述振荡信号，所述处理电路通过所述卡尔曼滤波处理来估计所述相位比较结果的相对于观测值的真值。
并且，在本发明的一个方式中，也可以是，所述处理电路设定所述卡尔曼滤波处理的系统噪声方差值和观测噪声方差值，所述处理电路根据所设定的所述系统噪声方差值和所述观测噪声方差值来进行所述卡尔曼滤波处理。
并且，在本发明的一个方式中，也可以是，该电路装置包含存储部，该存储部对作为所述系统噪声方差值的初始值的第1初始值进行存储，所述处理电路进行使所述系统噪声方差值从所述第1初始值起改变的第1处理。
并且，在本发明的一个方式中，也可以是，所述第1处理是使所述系统噪声方差值从所述第1初始值起单调减小的处理。
并且，在本发明的一个方式中，也可以是，该电路装置包含存储部，该存储部对作为所述观测噪声方差值的初始值的第2初始值进行存储，所述处理电路进行使所述观测噪声方差值从所述第2初始值起改变的第2处理。
并且，在本发明的一个方式中，也可以是，所述第2处理是使所述观测噪声方差值从所述第2初始值起单调增大的处理。
并且，在本发明的一个方式中，也可以是，所述处理电路在判断为所述振荡信号处于被锁定为所述基准信号的状态时，使所述环路滤波处理的截止频率从第1频率变化为比所述第1频率低的第2频率。
并且，在本发明的一个方式中，也可以是，该电路装置包含存储部，该存储部对作为所述系统噪声方差值的初始值的第1初始值进行存储，所述处理电路在判断为所述振荡信号处于被锁定为所述基准信号的状态时，使所述环路滤波处理的截止频率从第1频率变化为比所述第1频率低的第2频率，并且进行使所述系统噪声方差值从所述第1初始值起改变的第1处理。
并且，在本发明的一个方式中，也可以是，所述第1处理是使所述系统噪声方差值从所述第1初始值起单调增大的处理。
并且，在本发明的一个方式中，也可以是，该电路装置包含存储部，该存储部对作为所述观测噪声方差值的初始值的第2初始值进行存储，所述处理电路在判断为所述振荡信号处于被锁定为所述基准信号的状态时，使所述环路滤波处理的截止频率从第1频率变化为比所述第1频率低的第2频率，并且进行使所述观测噪声方差值从所述第2初始值起改变的第2处理。
并且，在本发明的一个方式中，也可以是，所述第2处理是使所述观测噪声方差值从所述第2初始值起单调减小的处理。
并且，在本发明的一个方式中，也可以是，所述处理电路在检测到因所述基准信号的消失或异常而产生的保持模式的情况下，对与所述保持模式的检出时刻对应的时刻处的所述真值进行保持，进行基于所述真值的所述环路滤波处理，由此生成被老化校正后的所述频率控制数据。
并且，在本发明的一个方式中，也可以是，所述处理电路在所述卡尔曼滤波处理的收敛状态下，进行根据所述系统噪声方差值和所述观测噪声方差值而设定的截止频率的低通滤波处理。
并且，本发明的其他方式涉及振荡器，该振荡器包含上述任意一项所述的电路装置和所述振子。
并且，本发明的另一个方式涉及电子设备，该电子设备包含上述任意一项所述的电路装置。
并且，本发明的另一个方式涉及移动体，该移动体包含上述任意一项所述的电路装置。
附图说明
图1是相对于本实施方式的比较例的电路装置。
图2是本实施方式的电路装置的结构例。
图3是对电路装置的动作进行说明的图。
图4是卡尔曼滤波器的详细结构例。
图5是对卡尔曼滤波器的动作进行说明的图。
图6是仅进行第1处理的情况下的仿真结果例。
图7是仅进行第2处理的情况下的仿真结果例。
图8是进行第1处理和第2处理这两者的情况下的仿真结果例。
图9是不使系统噪声方差值和观测噪声方差值发生变化的情况下的卡尔曼滤波处理的仿真结果例。
图10是使观测噪声方差值发生变化的情况下的卡尔曼滤波处理的仿真结果例。
图11是环路滤波器的详细结构例。
图12是PLL电路的仿真结果例。
图13是振荡器的结构例以及电路装置的第2结构例。
图14是电子设备的结构例。
图15是移动体的例子。
标号说明
10：温度传感器；20：A/D转换电路；30：存储部；50：处理电路；51：卡尔曼滤波器；52：环路滤波器；53：选择器；54：温度补偿部；55：卡尔曼滤波器；56：环路滤波器；57：选择器；58：老化校正部；59：低通滤波器；60：相位比较电路；65：相位比较电路；70：锁定判定电路；80：D/A转换电路；85：D/A转换电路；100：电路装置；105：电路装置；121：阈值判定部；122：线性卡尔曼滤波器；123：锁存部；124：噪声方差值输出部；131：选择器；132：加法器；133：延迟元件；134：限制器；135：选择器；136：加法器；137：延迟元件；138：限制器；140：振荡信号生成电路；150：振荡电路；155：振荡电路；206：汽车；207：车体；208：控制装置；209：车轮；300：电子设备；400：振荡器；510：通信部；520：处理部；530：操作部；540：显示部；550：存储部；CK：时钟信号；CKRF：基准信号；KNini：第2初始值；LQ：频率控制数据；PD：相位差数据；SHL：保持模式判定信号；SLK：锁定判定信号；SNini：第1初始值；VQ：控制电压；XTAL：振子；v2：系统噪声方差值；w2：观测噪声方差值。
具体实施方式
以下，对本发明的优选实施方式进行详细地说明。另外，以下所说明的本实施方式并非不当地限定权利要求书所记载的本发明的内容，在本实施方式中说明的结构并非全部是本发明的必需的解决手段。
1.电路装置
图1是相对于本实施方式的比较例的电路装置105。电路装置105包含：相位比较电路65、环路滤波器56、卡尔曼滤波器55、老化校正部58、选择器57、D/A转换电路85以及振荡电路155。
相位比较电路65检测基准信号CKRFA与振荡电路155所输出的时钟信号CKA之间的相位差，并输出表示该相位差的相位差数据PDA。基准信号CKRFA例如是从GPS接收器输入的时刻脉冲信号等。环路滤波器56根据相位差数据PDA来输出对振荡频率进行控制的频率控制数据LQA。选择器57根据表示是否为保持模式状态的保持模式判定信号SHLA，选择来自环路滤波器56的频率控制数据LQA或来自老化校正部58的频率控制数据ACQ。在非保持模式状态的情况下，选择器57选择来自环路滤波器56的频率控制数据LQA，并作为输出数据SQA来输出。D/A转换电路85对输出数据SQA进行D/A转换，输出与输出数据SQA对应的控制电压VQA。振荡电路155是VCO(Voltage Controlled Oscillator：压控振荡器)，使振子XTALA按照与控制电压VQA对应的振荡频率进行振荡，并根据该振荡信号来输出时钟信号CKA。
卡尔曼滤波器55将来自环路滤波器56的频率控制数据LQA作为观测值来估计频率控制数据LQA的真值。此时，通过下式(1)来求出时间步为k时的先验估计值x^-(k)。x^(k-1)是时间步k-1时的后验估计值，D(k-1)是时间步k-1时的校正值。后验估计值x^(k)相当于频率控制数据LQA的真值，校正值D(k)相当于每1个时间步的频率控制数据LQA的变化。
Figure BDA0002009754030000051
向卡尔曼滤波器55输入保持模式判定信号SHLA，卡尔曼滤波器55将从非保持模式状态转变为保持模式状态时的后验估计值x^(k)保持为偏移ELQ，将校正值D(k)保持为校正值DLQ。老化校正部58在每1个时间步时对偏移ELQ加上校正值DLQ，并将其结果作为频率控制数据ACQ来输出。该频率控制数据ACQ是被老化校正后的频率控制数据。在保持模式状态时，选择器57选择来自老化校正部58的频率控制数据ACQ，并作为输出数据SQA来输出。D/A转换电路85将该输出数据SQA数模转换(D/A转换)为控制电压VQA，振荡电路155使振子XTALA按照与控制电压VQA对应的振荡频率进行振荡。这样，对振子XTALA和振荡电路155的因老化导致的振荡频率的时间变动进行校正。
在上式(1)中，由于校正值D(k-1)是表示频率控制数据LQA的长时间变动的值，所以校正值D(k)是比后验估计值x^(k)小很多的值。因此，在卡尔曼滤波处理中使用了具有相对大小差异的两个值，运算精度有可能下降。例如，由于在上式(1)中将具有相对大小差异的两个值相加，所以在卡尔曼滤波处理的运算精度中有可能丢失校正值D(k)的低位信息。这样，当在环路滤波器56的后级中进行基于卡尔曼滤波器55的估计的情况下，估计精度有可能下降。
并且，卡尔曼滤波器55包含用于运算校正值D(k)的低通滤波器59。例如，低通滤波器59对卡尔曼滤波器55所估计出的校正值D(k)进行低通滤波处理。通过使用这种低通滤波器59，能够高精度地计算频率控制数据LQA的长时间变动。但是，越想要提高校正值D(k)的精度，越需要截止频率较低的低通滤波器，从估计开始到估计收敛的时间变长。
如上所述，在对因老化导致的振荡频率的长时间变动进行监视的情况下，存在难以同时进行短时间内的收敛和高精度的估计的课题。
图2是本实施方式的电路装置100的结构例。电路装置100包含相位比较电路60、处理电路50以及振荡信号生成电路140。
相位比较电路60进行基准信号CKRF与来自振荡电路150的时钟信号CK之间的相位比较，并输出作为该相位比较结果的相位差数据PD。相位比较电路60例如包含计数器，该计数器按照时钟信号CK对基准信号CKRF的1个周期进行计数。然后，相位比较电路60将计数值与频率设定值之间的差分作为相位差数据PD来输出。频率设定值是用于设定振荡频率的设定值，例如通过寄存器设定等来设定。或者，相位比较电路60是测量基准信号CKRF的边沿与时钟信号CK的边沿之间的时间差的时间数字转换电路。在该情况下，相位比较电路60将表示测量出的时间差的时间差数据作为相位差数据PD来输出。
基准信号CKRF例如是从GPS接收器输入的时刻脉冲信号或从网络提供的基准时钟信号等。或者，也可以是从设置于图2的结构的前级的振荡器或振荡电路提供的时钟信号。基准信号CKRF可以是在电路装置100的内部生成的信号，也可以是从电路装置100的外部提供的信号。
另外，在图2中，时钟信号CK作为输入信号而被输入到相位比较电路60中，但并不限定于此，只要输入信号是基于振荡信号的信号即可。例如，电路装置100也可以包含未图示的分频电路，分频电路对时钟信号CK进行分频，该分频而得的时钟信号作为输入信号而被输入到相位比较电路60中。
处理电路50进行基于相位差数据PD的各种数字信号处理，并输出频率控制数据LQ来作为其处理结果。处理电路50包含卡尔曼滤波器51、选择器53、环路滤波器52。例如，处理电路50是DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)。在该情况下，DSP以时分方式进行卡尔曼滤波器51、选择器53、环路滤波器52的处理。或者，也可以由单独的逻辑电路来构成卡尔曼滤波器51、选择器53、环路滤波器52。
卡尔曼滤波器51进行以相位差数据PD为观测值的卡尔曼滤波处理，估计相位差数据PD的真值。例如在非保持模式状态时保持模式判定信号SHL为低电平，在保持模式状态时保持模式判定信号SHL为高电平。卡尔曼滤波器51在保持模式判定信号SHL为低电平的期间进行真值的估计，在保持模式判定信号SHL从低电平变为高电平时保持真值，并将该保持的真值作为估计相位差数据EPD来输出。在后面对卡尔曼滤波处理进行详细叙述。另外，低电平在广义上是指第1逻辑电平，高电平在广义上是指第2逻辑电平。
选择器53在保持模式判定信号SHL为低电平时选择相位差数据PD并作为输出数据SQ来输出，在保持模式判定信号SHL为高电平时选择估计相位差数据EPD并作为输出数据SQ来输出。另外，在不进行老化校正而进行相位差数据PD的真值估计的情况下，也可以省略选择器53而将相位差数据PD直接输入到环路滤波器52中。在该情况下，卡尔曼滤波器51例如也可以经由未图示的接口电路向电路装置100的外部输出估计值。
环路滤波器52进行针对输出数据SQ的环路滤波处理。环路滤波器52对输出数据SQ进行环路滤波处理，并将其结果作为频率控制数据LQ来输出。环路滤波处理是包含积分处理的低通滤波处理。
振荡信号生成电路140使用频率控制数据LQ和振子XTAL来生成通过频率控制数据LQ设定的振荡频率的振荡信号。振荡信号生成电路140根据振荡信号来输出时钟信号CK。例如，振荡信号生成电路140包含对振荡信号进行缓冲的缓冲电路，将该缓冲电路的输出信号作为时钟信号CK来输出。振荡信号生成电路140包含D/A转换电路80和振荡电路150。
D/A转换电路80对频率控制数据LQ进行D/A转换，并输出与频率控制数据LQ对应的控制电压VQ。作为D/A转换电路80的方式，例如可采用电阻串型、电阻梯型、电容阵列型等各种方式。
振荡电路150使用控制电压VQ和振子XTAL来生成振荡信号。振荡电路150与振子XTAL连接，通过使振子XTAL按照由控制电压VQ控制的振荡频率进行振荡而生成振荡信号。例如振荡电路150是VCO。VCO包含对振子XTAL进行驱动的驱动电路和可变电容式电容器。驱动电路具有与振子XTAL的一端连接的第1节点和与振子XTAL的另一端连接的第2节点。可变电容式电容器的一端与第1节点或第2节点连接，通过控制电压VQ来控制可变电容式电容器的电容值，从而控制振荡频率。
另外，振荡信号生成电路140的结构并不限定于图2的结构。例如，振荡信号生成电路140也可以包含振荡电路和与振荡电路连接的可变电容电路。可变电容电路具有电容器阵列和开关阵列，该开关阵列根据频率控制数据LQ而使各开关元件被控制为接通或断开。通过接通或断开各开关元件，电容器阵列中的与振子XTAL的一端连接的电容器的个数会发生变化。由此，对可变电容电路的电容值进行控制，从而控制振荡频率。或者，振荡信号生成电路140也可以通过直接数字合成器方式来实现。在该情况下，对振子XTAL的振荡信号进行基于频率控制数据LQ的数字运算处理，从而生成振荡频率与频率控制数据LQ对应的发送信号。
图3是对电路装置100的动作进行说明的图。在图3中，在时间TLA之前是非保持模式状态，从时间TLA起是保持模式状态。保持模式状态是基准信号CKRF消失或异常的状态。例如从电路装置100的外部输入表示是否为保持模式状态的信号。
首先，对时间TLA之前的期间的动作进行说明。在保持模式判定信号SHL为低电平时，图2的选择器53选择来自相位比较电路60的相位差数据PD，因此相位比较电路60、环路滤波器52以及振荡信号生成电路140形成PLL电路。该PLL电路进行反馈控制，以使得时钟信号CK的相位相对于基准信号CKRF的相位为锁定的状态。以下，“PLL电路”是指非保持模式状态下的图2的结构。
图3示意性地示出了因老化导致的时间变动。当假设向振荡信号生成电路140持续输入同一频率控制数据LQ时，振荡频率因老化而发生变化。即，实现同一振荡频率的频率控制数据LQ会发生变化。PLL电路进行反馈控制以使振荡频率保持恒定，因此频率控制数据LQ因老化而发生变化。由于频率控制数据LQ是对相位差数据PD进行积分而得的，所以相位差数据PD的时间平均发生相当于频率控制数据LQ的时间微分的变化。但是，由于相位差数据PD在每个相位比较时刻被输出，所以实际上是以时间平均为中心而波动的值。
因老化导致的频率控制数据LQ的时间变化可近似地视为一次变化。在频率控制数据LQ相对于时间发生一次变化时，相位差数据PD的时间平均相当于频率控制数据LQ的时间变化的斜率。由于卡尔曼滤波器51估计相位差数据PD的真值，所以该真值是相当于频率控制数据LQ的时间变化的斜率的值。
接着，对时间TLA之后的期间的动作进行说明。在转变为保持模式状态而使保持模式判定信号SHL从低电平变化为高电平时，卡尔曼滤波器51将估计值作为估计相位差数据EPD来进行保持。估计值是估计出的真值。该估计相位差数据EPD相当于时间TLA时的频率控制数据LQ的斜率。
在保持模式判定信号SHL为高电平时，选择器53选择估计相位差数据EPD，因此环路滤波器52对估计相位差数据EPD进行积分处理。由于估计相位差数据EPD相当于因老化导致的频率控制数据LQ的时间变化的斜率，所以通过对该斜率进行积分处理而求出频率控制数据LQ的估计值。该估计值是对因老化导致的时间变化进行校正后的频率控制数据LQ。振荡信号生成电路140根据该频率控制数据LQ而进行振荡，从而实现振荡频率的老化校正。
根据以上实施方式，处理电路50进行针对基于振荡信号的输入信号与基准信号CKRF的相位比较结果的卡尔曼滤波处理、和针对相位比较结果的环路滤波处理。振荡信号生成电路140使用作为环路滤波处理的输出数据的频率控制数据LQ和振子XTAL，生成通过频率控制数据LQ设定的振荡频率的振荡信号。然后，处理电路50通过卡尔曼滤波处理来估计相位比较结果的相对于观测值的真值。
这样，在本实施方式中，在比环路滤波器52靠前级的位置设置有卡尔曼滤波器51，卡尔曼滤波器51以作为相位比较结果的相位差数据PD为观测值来估计相位差数据PD的真值。如上所述，相位差数据PD的真值相当于因老化导致的频率控制数据LQ的时间变化的斜率，卡尔曼滤波器51所估计的是该相位差数据PD的真值。在图1的比较例中，由于估计出频率控制数据的真值和作为比该真值小的值的校正值，所以估计精度有可能下降。在该点上，根据本实施方式，由于卡尔曼滤波器51估计出相位差数据PD的真值，因此在运算中可以不处理大小相对不同的两个值，能够提高真值的估计精度。
并且，在图1的比较例中，由于求出时间变化的斜率来作为频率控制数据的相对于真值的校正值，所以对该校正值进行了低通滤波处理。因此，低通滤波处理是导致估计的收敛时间延长的原因之一。在该点上，根据本实施方式，卡尔曼滤波器51估计出与频率控制数据LQ的时间变化的斜率对应的相位差数据PD的真值。由于如后述那样，收敛状态下的卡尔曼滤波器51作为低通滤波器来发挥功能，所以不需要比较例那样的低通滤波处理。并且，如后述那样，能够使作为低通滤波器来发挥功能的卡尔曼滤波器51的截止频率适应性地发生变化，由此能够进一步缩短估计的收敛时间。
如上所述，根据本实施方式，由于在比环路滤波器52靠前级的位置设置有卡尔曼滤波器51，所以能够同时进行短时间内的收敛和高精度的估计。
并且，在本实施方式中，在检测出因基准信号CKRF的消失或异常而产生的保持模式之前的期间，处理电路50进行通过卡尔曼滤波处理来估计相位比较结果的相对于观测值的真值的处理。即，如图3所说明的那样，在比时间TLA靠前的期间，卡尔曼滤波器51进行以相位差数据PD为观测值的卡尔曼滤波处理。在检测到保持模式的情况下，处理电路50对与保持模式的检出时刻对应的时刻下的真值进行保持，通过进行基于该真值的环路滤波处理，生成被老化校正后的频率控制数据LQ。即，如图3所说明的那样，卡尔曼滤波器51将保持模式判定信号SHL从低电平转变为高电平时的真值作为估计相位差数据EPD来保持。环路滤波器52通过对估计相位差数据EPD进行环路滤波处理，输出被老化校正后的频率控制数据LQ。
根据本实施方式，在成为了因基准信号CKRF的消失或异常而产生的保持模式状态时，根据来自卡尔曼滤波器51的估计相位差数据EPD而不是来自相位比较电路60的相位差数据PD来生成频率控制数据LQ。由此，振荡电路150能够在保持模式状态下自激振荡。并且，在非保持模式状态下根据卡尔曼滤波器51所估计出的相位差数据PD的真值(即，估计相位差数据EPD)来进行环路滤波处理，从而能够实现保持模式状态下的老化校正。
2.卡尔曼滤波器
图4是卡尔曼滤波器51的详细结构例。卡尔曼滤波器51包含阈值判定部121、线性卡尔曼滤波器122、锁存部123以及噪声方差值输出部124。
阈值判定部121对来自相位比较电路60的相位差数据PD进行阈值判定，在相位差数据PD为阈值以下的情况下将相位差数据PD作为输出数据PD’来输出，在相位差数据PD超过了阈值的情况下将相位差数据PD限制处理为与阈值相同的值。噪声方差值输出部124设定系统噪声方差值v2和观测噪声方差值w2。线性卡尔曼滤波器122根据所设定的系统噪声方差值v2和观测噪声方差值w2，进行以阈值判定部121的输出数据PD’为观测值的卡尔曼滤波处理。线性卡尔曼滤波器122将估计值作为输出数据CAFQ来输出。锁存部123对保持模式判定信号SHL从低电平转变为高电平时的输出数据CAFQ进行保持，将该保持的输出数据CAFQ作为估计相位差数据EPD来输出。
根据本实施方式，通过设定卡尔曼滤波处理的系统噪声方差值v2和观测噪声方差值w2，能够对卡尔曼滤波处理的卡尔曼增益进行控制。由此，能够对卡尔曼滤波处理的特性进行控制。即，在卡尔曼增益较高的情况下观测值容易被反映到估计值中，因此能够通过增大卡尔曼增益来缩短估计值的收敛时间。另一方面，在卡尔曼增益较低的情况下估计值不容易变化，但由于是与低通滤波器同样的特性，所以通过减小卡尔曼增益来获得高精度的估计值。
以下，对线性卡尔曼滤波器122和噪声方差值输出部124的详细动作进行说明。
线性卡尔曼滤波器122通过下式(2)～(6)来进行卡尔曼滤波处理。下式(2)、(3)是时间更新的式子，下式(4)～(6)是观测更新的式子。
Figure BDA0002009754030000111
P-(k)＝p(k-1）+V2(k)…(3)
Figure BDA0002009754030000112
Figure BDA0002009754030000113
P(k)＝(1-g(k))XP-(k)…6)
在上式(2)～(6)中，x^(k)是时间步为k时的后验估计值，x^-(k)是时间步为k时的先验估计值。并且，P(k)是时间步为k时的后验协方差，P-(k)是先验协方差。并且，g(k)是时间步为k时的卡尔曼增益。并且，y(k)是时间步为k时的观测值。并且，v2(k)是时间步为k时的系统噪声方差值，w2(k)是时间步为k时的观测噪声方差值。另外，x^等的“^”是为了方便而被记作x的上标字符。在图4中，观测值y(k)是阈值判定部121的输出数据PD’。并且，后验估计值x^(k)是线性卡尔曼滤波器122的输出数据CAFQ。
在上式(2)～(6)的卡尔曼滤波处理的收敛状态下，卡尔曼滤波处理的频率特性包含低通滤波特性，下式(7)近似地成立。收敛状态是指由于估计值追踪着观测值而使卡尔曼增益、估计值的变动减小的状态。
Figure BDA0002009754030000121
在上式(7)中，g是收敛状态下的卡尔曼增益，v是系统噪声方差值的平方根，w是观测噪声方差值的平方根。fc是在收敛状态下线性卡尔曼滤波器122所具有的低通滤波特性的截止频率。fs是线性卡尔曼滤波器122的工作频率(即采样频率)。
根据上式(7)，可知通过对系统噪声方差值v2和观测噪声方差值w2进行控制，能够对收敛状态下的卡尔曼增益g进行控制。并且，由于收敛状态下的低通滤波特性的截止频率fc是根据卡尔曼增益g来确定的，所以可知能够通过对卡尔曼增益g进行控制来控制截止频率fc。即，在卡尔曼滤波处理的收敛状态下，线性卡尔曼滤波器122作为根据系统噪声方差值v2和观测噪声方差值w2而设定的截止频率fc的低通滤波器来进行动作。
根据本实施方式，处理电路50在卡尔曼滤波处理的收敛状态下，进行根据系统噪声方差值v2和观测噪声方差值w2而设定的截止频率fc的低通滤波处理。这样的话，通过设定卡尔曼滤波处理的系统噪声方差值v2和观测噪声方差值w2，能够对卡尔曼滤波处理的收敛状态下的低通滤波特性的截止频率fc进行控制。
如图13所示，电路装置100包含存储部30。存储部30对作为系统噪声方差值v2的初始值的第1初始值进行存储。存储部30例如是寄存器、RAM、非易失性存储器等。处理电路50进行使系统噪声方差值v2从第1初始值起改变的第1处理。具体来说，图4的噪声方差值输出部124进行第1处理。
根据本实施方式，通过使系统噪声方差值v2从第1初始值起改变，能够使收敛状态下的低通滤波特性的截止频率fc发生变化。由此，能够对估计值相对于观测值的追踪性进行控制。具体来说，在线性卡尔曼滤波器122的动作开始时预先使卡尔曼增益g增大以提高截止频率fc，之后使卡尔曼增益g减小而使截止频率fc下降。由此，能够在线性卡尔曼滤波器122的动作开始时提高估计值的追踪性，并且能够提高追踪后的估计精度。
并且，存储部30对作为观测噪声方差值w2的初始值的第2初始值进行存储。处理电路50进行使观测噪声方差值w2从第2初始值起改变的第2处理。具体来说，图4的噪声方差值输出部124进行第2处理。
根据本实施方式，通过使观测噪声方差值w2从第2初始值起改变，能够使收敛状态下的低通滤波特性的截止频率fc发生变化。由此，能够对估计值相对于观测值的追踪性进行控制。具体来说，在线性卡尔曼滤波器122的动作开始时预先使卡尔曼增益g增大以提高截止频率fc，之后使卡尔曼增益g减小而使截止频率fc下降。由此，能够在线性卡尔曼滤波器122的动作开始时提高估计值的追踪性，并且能够提高追踪后的估计精度。
另外，处理电路50进行第1处理和第2处理中的至少一方。即，处理电路50可以进行第1处理而不进行第2处理。在该情况下，存储部30对第1初始值进行存储。或者，处理电路50可以进行第2处理而不进行第1处理。在该情况下，存储部30对第2初始值进行存储。或者，处理电路50也可以进行第1处理和第2处理的两方。在该情况下，存储部30对第1初始值和第2初始值进行存储。
以下，对噪声方差值输出部124的结构和动作进行详细地说明。另外，以下，对使v2和w2中的至少一方线性地随时间变化的例子进行说明，但未必限定于此，也可以是非线性的时间变化。
如图4所示，噪声方差值输出部124包含选择器131、135、加法器132、136、延迟元件133、137以及限制器134、138。
向噪声方差值输出部124输入锁定判定信号SLK。锁定判定信号SLK是表示非保持模式状态下的图2的PLL电路是否为锁定状态的信号，例如是从图13的锁定判定电路70输入的。以下，在锁定状态下锁定判定信号SLK为高电平，在非锁定状态下锁定判定信号SLK为低电平。
选择器131在锁定判定信号SLK为低电平时选择系数0，在锁定判定信号SLK为高电平时选择系数CFA。系数CFA例如被存储在图13的存储部30中。加法器132和延迟元件133构成了第1积分器，第1积分器对选择器131的输出数据进行积分。延迟元件133是锁存电路或寄存器。在锁定判定信号SLK为低电平时在延迟元件133中设定有第1初始值。在锁定判定信号SLK为高电平时延迟元件133所保持的数据通过第1积分器的处理来更新。限制器134对第1积分器的输出数据进行以第1限制值为上限的第1限制处理，并将处理后的数据作为系统噪声方差值v2来输出。第1限制值例如被存储在图13的存储部30中。
选择器135在锁定判定信号SLK为低电平时选择系数0，在锁定判定信号SLK为高电平时选择系数CFB。系数CFB例如被存储在图13的存储部30中。加法器136和延迟元件137构成了第2积分器，第2积分器对选择器135的输出数据进行积分。延迟元件137是锁存电路或寄存器。在锁定判定信号SLK为低电平时在延迟元件137中设定有第2初始值。在锁定判定信号SLK为高电平时延迟元件137所保持的数据通过第2积分器的处理来更新。限制器138对第2积分器的输出数据进行以第2限制值为上限值的第2限制处理，并将处理后的数据作为观测噪声方差值w2来输出。第2限制值例如被存储在图13的存储部30中。
图5是对图4的卡尔曼滤波器51的动作进行说明的图。当图2的PLL电路开始进行针对基准信号CKRF的锁定动作时，振荡频率f收敛于目标频率fd。在振荡频率f非常接近目标频率fd的时刻TL，锁定判定信号SLK从低电平转变为高电平。
由于选择器131、135在锁定判定信号SLK为低电平的期间选择系数0，所以第1积分器持续输出第1初始值，第2积分器持续输出第2初始值。即，系统噪声方差值v2和观测噪声方差值w2不发生变化。在该情况下，线性卡尔曼滤波器122的卡尔曼增益g(k)收敛于恒定的值。当卡尔曼增益g(k)收敛于恒定的值时，线性卡尔曼滤波器122作为截止频率fc由上式(7)确定的低通滤波器来进行动作。
由于选择器131在锁定判定信号SLK为高电平的期间选择系数CFA，所以第1积分器的输出数据从第1初始值起开始减小。这里，CFA＜0。系统噪声方差值v2从第1初始值起减小到第1限制值，然后维持第1限制值。该处理相当于上述第1处理。并且，由于选择器135选择系数CFB，所以第2积分器的输出数据从第2初始值起开始增大。这里，CFB＞0。观测噪声方差值w2从第2初始值起增大到第2限制值，然后维持第2限制值。该处理相当于上述第2处理。
在本实施方式中，进行上述第1处理和第2处理中的至少一方。在仅进行第1处理的情况下，CFA＜0并且CFB＝0。并且，在仅进行第2处理的情况下，CFA＝0并且CFB＞0。在进行第1处理和第2处理的情况下，CFA＜0并且CFB＞0。通过进行第1处理和第2处理中的至少一方，如图5所示，在时刻TLB之后卡尔曼增益g(k)减小，渐近为恒定值。卡尔曼增益收敛于恒定值时的截止频率fc是通过上式(7)来确定的。在上式(7)中卡尔曼增益g越小，截止频率fc越低，因此与时刻TLB之前的截止频率fc相比，时刻TLB之后的截止频率fc较低。
图6是仅进行第1处理的情况下的仿真结果例。系统噪声方差值v2在时刻TLB之前为第1初始值SNini，在时刻TLB之后线性地减小到第1限制值SNmin。减小时的斜率是根据系数CFA来确定的。观测噪声方差值w2保持着第2初始值KNini而不发生变化。
在时刻TLB之前，卡尔曼增益g(k)上升而渐近为恒定值ga1。在时刻TLB之后，卡尔曼增益g(k)随着系统噪声方差值v2的减小而下降，渐近为恒定值ga2。卡尔曼增益g(k)收敛时的线性卡尔曼滤波器122作为截止频率fc由上式(7)确定的低通滤波器来进行动作。由于ga2＜ga1，所以g＝ga2时的截止频率fc比g＝ga1时的截止频率fc低。
图7是仅进行第2处理的情况下的仿真结果例。观测噪声方差值w2在时刻TLB之前为第2初始值KNini，在时刻TLB之后线性增大到第2限制值KNmax。增大时的斜率由系数CFB来确定。系统噪声方差值v2保持着第1初始值SNini而不发生变化。
在时刻TLB之前，卡尔曼增益g(k)上升而渐近为恒定值gb1。在时刻TLB之后，卡尔曼增益g(k)随着观测噪声方差值w2的增大而下降，渐近为恒定值gb2。由于gb2＜gb1，所以由上式(7)可得，g＝gb2时的截止频率fc比g＝gb1时的截止频率fc低。
图8是进行第1处理和第2处理的两方的情况下的仿真结果例。在该情况下，在时刻TLB之前，卡尔曼增益g(k)上升而渐近为恒定值gc1，在时刻TLB之后，卡尔曼增益g(k)下降而渐近为恒定值gc2。由于gc2＜gc1，所以由上式(7)可得，g＝gc2时的截止频率fc比g＝gc1时的截止频率fc低。
如以上那样，在本实施方式中，第1处理是使系统噪声方差值v2从第1初始值起单调减小的处理。并且，第2处理是使观测噪声方差值w2从第2初始值起单调增大的处理。
由此，在PLL电路开始进行动作之后(即，卡尔曼滤波器51开始了真值的估计之后)，预先使卡尔曼增益增大，从而能够提高估计的追踪性。并且，在PLL电路为锁定状态之后使卡尔曼增益减小，从而能够提高估计的精度。
图9是不使系统噪声方差值v2和观测噪声方差值w2发生变化的情况下的卡尔曼滤波处理的仿真结果例。相位比较电路60所输出的相位差数据PD按照每个比较动作而发生变动，但PLL电路对基准信号CKRF进行锁定，并且相位差数据PD的平均值逐渐收敛。卡尔曼滤波器51估计相当于该平均值的真值。如图9所示，卡尔曼滤波器51从时间TLC起大致收敛于真值。
图10是使观测噪声方差值w2发生了变化的情况下的卡尔曼滤波处理的仿真结果例。系统噪声方差值v2是恒定的。如图10所示，卡尔曼滤波器51从时间TLD起大致收敛于真值。当将图9和图10进行比较时，TLD＜TLC。即，可知与不使系统噪声方差值v2和观测噪声方差值w2发生变化的情况相比，在通过使观测噪声方差值w2发生变化而对卡尔曼增益进行控制时，卡尔曼滤波处理在更短时间内收敛。
3.环路滤波器
图11是环路滤波器52的详细结构例。环路滤波器52包含乘法器GA1～GA4、加法器AD1～AD4、延迟元件RG1以及选择器SL1、SL2。
乘法器GA1对选择器53的输出数据SQ乘以系数Kpe。加法器AD1对乘法器GA1的输出数据加上偏移Oftc。系数Kpe、偏移Oftc是相对于输入的增益和偏移。
乘法器GA2对加法器AD1的输出数据乘以系数α。选择器SL1在锁定判定信号SLK为低电平时选择α＝AL1，在锁定判定信号SLK为高电平时选择α＝AL2。AL1＞AL2＞0。乘法器GA3对加法器AD1的输出数据乘以系数ρ。选择器SL2在锁定判定信号SLK为低电平时选择ρ＝RH1，在锁定判定信号SLK为高电平时选择ρ＝RH2。RH1＞RH2＞0、RH1＜AL1以及RH2＜AL2。加法器AD3和延迟元件RG1构成了积分器，该积分器对乘法器GA3的输出数据进行积分。加法器AD2将乘法器GA2的输出数据与积分器的输出数据相加。
乘法器GA4对加法器AD2的输出数据乘以系数Kdco。加法器AD4对乘法器GA4的输出数据加上偏移Ofdco。系数Kdco、偏移Ofdco是相对于输出的增益和偏移。
下式(8)示出了环路滤波器52的传递函数。下式(8)是Oftc＝Ofdco＝0、Kpe＝Kdco＝1的情况下的传递函数。
Figure BDA0002009754030000171
上式(8)的传递函数具有低通滤波特性。在上式(8)的传递函数中，将系数α从AL1切换为小于AL1的AL2，并且将系数ρ从RH1切换为小于RH1的RH2，由此，能够使低通滤波特性的截止频率下降。
图12是应用了图11的环路滤波器52的图2的PLL电路的仿真结果例。通过使PLL电路对基准信号CKRF进行锁定动作，相位比较电路60所输出的相位差数据PD逐渐收敛于零附近。在判定为相位差数据PD已收敛的情况下，锁定判定信号SLK从低电平变为高电平。在图12中，例如在时间TLE时锁定判定信号SLK从低电平变为高电平。
由于环路滤波器52的截止频率在时间TLE之前比时间TLE之后高，所以在时间TLE之前PLL电路的收敛性提高。由此，能够缩短PLL电路到成为锁定状态为止的时间。另一方面，由于在PLL电路成为锁定状态的时间TLE之后，环路滤波器52的截止频率下降，所以能够提高振荡信号的噪声特性。如图12所示，时间TLE之后的振荡频率偏差的变动比时间TLE之前的频率偏差的变动小，振荡信号的特性提高。例如能够提高振荡信号的抖动特性。这里，振荡频率偏差是振荡频率与目标频率之间的偏差。
在以上的实施方式中，在判断为振荡信号处于被锁定为基准信号CKRF的状态时，处理电路50使环路滤波处理的截止频率从第1频率变化为比第1频率低的第2频率。在图11中，第1频率是α＝AL1、ρ＝RH1时的截止频率，第2频率是α＝AL2、ρ＝RH2时的截止频率。
根据本实施方式，由于在非锁定状态下环路滤波器52的截止频率被设定为比第2频率高的第1频率，所以能够提高PLL电路的收敛性。并且，由于在锁定状态下环路滤波器52的截止频率被设定为比第1频率低的第2频率，所以能够提高PLL电路的噪声特性。
并且，在本实施方式中，在判断为振荡信号处于被锁定为基准信号CKRF的状态时，处理电路50使环路滤波器52的截止频率从第1频率变化为第2频率，并且进行使卡尔曼滤波处理的系统噪声方差值v2从第1初始值起改变的第1处理、和使观测噪声方差值w2从第2初始值起改变的第2处理中的至少一方。第1处理和第2处理如在图4等中说明的那样。
根据本实施方式，通过进行第1处理和第2处理中的至少一方，能够缩短卡尔曼滤波处理的收敛时间。此时，通过使环路滤波器52的截止频率发生变化，提高了作为卡尔曼滤波处理的观测值的相位差数据PD的收敛性。由此，能够进一步缩短卡尔曼滤波处理的收敛时间。
4.振荡器、电子设备、移动体
图13是振荡器400的结构例以及电路装置100的第2结构例。振荡器400包含振子XTAL和电路装置100。电路装置100是实现TCXO(Temperature Compensated crys(X)talOscillator)、OCXO(Oven Controlled crys(X)tal Oscillator)等数字方式的振荡器的电路装置。电路装置100例如是集成电路装置。例如，通过将电路装置100和振子XTAL收纳在封装中，实现了数字方式的振荡器。
电路装置100包含温度传感器10、A/D转换电路20、处理电路50、振荡信号生成电路140、相位比较电路60以及锁定判定电路70。另外，相位比较电路60可以包含在处理电路50中，锁定判定电路70可以包含在处理电路50中。并且，温度传感器可以设置于电路装置100的外部。在该情况下，从设置于外部的温度传感器向电路装置100输入温度检测电压。
温度传感器10将根据环境(例如电路装置或振子)的温度而变化的温度依赖电压作为温度检测电压VTD来输出。环境的温度是指电路装置100的基板的温度或振子XTAL的温度。温度传感器10利用具有温度依赖性的电路元件来生成温度依赖电压，并以不依赖于温度的电压为基准来输出温度依赖电压。例如，根据PN结的正向电压来输出温度依赖电压。不依赖于温度的电压例如是带隙参考电压。
A/D转换电路20进行来自温度传感器10的温度检测电压VTD的A/D转换，并将其结果作为温度检测数据DTD来输出。作为A/D转换方式，例如可以采用逐次逼近型、闪速型、流水线型或双积分型等。
处理电路50进行各种数字信号处理。处理电路50包含卡尔曼滤波器51、环路滤波器52以及温度补偿部54。卡尔曼滤波器51将来自相位比较电路60的相位差数据PD作为观测值来进行卡尔曼滤波处理。环路滤波器52在锁定判定信号SLK表示非锁定状态的情况下，对来自相位比较电路60的相位差数据PD进行环路滤波处理，在锁定判定信号SLK表示锁定状态的情况下，对卡尔曼滤波器51所保持的估计相位差数据进行环路滤波处理。温度补偿部54根据温度检测数据DTD，进行补偿振子XTAL的振荡频率的温度特性的温度补偿处理。具体来说，温度补偿部54通过将温度检测数据DTD代入到减小因温度变化导致的振荡频率的变动的近似函数中，求出温度补偿数据。温度补偿部54根据温度补偿数据对环路滤波器52的输出数据进行校正，并将该校正后的数据作为频率控制数据LQ来输出。处理电路50是逻辑电路。例如处理电路50是DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)或ASIC。或者，处理电路50也可以通过处理器和在处理器上工作的程序来实现。处理器是CPU、MPU等。
振荡信号生成电路140包含D/A转换电路80和振荡电路150。另外，如在图2中说明的那样，振荡信号生成电路140的结构并不限定于此。D/A转换电路80对频率控制数据LQ进行D/A转换，并输出与频率控制数据LQ对应的控制电压VQ。振荡电路150使振子XTAL按照与控制电压VQ对应的振荡频率进行振荡，并根据该振荡信号来输出时钟信号CK。
存储部30对电路装置100的动作设定信息或处理电路50所使用的各种参数等进行存储。例如，存储部30对图4的系数CFA、CFB、第1初始值、第2初始值、第1限制值、第2限制值进行存储。并且，存储部30对图11的系数AL1、AL2、RH1、RH2进行存储。并且，存储部30对用于温度补偿处理的近似函数的系数进行存储。存储部30例如是非易失性存储器。或者，存储部30也可以是寄存器或RAM等。并且，电路装置100也可以构成为包含未图示的接口电路，外部的处理装置能够经由接口电路对存储部30设定系数CFA等参数。
相位比较电路60对基准信号CKRF和时钟信号CK的相位进行比较，并将该比较结果作为相位差数据PD向处理电路50输出。相位比较电路60例如是计数器或时间数字转换电路。
锁定判定电路70根据相位差数据PD来判定PLL电路是否为锁定状态，并将该判定结果作为锁定判定信号SLK向处理电路50输出。PLL电路由相位比较电路60、环路滤波器52和振荡信号生成电路140构成。锁定判定电路70例如对从规定的时间之前到目前为止的相位差数据PD进行累计，在该累计值为规定的值以下的情况下判定为锁定状态。
图14是包含电路装置100的电子设备300的结构例。该电子设备300包含振荡器400和处理部520，该振荡器400具有电路装置100和振子XTAL。并且，该电子设备300还可以包含通信部510、操作部530、显示部540、存储部550、天线ANT。
作为电子设备300，可想到各种设备。例如，可想到GPS内置时钟、生物体信息测量设备或头部佩戴型显示装置等可穿戴设备。生体信息测量设备是脉搏计、计步器等。或者，可想到智能手机、移动电话、便携游戏装置、笔记本PC或平板PC等便携信息终端。或者，可想到发布内容的内容提供终端、数码相机或摄像机等影像设备、基站或路由器等网络相关设备等。或者，可想到计测距离、时间、流速或流量等物理量的计测设备、车载设备、机器人等。车载设备是自动驾驶用的设备等。
通信部510进行经由天线ANT从外部接收数据或向外部发送数据的处理。通信部510例如是通信电路。处理部520进行电子设备的控制处理、经由通信部510收发的数据的各种数字处理等。该处理部520的功能例如能够通过微型计算机等处理器来实现。操作部530是用于供用户进行输入操作的部件，能够通过操作按钮或触摸面板显示器等来实现。操作部530例如是操作装置。显示部540是显示各种信息的部件，能够通过液晶或有机EL等显示器来实现。存储部550是存储数据的部件，其功能能够通过RAM、ROM等半导体存储器或硬盘驱动器等实现。
图15是包含电路装置100的移动体的例子。电路装置100例如能够组装到汽车、飞机、摩托车、自行车、机器人或船舶等各种移动体中。移动体例如是具有发动机、马达等驱动机构、方向盘或舵等转向机构以及各种电子设备并在地上、天空或海上移动的设备/装置。图15概略地示出了作为移动体的具体例的汽车206。在汽车206中组装有包含电路装置100的未图示的振荡器。控制装置208根据由该振荡器生成的时钟信号来进行各种控制处理。控制装置208例如根据车体207的姿势来控制悬架的软硬或各个车轮209的制动。另外，组装了电路装置100或振荡器的设备并不限定于这样的控制装置208，能够组装到设置于汽车206、机器人等移动体的各种设备中。
另外，如上述那样对本实施方式进行了详细地说明，但本领域技术人员应当能够容易地理解，可以实施实质上不脱离本发明的新事项和效果的多个变形。因此，这样的变形例全部包含在本发明的范围内。例如，在说明书或附图中至少有一次与更广义或同义的不同用语一起记载的用语也能够在说明书或附图的任意位置处置换为该不同用语。并且，本实施方式和变形例的全部组合也包含在本发明的范围内。并且，电路装置、振荡器、电子设备、移动体的结构以及动作等也并不限定于本实施方式中的说明，能够实施各种变形。

Claims (12)

1.一种电路装置，其特征在于，该电路装置包含：
处理电路，其进行针对基于振荡信号的输入信号与基准信号的相位比较结果的卡尔曼滤波处理、和针对所述相位比较结果的环路滤波处理；以及
振荡信号生成电路，其使用振子和作为所述环路滤波处理的输出数据的频率控制数据，生成通过所述频率控制数据而设定的振荡频率的所述振荡信号，
所述处理电路通过所述卡尔曼滤波处理来估计所述相位比较结果的相对于观测值的真值，
所述处理电路设定所述卡尔曼滤波处理的系统噪声方差值和观测噪声方差值，
所述处理电路根据所设定的所述系统噪声方差值和所述观测噪声方差值来进行所述卡尔曼滤波处理，
该电路装置包含存储部，该存储部对作为所述系统噪声方差值的初始值的第1初始值进行存储，
所述处理电路进行使所述系统噪声方差值从所述第1初始值起改变的第1处理，
所述处理电路在判断为所述振荡信号处于被锁定为所述基准信号的状态时，使所述环路滤波处理的截止频率从第1频率变化为比所述第1频率低的第2频率。
2.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述第1处理是使所述系统噪声方差值从所述第1初始值起单调减小的处理。
3.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述存储部还对作为所述观测噪声方差值的初始值的第2初始值进行存储，
所述处理电路进行使所述观测噪声方差值从所述第2初始值起改变的第2处理。
4.根据权利要求3所述的电路装置，其特征在于，
所述第2处理是使所述观测噪声方差值从所述第2初始值起单调增大的处理。
5.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述第1处理是使所述系统噪声方差值从所述第1初始值起单调增大的处理。
6.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述存储部还对作为所述观测噪声方差值的初始值的第2初始值进行存储，
所述处理电路在判断为所述振荡信号处于被锁定为所述基准信号的状态时，使所述环路滤波处理的截止频率从第1频率变化为比所述第1频率低的第2频率，并且进行使所述观测噪声方差值从所述第2初始值起改变的第2处理。
7.根据权利要求6所述的电路装置，其特征在于，
所述第2处理是使所述观测噪声方差值从所述第2初始值起单调减小的处理。
8.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述处理电路在检测到因所述基准信号的消失或异常而产生的保持模式的情况下，对与所述保持模式的检出时刻对应的时刻处的所述真值进行保持，进行基于所述真值的所述环路滤波处理，由此生成被老化校正后的所述频率控制数据。
9.根据权利要求1～4中的任意一项所述的电路装置，其特征在于，
所述处理电路在所述卡尔曼滤波处理的收敛状态下，进行根据所述系统噪声方差值和所述观测噪声方差值而设定的截止频率的低通滤波处理。
10.一种振荡器，其特征在于，该振荡器包含：
权利要求1～9中的任意一项所述的电路装置；以及
所述振子。
11.一种电子设备，其特征在于，该电子设备包含权利要求1～9中的任意一项所述的电路装置。
12.一种移动体，其特征在于，该移动体包含权利要求1～9中的任意一项所述的电路装置。
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