CN110024059B - 用于切割堆叠型变压器的变压器芯部和包括该变压器芯部的变压器 - Google Patents

Abstract

变压器芯部(49；59)，包括两个堆叠(53，57；60，61)，每个堆叠具有第一厚度(ep1)，所述堆叠(53，57；60，61)各自由一个或多个平坦部件组成，所述平坦部件的切割方向是直线的并且彼此平行或垂直，所述堆叠(53，57；60，61)面向并包括气隙(ε)，所述平坦部件由奥氏体FeNi合金制成，该合金含有Ni＝30％‑80％以及≤10％的合金元素，并具有锐角的{100}<001>立方织构，所述平坦部件的切割方向与轧制方向(DL)或横向方向(DT)平行，所述平坦部分具有磁损耗，该磁损耗对于最大感应1T，在400Hz下<20W/kg，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩<5ppm，场在样品的大侧方向上施加并且该方向平行于轧制方向(DL)，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩<5ppm，该场在样品的大侧方向上施加，并且该方向平行于横向方向(DT)并位于轧制平面中，并且对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩<10ppm，该场在长度方向上施加，并且该方向平行于与轧制方向(DL)和横向方向(DT)成45°的中间方向。

Description

用于切割堆叠型变压器的变压器芯部和包括该变压器芯部的 变压器

技术领域

本发明涉及可以在飞行器上承载的电力变压器的领域。这些电力变压器的功能是：源网络与机载电气和电子系统之间的电流隔离，以及主电路(机载发电机的电源侧)与一个或若干个次级电路之间的电压变换。此外，这些变压器可以是基于电子部件的下游功能的“整流器”，以便向某些飞行器装置提供恒定电压。

背景技术

低频机载变压器(≤1kHz)主要由根据构造限制而被层压、堆叠或绕线的软磁合金芯部以及铜的初级绕组和次级绕组构成。主电源电流随时间变化，是周期性的但不一定是纯正弦的，这不会从根本上改变变压器的需求。

对这些变压器的限制是多重的。

这些变压器必须具有尽可能小的体积和/或重量(通常两者是紧密联系的)，以便提供尽可能高的体积密度或重量功率。工作频率越低，该轭的磁轭的截面和体积越大(因此重量也越大)，这加剧了在低频应用中小型化的需要。在总是为了通过减少机载重量来增加功率重量比的情况下，由于经常施加基频，因此这相当于获取尽可能高的工作磁通，或者如果施加输送的电力，则这相当于尽可能地减小磁通的通过截面(并因此减小材料的重量)。

这些变压器必须具有足够长的使用寿命(根据应用为至少10年至20年)，以使这些变压器节约成本。因此，在变压器的老化方面，必须考虑热工作状态。通常，期望在200℃下最小寿命为100,000h。

变压器必须在大致正弦频率的电源网络上工作，其中，输出电压的幅度可能从一个时刻到下一个时刻，并且特别是当变压器被通电或当电磁致动器突然接通时，瞬间变化高达60％。这具有重要性，并且通过构造，汲取到变压器的初级绕组的电流通过磁芯的非线性磁化曲线。变压器的元件(绝缘件和电子元件)必须能够承受这种消耗的电流的巨大变化，即所谓的“浪涌效应”，而不会损坏。

这种浪涌效应可以通过“浪涌指数”In来量化，In通过公式In＝2.B_t+B_r-B_sat计算，其中，B_t是变压器的磁芯的标称工作感应，B_sat是磁芯的饱和感应，并且B_r是磁芯的剩余感应。

需要指明的是，浪涌意味着变压器突然受到对应于该变压器设计的标称磁通变化dΦ/dt的剧烈电压消耗的可能性(例如，在变压器的启动期间当机载系统已经产生电力时)。如果此时变压器中的磁通最初为Φ₀，则磁通量突然变为Φ₀+dΦ。如果Φ₀接近于0，则Φ₀+dΦ接近于dΦ，如果已经相应地确定了变压器的尺寸，则dΦ可能接近于饱和磁通量。但是如果Φ₀很高，例如在曲线B(H)的弯头附近，则加上磁通量dΦ将使Φ₀达到非常高的值Φ₀+dΦ，并且因此达到过饱和磁感应，以产生这种额外的通量dΦ。为此，变压器因此将使用施加到变压器的初级绕组的过饱和磁场以及相应电流，这将导致电力电子板中的电流突然升高，这可能导致显著的损坏。

此外，为了避免处于过饱和Φ₀+dΦ的这种情况，并且由于在变压器连接时不可能预测Φ₀是低还是高，变压器领域的技术人员特别地将以下规则整合到上述浪涌公式中：

第一规则是增大材料的饱和感应，以便在变压器的电连接期间接受最大磁通量；

第二规则是减小剩余感应B_r以便减小Φ₀。

通过剩余感应B_r，这里，如在本文的其余部分中，是指在主要磁滞循环中磁场被消除的感应点。事实上，由于我们并不先验地知道变压器的磁性历史(并且这是机载变压器工作的普遍情况)，因此无法知道变压器-在变压器连接到机载电网之前无论是处于休息还是处于电气状态-在瞬态电流尖峰的影响下是否已经预先经历了主要的磁滞循环(在这种情况下，变压器将在最大B_r感应(简称为B_r)下处于休息)，或者变压器是否已经经历次要磁滞循环(即在主要循环内部的，在次要磁滞循环中磁芯尚未通过施加的最大磁场达到饱和感应)。作为考虑到这种不确定性的预防措施，我们不能将主要磁滞循环的感应B_r视为相对于浪涌现象的特征量。

注意到，在磁性中，“主要”磁滞循环和“次要”磁滞循环传统上如下定义。

在可变施加场H下的磁化M中，磁滞循环是通过在2个值Hmin和Hmax之间改变H直到相应的磁化M(Hmin)和磁化M(Hmax)稳定而获得的闭合曲线M(H)；然后回路M(H)闭合。磁滞的特征在于如下事实：磁化M在称为“上升磁滞曲线”的前向路径(Hmin->Hmax)和称为“下降磁滞曲线”的返回路径(Hmax->Hmin)之间是全部地或部分地不同的。可以看出，磁滞因此形成具有上升部分和下降部分的回路，并且这两个部分连接在一起用于环Hferm1和Hferm2的两个“闭合”场。

通过增大施加的极限场Hmin和Hmax，意识到磁滞循环最终变窄以在最高磁场处形成单个磁化曲线：从两条曲线到一条曲线的场是所谓的“闭合”场Hferm1或Hferm2。

如果Hmax>Hferm2且Hmin<Hferm1(即，如果磁滞回路在最高施加场的两端变换为单个磁化曲线)，则磁滞循环称为“主要”。否则，该磁滞循环称为“次要”。

第三规则包括减小标称工作感应B_t，这相当于使变压器的磁芯描述为次要磁滞循环，该次要磁滞循环的最大值根据定义为B_t。

为了限制浪涌效应，对于最常使用的低频变压器的最广泛使用和最安全的方法是降低B_t(参见上面的公式)，例如，以便减小磁通量增加dΦ(其值为芯部的2.B_t.截面)，该磁通将必须在变压器的电连接期间暂时进入变压器。

另一方面，减小B_t也相当于减小稳态变压器的电压的电转换能力(变压器的主要任务)，这必须通过增大磁轭截面(电压＝dΦ/dt＝d(N.B_t.S)/dt，其中N＝次级绕组的匝数)，因此通过增大变压器的重量来补偿，这对于机载变压器不是令人满意的解决方案。在这种情况下，我们将总是偏好通过基于对磁性材料的选择以增大B_s并减小B_r，从而限制B_t的降低的解决方案来限制浪涌。

由电磁力和磁致伸缩引起的由变压器发出的噪声必须足够低，以符合现行标准或满足变压器附近用户和员工的要求。越来越多的飞行器驾驶员和飞行器副驾驶员希望能够在没有耳机的情况下直接进行通信。

变压器的热效率也是非常重要的考虑因素，因为热效率设置变压器的内部工作温度和必须释放的热流两者，热流是例如借助于围绕绕组和轭的、与相应地设置尺寸的油泵相关联的油浴槽进行的。热功率源主要是来自初级绕组和次级绕组的焦耳损耗，以及随时间和磁性材料的变化的磁通量变化引起的磁损耗。在工业实践中，待汲取的体积热功率被限制在由油泵的尺寸和功率以及变压器的内部工作极限温度施加的特定阈值。

最后，变压器的成本必须尽可能低，以便在考虑变压器的热状态的情况下，确保材料成本、设计、制造和维护以及装置的电功率密度(重量或体积)的优化之间的最佳技术经济折衷。

通常，寻找可能的最高的重量/体积功率的密度是有利的。为了增大它而需要考虑的标准主要是饱和磁化强度Js以及用于诸如铁、铁硅、铁钴合金的中等高磁导率材料在800A/m B₈₀₀下的磁感应或用于诸如Fe-Ni合金的高磁导率磁性材料在80A/m B₈₀下的磁感应。

目前使用两种制造低频机载变压器的技术。

根据这两种技术中的第一种技术，当电源是单相时，变压器包括卷绕的磁路。当电源是三相时，变压器芯部的结构是前述类型的两个连续环形芯部的形式，并被第三卷绕环形包围，以围绕两个在前的环形芯部形成“8”。在实践中，这种形式的电路在磁板上强加小的厚度(通常为0.1mm)。事实上，在考虑到感应的电流的情况下，该第一种技术仅在当供电频率限制使用这种厚度的条带时使用即，通常用于几百Hz的频率。

根据这两种技术中的第二种技术，无论所设想的磁板的厚度如何，都使用堆叠的磁路。因此，该第二种技术适用于任何低于几kHz的频率。然而，必须特别注意板的去毛刺、并置或甚至电绝缘，以减少寄生气隙(从而优化表观功率)并限制板之间感应的电流。

在这两种技术中的任何一种中，无论所设想的条带厚度如何，都可以在机载电力变压器中使用具有高磁导率的软磁材料。这些材料的两个系列的厚度为0.35mm至0.1mm，甚至0.05mm，并且通过这些材料的化学成分明显区分：

-Fe-3％Si合金(合金的成分在整篇文章中以重量百分比给出，但纳米晶体合金除外，纳米晶体合金将在后面讨论)，Fe-3％Si合金的脆性和电阻率主要受Si含量控制；其中，Fe-3％Si合金的磁损耗从相当低(N.O.非取向晶粒合金)到低(G.O.晶粒取向合金)，Fe-3％Si合金的饱和磁化强度Js很高(约为2T的量级)，Fe-3％Si合金的成本非常适中；存在Fe-3％Si的两个子系列，该子系列用于机载变压器核心技术或以下方面：

o具有取向晶粒(G.O.)的Fe-3％Si，用于“卷绕”型机载变压器结构：其中，这些合金的高磁导率(B₈₀₀＝1.8T-1.9T)是由于这些合金的高度存在的织构{110}<001>而引起的；其中，这些合金具有价格低廉、易于成型、高磁导率的优点，但这些合金的饱和磁化强度限于在2T，并且这些合金的磁化曲线具有非常显著的非线性，这可能导致非常严重的谐波；

o非取向(N.O.)晶粒Fe-3％Si，用于“切割堆叠”型机载变压器结构；其中，这些合金的磁导率降低，并且这些合金的饱和磁化强度类似于G.O.的饱和磁化强度；

-Fe-48％Co-2％V合金，这些合金的脆性和电阻率主要受钒控制；这些合金的高磁导率不仅归因于它们的物理特性(低K1)，而且还归因于最终退火后的冷却，该冷却使得K1处于非常低的值；由于这些合金的脆性，这些合金必须在硬化状态下成型(通过切割、冲压、折叠......)，并且只有当部件具有其最终形状(旋转机器的转子或定子，以E或I变压器的形式)时，材料才在最后步骤中退火；此外，由于存在V，必须完全控制退火环境的质量以避免氧化；最后，这种材料的价格(非常高(是Fe-3％Si-G.O.的20倍至50倍))与Co的存在有关并且与Co的含量大致成正比。

目前只有这两个系列的高磁导率材料用于机载低频电力变压器。然而，早就知道，向铁中添加Co会增大合金的饱和磁化强度，添加35％到50％Co时合金的饱和磁化强度达到2.4T，并且已经可以预期在机载变压器中使用其他FeCo基材料，该其他FeCo基材料含有的钴比Fe-48％Co-2％V中的钴少。

不幸的是，事实证明这些中间合金的磁晶各向异性为几十kJ/m³，在最终晶向的随机分布的情况下，这不允许中间合金提供高磁导率。在用于中频机载变压器的小于48％Co的磁板的情况下，早就知道，成功的机会必然要经过一种锐角的织构，其特征在于，在每个晶粒中，轴<100>非常接近于轧制方向。由Goss在Fe3％Si中通过二次再结晶获得的织构{110}<001>是一说明性案例。然而，根据这些工作，板不应含有钴。

最近，在US-A-3 881 967中已经表明，添加4％至6％的Co和1％至1.5％的Si，并且通过使用二次再结晶，也可以获得高磁导率：B₈₀₀≈1.98T，与最佳电流板Fe3％SiG.O.(B₈₀₀≈1.90T)相比，在800A/m下的增益为0.02T/％Co。然而，显而易见的是，B₈₀₀仅增大4％不足以显著减轻变压器的负担。通过比较，用于变压器的优化的Fe-48％Co-2％V合金的B₈₀₀约为2.15T±0.05T，这允许对于相同轭截面的磁通量在800A/m下增大约13％±3％、在2500A/m下增大约15％、在5000A/m下增大约16％。

还应当注意，由于二次再结晶，在Fe3％SiG.O.中存在大晶粒，并且在允许B₈₀₀为1.9T的晶体之间存在非常低的混乱取向，并且存在非常明显地大于0的磁致伸缩系数λ₁₀₀。这使得这种材料对安装限制和操作限制非常敏感，这使得在工业实践中工作在机载变压器中的Fe3％SiG.O.的B₈₀₀约为1.8T。对于US-A-3881 967的合金也是如此。此外，Fe-48％Co-2％V的磁致伸缩系数的幅度仍然比Fe-3％Si的的磁致伸缩系数的幅度高4倍至5倍，但晶向随机分布并且平均晶粒尺寸小(几十微米)，这使得Fe-48％Co-2％V对低应力的敏感性降低，因此在工作中不会显著降低B₈₀₀。

因此在工作中，必须考虑用Fe-48％Co-2％V代替Fe 3％SiG.O.使得对于工作场振幅为800A/m至5000A/m，机载变压器的磁通恒定截面增大约20％至25％，因此，每％Co的磁通量增大约0.5％。US-A-3 881 967的合金允许每1％Co的磁通量增大1％，但如以上所陈述，这种总增大(4％)被认为太低而不能证明对这种材料的开发是合理的。

特别是在文献US-A-3 843 424中，还提出使用Fe-5％-35％Co合金，该合金具有小于2％Cr和小于3％Si，并且具有通过一次再结晶和正常晶粒生长获得的Goss织构。组合物Fe-27％Co-0.6％Cr或Fe-18％Co-0.6％Cr被认为可以在800A/m下达到2.08T，并且在8000A/m下达到2.3T。与Fe-3％Si-G.O板相比，这些值将允许在800A/m下以1.8T工作并且在5000A/m下以1.95T工作，从而将给定轭截面中的磁通量在800A/m下增大15％，在5000A/m下增大18％，因此将变压器的体积或重量减少相同的量。因此，已经提出了用于生产低Co Fe-Co合金(可能添加合金元素)的若干种组合物和方法，通常使得可以获得与可利用商业合金Fe-48％Co-2％V获得的那些合金的磁感应相近的磁感应10Oe，但是Co的含量(因此成本)显著更低(18％至25％)。

在切割堆叠芯部技术中，尚不知道Fe-Ni合金用于飞行器变压器。事实上，这些材料的被称为Js的饱和磁化强度(对于Fe-Ni50最多为1.6T)远低于上文提到的Fe-Si(2T)或Fe-Co(>2.3T)，并且这些材料对于FeNi50的磁致伸缩系数为λ₁₁₁＝7ppm和λ₁₀₀＝27ppm。这导致“非取向”型(即，没有显著的织构)的Fe-Ni50多晶材料的表观饱和磁致伸缩λ_sat＝27ppm。这种磁致伸缩的水平导致了高噪声，这解释了为什么除了相当适中的饱和磁化强度Js之外，尚未使用这种材料。

总之，飞行器变压器设计者面临的各种问题可能以这种方式出现。

在没有对磁致伸缩引起的噪声的很高要求的情况下，对低浪涌效应、高变压器重量、高效率和低磁损耗的要求之间的折衷导致使用涉及被卷绕在Fe-Si G.O.、Fe-Co或铁基非晶材料中的磁芯的解决方案、或者涉及由Fe-Si N.O.或Fe-Co制成的切割堆叠部件中的磁芯的解决方案。

在后一种情况下，经常使用FeSi N.O.或G.O.电工钢或诸如Fe49Co49V2的FeCo合金的切割堆叠E芯部或I芯部。但由于这些材料具有显著的磁致伸缩，并且磁化方向在E结构中并不总是保持在相同的晶向上，因此如果针对通常的工作感应水平(约为Js的70％)设置这些变压器结构的尺寸，则这些变压器结构可能会显著变形并发出明显的噪声。为了降低噪声的发出，必须：

-降低工作感应，但有必要以相同的比例增加芯部的截面，因此变压器的体积和重量维持相同的功率传递；

-或声学地屏蔽变压器，这导致额外的成本以及变压器的重量和体积的增加。

在这些条件下，设计同时满足规格的重量限制和噪声限制的变压器远非总是可能的。

随着对低噪声磁致伸缩的要求越来越普遍，除了通过增加变压器的体积和重量之外，不可能用以前的技术来满足该要求，因为除了通过降低平均B_t工作感应，因此增大了芯部的截面和总重量来维持相同的磁性工作通量之外，我们不知道如何降低噪音。在不存在噪声要求的情况下，对于Fe-Si或Fe-Co，B₁应降低至约1T而不是1.4T至1.7T。通常还需要防护变压器，导致重量和体积增大。

只有具有零磁致伸缩的材料初看起来将解决问题，并且假设零磁致伸缩的材料具有比当前解决方案更高的工作感应。只有饱和感应Js约为0.75T的Fe-80％Ni合金和Js约为1.26T的纳米晶体材料具有如此低的磁致伸缩。但是，Fe-80％Ni合金的B_t工作感应太低而无法提供比传统变压器更轻的变压器。只有纳米晶体材料才将允许具有所需的低噪声的这种减轻。

但是在“机载变压器”解决方案的情况下，纳米晶体存在如下主要问题：纳米晶体的厚度约为20μm，并且纳米晶体围绕刚性支撑件以无定形柔软状态环形卷绕，使得在导致纳米结晶的整个热处理过程中保持环形。并且，为了保持环形，并且还因为通常将环形切成两半以允许使用先前描述的卷绕电路技术改进变压器的紧凑性，在热处理之后不能总是除去这种支撑件。只有在树脂的聚合之后除去的支撑件不存在的情况下，将树脂浸渍到被卷绕的芯部中才能将其保持在相同的形式。但是在经过浸渍和硬化的纳米晶芯部的C切割之后，C变形，一旦已经插入绕组，该C变形就阻碍了两个部件精确地面对面地放回，以便重建闭合的环形。将C固定在变压器内的限制也可能导致C的变形。因此，优选地是保持支撑件，但这会导致变压器重量的增大。此外，纳米晶体的饱和磁化强度Js显著低于其他软质材料(铁、FeSi3％、Fe-Ni50％、FeCo、非晶铁基合金)，这需要显著增大变压器的重量，因为增大的磁芯截面必须补偿由Js施加的工作感应的下降。此外，如果所需的最大噪声水平较低，并且如果没有出现另一种更轻的具有低噪声的解决方案，那么“纳米晶体”解决方案将被用作最后的手段。

发明内容

本发明的目的是提出一种适用于飞行器的低频电力变压器设计，并且可以以尽可能好的方式解决上文提到的技术问题，并且满足涉及如下的规范：

-非常低的浪涌指数，通常小于0.8，该浪涌指数的精确的寻求值可以取决于变压器的电源类型、受到浪涌影响的变压器的电气或电子部件的类型；

-在感觉到浪涌效应的时间之外的工作期间的噪声，对于放置在驾驶舱中的变压器，小于或等于80dB，优选地小于或等于55dB；

-以及通过可能的最大的功率重量密度获得的最小可能磁芯的总重量，通常至少等于1kVA/kg，并且优选地大于1.25kVA/kg，或甚至大于1.5kVA/kg。

为此，本发明的目的是一种切割堆叠型的电力变压器芯部，其特征在于，该电力变压器芯部包括两个堆叠或堆叠的组，每个堆叠具有第一厚度(ep1)，其中，堆叠各自由单个平坦部件或由彼此隔离的若干个相同的平坦部件构成，该平坦部件的主切割方向是直线的并且彼此平行或垂直，其中，堆叠或堆叠的组彼此面对并包括至少一个残余气隙(ε)，该残余气隙在堆叠之间以最大值10mm来校准，其中，平坦部件具有至少一种奥氏体FeNi合金，该奥氏体FeNi合金含有Ni＝30-80％，优选地Ni＝40-60％，以及至多10％、优选地至多2％的合金元素和由制备产生的杂质，而剩余部分是铁，其中，该合金具有锐角的立方织构{100}<001>，其中，至少80％的晶粒，优选地至少95％的晶粒，与理想取向{100}<001>偏离不大于20°的角度(ω)，平坦部件的两个主切削方向基本上平行于轧制方向或平行于与轧制方向垂直的方向，晶面(100)与轧制平面偏离最多20°、优选地最多10°、更优选地最多5°，而轴[001]或[010]分别偏离轧制方向或横向方向的角度(α)至多等于20°、优选地至多等于10°、更优选地至多5°，平坦部件具有来自磁芯的正弦感应波中的磁损耗，该磁损耗对于最大感应1T在400Hz下小于20W/kg、优选地小于15W/kg、并且更好地小于10W/kg，当对细长的矩形样品进行测量时，场被施加在样品的长边方向上并且该方向平行于轧制方向，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩小于5ppm、优选地小于3ppm、更优选地为1ppm，当对细长的矩形样品进行测量时，场被施加在样品的长边方向上并且该方向平行于横向于轧制方向的方向并且位于轧制平面中，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩小于5ppm、优选地小于3ppm、更优选地为1ppm，并且当对细长的矩形样品进行测量时，场被施加在样品的长度方向上，并且该方向平行于与轧制方向和横向方向成45°的中间方向，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩小于10ppm、优选地小于8ppm、更优选地为6ppm。

堆叠可以分别为C形、E形或I形。

然后，芯部可以由彼此面对的两个E形子芯部形成。

然后，芯部也可以由头对尾放置的E形平坦部件的堆叠形成，E形平坦部件的横向分支之间的空间由具有与E形平坦部件组分和织构相同的组分和织构的I形平坦部件填充，其中，在E形平坦部件和I形平坦部件之间存在气隙(ε)。

然后，芯部也可以由彼此面对的E形子芯部和I形子芯部形成。

然后，芯部还可以由彼此面对的两个C形子芯部形成。

然后，芯部也可以由彼此面对的两个C形子芯部的两个连续的组形成。

可选地，芯部可以由一系列堆叠的层形成，两个连续的层头对尾地放置并由气隙(δ₂)隔开。

堆叠中的至少一个堆叠可以由若干个相同形状的平坦部件组成，每个平坦部件由气隙(δ₁)隔开。

合金元素可选自Cr、Si、Al、Zr、Mo、W、V、Nb、Cu、Mn中的至少一种。

切割的平坦部件可以具有对称性。

部件的晶粒尺寸可以小于或等于200μm。

变压器芯部还可以包括平坦部件的第二堆叠，平坦部件的第二堆叠具有第二厚度(ep2)的形状与具有第一厚度(ep1)的堆叠相同并叠置在具有第一厚度(ep1)的堆叠上，第二堆叠的平坦部件至少是饱和磁化大于或等于2T的材料，第二堆叠小于芯部体积的50％。

第二堆叠的平坦部件可以由选自以下中的至少一种材料制成：FeCo合金；FeCo(V、Ta、Cr、Si、X)合金，X选自一种或多种Mo、Mn、Nb、Si、Al；FeCoSi合金；软铁；钢；含有5％-22％Cr和总共0％-10％Mo、Mn、Nb、Si、Al、V的铁素体不锈钢；非取向FeSiAl电工钢。

彼此面对的两个堆叠或堆叠的组之间的气隙(ε)可以在具有第一厚度(ep1)的第一堆叠之间以及具有第二厚度(ep2)的第二堆叠之间具有不同的宽度。

气隙(ε)在具有第一厚度(ep1)的堆叠之间可具有介于2μm和1500μm之间的宽度(ε₁)，气隙(ε)在具有第二厚度(ep2)的堆叠之间可具有介于2μm和3000μm之间的宽度(ε₂)。

本发明的目的还在于一种包括切割堆叠磁芯的单相或三相电力变压器，其特征在于，磁芯具有前述类型。

该变压器可以是用于飞行器上的变压器。

该变压器可以是用于放置在飞行器的驾驶舱内的变压器。

如将理解的，本发明在于采用最典型的“使用以E、I或C的磁性材料的叠置板的切割堆叠芯部变压器技术”，本发明最常布置为形成堆叠，即，叠置的在形状、尺寸、化学组分和织构(当对于给定堆叠的板，织构对于想要获得的芯部的特性是重要的时)上基本相同的多组板，并且本发明最常布置为将以下特征与其联系起来：

-在频率为400Hz的正弦感应波处的高的功率密度和/或重量密度通常至少为1.5kVA/kg、优选地大于或等于3kVA/kg或甚至大于或等于4kVA/kg；对于最大感应1T，源自磁芯的400Hz的正弦感应波中的低磁损耗，即，小于20W/kg，优选地小于15W/kg，更优选地小于10W/kg；

-当对细长的矩形样品(Epstein型或通常100×10mm²)进行测量时，场被施加在样品的长边上，并且该长边方向平行于板的轧制方向DL，在最大感应1.2T(λ_s ^1.2T)下的表观磁致伸缩，小于或等于5ppm，优选地小于或等于3ppm，更好地小于或等于1ppm，；

-当对细长的矩形样品(Epstein型或通常100×10mm²)进行测量时，场被施加在样品的长边上，并且该长边的方向平行于板的横向方向DT,在最大感应1.2T(λ_s ^1.2T)下的表观磁致伸缩小于或等于5ppm，优选地小于或等于3ppm，更好地小于或等于1ppm；

-当对细长的矩形样品(Epstein型或通常100×10mm²)进行测量时，该场被施加在样品的长边的方向上，并且样品的长边的该方向平行于与DL和DT成45°的中间方向，在最大感应1.2T(λ_s ^1.2T)下的表观磁致伸缩小于或等于10ppm，优选地小于或等于8ppm，更好地小于或等于6ppm；

-全局磁路的主要磁滞循环的剩磁B_r，可以通过在切割部件之间分布的各种气隙将该剩磁B_r调节到不同程度的低值。

-在板的叠置的每个层处存在至少一个残余的或校准的气隙。

在某些情况下，我们可以用比简单板更重的单个部件替换相同板的堆叠，或仅替换堆叠中的一些。

由发明人选择的解决方案使得可以保持对变压器的紧凑构造的关注，从而允许高功率密度，这要归功于根据本发明布置的切割部件，该布置的方式与传统上为使用Fe3％Si或FeCo的变压器切割的部件的磁芯的方式相同。归功于材料和/或该材料的微结构相对于叠置的E和I的磁化采用的方向的适当选择，该解决方案还可以几乎不发出噪声。最后，通过获得磁路的低剩磁，该解决方案可以通过在瞬态期间获得高磁通来限制浪涌效应。

附图说明

为了满足低磁损耗、低浪涌效应、低A.Tr、低损耗导体、发出的低至极低噪声以及高功率密度的累计要求，通过以下通用解决方案实现了具有切割堆叠型的磁轭的机载变压器的良好折衷，该解决方案是在三相变压器的最受约束的情况下开发的，并在附图中示出，在附图中：

图1至图6示意性地示出了根据本发明制造的变压器的磁芯的各种可能的配置示例；

图7更详细地示出了根据本发明的“E+I”变压器芯部的示例；

图8示出了根据本发明的“双E”变压器芯部的示例；

图9示出了如何在示出芯部的“浪涌噪声指数”对并指示相应的芯部的重量的图表中定位表3的示例；

图10以透视图示出了由三层板堆叠的叠置构成的芯部配置的变体，板在每层堆叠的内部布置成E+I，并且每层堆叠的相对于相邻的层头对尾地布置；

图11以剖面图示出了芯部配置的变体，该芯部具有由设置在叠置的薄层的每层之间的非磁性层校准的面间间隙，在该配置中所示的两层堆叠的头对尾布置。

具体实施方式

本发明的基本模块是以E、I、C形式的平坦部件或不同部件的侧是直线的并且彼此平行或垂直的任何其他部件的切割堆叠型结构的磁芯。该磁芯通过使用具有织构{100}<001>(通常称为“立方织构”)、典型的组分为Fe 50％-Ni 50％(FeNi50)的至少一种奥氏体FeNi合金制成，使得E、I、C(或其他)形状的部件的两个主切割方向平行于轧制方向DL或横向方向DT(垂直于DL并位于轧制平面中的方向)。因此，E、I、C等被布置成围绕变压器的先前制造的绕组形成磁轭。这种类型的结构适用于例如单相或三相变压器。

发明人惊讶地发现在这样的配置中，FeNi(通常为FeNi50)芯部虽然具有很强的磁致伸缩系数λ₁₀₀和λ₁₁₁，但经受小的机械变形并且仅发出低噪音，这种现象同样发生在单相变压器配置(C+C或C+I)以及三相变压器配置(E+E或E+I)中。

发明人还发现，如果工作感应B_t太接近饱和磁化强度Js，则浪涌效应不再充分衰减。

发明人还发现，如果将较小比例的高饱和且高磁致伸缩材料(例如FeSi或FeCo)的切割部件添加到先前的FeNi芯部中，则对于相同总重量的磁芯，浪涌效应会得到更好的衰减。

所提出的解决方案在于将切割堆叠型结构的磁芯设计成E、I、C等形状的平坦部件，其中这些部件的不同侧是直线的，并且彼此平行或垂直。优选地，切割部件和/或更一般地，堆叠(切割部件/切割板)具有对称性，但这不是绝对必要的。例如，E的中心分支可以更靠近一侧分支而不靠近另一侧分支。

彼此叠置以形成堆叠的不同材料的部件不必在该部件的所有相应的部分上具有相同的宽度。特别地，立方织构FeNi部件(形成磁芯的主要元件)的各个直线部分的宽度优选地大于由高饱和及高磁致伸缩材料(例如，FeSi或FeCo)制成的互补可选部件的相应的直线部分的宽度,该互补可选部件优选地放置在FeNi件的堆叠的一侧或两侧上。这尤其允许磁芯的截面的角度“圆化”，然后在该磁芯上更容易卷绕铜导体。这也使用于卷绕的铜的量最小化。如果需要充分地衰减浪涌效应，其中，FeCo/FeSi部件的宽度通过形成堆叠的部件的数量的增加来补偿。

根据本发明，形成磁芯主要元件的部件是在根据冶金方法硬化的FeNi奥氏体合金带中切割的，使得可以在退火之后，获得具有称为“立方织构”的类型的织构{100}<001>。部件以如下这样的方式切割：

-在晶向<001>上取向的轧制方向DL平行于E或C的横向分支的长边；

然后在晶向<100>上取向的板的横向方向DT平行于E或C的背面(换言之，在连接其横向分支的E侧或C侧)；

-或者，在晶向<001>上取向的轧制方向DL平行于E或C的背面；然后在晶向<100>上取向的横向方向DT平行于E或C侧支的长边。

如果部件被切割成I形，则适用相应的规则。

换言之，芯部部件的各个直线部分的切削刃必须总是基本上平行于它们各自的DL或DT，否则当存在例如DL与晶向<100>之间的混乱取向时，会存在变压器的噪声性能的迅速降级。

通常地(但非排他地)，切割部件各自具有0.1mm至0.3mm的厚度。在稍后将描述的所有测试中，每个切割部件具有0.2mm的厚度。

图1至图6非常示意性地示出了根据本发明的、相对于变压器芯部的各个部件的方向DL和DT标识的变压器芯部的可能配置的各种非限制性示例。也已经呈现了与DL和DT形成正交坐标系并因此基本上对应于构成芯部的不同部件的叠置方向的方向DN。

图1示出了三相双E的变压器芯部，即，该变压器芯部由面对面放置的两个子芯部E1、E2形成。横向分支3-8和该横向分支所连接的背部9、10都具有相同的截面。

图2示出了单相变压器芯部，包括面对面放置的两个子芯部E11、E12。子芯部的外横向分支13-16和子芯部的后部17、18具有相同的截面，而内横向分支19、20具有等于其他分支13-16和后部17、18的截面的两倍的截面。在单相变压器中，与图5所示的配置相比，这为给定功率提供了非常紧凑的配置。

图3示出了整体形状为“8”的三相变压器芯部21，其中，该芯部的背部22和每个分支23、24、25具有相同的截面，E形件头对尾叠置。这意味着芯部21的两个连续的叠置的部件交替地叠置，一个叠置的部件的背部22位于右侧并且该叠置的部件的横向分支23、24、25面向左侧，而另一个叠置的部件的背部位于左侧并且该叠置的部件的横向分支朝向右侧。这在每个E形部件的横向分支23、24和24、25之间提供空的空间。在这种配置中，为了在整个芯部21上获得恒定且均匀的磁性材料部分，并因此获得芯部21的最佳性能，这些空的空间由I形平坦部件70、71填充。因此，在E形平坦部件的横向分支23、24、25和以I形式的平坦部件70、71的端部之间的叠置的每个层上产生气隙ε。根据本发明，这些气隙ε的存在确保了这种示例是良好的。

图4示出了E+I芯部26，该芯部也形成用于三相变压器的“8”状芯部并且在E和I之间具有气隙ε。在这种类型的结构中，E27状的子芯部由连接E27的分支29、30、31的端部的I状子芯部28封闭。这种配置通过如下两种方式实现：

-这种配置可以通过在芯部26的叠置的每个层上放置E形部件和与该E形部件邻接的I形部件，并通过头对尾地布置两个连续层的E形部件来获得；因此，在整个芯部26上存在一段恒定的磁性材料，同时保持图3的变型的“8”形状；

-这种配置可以通过接合E形部件的堆叠和I形部件的堆叠来获得。

图5示出了由面对面放置的C状的两个子芯部33、34形成的单相变压器的芯部32，每个C的分支35、36、37、38和背部39、40都具有相同的截面并且全部成直线，其中，分支35-38垂直于背部39、40。

图6示出了单相变压器芯部41，该芯部41由面对面地放置的C状子芯部44、45、46、47的两个组42、43形成，其中分支和直线的背部具有相同的截面，两个组42、43(它们各自与图5中的芯部32的类型相同)与残余的或校准的气隙ε'相邻，该气隙ε'将图2的芯部分开，因此，具有内侧分支48，以形成芯部41，该内侧分支48的总体形状与其他横向分支和背部的两个截面的形状相当。因此，存在总体形状为“8”的芯部41，该芯部41具有两个残余的或校准的气隙ε和ε'，该气隙ε和ε'彼此垂直并且将芯部分成四个对称的部件。

在本发明的上下文中使用的奥氏体合金FeNi可含有30％至80％的Ni，但更优选地含有45％至60％的Ni，以获得尽可能高的饱和磁化强度Js并因此能够尽可能地减小芯部的不同部件的截面，从而减小芯部的重量。

该合金可含有依重量计最多10％的添加元素，例如Cr、Si、Al、Zr、Mo、W、V、Nb、Cu、Mn以及通常在电弧或感应炉制造的合金中发现而不是主动加入的任何残留元素和杂质。优选地，这些残留和杂质添加元素的总量将最多为2％。除Ni之外的某些其他元素的显著添加可具有通过增加合金的电阻率来限制磁板中的感应电流损耗的优点。但对应的将是Js的降级。这个理由证明了以上提到的10％和2％的限制。

如果例如关注芯部性能方面的话，可以通过将合金布置成具有限定厚度的连续的层的形式，或者通过将合金混合在堆叠内，而在相同芯部的堆叠中使用不同的合金。但是，这些合金中的每一种都必须满足以上提到的组分要求。

然后，以E、I、C等形式的切割部件通过绝缘材料彼此电绝缘，绝缘材料的厚度为1微米至几微米，该绝缘材料沉积在硬化带材的表面上。叠置在堆叠中的两个平坦部件由至少一层绝缘涂层隔开。诸如有机树脂(通常称为“绝缘清漆”或“涂层”)或诸如CaO或MgO或Al₂O₃的氧化物的绝缘材料可以以已知的方式用于该绝缘。在氧化退火期间也可以优选地氧化部件的表面，导致表面形成Fe氧化物和Ni氧化物。也可以在Ni氧化物和Fe氧化物的粘合层上磷化部件的表面。当然，这种绝缘处理的列表并不是限制性的。特别地，在堆叠的形成期间，，可以通过在待绝缘的部件之间插入绝缘的板和校准厚度(通常为几十微米到十分之几毫米)的非磁性材料来替换以上描述的绝缘材料的沉积物，对于芯部的某些配置，这还将具有调节分隔两个堆叠的气隙的功能。这样的材料的示例是塑料、纸、纸板、硬质泡沫、绝缘和非磁性复合材料。绝缘沉积物和绝缘板的插入可以累积。

应当理解，在说明书中理解的意义上，如果证明这使得可以获得期望的结果，则“堆叠”可以由差不多厚的单个切割部件构成。然而，在一般情况下，对于给定的总厚度，将优选地使用彼此隔离的若干个相对薄的相同板来形成“堆叠”，特别是用于限制可能使芯部的性能降级的涡流的形成。

然后，部件在保护性气体(Ar、H₂、H₂+N₂、N₂等)下退火几分钟至几小时，以便获得尺寸通常小于或等于200μm的均匀晶粒结构、完全不存在的异常生长(这将产生结晶学上严重取向的大晶粒)以及锐角的立方织构，即，至少80％、优选地至少95％的晶粒的晶向与理想取向{100}<001>偏离等于至多20°的角度ω。

可选地，可以在切割部件之前进行织构化退火，并且然后进行电绝缘涂层的沉积。

退火并涂覆有电绝缘的部件被叠置以形成“堆叠”(其中至少对于堆叠中的一些，堆叠可能各自由单个部件构成)，堆叠可能通过绝缘材料板彼此分开，使得允许堆叠通过堆叠的覆盖层和/或堆叠的并置构建的E、I、C等形成磁轭，围绕磁轭布置有先前形成的绕组。但是我们可以在组装轭之后制造绕组。这种类型的结构适用于例如单相或三相变压器。

在堆叠之间建立绝缘件不是必需的，但是是允许的，因为对气隙ε、ε'的控制，这使得可以更好地控制磁路的剩磁和变压器的磁化电流，提高浪涌的性能，并且使得工业生产中变压器的性能更加能再生产。

将FeNi部件的堆叠与其他堆叠叠置不是强制性的，而是有利的，其中，所述其他堆叠包含部件的少数体积比例(即，构成芯部的总体积的不到50％)，具有与以上描述的FeNi的形状相同的形状，以及具有与这些相同部件的尺寸相同或非常相似的尺寸，但是由诸如FeSi和FeCo的高饱和磁性材料制成。所述其他堆叠以与FeNi部件相同的方式通过彼此电绝缘而叠置。

这些高饱和材料在变压器中的非常低的感应下工作。这些高级材料可能是：Fe-3％Si、Fe-6.5％Si、织构化或未织构化的Fe-15％-50％Co-(V、Ta、Cr、Si、X)(其中，X选自Mo、Mn、Nb、Si、Al中的一种或多种)、软铁、一些钢、含有依重量计5％至22％的Cr和总共0％至10％的Mo、Mn、Nb、Si、Al、V的Fe-Cr铁素体不锈钢、Fe-Si-Al N.O.电工钢，所有这些材料都具有远高于FeNi50(FeNi50在奥氏体FeNi中具有最高的Js)的1.6T的Js值。需要Js至少为2T。

在下面的表1中给出了在800A/m(B₈₀₀)和8000A/m(B₈₀₀0)下给出的具有磁性工作点B(H)的传统高Js的材料的示例(当然，给出的组分是近似的，并且不排除相对少量的其他合金元素的存在；同样，示例的列表并未声称是详尽无遗的，并且可以使用具有可比特性的任何材料)。事实上，它在曲线B(H)的弯头附近，在这种类型的材料中朝向B₈₀₀，在变压器的体积减小(高B)和低消耗(低A.tr)之间达到最佳折衷。另一方面，B₈₀₀₀考虑了饱和感应方法，该方法不仅用于功率密度电位(B_t<B₈₀₀₀)，还用于降低浪涌效应。

表1：可用于本发明的高Js材料的组分及这些材料的800A/m和8000A/m的磁操作点

在下面的示例中，将考虑三相变压器的情况，从而需要切割E形平坦部件和/或I形平坦部件。

在图7所示的第一示例中，使用具有图4中示意性示出的类型的E+I结构的变压器芯部49。堆叠E 53的两个外横向分支50、51和内横向分支52各自承载变压器的每个相的绕组54、55、56中的一个绕组。堆叠I 57附接到E 53的横向分支50、51、52的自由端。根据本发明，每个堆叠53、57通过叠置在立方Fe合金板金属的厚度ep1上而制成。通常包含40％至60％的Ni，堆叠E 53和堆叠I 57被气隙ε分开。注意到，在这个示例中，堆叠E 53的后部58和三个横向分支50、51、52和堆叠I 57都具有相同的宽度a。两个堆叠E 53和I 57被叠置在另外两个堆叠E 53'和I 57'上，它们本身由高Js厚ep2的材料的板的叠置构成，使得两对堆叠E 53、53'和I 57、57'具有总厚度ep1+ep2。在所示的非限制性示例中，高Js材料的堆叠53'、57'的板与构成堆叠53、57的板具有相同的形状和尺寸，堆叠53'、57'叠置在堆叠53、57上。

在这个示例中，构成堆叠E 53、53'的叠置板的直切侧面和构成堆叠I 57、57'的叠置板在立方织构(结晶学上标记为{100}<001>)板FeNi的轴DL(每个板的轧制方向)和DT(垂直于每个板的轧制方向的方向)上对齐。在所示的示例中，E 53的横向分支50、51、52的轴与DL对齐，而I 57和E的后部58沿着DT对齐。但是我们也可以翻转切割布局，同时保持在本发明的范围内。正是DL上(或DT上)的<100>轴和轧制平面上的平面(100)的对齐质量令人惊讶地确定了磁芯发出的振动和噪声的减少。理想的“立方”取向的晶面(100)在图7中示出为完全平行于轧制平面(E 53的平面)，但是在这两个平面之间可以接受高达20°的混乱取向，因此惊人的效果是显著的。优选地，这种混乱取向ω最多为10°，更优选地最多为5°。类似地，可以在轴[001]或[010]以及DL或DT之间分别接受高达20°的混乱取向α，使得惊人的效果是显著的(关于这种混乱取向α的可视化，参见图7)。优选地，这种混乱取向α最多为10°，更优选地最多为5°。

当然，对于堆叠I 57的板也是如此，并且对于C的堆叠的板也是如此，例如图5和图6中示意性示出的。

因此，在至少80％(表面或体积)的晶粒具有这种取向ω和α(即，根据所考虑的不同轴和平面而混乱取向最多20°)的立方织构的情况下，观察到如下惊人现象：变压器芯部49整体上的振动非常小，因此具有低磁致伸缩噪声。

此外，通过调节E 53和I 57之间的气隙ε，可以建立磁路的等效磁导率，同时调节磁路的剩磁。可以通过垫片调节该气隙ε的宽度。

另外，如图所示，在两个堆叠53、57中的每一个处的具有高饱和材料(例如，FeCo或FeSi)的厚度为ep2的E板或I板的堆叠53'、57'的叠置允许该材料参与浪涌效应的衰减，这允许变压器的FeNi中的主要部件的尺寸被设置成能够使变压器工作到更高的感应。因此，可以减小磁路的截面和重量。本领域技术人员知道如何在针对相同的ep1+ep2厚度的芯部49在重量增大的FeCo或FeSi与重量减少的FeNi之间找到正确的折衷方案。

应当理解，这种高Js材料的板不需要具有特定类型的织构。在这些板具有任何标记的织构的情况下，该织构不一定以精确方式相对于DL和DT定向。只有板的切割边缘相对于DL和DT的取向是显著的，因为这些取向与具有低磁致伸缩材料的立方织构的FeNi板的切割侧面的取向相同。

在根据本发明的称为“双E”的三相磁变压器芯部的第二示例中，如图8所示(这次，没有呈现绕组)，变压器的芯部59在板状元件的列中以两个堆叠60、61的形式呈现，两个堆叠被切割成E形，两个堆叠60、61面对面地布置以形成磁路并以气隙ε隔开。可以通过垫片调节该气隙ε的宽度。我们发现了图1中示意性地示出的配置。外侧分支62、63、64、65和内侧分支66、67具有相同的宽度a，该宽度a等于连接这些分支的背部68、69的宽度。所有堆叠60、61的横向分支62-67具有相同的长度c，而每个堆叠的横向分支62-67彼此间隔长度b。

这些堆叠60、61中的每一个由一种第一材料的一个或优选地若干个切割板制成，一个或优选地若干个切割板至少体积上是主要的，即占芯部的总体积的50％以上，该第一材料是具有{100}<001>立方织构的30％-80％(优选地45％-50％)FeNi合金，这些堆叠60、61中的每一个由绝缘板绝缘或隔开，如先前所解释的。这些FeNi板叠置在厚度ep1上。如先前定义的并且对于图7的示例所示的板的织构相对于方向DL和DT的取向α也存在于这个示例中，并且在图8中不再重复。

优选地，如在图7和图8中所示的示例中，芯部由厚度ep2的叠置补充，厚度ep2的叠置均由第二材料的一个或优选地若干个板组成，具有诸如表1中定义的那些的高含量。

在本发明的上下文中，在两个相对的堆叠之间存在气隙ε是强制性的(在不存在这种气隙ε的情况下，对于图7和图8的配置，可以具有完整的“8”结构芯部，而不是根据本发明)。从若干个角度来看这是有利的：

-使得可以降低磁路的剩余感应；

-便于绕组的组装；

-优选地是填充卷绕窗口，因此增大体积功率密度。

此外，气隙ε对于两组板即，FeNi织构化板高Js材料的板可以具有不同的宽度。

对于两组板可能存在不同值的气隙ε对于根据本发明的其他芯部的变型也是有效的，特别是对于图7的变型。将注意到，在图3的变型中，气隙ε将I-板70、71与E-板的分支23、24、25分开，I-板70、71放置在分支23、24、25之间，这起到图6和图7中气隙ε可见的作用。

民用航空的趋势是设计机载变压器，当位于紧邻驾驶舱时，该变压器发出的声音噪声越来越低或非常低，从而允许飞行器驾驶员在没有耳机的情况下进行通信。与任何飞行器上部件一样，变压器必须是最轻和最小的变压器，尽可能少地消耗功率，并尽可能少地升温，并且还能够在不损坏该变压器的完整性(变压器的绝缘体、变压器的电子元件)的情况下承受充电中的大变化，即变压器的浪涌电流的大变化。正如我们已经看到的，这种浪涌电流应该尽可能低。

在最近的文献中已经确定最大浪涌电流(变压器的励磁瞬态电流)与(2B_t+B_r-B_s)成比例，其中，B_t是标称的工作感应(由磁路的尺寸决定)，B_r是(即，由铁磁芯和根据芯部构造的结构定位或分布的气隙组成的组件的)磁路的主要磁滞回路的剩余感应，并且B_s是芯部的饱和感应。

要获得低的最大浪涌电流，需要：

-高饱和磁化材料(对于FeNi和纳米晶体材料是优选地FeSi或FeCo)；

-具有低剩磁的磁路(而不仅仅是构成单独考虑的磁芯的材料)，这可以通过选择材料(纳米晶体合金的平坦磁滞循环的示例)直接获得，或者通过轭的结构效应(分布或定位的气隙，产生足够的退磁场)获得。

-低B_t工作感应；但这与变压器的高功率密度、小型化和轻量化是矛盾的，并且因此无法构成对问题的令人满意的解决方案，除非在其他方面(包括噪音)有利的芯部的结构特征允许芯部保持仍然可以接受相对低的B_t的体积和重量；

-磁芯的小截面，这将导致使用高饱和材料；

-绕组的大截面面积。

简而言之，如果只考虑浪涌的问题，则理想的磁路包括用于降低的感应的具有高饱和磁化强度和低剩磁的合金(FeSi、FeCo)。这涉及磁路的优化设计和尺寸确定，以及具有高饱和磁化强度Js的这些材料的气隙的适当校准。通常在两个C形子芯部之间或两个E形子芯部之间或E形子芯部和I形子芯部之间的大约1μm的气隙对材料的固有剩磁几乎没有影响，并且然后FeNi50立方织构{100}<001>保持其非常高的剩余感应(接近Js＝1.6T，通常为1.4T至1.55T)。在这种气隙的情况下，并且根据上述给出浪涌指数的公式，浪涌效应的衰减将不会很好。为了减少剩磁，在图7的示例中，在切割部件的层之间以及如E 53和I 57的切割部件之间引入了例如200μm或600μm或0.1mm的气隙(通过沉积物或添加材料层校准)。显著降低B_r所需的气隙的值很大程度上取决于不同磁性部件的堆叠的配置，如下面在根据本发明的示例的描述中所看到的以及使得可以关于参考示例获得的结果。在这种情况下，剩余感应B_r可以降低，范围从几％到几十％。注意到，相反，我们并没有夸大气隙ε的宽度，因为根据安培定理，这需要多得多的磁化电流，也将导致通过焦耳效应的更多的升温、更多功耗和性能降低。因此，我们必须在低浪涌和低升温和电流消耗之间找到良好的折衷方案。本领域技术人员将通过计算和经验知道如何在这些要求之间找到明智的平衡。

在我们想要添加本身具有高Js的第二材料(FeCo或FeSi)的可选的情况下，为了进一步抑制浪涌，我们希望这种第二材料在稳定状态下几乎不起作用，因此它只有较少、甚至很少被第一材料(立方FeNi)及该第一材料的气隙所定义的磁化电流磁化。事实上，高Js的第二材料主要在变压器的强电流消耗期间的瞬态条件下起作用。如果高Js的第二材料在变压器的稳定状态下也被大部分磁化，则高Js的第二材料的高磁致伸缩会对变压器造成严重的噪声。为了限制高Js的第二材料的磁化，可以将特定的气隙ε₂引入包括该高Js下的第二材料的堆叠中，气隙ε₂的值通过应用安培定理、变压器在稳态下的磁化电流以及第二材料的磁特性而获得，气隙ε₂的值可以与分隔包括立方织构FeNi的堆叠的气隙ε₁的值不同。例如，在图7的示例中，如果E处的FeNi板的堆叠与I处的FeNi板的堆叠之间的气隙ε₁为0.1mm，则可能需要在E处的高Js材料的堆叠和I处的高Js材料的堆叠之间引入0.2mm的气隙ε₂。优选地用于校准气隙ε₁和ε₂的中间层可以是任何非常轻质的非磁性绝缘材料，例如纸、纸板、塑料、硬质泡沫、复合材料等。

通常，ε₁可以优选地在2μm和1500μm之间，而ε₂可以优选地在2μm和3000μm之间。

这些值也可以特别地转换为图8的E+E配置。

如果我们在飞行器变压器中结合小尺寸和低重量、低磁损耗、低噪声到极低噪声和低浪涌效应的约束，则仍然需要确定最有用的解决方案来优化先前描述的每个约束幅度。表2总结了发明人在这一点上的想法，根据本发明，在切割/堆叠磁路(在E、I或C中)的情况下：

表2：用于构造切割堆叠电路的单材料芯部的材料的预期特性(降低的兴趣评级：优异>非常好>好>平均>差>不好)

我们在这里考虑合金Fe-50％Ni的质量，称为“变压器”质量。这在现有技术中已知很长时间，并且对应于以下冶金范围：具有粗晶粒的最终微观结构(从几百μm到几mm)、具有平均幅度但不呈现任何显著的立方织构部件并因此具有在C电路或E电路上的低磁损耗的不同织构化部件、以及饱和时的表观磁致伸缩量为10ppm-20ppm的。这种合金的描述尤其可以在位于新泽西州上蒙特克莱尔的工程合金摘要公司(Engineering Alloys Digest，Inc.)于1975年6月出版的参考文献“合金48”以及由材料学报(J.Mater)出版的F.J.G.Landgraf著作的参考文献“退火对Fe-47.5％Ni合金磁性能的影响”中找到。

在配置变型中，这也将是将描述的测试(表3和表4)中考虑的，形成芯部的叠置板可以被切割成“8”形。这给出了与图1中所示相同的一般形状的芯部，但该芯部没有气隙，因此不符合本发明。

因此，本发明是基于将优选地具有高饱和磁化的立方织构奥氏体FeNi合金用作芯部的主要构成材料或用作唯一材料，该合金诸如为含有30％至80％Ni、优选地40％至60％Ni以及至多10％、更优选地至多2％的除Fe和Ni之外的其他元素的合金。事实上，发明人已经惊奇地发现，在本发明的条件下使用这样的材料显著地降低了磁致伸缩噪声，而这些材料的真实磁致伸缩系数仍然很高(例如，λ₁₀₀>20ppm)。

通过下文的许多具体示例将更好地描述本发明的该示例性实施方式，该示例考虑分别用第一材料和可能的第二材料制成的堆叠的不同厚度ep1和ep2，并且对于不同的磁性参考材料，通过以下的方式制造磁路：

-“以不间断的8”切割，并因此没有气隙(因此不符合本发明)，或者，根据本发明的一个实施例，在形成“8”的E之间提供约为1μm的残余气隙(Res.)ε；

-或者通过将两个E堆叠面对面地放置来实现，其中，在两个E之间设置几微米或几十微米(或高达1mm)的校准气隙ε(图1的示例)。

在使用若干种材料的情况下，已经针对该气隙ε指示了两个值，这两个值可以是不同的，并且连续地对应于在用第一材料制成的堆叠的层处将E或E+I分开的气隙ε₁，并对应于在用第二材料制成的堆叠的层处将E或E+I分开的气隙ε₂。列“Config”(配置)指定对每个测试采用的芯部的形态。

给出了具有以下特征的机载三相变压器的结果：

-基频：360Hz；

-变压器磁化初级电流：I1＝115A；

-变压器的初级电压V1和次级电压V2：V1＝V2＝230V，

-由变压器转换的表观电功率：P＝约46kVA。

电路的几何形状由图8的示例中固定的参数a、b和c确定为：

-a(8或E的每个水平分支和垂直分支的宽度)＝20mm；

-b(8或E的每个水平分支之间的间隔)＝50mm；

-c(8或E的每个水平分支的、除了该水平分支与附接到该水平分支的垂直分支之间的公共部分的长度)＝60mm。

必须将FeNi条带或FeNi板的至少一个面、更好地两个面电绝缘，其中，绝缘材料的厚度从几μm至优选地为5μm-10μm，这可能导致：

-在清漆或有机树脂的沉积物中，存在或不存在矿物填料，沉积发生在切割板和织构化退火之后；

-或者在织构化退火后在板上进行氧化退火，在板的表面上形成氧化层；

-或者计量粉剂或在液体及其添加剂中氧化物颗粒(氧化铝、氧化镁、石灰......)的悬浊液的沉积，该液体及其添加剂诸如例如为氧化镁乳(水+胶+MgO细粉，颗粒的直径为几μm)；

-或者在FeNi合金条带上沉积能够产生电绝缘并且耐高退火温度(通常为900℃-1000℃)的层，例如，对某些有机金属化合物(诸如甲醇镁)进行沉积，形成略微粘稠的MgO。在对已经组装的变压器芯部进行高温退火之后，颗粒保持粘在板之间，保证了板之间的校准的气隙；在表2的示例中，板的两侧涂覆有2μm的甲醇镁。

如已经陈述的，通过在堆叠中的构成这些堆叠的连续的板之间插入绝缘非磁性板也可以确保绝缘。

这种绝缘也以相同的方式在高Js材料板的第二堆叠上实践。

本领域技术人员公知，如果降低工作感应以降低噪声和浪涌效应，则必须增加磁性部分(并因此增加磁路重量)以保持230V的相同感应电压V2，因此保证了转换的功率P。该低噪声变压器的规格是浪涌指数In小于0.8，噪声小于或等于可能在55dB和80dB之间的限制，该限制取决于变压器在飞行器中的位置。

在参考示例中，第一材料是FeSi或FeCo，并且不添加第二材料。

测试的结果如表3所示。满足前述规格的结果标有下划线。

注意，本发明旨在获取具有以下特征的高性能变压器。

它们在400Hz下具有最大的重量功率密度，可能通常至少等于3kVA/kg，并且优选地大于4kVA/kg，或甚至大于5kVA/kg。考虑的重量仅是磁芯的重量。

取决于规格，变压器磁致伸缩起源的噪声小于或等于55dB到80dB之间的限制。根据本发明的某些示例实际上具有小于55dB的噪声，因此相应的变压器可以被放置在驾驶舱中。

这些变压器具有最多为0.8的浪涌指数。

这些特征是在芯部的重量高达16kg的情况下获得的。

从下面的试验可以得出，为了形成芯部，必须使用厚度小(通常为0.2mm)的FeNi合金的条带或板以及由此得到的切割元件，其特征在于，源自磁芯的正弦感应波中的低磁损耗：对于最大感应为1T，在400Hz下小于20W/kg，优选地小于15W/kg，更优选地小于10W/kg。

FeNi合金应当含有30％至80％的Ni，优选地40％至60％的Ni，以及总和至多10％的合金元素，例如Cr、Si、Al、Zr、Mo、W、V、Nb、Cu、Mn以及由制备得到的各种杂质(优选地至多2％)。

FeNi板具有锐角的{100}<001>立方织构组分(按体积或表面超过颗粒的80％)。当颗粒的混乱取向相对于理想取向最多为20°，优选地最多为10°，更好地最多为5°时，该颗粒被认为是立方的。

用于参考示例中的或用作根据本发明的示例中添加的第二材料的FeCo(FeCo27或FeCo50V2)板和FeSi3％Si板可以具有任何织构，因为FeCo(FeCo27或FeCo50V2)板和FeSi3％Si板仅因它们的高饱和磁化Js并且可能地，限制了它们的磁致伸缩的它们的低工作感应B_t而被使用。在目前的情况下，示例1的FeCo27具有43％的组分的织构{110}<001>(所谓的Goss织构)、38％的随机织构组分、其余部分包括根据其他次要组分的织构(对于其余部分中的每个部分具有某些％)，示例12B的FeCo27具有10％的高斯织构组分以及具有随机织构的其余部分，各个示例2至示例6的FeCo49V2具有14.5％的组分{001}<110>、14％的组分{112}<110>、13.5％的组分{111}<110>、26％的组分{111}<112>以及32％的随机织构组分。对于一些示例(示例7至示例10)，FeSi3具有非取向(N.O.)晶粒因此完全随机的结构，并且对于其他示例(示例11至示例12)，FeSi3具有晶粒取向(G.O.)结构，即，如先前呈现的Goss织构{110}<001>。

形成芯部的板被切割成以E、I或C、或者任何其他形状(该其他形状的侧面是直的并且彼此垂直或平行)的形式的元件。板的侧面基本垂直或平行于DL条带的轧制方向和垂直于轧制方向DL的方向DT。在图7中示出理想的“立方”取向的晶面(100)，晶面(100)完全平行于轧制平面(E堆叠53的平面)，但是在这两个平面之间可以接受高达20°的混乱取向ω，因此惊人的效果是显著的。优选地，这种混乱取向最多为10°，更优选地最多为5°。类似地，可以在轴[001]或[010]与DL或DT之间分别接受高达20°的混乱取向α，使得惊人的效果是显著的。优选地，这种混乱取向α最多为10°，更优选地最多为5°。

当对(Epstein型框架或通常是100×10mm²的板的)细长的矩形样品进行测量时，在样品的“长”方向(换言之，由样品形成的矩形的长边的方向)上施加场，并且该方向平行于轧制方向DL，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩(表示为λ_s ^1.2T)小于5ppm，优选地小于3ppm，优选地为1ppm。

并且，当对(Epstein型框架或通常是100×10mm²的板的)细长的矩形样品进行测量时，在样品的“长”方向上施加场并且该方向平行于横向方向DT，该横向方向DT是垂直于轧制方向DL并位于层压平面中的方向，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩(表示为λ_s ^1.2T)小于5ppm，优选地小于3ppm，优选地为1ppm。

最后，当对(Epstein型框架或通常是100×10mm²的板的)细长的矩形样品进行测量时，在样品的“长”方向上施加场，并且该方向平行于与轧制方向DL和横向方向DT成45°的中间方向，并且位于与DL和DT相同的平面中，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩(表示为λ_s ^1.2T)小于10ppm，优选地小于8ppm，优选地为6ppm。

以体积或表面(相当于是相同的)计数的至少80％的颗粒具有“立方”取向{100}<001>，其中，晶向分布相对于理想取向{100}<001>的最大平均混乱取向ω为20°。应当理解，ω更精确地是立方织构组分的三个混乱取向的平均值，每个混乱取向均围绕DL、DT或DN测量。

磁路的磁剩B_r可以通过在切割部件之间分布的各种气隙调节到不同程度的低值：残余气隙，即，仅由切割边缘并将边缘设置为芯部元件的边缘而产生的(在这种情况下，该残余气隙可以约为1μm或几μm)，或者，优选地，在堆叠元件之间(在DN方向上)以及以E+I、E+E、C+C、C+I......(因此在它们的轧制平面上)组装的元件的边缘之间的各种受控气隙(例如通过垫片产生的)。以下在本文中给出磁性部件(交替地堆叠、全部地堆叠、部分地堆叠或根本不堆叠)和气隙值的配置的具体示例。

关于所讨论的各种气隙的名称，有必要指明如下。

由E、I或C元件组成的变压器芯部的自然对称轴，即：

-X轴平行于E或C的腿部，并且对应于轧制方向DL；

-Y轴平行于E或C的背面并且平行于I的主方向并且对应于垂直于DL的方向DT；

-Z轴垂直于在E、I或C中切割的板的平面并且限定了与X轴和Y轴的正交参考。

“变压器芯部平面”由包含X轴和Y轴的平面限定。

应当理解，在上述推理中，DT和DL可以通过分别将DT和DL与X和Y匹配来很好地交换，也如在绘图板1上所指示的，其中，示出了对应于这些推理中的每一个的两个标记。

气隙区域是基于面对的表面的体积，每个面对的表面限定以E、I、C等的部件。这些气隙体积非常薄，因为这些气隙体积的厚度严格地说是“气隙”，即，分开两个相对表面的距离。

气隙ε基于基面X-Z或Y-Z限定，基面X-Z或Y-Z是切割成变压器的E、I或C的磁性部件的端部截面(在端部处)。因此，气隙ε是分别在面对两个部件的端部的两个表面之间沿Y轴或X轴的平均间距的测量。如上文已经陈述的，在芯部中使用(非强制性)两种不同材料的情况下，这些气隙ε可以取两个不同的值ε₁和ε₂。通常，这些气隙ε的范围从“残余”厚度(几μm)到由垫片或非磁性板的插入控制的厚度(约为几十μm到几百μm，或者甚至约为mm)。

通过使用基面X-Y来限定气隙δ，基面X-Y是切割成变压器的E、I或C的磁性部件的主表面，并且因此，气隙δ是堆叠内部或两个堆叠之间的两个面对的表面之间的平均间距的测量，因此在Z方向上。这些气隙δ是通过以例如E、I、C切割的部件之间或者在这样的切割部件的堆叠之间插入非磁性平面材料而产生的。这些部件或部件的堆叠可以或可以不是头对尾地布置。气隙δ可以取在相同形状、尺寸和取向的相同堆叠的切割部件的两个切割部件之间的值δ₁，并且可以取在不同取向和/或形状的两个叠置的切割部件之间的值δ₂。我们可以利用δ₁和δ₂之间的这种可能的不同来减少剩余感应B_r。δ的值通常与ε的值处于相同的数量级。

气隙ε、δ₁和δ₂在图10中突出显示。

根据是否在芯部的具有低磁致伸缩的主要材料中或在具有高Js的可选材料中来调制气隙δ的值也会是有趣的。

以下示例1至示例5和示例7至示例9以及示例13、示例17、示例20、示例23、示例27完全由板切割成一个8字形部件而制成。在这种情况下，仅存在将8字形的部件堆叠在彼此上的一种可能性。一旦达到所需数量的8字形的部件，就可以仅对磁路进行如下变型：在所有8字形的部件或8字形的部件中的一些之间，(通过垫片、非磁性间隔件等)引入或不引入先前描述的气隙δ的类型的相当大的气隙。

虽然这未在下面的表3中示出，但是发明人已经尝试在8字形部件的所有或一些部件之间添加气隙：前述示例的结果完全没有改变。因此，如果他们在8字形部件(从表3中报告的结果中突出显示，将至少50％的部件切成单个8字形部件但没有ε型气隙)之间已经使用了δ型气隙间隔件，那么具有8字形部件的解决方案的无关紧要性也与这些相同的示例差不多。根据本发明，气隙对于以下大体形式为8的磁芯是有效的：在将8分成两个E块、一个E块和一个I块、分别由两个彼此面对的并置的C块形成的两个E块、或类似的块。

在以下示例(表3、表4和表5)的某些情况下，使用以由两个连续的C形成的E或E+I或E的切割部件(示例6、示例10-12B、示例14-16、示例18、示例18bis、示例18ter、示例19、示例21、示例22、示例24-26)，这些被叠置在称为“串联(series)”的配置1中：在这种情况下，E、I或C总是被叠置在E、I或C上，这最终给出了由E堆叠或I堆叠或C堆叠形成的磁子电路，E堆叠或I堆叠或C堆叠被面对面放置为在这些两个部件之间存在气隙ε，至少为残余气隙；这对应于图7和图8所示的情况；限定这些堆叠之间的气隙的宽度的垫片(其厚度在下文的示例、参考文献和表3中列出)可以被插入彼此面对的E、I或C处的堆叠之间；在下文的示例中，这样的垫片尚未被插入到每个E、I或C的堆叠中，并且这些堆叠内的板之间的气隙保持为残余的(通常为几μm)。表3中的所有示例都示出了这种“串联”配置。

在表4和表5的一些示例中，使用所谓的“并联”配置2(在表4和图5中指出)：在这种情况下，E或I的板或C等的板堆叠起来，但并非必须将它们放在与堆叠的前一块板相同的位置中：因此，我们遇见至少一个“头对尾”的交替，这个表达具有参考图3所见的含义。在表3的示例的情况下，在E和I的属于堆叠的两个连续的层的分支之间没有设置气隙：相应的气隙保持为残余的。

在表3、表4和表5中，噪声、浪涌指数和芯部的总重量的值标有下划线，在约为46kVA的三相功率变压器的情况下，这样的噪声、浪涌指数和芯部的总重量的值被认为是对于本发明的实施方式至少可接受的。根据本发明给出的示例必须在这三个点上是可接受的，因为认为小于80dB的噪声属于这个类别，应用于特别适用于安装在驾驶舱本身的机载变压器的优选的最大值为55dB。为了可以接受，浪涌指数必须小于0.8，而总重量必须小于或等于17kg。

表3：各种芯部设计的测试结果

(注意：B_r感应是在饱和时的主要磁滞循环上测量的)

现在将示出E+I配置或C配置同样适合于提供本发明的优点。从E+E+ε型气隙的以上示例18开始，我们在表4中对三相变压器类型(截面保持)的(图4的类型的)E+I配置与单相变压器类型(在中心腿部上卷绕)的(图6的类型的)具有E＝2C连续的2×E配置进行比较。这些示例不包括高Js的材料2，而仅包括低磁致伸缩的材料1。

对于三相示例18(E+E)，电路的几何形状由如图1的示例中所示的参数a、b和c固定：a(E和E的背面的分支宽度)＝20mm，b(E的分支之间的间隔)＝50mm，c(E的分支的长度)＝60mm。

对于三相示例18bis(E+I)，电路的几何形状由如图4的示例中所示的参数a、b和c固定：a(E或I或E的背面的分支宽度)＝20mm，b(E的分支间隔)＝50mm，c(E的分支长度)＝120mm。

对于单相示例18ter(E＝2C+E＝2C)，电路的几何形状由如图6的示例中的参数a、b和c固定：a(C的分支宽度)＝20mm(这相当于构成a E＝2C的中心腿为2×20＝40mm)，b(C的分支之间的间隔)＝50mm，c(C的分支的长度)＝60mm。

对于三相示例18quater(以交替的E+I)，使用与18bis相同的材料，但是在E+I堆叠的配置中与每层交替，其中，在E和I之间以及在E+I的每个层之间具有残余气隙。因此，这是并联的配置(//)。

表4：示例18的结果与从示例18得到的配置之间的比较

CUB＝“立方”织构{100}<001>；ε＝校准气隙；P-tri：表观功率三相(V.A)

根据本发明可以看出，示例18a和示例18b具有与示例18的性能完全相当的性能，并且与示例18的性能相似。示例18ter导致较重的芯部，但仍然是可接受的。

对于示例18quater，其配置产生了0.8T的主要磁滞循环的剩余感应B_r，并且如果我们然后想要将浪涌降低到允许极限(0.8)，则必须在标称模式中将感应B_t降低到0.8T并且也增加材料的截面，以便保持输出的次级电压和的表观功率。这导致磁芯的重量增加至16.5kg，这仍然是可接受的，而发出的噪声远低于容许的阈值。因此可以看出，即使具有相当高的B_r值并且以可接受的几千克的增加为代价，仍然可以从本发明中受益到低的发出噪声和可接受的浪涌指数。然而，我们发现，为了最小化重量，尝试降低磁芯的B_r是有用的：下面的示例显示了实现这个目标的不同方法。

图9示出了其中呈现表3的各种示例的图表。横坐标是变压器发出的噪声，而纵坐标是浪涌指数。虚线限定了对应于本发明所针对的目标(对于噪声有必要和优选的)的噪声和浪涌区域。还注意到相应的芯部的重量，并且以各种方式标识了材料。

对结果的分析使得有可能得出以下结论。

专门使用机载变压器中常用的非织构化的合金或织构化的合金，(即，具有27％Co或50％Co以及2％V的FeCo合金或者N.O.或G.O.Fe-3％Si电工钢)在工作感应很高(通常，第一种材料的B_t大于1T)的情况下会产生非常大的噪音，而磁路的重量很低(示例1至示例3)。仅通过1T的工作感应(示例4)，浪涌效应减弱(为1.3)，但是，不能够满足最大为0.8的浪涌指数的规格。在不需要技术设备(即，装备当前驾驶舱的麦克风和耳机)的帮助的情况下，对于需要人们之间的语音通信的任何机载使用，示例1至示例3中达到的噪声级别(100dB至117dB)是禁止的。示例4的噪声级别虽然较小(82dB)，但仍然高于机载使用的可接受阈值80dB。

为了实现较低的磁致伸缩水平，在这种配置情况下并且对于这些材料选择，仅保持进一步降低工作感应。这在示例5中示出，其中，通过将工作感应降低到0.3T，获得了可接受的噪声水平(相对于最佳寻求的55dB，为65dB)，但是磁路重量超过三倍(42kg)，这也是在飞行器中禁止的。因此该解决方案不令人满意。

所有参考示例1至5使用具有切成8而不具有气隙的叠置的板的电路配置。过渡到参考示例6的根据图1切割为具有200μm的校准气隙的双E的结构使得可以与示例4相比进一步降低涌流效应，但噪声有所降级。仅这种变型不能使FeCo合金磁路更可接受为“低噪声变压器”。

另一方面，使用非取向Fe-3％Si电工钢(N.O.，即，不存在明显的织构，除了从为了达到最终厚度所需的轧制和退火以不受控制的方式产生的)的结果与使用FeCo27合金的示例的结果非常相似。参考示例7、8和9(没有气隙的8字形截面)表明，通过逐渐降低工作感应B_t，磁路实现了低重量(示例7：8.4kg)和噪音(96dB)、在B_t＝0.3T(42kg)的非常高重量下(示例9)的强浪涌效应(指数>2)、以及几乎处于最佳极限处的发出的相对较低的噪声(58dB)和相对低的浪涌效应(<0)。无论是因为高噪声还是因为在低B_t感应下工作以获得低噪声和浪涌的需要而产生的高重量，这些示例对于“低噪声机载变压器”应用来说都不能令人满意。

参考示例8和10的比较显示了双切割E的效果。如在使用FeCo的示例中，这种切割模式改善了涌流效应但降低了发出的噪声。这并没有改变关于将N.O.FeSi3应用于机载变压器的低噪声磁路的不可能性的结论。

参考示例11和12描述了在双E结构中使用3％Si和晶粒取向(G.O.FeSi 3)电工钢，该双E结构的校准气隙为50μm，平均感应为1T和1.5T，以便保持较低的机载重量(8kg-12kg)。然而，使用这种称为Goss的织构{110}<001>类型仅略微改善了发出的噪声：参见示例10(N.O.)和示例12(G.O.)的比较，其中，噪声仅降低8dB。这不会实现减轻的重量以及降低的发出噪音。因此可以看出，即使该结构包括气隙，任何织构化的材料本身不一定是有用的，以显著降低由切割的磁路发出的噪声。

示例12和示例12B具有相同的磁芯配置，该磁芯配置由两个彼此面对的E切割部件的堆叠组成，由50μm的相同校准气隙分开。这两个示例使得可以比较两种不同材料的使用，因为它们都是单一材料。对于示例12，使用G.O.(晶粒取向的)FeSi 3％材料，已知该材料根据DL具有非常低的磁致伸缩并且该材料根据DT具有大的磁致伸缩：因此，对于以E、C或I的部件的平面中具有磁通的两个正交的主方向的变压器，磁致伸缩变形将是较高的，并且只能通过降低感应水平来降低。这在示例12中完成，在示例12中，值B_t＝1.1T(Js的55％)，而剩磁B_r的低值由气隙提供，B_r＝0.1T。即使在1.1T的降低的工作感应的这个水平下，噪声仍然相当强(82dB)，但与示例11相比仍显著降低了9dB。另一方面，B_r的低值和Js的高值允许较低的浪涌系数，并且将与变压器的规格兼容。由于工作感应B_t的急剧降低，该降低必须通过以相同比例增加芯部的截面来补偿以保持转换的电功率，因此最终的11.5kg的重量对于应用是允许的。然而，噪音太高(与优选的上限相比，27dB太高了，并且远高于可接受的上限2dB)，因此即使是对磁致伸缩噪声要求最低的变体，这个示例也不符合规范。

示例12B用已知为具有最高饱和磁化强度(2.38T)的磁性合金的27％Fe-Co合金代替G.O.FeSi3％，磁性软FeCo合金是历史上在机载电气工程中用于降低电机的重量的合金。通过测试示例12B，我们逻辑上寻求机载重量的显著降低，以便观察与示例12的G.O.Fe3％Si解决方案相比对浪涌和噪声的结果。通过使工作感应为2T，同时通过使用气隙垫片和一系列布置将保持低剩余感应(0.2T)，可以将磁芯的重量显著减小到8kg，这是这些实验的所有示例和反例中最低的重量。另一方面，噪声磁致伸缩同样显著增加，并超过100dB。实际上，传统的FeCo合金因其强的真实磁致伸缩系数λ₁₀₀和λ₁₁₁以及它们强的表观磁致伸缩系数而闻名。浪涌系数也显著增加到对于变压器而言太高的值，这是工作感应B_t非常接近饱和磁化(根据浪涌的公式)的结果。

因此，从这两个示例12和12B可以看出，使用具有高B_t工作感应值以及甚至具有校准的气隙的高饱和磁化材料也不能达到所期望的浪涌水平和噪声水平。B_t的非常强的降低将使所期望的浪涌水平和噪声水平成为可能，但代价是飞行器上重量的显著增加，这是不可允许的。因此，这些示例12和示例12B未能解决飞机器变压器暴露的问题。

示例13至示例18使得可以评价本发明的元素中的一种的优点，即，使用奥氏体Fe-Ni合金，通常含有依重量计50％的Ni，具有高饱和度以及具有立方织构{100}<001>。在这些示例中，它单独用于实现磁路，即，没有连续的高Js的材料结构。

示例13(8字形芯部)和示例14(双E芯部)不是根据本发明的示例，因为所考虑的材料(Fe-50％Ni)在它们的情况下没有明显的织构。事实上，对于平均工作感应B_t1.1T以及磁轭重量12kg，发现发出的噪声仍然相对较高(75和82dB)，远离最佳最大值(55dB)，并不总是符合最大容许值(80dB)。噪声级别为75dB的示例13对于放置在驾驶舱外的变压器是声学上可接受的，但其浪涌指数过高(1.7)。对于示例14则相反：浪涌指数良好(0.655)，但噪声太高(82dB)。因此，不能设想用这种材料制造在所有方面满足规范的变压器磁路。

示例14B具有与示例14的配置相当的配置，但它需要较高重量的非织构化Fe-50％Ni，并且在较低的B_t工作感应的情况下使用。这些变型导致芯部开始过重，并且密切相关的是功率以质量单位显著降低。因此，尽管在规定的试验条件下其噪音和浪涌性能良好，但它并不能构成对提出的问题的令人满意的解决方案。

根据本发明的示例15、示例16和示例18由Fe50％Ni合金织构{100}<001>制成。令人惊讶的注意到，在相同的工作感应B_t下，这样的织构的引入使得可以显著降低发出的噪声。在织构的平均混乱取向ω为15°处，噪声已经显著降低至62dB，因此在某些使用中变得可接受，而对于三倍低的混乱取向，发出的噪声明显小于或等于最佳上限55dB。根据本发明，织构的这种平均混乱取向ω可以容许高达20°。

此外，在示例15和示例16中，通过切割的E可以将浪涌效应降低到可接受的水平(指数<0.8)，而切割的没有气隙ε的8(参考示例17)会使浪涌效应过度降低。这个最后的示例表明，尽管使用具有立方织构和低混乱取向(7°)的FeNi50，但是由于磁路的剩磁B_r过大，在成型的变压器部件的切割平面中完全不存在气隙不能允许获得浪涌效应的足够衰减。

将注意到，示例16具有符合本发明的要求的特征，尽管在示例16的E之间仅具有残余气隙ε。

如果我们利用这些结果的优点来保持有利的双切割E至少具有残余气隙ε，并且我们将工作感应限制多一点以进一步降低浪涌指数，则我们获得织构化的Fe50％Ni单合金解决方案，其在噪声、浪涌和减小的磁路重量(在示例18中它是13.1kg)方面是令人满意的。因此，令人惊讶地发现，具有30％-80％Ni、最佳40％-60％Ni并具有充分的锐角的立方织构的FeNi合金(虽然具有显著的磁致伸缩系数λ₁₀₀和λ₁₁₁)可以显著降低由变压器(其磁路是通过E字形板或8字形板的切割和叠置而制成的)发出的噪声。此外，观察到，与E、I、C电路不同，没有至少残余气隙的8字形电路不允许浪涌效应的充分衰减。因此，它们被排除在本发明的范围之外。

发明人还想要说明气隙如何能够减少磁路的剩余感应，即使构成它的材料由于其立方织构{100}<001>而固有地具有高剩余感应。

在下文中，发明人在表5中示出了衍生自表4的示例18bis的具体示例，示例18bis是根据本发明的示例(并且其特征在表5的头部重复)，在这些示例中，它们使用立方板FeNi50ω＝7°，以E+I布置并且不包括高Js的材料。这些新的示例基于先前以不同变体呈现的两种类型的“串联”和“//”配置，始终在堆叠的每个层出使用一个E+一个I。指定了彼此面对的E和I之间的气隙ε(即，沿着E分支的纵轴)、相同堆叠的两个连续的E或两个I之间的δ₁、以及E+I的两个连续的堆叠之间的δ₂。当它们不是残余的时，它们使用ε厚垫片、δ₁厚垫片或δ₂厚垫片而获得。

对于所有测试，Js是1.6T，因为它是用于构成芯部的唯一材料。功率约为46kVA。

图10示出了示例14至示例17的类型的混合配置的示例。在这样的混合配置中，出现堆叠，该堆叠的板包括各自串联布置的板，但是两个连续的堆叠并联布置，换言之，倒置。“Res.”是指所涉及的气隙ε或δ₁是残余的。关于δ₂的“-”是指在所涉及的配置中不存在该气隙，因为该配置不是“混合”配置。

表5：气隙对磁路的剩余感应的影响

因此，示例18a的材料以与可以获得表4的结果的配置相同的配置进行测试，因此其中，单个堆叠的353E板面对单个堆叠的353I板，但仅在E和I之间具有残余气隙ε。在示例18bis 2、18bis 5、18bis 7、18bis 9的“串联”配置中，E和I的每个堆叠的高度减少到五个叠置的板并且使得可以获得剩余感应B_r的非常低的值，接近0.2T甚至更低。18bis 3、18bis6、18bis 8和18bis 4的“串联”类型的其他实例的配置(仅在层的数量方面变化(分别为10和15))也示出了B_r的结果，该结果与具有每堆叠五个板的串联配置的结果非常相似：随着板的数量的增加，B_r降低，所有条件都相同。

为了能够将各种解决方案18bis2至18bis19与它们来自的示例18bis进行比较，每种解决方案的磁重量和功率重量(以kVA/kg计)由工作感应B_t计算得出，并且然后计算对应于与示例18bis的功率相同的功率(46kVA)的变压器的重量。显然，示例18bis2、18bis3和18bis4具有磁轭的相同的等效重量和相同的功率密度。噪声和浪涌指数也保持不变或接近。

在18bis5至18bis8的串联配置中，对于包括五个或十个叠置板的堆叠的磁芯，E和I之间的气隙ε的尺寸通过厚度为83μm或190μm的垫片而变化。这次，B_r达到低值(18bis5)，甚至接近0的非常低的值(18bis6至18bis8)。因此，我们看到“串联”模式与E堆叠和I堆叠之间的校准气隙相结合在降低B_r方面非常有效。当ε较大时，B_r较低，并且当层的数量较高时，B_r也较低。噪声保持较低(40dB-45dB)，而浪涌指数因弱或非常弱的B_r的影响而进一步降低。

在18bis9配置(也是串联配置)中，气隙ε在E的堆叠和I的堆叠之间是残余的，但是这次，由于在每个堆叠的每个板之间插入厚度为83μm的非磁性垫片，因此每个E和每个I之间的气隙δ₁不再是残余的。在这里，也可以获得约为0.1T的非常低的剩余感应B_r，因此对于相同数量的板，在残余气隙δ₁的情况下减少两倍。然而，由这种类型的气隙产生的整体磁导率的降低降低了工作感应B_t，因此增加了电功率的传递所需的磁芯重量：约为15kg，即，多了2kg，但是另一方面，这通过连接同一层的E和I的非磁性气隙垫片给磁芯提供了机械内聚力，这是工业建设技术所寻求的。因此，通过在堆叠的每个层处使用非磁性垫片，呈现为面对N个I板的堆叠的N个(18bis9中的5，18bis8中的10)E板的堆叠的磁芯可以发现大的机械整体内聚力。

串联配置的缺点在于，磁路处于必须保持在一起的两个不同的部件中，以确保根据本发明，气隙必须存在于每个堆叠的每个层处(无论是残余气隙还是由垫片校准的气隙)，这是变压器制造商不愿意做的。他们偏好“并联”配置，因为通过在堆叠的叠置方向上将E与I交替，我们通过结构产生磁芯的强机械内聚力。正是在示例18bis10至18bis13以及18bis18和18bis19中研究了这种配置。

配置18bis10和配置18bis11与“切割堆叠”模式的机载变压器上已知使用的配置相当，但是不管所使用的特别的织构化材料，与已知的配置的区别在于气隙ε的存在。该气隙ε在层之间以及同一层的E和I之间是残余的。剩余感应B_r在这里升高(约为略大于0.8T)，这将降低浪涌因子。有五层或十层对结果几乎没有影响。但是这些示例18bis10和18bis11，当用于1T的工作感应B_t时，无可否认地发出低噪声(45dB和44dB)，但是也具有约为1.2的浪涌指数，该浪涌指数太高而不符合本发明。

然而，稍后将看到(示例18bis18和18bis19)，当B_t稍微降低时，这种配置可以提供可接受的浪涌结果，甚至更低的噪音，其中重量保持合理，并且因此，当这种配置与具有如上文已经陈述的取向织构的所使用的特定材料耦接时，可以认为这种配置属于本发明的范围。在E+I的堆叠(配置18bis12)的每个层之间引入提供83μm的δ₁的垫片使B_r减小0.2T，这显著改善了浪涌。该方法可以通过进一步增加非磁性垫片的厚度来继续：必须在每层之间达到约300μm的垫片厚度，使得B_r达到0.2T至0.3T，该水平接近于没有气隙δ₁的“串联”配置达到的水平。可能的问题在于，在呈现的示例中，对于约为200μm的每个磁板厚度添加300μm的非磁性厚度，相当于变压器的体积增加150％，即使在重量方面的相应增加可以保持非常小(例如，如果使用塑料垫片)。然而，如果变压器的体积增加仍然为可接受的，则可以使用该解决方案。示例18bis13示出，在保持工作感应B_t为1T的同时引入83μm的气隙ε而不是83μm的气隙δ₁不允许具有充分低的浪涌。在这种情况下，有必要降低B_t，即使这会使芯部的重量少量增加。

发明人已经发现，“混合”类型的交替的板的堆叠的配置使得可以在减小的磁轭体积和低B_r之间实现良好的折衷，该板的堆叠孤立地看，是以“串联”模式布置的，但是其中，两个相同形状和尺寸的连续堆叠以“并联”模式(相对于彼此布置即，其中两个连续堆叠头对尾地布置)，如图10所示。这由表5的配置18bis14至18bis17中获得的结果突出显示。这也代表了整体内聚力的良好妥协。该内聚力不如在并联模式中的配置的情况下强，但是仍然足以使得夹紧装置不是必需的。

但是，甚至可以在同一堆叠的不同板之间放置δ₁厚度的气隙垫片，导致功率密度降低(而功率密度保持很强)。在图10中，因此看到芯部80包括三个叠置的堆叠层：

-第一层81，包括具有三个I板的堆叠82以及具有三个E板的堆叠84，每个I板由厚度为δ₁的垫片83分开，每个E板由厚度也为δ₁的垫片85分开，这两个堆叠82、84彼此面对并由厚度为ε的垫片86分开；

-第二层87，包括具有三个I板的堆叠88以及具有三个E板的堆叠89，每个I板由厚度为δ₁的垫片分开，每个E板由厚度也为δ₁的垫片分开，这两个堆叠88、89彼此面对并由厚度为ε的垫片90分开，第二层87相对于第一层81头对尾地布置；

-第三层91，包括具有三个I板的堆叠92以及具有三个E板的堆叠93，每个I板由厚度为δ₁的垫片分开，每个E板由厚度也为δ₁的垫片分开，这两个堆叠92、93彼此面对并由厚度为ε的垫片94分开，第三层91相对于第二层81头对尾地布置并且因此以与第一层81相同的方式取向；

-气隙垫片，在不同的层81、87、91之间具有厚度δ₂(可能不同于δ₁)。

关于示例18bis18和18bis19，我们已经谈到了示例18bis10和18bis11。这些示例表明，在以下一个条件下，这些示例的在与残余气隙交替的E和I配置可以给出从所有观点来看至少可接受的结果：我们在不太高的感应B_t(0.8T)下工作，该感应B_t比其他更有利的配置略低。正是在该条件下并且以较重的变压器为代价，然而，相同的功率仍然是可以容忍的，并且我们获得与其最不需要的变体中设置的规格一致的浪涌。

从各种表格中呈现的结果可以看出，所有重量密度超过4kVA/kg的情况(因此在减轻飞行器方面非常有用)具有太高的噪音或者太强的浪涌。因此，可以看出，本发明的所有有用的示例对于考虑的工作感应B_t小于4.5kVA/kg(示例22：4.42kVA/kg；即，被认为是表3中的参考示例的示例，因为它对于1.39T的B_t工作感应具有太高的0.926的浪涌，但如果B_t(0.92T)充分降低，如表4中的示例18quater Inv，则会遇到合适的浪涌以及3.2kVA/kg的功率密度)。可以注意到，示例18quater Inv中获得的重量功率是变压器磁芯的“并联”配置(//，因此是层的头对尾的交替)获得的最佳(最高)，因此具有其自身的机械内聚力，而不增加重量。将该性能与好得多的4.15kVA/kg-4.2kVA/kg的重量功率(这是在磁芯的“串联”配置中获得的最佳性能)进行比较。但它需要垫片，并且特别是用于保持磁芯的自由部件的装置。

可以认为，在变压器要求的这个具体示例的情况下，本发明的示例在比功率为从3kVA/kg至4.5kVA/kg的时刻开始都是可能被关注的。注意到，取决于噪声和浪涌变压器的要求，优选的解决方案可能是不同的。还应当注意，所有示例1至18对应于与图8对应的E+E结构(面对堆叠)，因此没有机械的自我内聚力，并且需要增加刚性结构的重量，该刚性结构保持两个堆叠精确地面对面，具有受控的气隙，抵抗磁力。然后，如果我们将自己局限于不具有该增加的重量的“并联”结构或“混合”结构，则在3.42kVA/kg下使用源自18bis17的示例18bis17b而获得最佳总体结果，由于其混合配置而具有其自身的机械内聚力。

表3的示例19至示例27说明引入第二高饱和磁化Js的材料以及前述的立方织构FeNi合金的效果。该第二材料是含3％Si的FeSi N.O.或含27％Co的FeCo。该引入导致浪涌效应的降低，而因为浪涌效应不再那么高，所以由于第二材料的存在而引入的额外的重量很大程度上通过FeNi合金的工作感应的可能的再增加(例如B_t＝1.1T而不是1T)来补偿。再次看到，没有气隙ε的简单的8字形切割不能令人满意地增加浪涌效应(参见示例26和示例27之间的比较)。我们还看到使用在噪声和浪涌方面都可以获得并且令人满意的两种互补材料的解决方案获得磁轭重量，该磁轭重量与仅包括FeNi合金的示例具有相同的数量级，即12.7kg至14.5kg，并且因此充分降低以符合设置的规格。

在表3中描述的使用两种材料的所有示例中，一种材料具有低磁致伸缩，并且另一种材料具有高饱和磁化Js，这两种材料以“串联”模式以连续堆叠的方式布置。但是，并不是必须将两种材料的板分组成两个彼此完全不同的均匀实体。可以想到的是，在低磁致伸缩材料的板的堆叠之间放置高Js材料的单个板或板的堆叠。甚至可以设想，高Js材料的板或堆叠可以具有与低磁致伸缩材料板的相邻堆叠的形状不同的形状，以形成“并联”或“混合”型芯部配置，其中，元件的形状的不同将与材料性质的不同同时发生。因此，可以结合与本发明的不同变体相关的低残余感应、低噪声、良好机械内聚力和低重量的优点。

通常，表5的配置的B_r值低或非常低，不管没有气隙的材料的磁滞循环的矩形性。对于最佳配置，这种低剩余感应导致低浪涌指数，而与施加的场无关。

对于所有这些测试，B的测量值(80A/m)非常可比，并且表明在所有情况下，对于这种类型的相对低的施加的场，一个测量值接近饱和。

从图9中清楚的是，包括局部化的气隙并基于具有“立方”织构{100}<001>的织构化FeNi合金(单独或与高Js合金相关联地)构成磁芯的切割叠层型的磁路结构令人惊讶地导致了对噪声和浪涌效应的所需限制的遵守并导致磁路的重量降低。注意到，在飞行器中，取决于飞行器、变压器在飞行器中的确切功能、变压器在飞机中的位置等，允许的噪声限值，甚至是浪涌限制，都会因变压器不同而变化。已经设置了浪涌指数(0.8)和噪声(80dB，或更好地，55dB)的允许限值，该允许限值表示目标，该目标的满意的条件使得可以突出根据本发明的配置的优点，与给定功率的相对低的芯部重量有关系。

这种效果是令人惊讶的，因为它表明，在特定的使用条件下，然而，具有高真磁致伸缩值的FeNi合金可以单独使用(或者可能伴随有少量的诸如FeCo或FeSi的高级材料)以获得低噪声磁路。

还令人惊讶的是，因为鉴于现有技术中提出的以下之间的选择：一方面，具有低噪音和低浪涌的FeCo或FeSi中的42kg的磁路并且另一方面，噪声和涌入指数为不允许的FeCo中的6kg-8kg的磁路，很难猜测专门或主要基于FeNi的解决方案能够同时满足磁芯的噪声和浪涌的要求，该磁芯的重量仅约为10kg至17kg或更小。其甚至更难以猜测，这是因为使用传统的FeNi50(不具有明显和特殊的织构)不会导致寻求浪涌、噪声和重量的组合降低。

已经描述了仅使用的材料中的一种具有立方织构的情况。然而，也可以同时使用具有立方织构的若干种材料，例如满足以上指明的组成条件的不同奥氏体FeNi合金，假设这些奥氏体FeNi合金一起代表磁芯的大部分体积比例。在制造商的选择下，这些不同的材料可以以相同组分的元素的限定厚度的堆叠的形式布置在每个E、C或I芯部部分中，或者在每个E、C或I芯部部分内随机混合。所需要的是，在彼此面对的堆叠的相同层处并且由残余气隙或校准气隙ε分开的芯部的部件在材料的选择方面具有相同的布置，即，构成给定材料的堆叠的层的切割板总是位于相同材料的切割部件的前面，构成其他堆叠的相应的层(不管构成其他堆叠的相应的层的板的形式，该形式可以与所述第一堆叠的相同层处的板的形式相同或不同)。

同样，也可以使用E或I或C的堆叠之间的中间切割部件以及每个连续层之间的覆盖层的分层解决方案(E+E、E+I或C+I或C+C等)。事实上，例如，可以组装小厚度(通常为几mm)的堆叠，通常每个堆叠包括一个、几个或更多个(最多几十个)E或I或C形式的切割部件，并且然后叠置这些薄的堆叠。对于配置E+E和C+C，只有当同一层的E或C具有不同长度的分支时，头对尾覆盖层显然才有意义，否则我们将回退到以E+E或C+C的单个配置。这具有以下优点：使得在两个连续的堆叠的层之间提供校准的气隙更加方便(例如，对于1mm或2mm堆叠高度，气隙宽度为500μm)，同时由于覆盖层，保持了磁芯的良好机械内聚力的优点。先前已经通过表5的各种示例以及图10中所示的名称“混合”配置描述了该布置。在这种情况下，此外，非常优选的是确保由设置在堆叠的每个薄层之间的非磁性层校准的晶面间气隙，否则磁通通过上方和下方的层绕过E和I之间的气隙，与由于层的简单叠置导致的残余气隙相比，这显著降低了气隙的效率。该晶面间气隙通常为几十μm至几百μm(参见前面的示例)。

从表5可以看出，并联配置或混合配置的一些示例具有比大约1T的测试的工作感应B_t略高的浪涌指数。然而，用相应的芯部的配置获得合适的结果就足够了，以在例如约为0.8T的稍低的感应B_t下工作，如表5的若干个示例中的情况那样，以便获得小于0.8的浪涌指数，同时只需要芯部可容忍地增加几kg。

如以上所陈述的事实上，如果我们坚持重量功率密度并且如果我们消除不遵守浪涌和噪声的所有情况，此外，如果我们认为“串联”示例(E+E示例1至18)的增加的重量通过使它们比其他配置较不有用来使它们的功率密度降级，则我们注意到混合结构在功率密度方面(示例的最大值为3.42kVA/kg)是最有用的。

图11示出了这样的配置。在截面中可以看到切割的E板的第一堆叠70，该第一堆叠70与切割的I板的第一堆叠71邻接，这两个堆叠70、71由通过厚度为ε的非磁性绝缘材料72形成的气隙分开。由此形成的组件在其上表面上覆盖有非磁性绝缘体73。如箭头74、75所示，该组件在芯部的组装期间放置在第二类似组件上，该第二类似组件包括第二束切割的E-板76，该切割的E-板76附接到第二束的切割的I-板77，这两个束76、77由借助于非磁性绝缘材料78制成的气隙ε分开，并且该组件在其上表面上涂覆有非磁性绝缘体79。两组头对尾地布置，即E板的第一堆叠70被叠置在I板的第二堆叠77上，I板的第一堆叠71被叠置在E板的第二堆叠76上。第二堆叠的绝缘体79确保了分隔两组的气隙的校准，以及在前面的描述中由图10中的δ₂表示的厚度。

描述了使用单个第二高Js材料来形成根据本发明的变压器芯部的补充物以及具有立方织构的FeNi 30％-80％合金的情况。但是将想到以不同的比例使用若干种这样的高Js材料，例如Fe-3％Si Goss-织构化合金和Fe-50％Co合金。最重要的是，具有立方织构的30％-80％FeNi依体积计仍然是芯部的主要材料。假设从给定堆叠层处面对彼此的板的组成物的观点来看，两块芯部是相同的，与芯部的大部分使用立方织构FeNi板的情况一样，补充物中各种高Js材料的分布可以以均匀组合物的堆叠的形式或具有随机分布的组成物的堆叠的形式进行。

已经针对三相变压器芯部“E+E”或“E+I”的情况描述并示出了本发明。但它也适用于单相变压器的情况，该单相变压器的芯部的形状类似于“C+C”(图5和图6)或以正方形或矩形的形式，该芯部的每个侧面由不同的堆叠形成。单相结构也在示例18ter Inv(表4)中表示，考虑到，在这种情况下，应用于所有示例的最小重量功率不适用于单相结构，众所周知的是单相结构的重量功率比三相解决方案的重量功率低得多。

在切割部件的表面上放置绝缘涂层或在切割部件之间插入非磁性板使得可以更好地控制磁路的剩磁和变压器的磁化电流。这还可以提高浪涌性能，并且使得变压器在工业生产中更能重复。

Claims (34)

1.一种切割堆叠型的电力变压器芯部，其特征在于，所述电力变压器芯部包括两个堆叠或两组堆叠，每个堆叠具有第一厚度(ep1)，每个堆叠各自由单个平坦部件或一组形状、尺寸、化学组分和织构基本相同的一组叠置的平坦部件构成，所述平坦部件的主切割方向是直线的并且彼此平行或垂直，所述两个堆叠或两组堆叠沿轧制方向(DL)彼此面对并在彼此之间具有最大值为10mm的至少一个残余的或校准的气隙(ε)，所述平坦部件具有至少一种奥氏体FeNi合金，所述奥氏体FeNi合金含有Ni＝30％-80％，以及至多10％的合金元素和由制备产生的杂质，剩余部分是铁，所述奥氏体FeNi合金具有锐角的立方织构{100}<001>，其中，至少80％的晶粒，相对于理想取向{100}<001>偏离等于至多20°的角度(ω)，所述平坦部件的两个主切割方向基本上平行于轧制方向(DL)或平行于与所述轧制方向(DL)垂直的横向方向(DT)，晶面(100)与轧制平面偏离最多20°，而轴[001]或[010]分别偏离所述轧制方向(DL)或所述横向方向(DT)的角度(α)至多等于20°，所述平坦部件具有来自磁芯的正弦感应波中的磁损耗，所述磁损耗对于最大感应1T、在400Hz下小于20W/kg，当对细长的矩形样品进行测量时，场被施加在所述样品的长边方向上并且所述长边方向平行于所述轧制方向(DL)，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩λ_s ^1.2T小于5ppm，当对细长的矩形样品进行测量时，场被施加在所述样品的长边方向上并且所述长边方向平行于与所述轧制方向(DL)垂直的横向方向(DT)并且位于所述轧制平面中，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩λ_s ^1.2T小于5ppm，并且当对细长的矩形样品进行测量时，场被施加在所述样品的长方向上并且所述长方向平行于与所述轧制方向(DL)和所述横向方向(DT)成45°的中间方向，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩λ_s ^1.2T小于10ppm。

2.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，所述堆叠分别为C形、E形或I形。

3.根据权利要求2所述的变压器芯部，其特征在于，所述变压器芯部由彼此面对的两个E形子芯部形成。

4.根据权利要求2所述的变压器芯部，其特征在于，所述变压器芯部由一系列E形平坦部件的堆叠的层形成，两个相继的层中的E形平坦部件的侧向分支沿相反的方向延伸，所述E形平坦部件的所述侧向分支之间的空间由I形平坦部件填充，所述I形平坦部件具有与所述E形平坦部件的组分和织构相同的组分和织构，在所述E形平坦部件和所述I形平坦部件之间存在气隙(ε)。

5.根据权利要求2所述的变压器芯部，其特征在于，所述变压器芯部由彼此面对的E形子芯部和I形子芯部形成。

6.根据权利要求2所述的变压器芯部，其特征在于，所述变压器芯部由彼此面对的两个C形子芯部形成。

7.根据权利要求2所述的变压器芯部，其特征在于，所述变压器芯部由两个组形成，每个组由彼此面对的两个C形子芯部形成，所述两个组被残余或校准气隙(ε’)隔开。

8.根据权利要求1或2所述的变压器芯部，其特征在于，所述变压器芯部由一系列堆叠的层形成，两个相继的层中的一个层相对于另一个层在与堆叠方向垂直的平面中旋转180度放置并且两个相继的层由气隙(δ₂)隔开。

9.根据权利要求1或2所述的变压器芯部，其特征在于，所述堆叠中的至少一个堆叠由若干个相同形状的平坦部件构成，每个平坦部件由气隙(δ₁)隔开。

10.根据权利要求1或2所述的变压器芯部，其特征在于，合金元素选自Cr、Si、Al、Zr、Mo、W、V、Nb、Cu、Mn中的至少一种。

11.根据权利要求1或2所述的变压器芯部，其特征在于，所述切割的平坦部件具有对称性。

12.根据权利要求1或2所述的变压器芯部，其特征在于，所述部件的晶粒尺寸小于或等于200μm。

13.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，所述变压器芯部还包括平坦部件的第二堆叠，所述平坦部件的第二堆叠具有第二厚度(ep2)，形状与具有第一厚度(ep1)的堆叠相同并沿堆叠方向被叠置在具有第一厚度(ep1)的堆叠上，所述第二堆叠的平坦部件至少是饱和磁化强度Js大于或等于2T的材料，所述第二堆叠小于所述芯部的体积的50％，所述堆叠方向与两个堆叠中的每个堆叠的堆叠方向相同。

14.根据权利要求13所述的变压器芯部，其特征在于，所述第二堆叠的平坦部件由选自以下材料中的至少一种材料制成：FeCo合金；FeCoY合金，其中Y选自V、Ta、Cr、Si、X中至少之一，X选自一种或多种Mo、Mn、Nb、Si、Al；FeCoSi合金、软铁、钢、含有5％-22％Cr和总共0％-10％Mo、Mn、Nb、Si、Al、V的铁素体不锈钢、非取向FeSiAl电工钢。

15.根据权利要求13或14所述的变压器芯部，其特征在于，彼此面对的两个堆叠或两组堆叠之间的所述气隙(ε)在具有第一厚度(ep1)的第一堆叠之间以及具有第二厚度(ep2)的所述第二堆叠之间具有不同的宽度。

16.根据权利要求15所述的变压器芯部，其特征在于，所述气隙(ε)在具有第一厚度(ep1)的所述堆叠之间具有介于2μm和1500μm之间的宽度ε₁，所述气隙(ε)在具有第二厚度(ep2)的所述堆叠之间具有介于2μm和3000μm之间的宽度ε₂。

17.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，所述奥氏体FeNi合金含有Ni＝40-60％。

18.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，所述奥氏体FeNi合金含有至多2％的合金元素和由制备产生的杂质。

19.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，所述奥氏体FeNi合金具有至少95％的晶粒。

20.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，所述晶面(100)与轧制平面偏离最多10°。

21.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，所述晶面(100)与轧制平面偏离最多5°。

22.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，所述轴[001]或[010]分别偏离所述轧制方向(DL)或所述横向方向(DT)的角度(α)为至多10°。

23.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，所述轴[001]或[010]分别偏离所述轧制方向(DL)或所述横向方向(DT)的角度(α)为至多5°。

24.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，所述平坦部件具有来自磁芯的正弦感应波中的磁损耗，所述磁损耗对于最大感应1T、在400Hz下小于15W/kg。

25.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，所述平坦部件具有来自磁芯的正弦感应波中的磁损耗，所述磁损耗对于最大感应1T、在400Hz下小于10W/kg。

26.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，当对细长的矩形样品进行测量时，场被施加在所述样品的长边方向上并且所述长边方向平行于所述轧制方向(DL)，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩λ_s ^1.2T小于3ppm。

27.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，当对细长的矩形样品进行测量时，场被施加在所述样品的长边方向上并且所述长边方向平行于所述轧制方向(DL)，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩λ_s ^1.2T小于1ppm。

28.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，当对细长的矩形样品进行测量时，场被施加在所述样品的长边方向上并且所述长边方向平行于与所述轧制方向(DL)垂直的横向方向(DT)并且位于所述轧制平面中，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩λ_s ^1.2T小于3ppm。

29.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，当对细长的矩形样品进行测量时，场被施加在所述样品的长边方向上并且所述长边方向平行于与所述轧制方向(DL)垂直的横向方向(DT)并且位于所述轧制平面中，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩λ_s ^1.2T小于1ppm。

30.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，当对细长的矩形样品进行测量时，场被施加在所述样品的长方向上并且所述长方向平行于与所述轧制方向(DL)和所述横向方向(DT)成45°的中间方向，对于最大感应1.2 T的表观磁致伸缩λ_s ^1.2T小于8ppm。

31.根据权利要求1所述的变压器芯部，其特征在于，当对细长的矩形样品进行测量时，场被施加在所述样品的长方向上并且所述长方向平行于与所述轧制方向(DL)和所述横向方向(DT)成45°的中间方向，对于最大感应1.2T的表观磁致伸缩λ_s ^1.2T小于6ppm。

32.一种包括切割堆叠型磁芯的单相电力变压器或三相电力变压器，其特征在于，所述磁芯具有根据权利要求1至31中的一项所述的变压器芯部。

33.根据权利要求32所述的变压器，其特征在于，所述变压器是用于机载在飞行器上的变压器。

34.根据权利要求33所述的变压器，其特征在于，所述变压器是用于放置在飞行器的驾驶舱内的变压器。

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