CN109644245B - 基于采样和保持的时域对比视觉传感器及像素电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及像素电路，其包括光传感级(10)、比较级(30)、采样和保持电路(50)，所述光传感级(10)包括光电二极管(1)传送感光电流(Iph)；所述比较级(30)配置为检测从所述感光电流推导出的信号电压(Vph)的变化；所述采样和保持电路(50)连接至转换级(20)和比较级(30)，所述比较级(30)配置为输出用于采样和保持电路(50)的输入(51)的输入信号并且当检测到信号电压(Vph)的变化时，向采样和保持电路(50)的控制端子发射采样信号。

Description

基于采样和保持的时域对比视觉传感器及像素电路
技术领域
本发明涉及用于时域差分光传感系统(即时域对比传感器)的图像传感器的像素电路，特别是用于光传感应用的低功耗小面积的模拟集成电路。
背景技术
在常规的摄像机中，装置记录一张张照片。在时域对比传感器中，不存在照片。就像在摄像机中，集成电路包括光传感器阵列。然而，在常规的摄像机中，每个光传感器以固定的频率进行采样，而在时域对比传感器中没有对像素采样：每个像素计算其感测的光线的时间导数，可选地对该导数进行一些处理，并且当计算量超过定义的水平或阈值时，像素产生“事件”并且传输与该事件相关的信息。
传输的信息通常包括二维光传感器阵列中的像素的x、y坐标，以及符号位‘s’以表明光强增加或减小。以这种方式，时域对比传感器的输出包括带有各个像素的符号位的坐标(x、y、s)流，各个像素的符号位检测它们所感测的光强的相对变化。
这个概念首次由Landolt等人在“Visual sensor with resolution enhancementby mechanical vibrations”(Proc.19th Conf.Advanced Research in VLSI,盐湖城,犹他州,2001年第249–264页)以及j.Kramer 在“An integrated optical transientsensor”(IEEE Transactions on Circuits and Systems,Part-II:Analog and DigitalSignal Processing,2002年9月，第49卷，第9期，第612-628页)中提出。
然而，这些实施遭受到高像素间失配，导致时域对比灵敏度低。后来，由Lichtsteiner、Posch和Delbruck在“A 128x 128 120dB 30mW Asynchronous visionsensor that responds to relative intensity change” (Solid-State Circuits,2006IEEE International Conference ISSCC,Dig of Tech Paper,2006年2月，第2060–2069页)中报道了一种灵敏度增强的传感器，随后由P.Lichtsteineret等人在“A 128x 128120dB 15μs latency asynchronous temporal contrast vision sensor”(IEEEJ.Solid-State Circuits,2008年2月，第43卷，第2期，第566-576页)和专利US7728269 号中进行了详细的报道。
2010年，由Posch等人在“A QGVA 143dB dynamic range asynchronous addressevent PWM dynamic image sensor with lossless pixel level video compression”(Solid-State Circuits,2010IEEE International Conference ISSCC,Dig of TechPaper,2010年2月，第 400-401页)中和US2010/0182468中报道了一种新的原型。
2011年，由J.A.
Figure GDA0002676021480000021
-Bardallo等人在“A 3.6μs Asynchronous frame freeevent-driven dynamic vision sensor”(IEEE J.of Solid-State Circuits,2010年2月，第46卷，第6期，第1443-1455页)中报道了一种通过增加电压前置放大器的装置来提高时域对比灵敏度的尝试，但是该装置导致失配恶化并引入了非常高的功耗。
2013年，T.Serrano-Gotarredona等人在“A 128x128 1.5％ContrastSensitivity 0.9％FPN 3μs Latency 4mW Asynchronous Frame-Free Dynamic VisionSensor Using Transimpedance Amplifiers”(IEEE J. Solid-State Circuits,2013年3月，第48卷，第3期，第827-838页) 和EP2717466中报道另一种低功耗低失配的技术以通过超阻抗放大器和二极管连接的晶体管来提高时域对比灵敏度。
在这些时域对比传感器中，由光传感器感测的光电流Iph首先通过带有电压放大的对数转换来转换为电压。随后计算它的时间导数，并且可以执行一些额外的处理。图1显示了全面的图表说明了执行这些步骤的专用级。光电二极管1提供光电流，典型地在几皮安(pA)至约几百pA的范围。该光电流被输入由对数电流-电压转换器构成的转换级2，该对数电流-电压转换器提供与光电流Iph的对数成比例的电压。典型地，增益Av的电压放大级3放大转换后的电压，根据以下公式产生信号电压Vph：
Vph＝AvVolog(Iph/Io) (公式1)
已经表明当该电路被用于像素的阵列以产生摄像机传感器时，参数Av和Io会遭受到像素间失配。典型地参数Vo取决于物理常数，该物理常数对于所有像素都是一样的。然后典型地信号电压Vph被输入到时间导数电路4中，该时间导数电路4提供与信号电压Vph的导数成比例的输出：
Figure GDA0002676021480000031
在此已经消去了高失配的参数Io，但是仍保留增益参数Av。在报道的最先进的时域对比摄相机中，这种像素间失配的敏感参数是如第 US7728269号美国专利和第US2010/0182468号美国专利所示的单位益 (i)，或更高的增益(ii)(见2011年J.A.
Figure GDA0002676021480000032
-Bardallo等人，出处同上，2013年T.Serrano-Gotarredona等人，出处同上)。
图2显示了这种时间导数电路4的示例性实施方案。信号电压Vph的时间导数可以很容易地通过感测通过电容器6的电流而获得，电容器6的端子电压差设置为信号电压Vph。电容器连接至差分放大器8的反相输入。反馈元件7连接所述差分放大器8的反相输入和所述差分放大器8的输出。差分放大器8的非反相输入接地。
流经电容器6的电流ID由ID＝C dVph/dt给出。根据反馈元件7的性质，可以以不同的方式使用信号电压Vph的时间导数。例如，在反馈元件7是电阻的情况下，输出电压VD与电流ID成比例，从而与信号电压Vph的时间导数成比例。由于所述信号电压Vph的时间导数关于光进行归一化，从而提供时域对比的测量，所以信号电压Vph的时间导数可以直接用于确定像素内的光的相对变化。
还可以利用后处理电路5对该信号电压Vph的时间导数进行后处理，例如，为了获得该信号电压Vph的时间导数的累积计算。例如，第 US7728269号美国专利，第2010/0182468号美国专利，2011年J.A.
Figure GDA0002676021480000033
-Bardallo等人(出处同上)，或2013年T.Serrano-Gotarredona 等人(出处同上)中的情况就是如此，其中后处理电路5包括积分和复位电路(integrate-and-reset circuit)，如图3所示。
在图3的积分和复位电路中，电容C2的电容器7a与复位开关7b 构成图2的反馈元件7，并且电容C1的电容器6构成导数电路4提供与信号电压Vph的时间导数成比例的电流ID。电流ID由电容器7a积分，而差分放大器8的输出的输出电压VD则提供电流ID的积分版本。一旦输出电压VD达到给定的阈值，电容器7a的电荷就会复位(即为零)，从而将输出电压VD复位为静止电平。通过这种方式，积分和复位电路提供输出信号，该输出信号是时域复位信号。
如图3所示，整个电路使用两个电容器6、7a，所述电容器需要适当地匹配，从而对失配敏感。在实践中，该电路可以用来为差分对比计算引入额外的增益。这可以通过使电容的比率C1/C2大于1而达成。然而，因为电容与器件面积成比例，所以这对集成电路的实施有负面影响。因此，为了实现大的比率，需要两个电容器，其中一个的面积比另一个大得多。这导致了像素的整体面积损失，增加了传感器器件的面积和成本。相应地，现有技术提出的解决方案不令人满意，还需要改进的像素电路配置。
发明内容
本发明提供克服上述大部分缺点的解决方案。具体的，本发明利用失配不敏感的单电容采样和保持电路(Sample-And-Hold circuit)执行时域差分，与现有技术方案中所使用的失配敏感的双电容积分和复位电路相反。
本发明提出的像素电路包括：
-光传感器级，其包括光电二极管并且具有输出，所述光传感器级配置为根据所述光电二极管的曝光的光强传送感光电流，
-比较级，其配置为检测从所述感光电流推导出的信号电压的变化，其中，所述像素电路包括采样和保持电路，所述采样和保持电路具有输入、输出以及控制端子，所述采样和保持电路的输出连接至所述比较级的输入，并且比较级配置为输出用于采样和保持电路的输入的输入信号，
其中，所述采样和保持电路的控制端子连接至比较级，所述比较级配置为当检测到信号电压的变化时，向采样和保持电路的控制端子发射采样信号。
本发明的像素电路的其它优选但非限制性的方面如下，单独或在技术上可行的组合：
-所述采样和保持电路配置为当比较级向采样和保持电路的控制端子发射采样信号时，对所述采样和保持电路的输入处的输入信号进行采样，并且配置为当比较级不向采样和保持电路的控制端子发射采样信号时，保持保持电压；
-所述采样和保持电路配置为当采样和保持电路的控制端子接收到采样信号时，使得所述采样和保持电路的输出处的保持电压跟随所述采样和保持电路的输入处的输入信号；
-所述比较级配置为将信号电压与至少一个阈值电压进行比较，并且所述比较级配置为基于信号电压和所述至少一个阈值电压之间的比较向采样和保持电路的控制端子发射采样信号；
-所述比较级配置为将信号电压与第一阈值电压和第二阈值电压进行比较，所述第一阈值电压大于所述第二阈值电压，并且配置为当信号电压超过第一阈值电压时，输出第一信号事件信号，而当信号电压小于第二阈值电压时，输出第二信号事件信号；
-所述比较级包括差分放大器，所述差分放大器配置为将信号电压与参考电压进行比较，并且基于该比较输出用于采样和保持电路的输入的输入信号；
-所述比较级包括具有多个漂移输出的差分比较器，所述差分比较器具有信号电压的两个不同放大的值作为输入，并且配置为输出用于采样和保持电路的输入的输入信号以及将输入的差与至少一个阈值电压进行比较；
-将第一放大的信号电压施加至差分比较器的反相输入，将第二放大的信号电压施加至差分比较器的非反相输入，并且差分比较器具有至少三个输出：
-第一输出，当第二放大的信号电压和第一放大的信号电压相差正阈值电压时，第一输出转换；
-第二输出，当第二放大的信号电压和第一放大的信号电压相差负阈值电压时，第二输出转换；
-第三输出是用于采样和保持电路的输入的输入信号，并且当第一放大的信号电压和第二放大的信号电压相等时转换；
-所述比较级包括至少一个二极管连接的晶体管的系列，每一个二极管连接的晶体管的系列都具有第一二极管连接的晶体管的栅极作为输入，并且具有所述第一二极管连接的晶体管的漏极作为输出；
-至少一个二极管连接的晶体管的系列设置在第一端子和第二端子之间，所述第一端子配置为施加第一偏置电压，所述第二端子配置为施加第二偏置电压，并且其中，所述像素电路包括偏置电路，所述偏置电路用于在输出端子产生第一偏置电压和第二偏置电压中的至少一个偏置电压，所述偏置电路包括：
-电流源，其连接至输出端子；
-二极管连接的晶体管的系列，其连接至所述电流源和所述输出端子；
-二极管连接的晶体管的系列设置在第一端子和第二端子之间，并且所述电流源连接至第二端子，并且偏置电路进一步包括差分放大器，所述差分放大器具有反相输入、非反相输入以及输出，所述反相输入连接至所述二极管连接的晶体管的系列的晶体管的漏极，参考电压被施加至所述非反相输入，并且输出被连接至第一端子；
-比较级包括至少一个二极管连接的晶体管的第一系列和二极管连接的晶体管的第二系列，二极管连接的晶体管的每一个系列都具有第一二极管连接的晶体管的栅极作为输入，并且具有所述第一二极管连接的晶体管的漏极作为输出；以及
其中，所述比较级包括具有多个漂移输出的差分比较器，所述差分放大器的第一输入是二极管连接的晶体管的系列的第一晶体管的输出，并且用于所述差分放大器的第二输入是二极管连接的晶体管的另一个系列的第一晶体管的输出；
-采样和保持电路的输出连接至二极管连接的晶体管的第一系列的晶体管的栅极；
-采样和保持电路的输出连接至设置在二极管连接的晶体管的第一系列的端部的晶体管的源极，并且其中光传感器级的输出连接至所述晶体管的栅极；
-像素电路包括转换级，所述转换级具有至少一个连接至光传感器级的输出的输入和第一端子，所述转换级配置为在第一端子传输从所述感光电流推导出的信号电压，并且所述转换级具有至少一个第二端子，并且所述采样和保持电路的输出连接至转换级的第二端子，所述转换级是用于比较级的输入；
-转换级的第二端子配置为通过由采样和保持电路在所述采样和保持电路的输出施加的保持电压控制转换级的第一端子处的电压漂移；
-光传感器级包括电流镜，并且转换级包括至少一个连接至所述电流镜的二极管连接的晶体管；
-转换级在光传感器级的输出和采样和保持电路的输出之间包括二极管连接的晶体管的系列。
本发明还涉及包括根据可能的实施方案中的任一个的多个像素电路的图像传感器。
附图说明
阅读以下优选的实施方案的详细的描述，本发明的其他方面、目标和优点将变得更加明显，给出优选的实施方案作为非限制性的示例，并且参考所附附图给出，在附图中：
-图1，已经讨论过的，说明根据现有技术的时域差分像素电路的各级的示意图；
-图2，已经讨论过的，说明根据现有技术的时间导数电路的示意图；
-图3，已经讨论过的，说明根据现有技术的时域差分像素电路中所使用的积分和复位电路；
-图4-图9说明根据本发明可能的实施方案的像素电路的示意图；
-图10、图11a和图11b说明如图9所示的用于堆叠二极管连接的晶体管的可能的偏置电路的示意图；
-图12和图13说明根据利用多输出的差分比较器的本发明可能的实施方案的像素电路的示意图；
-图14说明用于多输出的差分比较器的可能的电路实施方式的示意图；
-图15-图17是根据本发明可能的实施方案的用于像素电路的可能的采样和保持电路的示意图；
-图18说明利用图17的采样和保持电路并且实施自适应偏置的根据本发明可能的实施方案的像素电路的示意图；
-图19说明在光传感器级和采样和保持电路之间没有晶体管系列的根据本发明可能的实施方案的像素电路的示意图；
-图20(a)说明具有与比较级直接连接的光传感器级和采样和保持电路的根据本发明可能的实施方案的像素电路的示意图；
-图20(b)显示如图20(a)所示的用于堆叠二极管连接的晶体管的可能的偏置电路的示意图。
在不同的图中，相同的附图标记表示相似的元件。
具体实施方式
如图4所示，像素电路包括光传感器级10、转换级20以及比较级 30。光传感器级10包括光电二极管1，并且配置为用于根据所述光电二极管的曝光的光强传送感光电流Iph。转换级20具有至少一个与光传感器级10的输出连接的输入21，第一端子22以及第二端子23。转换级充当比较级30的输入。
转换级20配置为在第一端子22传送从所述感光电流Iph推导出的信号电压Vph。典型地，转换级20是对数电流到电压的转换电路，它将感光电流Iph转换为与所述感光电流Iph的对数成比例的信号电压Vph。
在比较级30中，信号电压Vph与至少一个阈值电压比较以检测与光电二极管1的曝光的光强变化相对应的电压变化。在所述实施方案中，比较级30配置为将信号电压Vph与第一阈值电压和第二阈值电压进行比较，所述第一阈值电压大于所述第二阈值电压。
为了该目的，设置两个电压比较器31、32，每一个输入信号电压 Vph。第一电压比较器31比较信号电压Vph与第一阈值电压，而第二电压比较器32比较信号电压Vph与第二阈值电压。当信号电压Vph超过第一阈值电压时，第一电压比较器31输出第一使能信号V+，而当信号电压Vph小于第二阈值电压时，第二电压比较器32输出第二使能信号 V-。
第一阈值电压和第二阈值电压对应于信号电压Vph的变化范围的极限。它们的值可以与所述范围的平均值距离相等。例如，如果信号电压Vph的变化范围的平均值是参考电压Vreset的值，那么第一阈值电压可以是Vreset+ΔV，而第二阈值电压可以是Vreset-ΔV，ΔV是恒定的电压值。然而，其它配置也是可能的，例如，将第一恒定值Vdp加入参考电压Vreset作为第一阈值，而将第二恒定值-Vdn加入参考电压Vreset作为第二阈值电压，第二恒定值-Vdn与第一恒定值不同。
电压比较器31、32的输出被输入逻辑电路33，该逻辑电路在第一电压比较器31输出使能信号V+时(即当信号电压Vph超过第一阈值电压时)，输出第一信号事件信号ev+，而在第二电压比较器32输出使能信号V-时(即当信号电压Vph小于第二阈值电压时)，输出第二信号事件信号ev-。
比较级30还包括差分放大器35，其配置为比较信号电压Vph和参考电压Vreset。差分放大器35在其反相输入处取信号电压Vph，而在其非反相输入处取参考电压Vreset。就像下面将要解释的那样，参考电压 Vreset的值可以对应于信号电压Vph的变化范围的平均值。因此技术人员可以选择最适合像素电路的运行电压的值。
像素电路还包括采样和保持(sample-and-hold，S&H)电路50，其具有输入51，输出52以及控制端子53。采样和保持电路50的输入 51连接至比较级30的差分放大器35的输出36，采样和保持电路50 的输出52连接至转换级20的第二端子23，并且采样和保持电路50的控制端子53连接至比较级30，更准确地连接至所述比较级30的逻辑电路33。
采样和保持电路50是模拟器件，由施加在控制端子53的信号命令时，对施加在它的输入51的电压进行采样，并且在它的输出52保持采样的值。应当注意到，在采样期间，采样和保持电路50的输出52 处的电压不需要是输入51处的电压的精确复制。当采样时，它仅需单调跟随输入51的电压，并且可以允许电压漂移，加上电压衰减或电压放大。
现在对与图5的示例性实施方案有关的这样的像素电路的运行进行解释。在图5中，转换级20包括一个晶体管24(例如N-MOSFET) 和一个差分放大器25。晶体管的漏极连接至光电二极管1的输出和差分放大器25的反相输入。差分放大器25的非反相输入连接至采样和保持电路50的输出52，并且因此构成转换级的第二端子23。差分放大器25的输出和晶体管24的栅极相连，并且该共同的节点构成转换级20的第一端子22。
转换级的第二端子23用于控制转换级20的输出(即所述转换级 20的第一端子22)处的电压漂移。因此采样和保持电路50的输出52 用于控制转换级20的输出处的电压漂移。
采样和保持电路50大部分时间处于保持模式下，将它的输出保持恒定在施加在转换级20的第二端子23的保持电压Vhold。在所述情况下，转换级20的差分放大器25将光电二极管电压VD(即光电二极管 1的输出处的电压)保持为等于保持电压Vhold，并且提供信号电压Vph等于：
Vph＝Vhold+nUTlog(Iph/Io)
其中，Io是高失配晶体管参数，n是低失配晶体管参数，称之为“亚阈值斜率因子(subthreshold slope factor)”，UT是无失配物理温度相关常数，称之为“热电压”。
由两个电压比较器31、32持续监控信号电压Vph，并且与两个电压阈值进行比较：第一电压阈值Vreset+Vdp和第二电压阈值Vreset-Vdn。如果信号电压Vph达到第二电压阈值Vreset-Vdn的值，由比较级(即由逻辑电路33)产生负输出事件ev-。如果信号电压Vph达到第一电压阈值 Vreset+Vdp的值，由比较级(即由逻辑电路33)产生正输出事件ev+。
在任一种情况下，比较级30向采样和保持电路50的控制端子53 发射采样信号。因此，由比较级30向采样和保持电路50的采样信号的发送是基于信号电压Vph和至少一个阈值电压之间的比较结果。施加至采样和保持电路50的控制端子53的该采样信号复位所述采样和保持电路50：采样信号(或复位信号)是激活时，比较级30的差分放大器35的输出由采样和保持电路50进行感测，该采样和保持电路50提供了保持电压Vhold作为输出，该保持电压Vhold将跟随采样和保持电路 50的输入51处的电压。
在该激活的采样间隔期间，通过转换级20和比较级30在采样和保持电路50的输出52和采样和保持电路50的输入51之间形成闭环。就像所述的情况那样，由采样和保持电路50和由两个差分放大器(即转换级20的差分放大器25和比较级30的差分放大器35)形成的闭环将稳定到“复位”状态，在该状态下，信号电压Vph等于参考电压Vreset，同时保持信号Vhold将更新为：
Vhold|new＝Vreset-nUTlog(Iph/Io)
以这种方式，采样和保持电路50的两次连续复位之间的保持电压 Vhold的变化ΔVhold或信号电压Vph的变化ΔVph为使得：
Figure GDA0002676021480000111
在两次连续复位之间，信号电压Vph在参考电压Vreset的值和第一阈值电压Vreset+Vdp之间变化(正事件的情况下)，或在参考电压Vreset的值和第二阈值电压Vreset-Vdh之间变化(负事件的情况下)。因此，在上述公式中，保持电压的变化ΔVhold等于Vdp或-Vdn。相当于，可以说当与先前事件相关的光的变化对应于光电流ΔIph的变化使得ΔIph/Iph＝Vdp/nUT时，产生正事件，而当与先前事件相关的光的变化对应于光电流ΔIph的变化使得ΔIph/Iph＝-Vdn/nUT时，产生负事件。
因此，可以定义正对比灵敏度θp为：
Figure GDA0002676021480000112
而负对比灵敏度θn为：
Figure GDA0002676021480000113
应当注意到正对比灵敏度θp取决于参考电压Vreset和第一阈值电压 Vreset+Vdp之间的差值Vdp。以相同的方式，负对比灵敏度θn取决于参考电压Vreset和第二阈值电压Vreset+Vdh之间的差值Vdn。相应地，灵敏度可以通过电压比较器31、32各自的阈值电压独立地调谐。
图5的示例性实施方案以这样的方式操作：光电二极管电压VD从复位变为复位。该电压VD在短间隔(复位间隔)期间必须变化并且稳定下来。该稳定的等待时间取决于该节点的寄生电容和该节点的可用电流，可用电流是光电二极管的光电流Iph，典型的在飞安至皮安的范围内。该低强度的光电二极管的光电流Iph意味着稳定时间长。
图6所描述的实施方案显示可能的避免图5的实施方案的稳定时间限制的方法。光传感器级10包括电流镜11，并且转换级20包括至少一个二极管连接的晶体管26，二极管连接的晶体管26连接至所述电流镜11而不是图5所描述的实施方案的转换级20的晶体管24和差分放大器25。
电流镜11具有两个端子：连接至光电二极管1的第一端子12，其中由光电二极管1的曝光引起光电流Iph；第二端子13，其中光电流Iph与电流增益A成镜像，电流增益A构成电流镜11和光传感器级10的输出。二极管连接的晶体管26是N-MOSFET，它的一个端子连接至电流镜11的输出13构成转换级20的输入21。晶体管的栅极连接至相同的节点，并且该节点还构成具有信号电压Vph转换级20的输出22。另一个端子连接至采样和保持电路50的输出端子52(该处出现保持电压 Vhold)，因此构成转换级20的第二端子23。在输入二极管连接的晶体管26之前由电流镜11引入的电流增益A改善稳定时间。
为了提高对比灵敏度，可以在转换级20的输出设置有电压放大以通过放大级40放大信号电压Vph。如图7所示，电压放大器40设置在转换级20的输出22和节点37之间，该节点由差分放大器35和比较级的比较器31、32共享。电压放大器40具有增益Av使得被放大的电压信号Vph’对应于AvVph。在这种情况下，正和负对比灵敏度变为：
Figure GDA0002676021480000121
应当注意到在整篇说明书中，信号电压Vph可以对应于转换级20 的输出22处的未放大的信号电压，或者对应于转换级20的输出22处的放大后的信号电压Vph’。具体地，根据配置输入差分放大器35和比较级30的比较器31、32的信号电压可以是放大后的信号电压Vph’也可以是未放大的信号电压Vph,。在以下的描述中，Vph0、Vph1、Vph2、 Vph3将用于表示不同放大水平的信号电压Vph。
然而，像素内电压放大器通常会受到像素间失配的影响。一种引入适度的无失配放大的方法是通过堆叠二极管连接的MOS晶体管，如图8所示。转换级20在光传感器级10的输出13和采样和保持电路50 的输出52之间包括二极管连接的晶体管的系列27。该系列的第一晶体管Mn1对应于已经在图7和图6的实施方案中呈现的晶体管。该系列其它的晶体管Mn2、…MnN通过它们的端子(漏极和源极)彼此连接。该系列最后的晶体管MnN具有连接至采样和保持电路50的输出52的端子，该端子构成转换级20的第二端子23。就像所描述的情况那样，如果存在N个堆叠二极管连接的N-MOSFET(或P-MOSFET)，那么引入的无失配增益为AV＝N。
然而由于电压裕度有限，所以堆叠二极管连接的晶体管Mni的数量被限制为少量。基于相同的技术，进一步的放大可以通过在比较级30 中级联几个这样的系列而引入以形成电压放大器40。这在图9中进行了说明。比较级30包括至少一个二极管连接的晶体管Mp1j的第一系列 41和二极管连接的晶体管Mp2j的第二系列42，二极管连接的晶体管 Mpij的每一个系列41、42、43都具有第一二极管连接的晶体管Mpi1的栅极作为输入，以及所述第一二极管连接的晶体管Mpi1的漏极作为输出。在所描述的实施方案中，还存在三个后续的二极管连接的晶体管的系列41、42、43。脚标i和j用于指定第i列的第j个晶体管作为 Mpij。
对于这些系列41、42、43，一个系列的输入连接至前一系列的输出。每个系列41、42、43的第一晶体管Mpi1的一个端子连接至第一偏置电压Vbb,，并且每个系列41、42、43的最后的晶体管Mpi4的一个端子连接至第二偏置电压Vqq。换言之，系列41、42、43的每一个都将一端连接至第一偏置电压Vbb,，而另一端连接至第二偏置电压Vqq。
比较级30的系列41、42、43的二极管连接的晶体管Mpij可以是 P-MOSFET或N-MOSFET。偏置电压Vbb、Vqq被选择为足够不同，以使晶体管的系列41、42、43的二极管Mpij具有合适的偏置。优选地，当设定电压Vph的复位电平等于参考电压Vreset时，所述偏置电压例如是为了保证用于系列41、42、43的堆叠二极管连接的晶体管Mpij的期望的运行电流Iqq。
这可以通过在像素阵列的外围使用与图10所示的偏置电路相似的偏置电路实现，该偏置电路根据运行电流Iqq和参考电压Vreset产生用于偏置电压Vbb和Vqq,的合适的值。P-MOS二极管连接的晶体管的系列 80设置在端子81、82之间，在所述端子81、82分别产生偏置电压Vbb和Vqq。还可以使用N-MOS晶体管，或者将PMOS二极管连接的与 NMOS非二极管连接的结合或者相反。系列80的第一晶体管83(即距离产生较高的偏置电压Vbb的端子81最近的晶体管)的栅极和漏极一起连接至差分放大器84的反相输入。将参考电压Vreset施加至差分放大器84的非反相输入。系列80的最后的晶体管85(即距离产生较低的偏置电压Vqq的端子82最近的晶体管)的栅极和漏极连接至输送运行电流Iqq的电流源86。
应当注意到不需要同时使用偏置电压Vbb和Vqq。可以仅使用它们中的一个，并且将另一个连接至电源VDD或接地。图11a显示偏置电路的示例，它仅输送偏置电压Vqq。如图10所示，然而仍然存在P-MOS 二极管连接的晶体管的系列80，它的一端连接至电源电压VDD而没有任何差分放大器84。另一端与图10相似，系列80的最后的晶体管85 (即距离产生较低的偏置电压Vqq的端子82最近的晶体管)的栅极和漏极连接至输送运行电流Iqq的电流源86。图11b显示偏置电路的示例，它仅输送偏置电压Vbb。在这种情况下，P-MOS二极管连接的晶体管的系列80的一端接地，而另一端可以通过放大器连接至端子81(在此产生偏置电压Vbb)，并且连接至与电源VDD相连的电流源86。
二极管连接的晶体管Mpij的系列41、42、43设置为图9所示那样，通过第一系列的第一晶体管Mp11的栅极接收放大后的信号电压Vph0。在第一系列41的第一晶体管Mp11和第二晶体管Mp12之间的节点处的放大后的信号电压Vph1为第一系列41的输出，该输出作为第二系列42 的输入被输入第二系列42的第一晶体管Mp21的栅极。在第二系列42 的第一晶体管Mp21和第二晶体管Mp22之间的节点处的放大后的信号电压Vph2为第二系列42的输出，该输出作为第三系列43的输入被输入第三系列43的第一晶体管Mp31的栅极。在第三系列43的第一晶体管Mp31和第二晶体管Mp32之间的节点处的放大后的信号电压Vph3为第三系列43的输出，该输出被发送至比较级30的差分放大器35的反相输入和比较器31、32。
该解决方案允许更高的电压放大而不需要高的电压裕度。例如，如果转换级20的二极管连接的晶体管的系列27包括N个堆叠二极管连接的晶体管，并且比较级的三个系列41、42、43中的每一个包括四个二极管连接的晶体管，在这种情况下引入的整体的电压放大为AV＝N ×4×4×4＝64N。
然而级联二极管连接的晶体管Mpij的堆叠的系列41、42、43可能遭受小的失配。有趣的是，二极管连接的晶体管Mpij的连续的系列41、42、43之间的电压差提供更大的放大，并且遭受甚至更小的失配。如图12所示可以通过使用具有多个漂移输出的差分比较器实现，该差分比较器输入两个不同放大的信号电压Vphi、Vphj。
在该实施方案中，比较级30包括差分比较器，优选为具有多个漂移输出的多输出的差分比较器38，所述差分比较器38具有信号电压的两个不同放大的值Vphi、Vphj作为输入，并且配置为输出用于采样和保持电路50的输入51的输入信号VO并且比较输入的差和至少一个阈值电压。
注意到根据本发明，具体实施方案中的差分比较器可以是多输出的差分比较器；例如差分比较器38优选是多输出的差分比较器。
更准确地，将第一放大的信号电压Vphi施加至差分比较器38的反相输入，将第二放大的信号电压Vphj施加至差分比较器38的非反相输入，并且差分比较器38具有至少三个输出。
当第二放大的信号电压Vphj和第一放大的信号电压Vphi相差正阈值电压Vdp时，第一输出V+转换。当第一输出V+转换时，第一输出 V+被输入至发射正事件信号ev+的逻辑电路33。
当第二放大的信号电压Vphj和第一放大的信号电压Vphi相差负阈值电压Vdn时，第二输出V-转换。当第二输出V-转换时，第二输出V-被输入至发射负事件信号ev-的逻辑电路33。
第三输出VO是采样和保持电路50的输入51的输入信号，并且当第二放大的信号电压Vphj和第一放大的信号电压Vphi相等时转换。
如图13所示的本发明的特别有利的实施方案，利用参照图9讨论过的电压放大器40的二极管连接的晶体管Mpij的系列41、42、43。根据该实施方案，比较级30包括至少两个二极管连接的晶体管Mpi的系列41、42、43，每一个二极管连接的晶体管的系列41、42、43都具有第一二极管连接的晶体管Mpi1的栅极作为输入，以及所述第一二极管连接的晶体管Mpi1的漏极作为输出。二极管连接的晶体管的系列42的第一晶体管Mp21的输出是施加于差分比较器38的反相输入的第一放大的信号电压Vph2。二极管连接的晶体管的另一系列43的第一晶体管 Mp31的输出是施加于差分比较器38的非反相输入的第二放大的信号电压Vph3。如果差分比较器38从系列43接收放大的信号电压Vph3，那么非反相输入接收放大的信号电压Vph2作为输入，该放大的信号电压 Vph2被输入差分比较器38的反相输入。用于多输出的差分比较器38 的可能的实施方案如图14所示。
图13还显示电流镜11的示例的详情，该电流镜11可以用于其他配置中。电流镜11的输入12连接至光电二极管1。晶体管14的栅极偏压为偏置电压Vgp1，晶体管14并联至输入12和共同节点16之间的放大器15。晶体管17的源极也连接至该共同节点，该源极偏置另一偏置电压Vgp2。晶体管17的漏极对应于连接至转换级20的端子13。图15显示可以使用的用于采样和保持电路50的可能的简单的电路实施。由控制端子53控制的开关55具有一个连接至采样和保持电路50的输入51一个端子，以及连接至节点56的另一端子。电容器57连接在所述节点56和地之间。电压缓冲器58连接在节点56和采样和保持电路 50的输出52之间。如图16所示，缓冲器58可以是带有晶体管59和电流源60的简单的电压跟随器，该晶体管59的栅极连接至节点56，并且电流源60在晶体管的端子和地之间传送电流Ibb。然后采样和保持电路50的输出52在晶体管59和电流源60之间。
为了避免寄生开关电荷注入效应，开关55可以如图17所示通过电荷泵实施。开关55跟随有两个MOS晶体管61、62，所述MOS晶体管61、62分别由的偏置电压Vgp(对于P-MOS)和偏置电压Vgn(对于N-MOS)偏置，具有共同的漏极和共同的源极。共同的源极连接至开关55，而共同的漏极连接至共同的节点56。
应当注意到在图17中，电流Ibb的值应当足够大以给电压跟随器和转换级20的堆叠二极管连接的晶体管Mni的系列27提供足够的电流用于最大光电流的情况(电流镜11的电流放大A)。这可能会迫使将电流Ibb设置为相对较大的值以考虑最坏的情况。然而，这可能会导致高功耗，而通常在正常情况下是不需要的。
为了克服这一点，图18显示根据光照水平对电流Ibb进行自适应偏置的改进设置。为此，电流镜11除了连接至转换级的输入21的端子13外还包括额外的端子18。对于端子13、18，电流镜11的配置相同。额外的端子18连接至采样和保持电路50，并且输入作为电流源60的电流镜66，其具有端子13的放大的光电流Iph的复制。电流镜66 复制瞬时的光电流Iph，该光电流Iph在端子18由电流镜11放大了增益 A以给出电流Ibb，因此电流Ibb对应于AIph。因此，电流Ibb总是适应光照水平。在该示例中，电流镜11与图13的电流镜类似，除了额外的端子18以及连接共同的节点16和所述额外的端子的晶体管19。晶体管19的栅极偏置和晶体管17一样的电压Vgp2。
如果电流镜66的增益是B，那么Ibb＝AB Iph，并且
Vph＝VC+K+nUT(N-1)log(Iph/Io)
其中VC是电容器57的电压，K＝nUTlog(AN-1/(B-1))，并且 N是系列27的堆叠二极管连接的MOS晶体管的数量。应当注意到该自适应偏置将电压增益从N减小至N-1。
进一步地，应当注意到，可以使N＝0，使得：
Vph＝VC-nUTlog(ABIph/Io)
物理实施使得系列27和电流镜输出晶体管17一起得到抑制。图 19显示与图18的像素电路相似的像素电路的示例，但是没有系列27 或者电流镜输出晶体管17。信号电压Vph0通过采样和保持电路50的输出52直接传送至比较级30。从而采样和保持电路50的输出52连接至电压放大器40的第一系列41的晶体管的栅极。由于采样和保持电路 50的输出52将从所述光传感器的电流Iph推导出的信号电压Vph传送到比较级30，所以在某种意义上，采样和保持电路50级作为转换级 20。从而光传感器级10的输出13可以对应于转换级20的输出22。
还可以使用采样和保持模块50的输出52的输出电压Vhold以移动比较级30的电压放大器40的二极管连接的晶体管的系列41、42、43 的输入偏移电压。为此，采样和保持模块50的输出52连接至二极管连接的晶体管的第一系列41的低电压端45，即不是Vqq或地。
在所示的示例中，二极管连接的晶体管的系列41、42、43的每一个的低电压端45、46、47都是由N-MOS晶体管Mn14、Mn24、Mn34完成的。光传感器级10的输出13直接连接至比较级30。更准确的，光传感器级10的输出13连接至晶体管Mn14的栅极，该晶体管Mn14完成第一系列41的低电压端45。采样和保持电路50的输出52连接至所述晶体管Mn14的源极。结果，晶体管Mn14将从所述感光电流Iph推导出的信号电压Vph接收到它的栅极，并且在它的源极保持电压Vhold，它的漏极连接至第一系列41的底部晶体管Mp13的漏极和栅极。其它的晶体管Mn24和Mn34的栅极连接至前述系列41、42的N-MOS晶体管Mn14、 Mn24的漏极，而其源极连接至第二偏置电压Vqq。
差分比较器38的反相输入连接至N-MOS晶体管Mn34的漏极，该晶体管Mn34完成二极管连接的晶体管的最后的系列43，并且差分比较器38的非反相输入连接至N-MOS晶体管Mn24的漏极，该晶体管Mn24完成前述的系列42。
明显对于技术人员，在系列41、42、43中PMOS和NMOS类型的晶体管的不同组合是可能的。
还可以将采样和保持模块50的输出52连接至二极管连接的晶体管的第一系列41的上端子，即不是VDD或Vbb，而不是将它连接至第一系列41的低电压端45。
图20(b)显示用于产生可以在图20(a)中使用的第二偏置电压 Vqq的可能的偏置电路的示例。如图11a所示，存在P-MOS二极管连接的晶体管的系列80。然而，系列的低电压端由N-MOS晶体管87完成，该晶体管87也是二极管连接的，并且其源极连接至产生低第二偏置电压Vqq的端子82和电流源86。
应当注意到，如图17所示存在电流镜66或晶体管59。反而，来自电容器57的保持电压Vhold通过连接在电容器57和输出52之间的放大器63传送至输出52。
尽管本发明已经关于某些优选的实施方案进行了描述，但是明显不限制本发明，并且本发明包括所描述的手段的技术的等价形式和它们的组合。具体地，显然对于本领域技术人员可以进行各种改变和修改而不脱离本发明如所附权利要求书所述的范围。

Claims (18)

1.一种像素电路，包括：
-光传感器级(10)，其包括光电二极管(1)并且具有输出(13)，所述光传感器级(10)配置为根据所述光电二极管的曝光的光强传送感光电流(Iph)，
-比较级(30)，其配置为检测从所述感光电流(Iph)推导出的信号电压(Vph)的变化，其特征在于所述像素电路包括采样和保持电路(50)，所述采样和保持电路(50)具有输入(51)、输出(52)以及控制端子(53)，所述采样和保持电路的输出(52)连接至所述比较级(30)的输入，并且比较级(30)配置为输出用于采样和保持电路(50)的输入(51)的输入信号，
其中，所述采样和保持电路(50)的控制端子(53)连接至比较级(30)，所述比较级(30)配置为当检测到信号电压(Vph)的变化时，向采样和保持电路(50)的控制端子(53)发射采样信号。
2.根据权利要求1所述的像素电路，其中，所述采样和保持电路(50)配置为当比较级(30)向采样和保持电路(50)的控制端子(53)发射采样信号时，对所述采样和保持电路(50)的输入(51)处的输入信号进行采样，并且配置为当比较级(30)不向采样和保持电路(50)的控制端子(53)发射采样信号时，保持保持电压(Vhold)。
3.根据权利要求2所述的像素电路，其中，所述采样和保持电路(50)配置为当采样和保持电路(50)的控制端子(53)接收到采样信号时，所述采样和保持电路(50)的输出(52)处的保持电压跟随所述采样和保持电路(50)的输入(51)处的输入信号。
4.根据权利要求1所述的像素电路，其中，所述比较级(30)配置为将信号电压(Vph)与至少一个阈值电压(Vreset-Vdn、Vreset+Vdp)进行比较，并且所述比较级(30)配置为基于信号电压和所述至少一个阈值电压之间的比较向采样和保持电路(50)的控制端子(53)发射采样信号。
5.根据权利要求4所述的像素电路，其中，所述比较级(30)配置为将信号电压(Vph)与第一阈值电压(Vreset+Vdp)和第二阈值电压(Vreset-Vdn)进行比较，所述第一阈值电压大于所述第二阈值电压，并且配置为当信号电压超过第一阈值电压时，输出第一事件信号(ev+)，而当信号电压小于第二阈值电压时，输出第二事件信号(ev-)。
6.根据权利要求1所述的像素电路，其中，所述比较级(30)包括差分放大器(35)，所述差分放大器(35)配置为将信号电压与参考电压(Vreset)进行比较，并且基于该比较输出用于采样和保持电路(50)的输入(51)的输入信号。
7.根据权利要求1所述的像素电路，其中所述比较级(30)包括具有多个漂移输出的差分比较器(38)，所述差分比较器(38)具有信号电压的两个不同放大的值(Vphi、Vphj)作为输入，并且配置为输出用于采样和保持电路(50)的输入的输入信号并且将输入的差与至少一个阈值电压进行比较。
8.根据权利要求7所述的像素电路，其中，将第一放大的信号电压施加至所述差分比较器的反相输入，将第二放大的信号电压施加至所述差分比较器的非反相输入，并且所述差分比较器具有至少三个输出：
-第一输出，当第二放大的信号电压和第一放大的信号电压相差正阈值电压时，所述第一输出转换，
-第二输出，当第二放大的信号电压和第一放大的信号电压相差负阈值电压时，所述第二输出转换，
-第三输出是用于采样和保持电路的输入的输入信号，并且当第二放大的信号电压和第一放大的信号电压相等时转换。
9.根据权利要求1所述的像素电路，其中，所述比较级(30)包括至少一个二极管连接的晶体管的系列(41、42、43)，每一个二极管连接的晶体管的系列都具有第一二极管连接的晶体管的栅极作为输入，并且具有所述第一二极管连接的晶体管的漏极作为输出。
10.根据权利要求9所述的像素电路，其中，至少一个二极管连接的晶体管的系列设置在第一端子(81)和第二端子(82)之间，所述第一端子(81)配置为施加第一偏置电压(Vbb)或电源电压(VDD)，所述第二端子(82)配置为施加第二偏置电压(Vqq)或接地，并且其中，所述像素电路包括偏置电路，所述偏置电路用于在输出端子产生第一偏置电压(Vbb)和第二偏置电压(Vqq)中的至少一个偏置电压，所述输出端子为第一端子(81)或第二端子(82)，所述偏置电路包括：
-电流源(86)，其连接至输出端子，
-二极管连接的晶体管的系列(80)，其连接至所述电流源(86)和所述输出端子。
11.根据权利要求10所述的像素电路，其中，所述二极管连接的晶体管的系列(80)设置在第一端子(81)和第二端子(82)之间，所述电流源(86)连接至第二端子(82)，所述偏置电路进一步包括差分放大器(84)，所述差分放大器(84)具有反相输入、非反相输入以及输出，所述反相输入连接至所述二极管连接的晶体管的系列(80)的晶体管(83)的漏极，参考电压被施加至所述非反相输入，并且输出被连接至第一端子(81)。
12.根据权利要求1所述的像素电路，其中，所述比较级(30)包括至少一个二极管连接的晶体管的第一系列(41)和二极管连接的晶体管的第二系列(42)，每一个二极管连接的晶体管的系列都具有第一二极管连接的晶体管的栅极作为输入，并且具有所述第一二极管连接的晶体管的漏极作为输出，
其中，所述比较级(30)包括具有多个漂移输出的差分比较器(38)，所述差分放大器(38)的第一输入是二极管连接的晶体管的系列的第一晶体管的输出，并且用于所述差分放大器的第二输入是二极管连接的晶体管的另一个系列的第一晶体管的输出。
13.根据权利要求9或12所述的像素电路，其中，所述采样和保持电路的输出(52)连接至二极管连接的晶体管的第一系列(41)的晶体管的栅极；或者其中，所述采样和保持电路的输出(52)连接至设置在二极管连接的晶体管的第一系列(41)的端部的晶体管(Mn14)的源极，并且其中所述光传感器级(10)的输出(13)连接至所述晶体管(Mn14)的栅极。
14.根据权利要求1所述的像素电路，其中，所述像素电路包括转换级(20)，所述转换级(20)具有至少一个连接至光传感器级的输出(13)的输入(21)和第一端子(22)，所述转换级(20)配置为在第一端子(22)传送从所述感光电流(Iph)推导出的信号电压(Vph)，并且所述转换级(20)具有至少一个第二端子(23)，并且所述采样和保持电路的输出(52)连接至转换级(20)的第二端子(23)，所述转换级(20)是用于比较级(30)的输入。
15.根据权利要求14所述的像素电路，其中，所述转换级(20)的第二端子(23)配置为通过由采样和保持电路(50)在所述采样和保持电路(50)的输出(52)施加的保持电压(Vhold)控制转换级(20)的第一端子(22)处的电压漂移。
16.根据权利要求14所述的像素电路，其中，所述光传感器级(10)包括电流镜(11)，并且所述转换级(20)包括至少一个连接至所述电流镜(11)的二极管连接的晶体管(26，Mn1)。
17.根据权利要求14所述的像素电路，其中，所述转换级(20)在光传感器级(10)的输出(13)和采样和保持电路(50)的输出(52)之间包括二极管连接的晶体管的系列(27)。
18.一种图像传感器，其包括多个根据权利要求1所述的像素电路。
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