CN1088511C - 对传感器信号线性化及温度补偿的电路 - Google Patents

Abstract

传感器信号温度补偿及线性化的线路，这里提供的用于对容性传感器的传感器信号进行线性化及温度补偿的线路，只需少量元件，并且能很快地得到补偿输入信号。该线路包括：测量电容器；热变分压器，用于检测测量电容器的温度；时钟调节电路，一段在时钟控制下可以连接到测量电容器和基准电容器上的积分线路，输出端即为整个线路的输出端；时钟发生器。输出信号(S)为：

Description

对传感器信号线性化及温度补偿的电路

本发明涉及容性传感器信号的线性化和温度补偿，因为这些传感器的电容量相对被测试对象(如压力)和温度常常呈现出非线性关系。

容性传感器可作为容性压力传感器用于测量压力，或作为容性湿度传感器用于测量湿度，也可用来检测由于涡流计中卡尔曼涡流而导致的压力变化。

美国专利5257210号已综合介绍了如何对被测对象中的有误部分进行线性化和补偿。这种线性化和补偿的原则是：只有先从被测对象取得一个电信号(下称“传感器信号”)，然后才能针对每次的干扰变化使另一个传感器产生的干预信号作用于传感器信号上。

因此，在涉及带有测量电容器和基准电容器的容性压力传感器的美国专利5257210号之实施例中，干扰信号都是经过处理的，而且只是在测量和基准电容器之后的线路利用电荷传输经过量化的开关式电容器与传感器信号一并处理的。为实现这一目的，需要加配几个由时钟信号控制的功能单元，此时钟信号的计时周期是基本时钟信号的40倍。这些功能单元的电路结构相当复杂，所以需要的元件总数量十分可观，而且，在旧有技术线路产生出经过补偿和理想平滑的输出信号之前，40倍于基本时钟信号的周期必须先行结束。

因此，本发明的目的在于提供一种比旧有线路所需元件要少，又能更快地获得经过补偿和平滑的输出信号的线路。

为达到如此目的，本发明的要点是：提供一种线路，用于根据容性传感器对传感器信号进行线性化和补偿。此线路的组成包括：

-测量电容器

-带有连接在工作电位和第一基准电位(即地电位)之间的阻性温度传感器的温感分压器，用来检测测量电容器的温度；

-供线路输出信号使用的时钟调节电路，通过模拟信号作用于测量电容器和基准电容器；

调节电路的第一输入端联在工作电位上，第二输入端联在温度传感器上；

-一段在时钟控制下可与测量电容器和基准电容器相连的积分线路，其输出端连接在调节电路的第三输入端上，并且作为整个线路的输出端；

-时钟发生器

输出信号应满足以下公式： $S=\frac{U\·[a_0+a_1\·v_t+(a_2+a_3\·v_t)\·C_v]}{b_0+b_1\·C_v},$

其中，

C_v是以下电容比之一：

C_v1＝(Cm-Cr)/Cm，

C_v2＝(Cm-Cr)/(Cm+Cr)，

C_v3＝(Cm-Cr)/Cr；

Cm＝测量电容器的电容量；

Cr＝基准电容器的电容量；

V-工作电位；

a₀-零点调整值，

a₁-温度系数零点调整值；

a₂-第一段刻度调整值；

a₃-温度系数刻度调整值；

b₀-第二段刻度调整值；

b₁-线性化调整值；

V_t-分压器的温感阻值比。

在本发明的一个最佳实施例中，积分线路包括第一积分器和第二积分器，第一积分器包括在时钟控制下极性颠倒的电容器，第二种积分器则在时钟控制下可连到第一积分器的输出端上。

在本发明的另一个最佳实施例中，调节电路包括：

-第一数字/模拟转换器，用于提供正向转换器信号和反向转换器信号，其基准输入即是调节电路的第一输入，其第一信号输入是数字化零点调整值，其第二信号输入是数字化第一刻度调整值，其第一和第二信号的输入由时钟发生器控制；

-第二数字/模拟转换器，用于提供正向转换器信号和反向转换器信号。其基准输入就是调节电路的第二输入，其第一信号输入是数字化温度系数零点调整值A₁，其第二信号输入是数字化温度系数刻度调整值A₃，其第一和第二信号输入由时钟发生器控制；

-第三数字/模拟转换器，用于提供正向转换器信号和反向转换器信号。其基准输入即是调节电路的第三输入，其第一信号输入是数字化第二段刻度调整值B₀，其第二信号输入是数字化的线性化调整值B₁，其第一和第二信号输入由时钟发生器控制；

-第一加法器和第二加法器，每个加法器有一个输出端和六个输入端。第一加法器的第一和第二输入端借助第1和第2开关分别接收第三数字/模拟转换器的正向和反向转换器信号，第二加法器的第一和第二输入端借助第3和第4开关分别接收第三数字/模拟转换器的正向和反向转换器信号，第一加法器的第三和第四输入端借助第5和第6开关分别接收第一数/模转换器的正向和反向转换器信号，第二加法器的第三和第四输入端借助第7和第8开关分别接收第一数/模转换器的正向和反向转换器信号，第一加法器的第五和第六输入端借助第9和第10开关分别接收第二数/模转换器的正向和反向转换器信号，第二加法器的第五和第六输入端借助第11和第12开关分别接收第二数/模转换器的正向和反向转换器信号，同时，第一加法器和第二加法器的输出端借助于第13和第14开关分别连接到测量电容器上，并借助于第15和第16开关分别连接在基准电容器上，测量电容器和基准电容器远离开关的各终端连接在第一基准电位上。

在本发明另一个最佳实施例中，电容比为C_v1＝(Cm-Cr)/Cm或C_v2＝(Cp-Cr)/(Cm-Cr)，第一积分器包括：

-第一工作放大器，其反向输入端借助第17开关与测量电容器相连，且借助第18开关与基准电容器相连，第18开关与基准电容器的联接点借助第19开关与第二基准电位相接；其非反向输入端也接在第二基准电位上；其反向输入端通过三个并联支路与输出端相连，并联支路中的第一支路包含串联联接的第20和第21开关；第二支路包含串联联接的第22和第23开关；第三支路包含第24开关。电容器接在第20和第21开关的接点与第22和第23开关的接点之间。

在本发明的又一个最佳实施例中，第二积分器包括：

-第二工作放大器，其反向输入端借助第25开关联接在第20和第21开关的连接点上，并通过一个固定电容器与线路的输出端相连；其非反向输入端接在第二基准电位上。

如果使用的电容比为C_v3＝(Cm-Cr)/Cr，则第26开关必须接在基准电位和第17开关与测量电容器的连接点之间。

在本发明的另一最佳实施例中，积分线路的输出与滤波线路相联接。

在本发明又一个最佳实施例中，为控制第26开关和三个数/模转换器各相应启动信号的输入，时钟发生器从基本时钟信号中产生具有几段正电平和几大段负电平的时钟信号，至少在一个基本时钟信号周期的1/8时间内至少产生一个相应的电平。

本发明的一些特点和优点将通过下面附图中对所示实施例的描述而更加显而易见，其中：

图1为本发明第一实施例的电路示意图；

图2为本发明第二实施例的电路示意图；

图3为显示更多优点的图1线路的电路示意图；

图4为显示更多优点的图2线路的电路示意图；

图5显示了在电容比(Cm-Cr)/Cm即将由图3或图4所示线路进行补偿时时钟信号的波形；

图6显示了在电容比(Cm-Cr)/(Cm+Cr)即将由图3或图4所示线路进行补偿时时钟信号的波形；

图7显示了在电容比(Cm-Cr)/Cr即将由图3或图4所示线路进行补偿时时钟信号的波形；

图8为用于本发明线路中的专用电流复制器电路的示意图；

图9显示了与图8中的电路相连时使用的电流/电压转换器；

图10显示了在图5中所示D₁段期间内图3线路中的开关位置；

图11显示了在图5中所示D₃段期间内图3线路中的开关位置；

图13显示了在图5中所示D₄段期间内图3线路中的开关位置；

图14显示了在图5中所示D₅段期间内图3线路中的开关位置；

图15显示了在图5中所示D₆段期间内图3线路中的开关位置；

图16显示了在图5中所示D₇段期间内图3线路中的开关位置；

图17显示了在图5中所示D₈段期间内图3线路中的开关位置；

图18显示了在图5中所示D₉段期间内图3线路中的开关位置；

图1电路示意图中包含一个电容值为Cm的测量电容器Km和一个电容值为Cr的基准电容器Kr。在使用压力传感器时，测量电容器Km是与压力有关的，而基准电容器Kr则很可能与压力无关，两个电容器最好都装在压力传感器内。这种容性压力传感器的制作可根据如上述图2中美国专利5257210号或美国专利5005421号实施。

在湿度传感器配有湿感测电容器Km的情况下，可通过加装防潮保护层的方式使普通的湿度传感器丧失对湿度的敏性，从而构成一个基准电容器Kr。在许多情况下，这反是个优点，因为基准电容器Kr对被测象越不敏感，就越可将测得的结果视为一个常量。

为了得到经补偿的模拟输出信号S，本发明使用了以下三个电容比中的一个：

C_v1＝(Cm-Cr)/Cm

C_v2＝(Cm-Cr)/Cm+Cr)

C_v3＝(Cm-Cr)/Cr

为了产生一个尽可能专用的表示传感器温度度量的信号，也就是为产生一个温感信号，就要使用连接在线路的第一基准电位SN和工作电位u之间的分压器71。它包括一个阻值为R0的阻性温度传感器θ和一个阻值为R₇₂的降压电阻72。此分压器的温感阻值比定为V_t，因此，V_t＝Rθ/(Rθ+R₇₂)，而分压器71的抽头就会提供一个信号S＝U·V_t＝U·Rθ/(Rθ+R₇₂)。

分压器71是最简单的温度传感器，但本发明的范围不仅限于此。如果需要，还可以使用任何合适的结构复杂的与温度有关的网络系统，例如，一个与温度无关的电阻可以与阻性温度传感器并联，或者使用一个温感电桥电路。

第一基准电位SN最好就是线路中电压基准点的电位。否则第一基准电位SN值可以近似为诸如工作电位u的一半。

和上述美国专利5257210中所描述的线路不同，在本发明中提出的调节电路30可直接作用于测量电容器Km和基准电容器Kr，以利于线性化和温度补偿。由调节电路30提供的模拟信号在时钟控制下可直接作用于测量电容器Km和基准电容器Kr，因此补偿信号被馈入测量和基准电容器Km，Kr，而线路的输出信号S也就具有了理想的线性及温度补偿波形。

这种直接作用于传感器信号的方法使它的应用十分简单，此外还使它可以简单方法用于生成下面介绍的影响线性化和温度补偿信号，刻度调节信号，零点调节信号等。

调节电路30由时钟发生器61产生的时钟信号控制(见下文)，调节电路30的第一输入端指在工作电位u上，第二输入端接在温感分压器71的抽头上，即温度传感器θ和电阻72的连接点上。

在时钟控制下连接到测量电容器Km和基准电容器Kr上的线路为积分线路50，其输出就是整个线路的输出并提供输出信号S。此输出接到调节电路30的第三输入端上。

如果需要，输出信号S可以通过滤波线路55进行平滑处理，最简单的平滑方法是必须将具有足够电容量的滤波电容器连接在积分线路50的输出端上，如图3所示。

在本发明中，输出信号满足下列公式： $S=\frac{U\·[a_0+a_1\·v_1+(a_2+a_3\·v_1)\·C_v]}{b_0+b_1\·C_v}$

式中，

C_v-为以下电容比中的一个：

C_v1＝(Cm-Cr)/Cm，

C_v2＝(Cm-Cr)/(Cm+Cr)，

C_v3＝(Cm-Cr)/Cr；

Cm＝测量电容器Km的电容量；

Cr＝基准电容器Kr的电容量；

V-工作电位；

a₀-零点调整值，

a₁-温度系数零点调整值；

a₂-第一段刻度调整值；

a₃-温度系数刻度调整值；

b₀-第二段刻度调整值；

b₁-线性化调整值；

V_t-分压器71的温感阻值比。

调节电路30包括第一、二、三数/模转换器31、32、33，每个转换器分别提供正向转换器信号和反向转换器信号。这两个转换器信号对第一基准电位SN而言大小相等。各反向转换器信号可以取自相应的正向转换器信号，例如，可利用模拟乘法器乘上一个系数(-1)即可得到。

三个数/模转换器31，32，33的每个数字化输入信号为A₀，A₁，A₂，A₃，B₀，B₁，这些信号均由上述调整值如a₀，a₁，a₂，a₃，b₀，b₁形成，也可以来一个电子存储器，如可存储这些信号的电可擦只读存储器(EEPROM)。然而也可以用对应于模拟调整值a₀，a₁，a₂，a₃，b₀，b₁的数字值直接形成，并通过诸如适当的数据母线将它们直接应用于数/模转换器上。

每个数/模转换器31，32，33都有一个基准输入。这些基准输入是由代表与各数/模转换有关的相应值的不同的模拟信号形成的。与各数字化输入信号有关的是信号启动输入，因此每个数/模转换器有两个信号启动输入，每个都由来自时钟发生器61的时钟信号T₂₇，T₂₈中的一个来形成。

第一数/模转换器31的基准输入端就是调节电路30的第一输入端，如上所述，它联接在工作电位V上。第一数/模转换器31的第一信号输入端馈入的是数字化的零点调整值A₀而第二信号输入端馈入的是数字化的第一刻度调整值A₂。

第二数/模转换器32的基准输入端是调节电路30的第二输入端。这一输入端联接在温感分压器71的抽头上，因此也就与温感信号U·V_t相通。第二数/模转换器32的第一信号输入端馈入的数字化的温度系数零点调整值A₁，而第二信号输入端馈入的是数字化的温度系数刻度调整值A₃。

第三数/模转换器33的基准输入端是调节电路30的第三输入端，如上所述，它接收输出信号S。第三数/模转换器33的第一信号输入端馈入的是数字化的第二刻度调整值B₀，而第二信号输入端馈入的是数字化的线性调整值B₁。

调节电路30还包括每个均有六个输入端和一个输出端的一第一加法器41和第二加法器42。

第一加法器41的第一和第二输入端分别借助第1和第2开关1，2接收第三数/模转换器33的正向和反向转换器信号。

第二加法器42的第一和第二输入端分别借助第3和第4开关3，4接收第3数/模转换器33的正向和反向转换器信号。

第一加法器41的第三和第四输入端分别借助第5和第6开关5，6接收第一数/模转换器31的正向和反向转换器信号。

第二加法器42的第三和第四输入端分别借助第7和第8开关7，8接收第一数/模转换器31的正向和反向转换器信号。

第一加法器41的第五和第六输入端分别借助第9和第10开关9，10接收第一数/模转换器32的正向和反向转换器信号。

第二加法器42的第五和第六输入端分别借助第11和第12开关11，12接收第二数/模转换器32的正向和反向转换器信号。

远离开关的测量电容器Km和基准电容器Kr的各端均接在第一基准电位SN上。由于分压器71和工作电位u也与第一基准电位SN有关，所以在本线路中只处理比值。

第一和第二加法器41、42的输出端通过第13开关13和第14开关14分别接在测量电容器Km上，并通过第15和第15开关15，16分别接在基准电容器Kr上。

图2为第二个实施例的示意电路图。与图1中第一个实施例的不同点在于：去掉了三个数/模转换器31，32，33，代之以有中间抽头的电阻Ra₀，Ra₁，Ra₂，Ra₃，Rb₀，Rb₁，由它们产生模拟调整量a₀，a₁，a₂，a₃b₀，b₁。

图2左边的纵向虚线表示的是线路设备的分界线：例如，带抽头的电阻可以运用混合技术来形成而位于分界线右边的线路部分可以运用半导体单片式集成电路来实现。

如果允许本线路的使用者至少部分改变调节量，则带抽头的电阻将作为分压器来制作。如果线路由厂家预先设置，则带抽头的电阻最好被做成激光调整的半导体或薄膜电阻。

每个带抽头的电阻Ra₀，Ra₂作为分压器连接在第一基准电位SN和工作电位u之间。电阻Ra₀，Ra₂的抽头通过另外的开关27₁，28₁分别连接到模拟转换器I₁的输入端和第5、第7开关5，7上。模拟转换器I₁的输出端连在第6和第8开关6，8上。开关27₁接收时钟信号T₂₇，开关28₁则接收时钟信号T₂₈。

带抽头电阻Ra₁，Ra₃的抽头通过另一些开关27₂，28₂分别连接在温度传感器θ的非地电位一端模拟转换器I₂的输入端及第9、第11开关9、11上。模拟转换器I₂的输出端连在第10和第12开关10，12上。开关27₂接收时钟信号T₂₇，开矿28₂接收时钟信号T₂₈。因此，图2中的两个分压器相当于图1中的分压器71，并且每个分压器都包括有温度传感器θ，两个分压器在相关电阻开关27₂，28₂分别关闭时才能工作。

电阻Rb₀，Rb₁以每个抽头作为分压器连接在第一基准电位SN和线路输出端之间；因此这些电阻可以接收经过平滑的输出信号S。电阻Rb₀，Rb₁的抽头，通过另一些开关27₃，28₃分别连在模拟转换器I₃的输入端和第1、第31，3开关上。模拟转换器I₃的输出端连在第2和第4开关2，4上。开关27₃上接收时钟信号T₂₇，开关28₃则接收时钟信号T₂₈。

在分别显示图1和图2线路的最佳实施例的图3和图4中，只有位于右侧部分的线路才与图1、2中的有区别，所以只需介绍在右半部分线路，它们是图1、2中积分线路50的最佳实施例。

测量电容器和基准电容器Km，Kr上出现的信号在时钟的控制下作用于第一积分器51。第一积分器包括第一工作放大器53，其倒向输入端通过第17开关17连在测量电容器Km上，通过第18开关18连在基准电容器Kr上，并借助第18开关和基准电容器的连接点通过第19开关19连在第二基准电位Ur上。

第二基准电位Ur不同于地电位和工作电位u，其电位值能更近似地位于第一基准电位值SN和工作电位值u中间。因而，如果工作电位u值固定在+5V，则第二基准电位值Ur将被选择于+2.5V左右。

第一工作放大器53的非倒向输入端也连在第二基准电位上，其倒向输入端通过三个并联支路连在输出端上。第一个并联支路包含串联的第20和第21开关20，21；第二个并联支路包含串联的第22和第23开关22，23；第三个并联支路包含第24开关24。极性必须颠倒的电容器Ku连在第22和第23开关的连接点与第20和第21开关的连接点之间；后一个连接点也是第一个积分器51的输出端。

出现在第一积分器51的输出端上的信号在时钟控制下作用于第二积分器52，后者包括第二工作放大器54，其倒向输入端通过第25开关25与第20和第21开关的连接点相连，并通过一个固定电容器Kf与线路的输出端相连，而其非倒向输入端与第二基准电位Ur相连。

在所述线路中，信号的处理是基于电容比C_v1＝(Cm-Cr)/Cm或C_v2＝(Cm-Cr)/(Cm+Cr)。如果取电容比为C_v3＝(Cm-Cr)/Cr，则第26开关26必须置于第二基准电路Ur与第17开关和测量电容器Km的连接点之间。

时钟发生器61根据基本时钟信号产生28个时钟信号T₁…T₂₈，用于控制26个开关1…26和三个数/模转换器31，32，33相应的信号启动输入(参见图5-7)。时钟信号T₁…T₂₈均有几段正电平H和几大段负电平L。每个电平至少会在基本时钟周期D＝∑(D₁…D₈)的一个1/8的阶段D₁…D₈内出现。

相应的电平H促使26个开关和三个数/模转换器31，32，33的六个信号启动输入的开关转入导通状态，而相应的电平L促使三个开关转入非导通状态。这些开关最好由电子元件构成，如晶体管，特别是绝缘栅场效应管。

时钟信号T₁…T₂₈是从时钟发生器61中具有相等于D₁周期的振荡信号转化而来的，即通过频率分割和分频信号的逻辑组合转化而来。凡擅长于本技术的人员对此是很熟悉的。上述基本时钟信号则是通过将振荡器信号频率除以8而得到的。

例如，图5中的时钟信号T₁₃，T₁₇是通过将振荡器信号除以2而得到的，并且两个信号的相序相差180°。图5中的时钟信号T₄，T₇，T₁₁也来自基本时钟信号，且它们的电平H出现在周期D的第五个1/8阶段D₅。

现在，将详细介绍各电平H、L对各1/8时钟信号周期段的作用及其影响。

图5显示了在取电容比为C_v1＝(Cm-Cr)/Cm的情况下，在一个基本时钟信号周期D内时钟信号T的波形。从中可见，有几个时钟信号始终保持L电平，这些信号即为T₁₄，T₂₆，因此由它们控制的开关14，26实际无需工作，也就无需产生时钟信号T₁₄，T₂₆。

图6显示了在取电容比为C_v1＝(Cm-Cr)/(Cm+Cr)的情况下，在一个基本时钟信号周期D内时钟信号T的波形。这里同样也有几个时钟信号始终保持L电平，这些信号即为T₁₄，T₁₅，T₁₉，T₂₆，因此由它们控制的开关14，15，19，26实际无需工作，也就无需产生时钟信号T₁₄，T₁₅，T₁₉，T₂₆。

图7显示了在取电容比为C_v1＝(Cm-Cr)/Cr的情况下，在一个基本时钟信号周期D内时钟信号T的波形。这里同样也有几个时钟信号始终保持L电平，这些信号即为T₁₅，T₁₉，因此由它们控制的开关15，19无需工作，也就无需产生时钟信号T₁₅，T₁₉。

之所以显示这些无需形成相应电容比的开关和时钟信号是因为在图1-4中显示了用以形成线路的三个不同电容比C_v1，C_v2，C_v3如任一个的通用电路。鉴于要显示本发明的分类体系，某一特定电容比所不需要的开关及相对应的时钟信号也分别包括在图1-4和图5-7中。

如果测量仅仅基于三个电容比中的一个，那么那些始终处于L电平状态的开关就无需使用，当然也就不需要产生相对应的时钟信号。

从图5-7的时钟信号的波形可看出，在第二个四周期阶段D₅…D₈期间，与第一个四阶段D₁…D₄期间相比，图1和图3中数/模转换器31，32，33的各个反向输出信号以及图2和图4中抽头电阻的反向信号是通过相应的开关作用于电容器Km，Kr上的。

此外，在图3和图4的实施例中，电容器Ku的极性借助有关的开关在第二个四周期阶段D₅…D₈中与在第一个四周期阶段相比是相反的。这种周期性的极性颠倒使得补偿线路中工作放大器的偏置电压的产生成为可能，这种方法也可以叫作“变换技术”。

图8显示的是一个特殊的电流镜像电路的示意图，为区别于普通的电流镜像器，可将它标为“电流复制器”。如果在图2和图4所示的实施例中，即在用电阻作为模拟调整量a₀，a₁，a₂，a₃，b₀，b₁发生器的实施例中，将尽可能理想的电压信号输送到加法器41，42的输入端，也就是使用从内阻尽可能小的电压源得来的电压，那么，这个电流复制器80的使用效果更好。如果用如图2、4中出于简化目的所画的分压器的各抽头，这一条件当然是不能达到的。

图8所示的电流复制器产生一个独立于各分压器抽头电压的电流。然后这个电流通过如图9中所示的电流/电压转换器转换成可由低内阻电压源传输的电压。

更详尽参看图8可以发现两个互补导电型三极管83，84的第一个串联组合81，它们的控制电流通道串接在工作电位u和第一基准电位SN之间。

图中还显示了两个互补导电型三极管85，86的第二个串联组合82，它们的控制电流通道串联在工作电位u和第一基准电位SN之间。

一种导电型的两个三极管83，85的控制端连接在一起，另一种导电型的两个三极管84，86的控制端也连接在一起。

图8中所示的每个串联组合81，82中三极管的电路符号即为加强型绝缘栅场效应管的符号-三极管83，85为P沟道三极管，三极管84，86为N沟道三极管，但也可以使用其它型三极管；这取决于所运用的具体技术方法。

第一个串联组合81中两个三极管83，84的电流通道的交点接在另一个工作放大器87的输入端上，工作放大器的非倒向输入端接在第二基准电位Ur上。工作放大器87有两个相异的输出，其正极与两个三极管84，86的控制极的交点相接，其负极与另两个三极管83，85的控制极的交点相接。这两极还通过电容器88，89分别接到第一个串联组合81中三极管的控制电流通道的交点上。

图8中还指明了相对输入电流I的电流复制器的工作过程。输入电流I分成流经三极管83的“正”电流Ip，和流经三极管84的“负”电流I_N。各复制的电流I′p，I′_N分别流经第二个串联组合中的三极管85，86，并相加形成复制的电流I′。

图9中所示的电流/电压转换器90用来将图8中的电流I′转换成输出电压Ua。为此，电流复制器80的输出端必须接到电流/电压转换器90的输入端上。后者包括一个工作放大器91，此放大器的反向输入端借助一个阻值为R₉₂的电阻92与自身的输出端相接，它还是电流/电压转换器90的输入端，同时，其非反向输入端连在第二基电位Ur上。因此，输出电压为：Ua＝I′R₉₂。

如果将根据本发明设计的线路用作半导体集成电路，则图8、9中的电路可以取得更好使用效果。

图8中电流复制器的一个优点是其输入端不再需要缓冲放大器，因此也不需要放大器的电阻，在使用上述集成电路的情况下，将需要配备具有固有缺点的半导体电阻。另外，电流复制器的偏置电压能通过运用于本发明中的“变换转术”得以补偿(参见上文)。

上述本发明实施例的工作情况将参见图10-18进一步详细说明。图3和图5中的实施例描述的情况是第二基准电位Ur等于第一基准电位SN，而后者又等于地电位。所述内容是基于使用电容比为C_v1＝(Cm-Cr)/Cm的实施例。

图10-17的各图显示的是开关1-26在图5中各相应1/8周期段D₁…D₈内的状态，图18显示的是开关继图17的第8周期段D₈之后第9周期段D₉内的状态，其时钟信号与第1周期段D₁完全相同。在图10-18中，因时钟信号T₁…T₂₆的H电平的作用呈导通状态的开关是用关闭的开关符号加以表示的。

图10-18还用箭头符号显示了跨在电容器Km，Kr，Ku，Kf上的瞬间电压Um，Ur，Uu，Uf。在部分图中，还用电流箭头表示了电荷流量dQm，dQr，dQ。

电压Um，Ur，Uu，Uf和电荷dQm，dQr，dQ都标出了相应周期段的序号，这样Um₁即表示属于周期段D₁。以下，电容器Ku，Kf的电容量分别用Cu和Cf表示。

周期段D₁期间的开关状态显示在图10中。在这个阶段中，开关2，3，5，8，9，12，13，16，22，23，24，25呈吸合状态。这样由于其它开关，尤其是开关17，18，19，26处于打开状态，所以只有调节电器30作用于电容器Km，Kr。在时钟信号T₂₈的作用下数字信号A₂，A₃，B₁被输送到三个数/模转换器31，32，33，以致模拟信号±a₂±a₃±b₁便出现在相应的转换器输出端上。这样，信号+a₂，+a₃、-b₁被输送至加法器41，而信号-a₂，-a₃，+b₁被输送到加法器42。

于是，下列等式成立：

Um₁＝-b₁·s+(a₂+a₃·V_t)·u    (1₁)

Ur₁＝+b₁·s-(a₂+a₃·V_t)·u    (2₁)

Uu₁＝0                            (4₁)

Uf1＝s                             (5₁)

周期段D₂期间的开关状态显示在图11中。这时，开关17，18，21，22处于吸合状态。调节电路30与电容器Km，Kr断开，后者的电荷被输送到电容器Ku，由于所有其它开关都处于打开状态，且工作放大器53的反向输入实际为地电位，即电压为OV，所以在周期段D₂期间，各电容器Km，Kr的两端电位也为OV

因此，下列等式成立：dQ_m2＝(U_m2-U_m1)·Cm＝-[-b₁·s+(a₂+a₃·V_t)·U]·Cm    (1₂)dQ_r2＝(U_r2-U_r1)·Cr＝-[+b₁·s-(a₂+a₃·V_t)·U]·Cr    (2₂)dQ₂＝dQ_m2+dQ_r2＝+[+b₁·S-(a₂+a₃·V_t)·U](Cm-Cr)      (3₂)U_u2＝U_u1-dQ₂/Cu＝+[+b₁·S-(a₂+a₃·V_t)·U](Cm-Cr)/Cu  (4₂)Uf₂＝S                                                      (5₂)

周期段D₃期间的开关状态显示在图12中。这时开关2、5、5、13、15、21、22处于吸合状态。调节电路30为电容器Km，Kr供电，但电压与图10中的不同。其它开关全处于开路状态。时钟信号T₂₇导致数字信号A₀，A₁，B₀被输送到三个数/模转换器31，32，33中，因此模拟信号±a₀，±a₁，±b₀出现在相应转换器的输出端。这样，信号+a₀，+a₁-b₀作用于加法器41，与此同时加法器42不接收任何信号。

因此，下列等式成立：U_m3＝-b₀·S+(a₀+a₁·V_t)·U                              (1₃)U_r3＝U_m3＝-b₀·S+(a₀+a₁·V_t)·U                        (2₃)U_u3＝U_u2＝+[+b₁·S-(a₂+a₃·V_t)·U](Cm-Cr)/cu           (5₄)U_f3＝S                                                       (5₃)

周期段D₄期间的开关状态显示在图13中。这时开关17，19，21，22处于吸合状态。调节电路30与电容器Km，Kr断开，电容器Kr向地电位放电，以致只有电容器Km向电容器Kr充电。由于其它开关均处于开启状态且工作放大器53的反向输入实际就是地电位，即OV电压，所以在周期段D₄期间电容器Km两端的电位也为OV。

因此，下列等式成立：dQ_m4＝(U_m4-U_m3)·cm＝-[-b₀·S+(a₀+a₁·U)·cm   (1₄)dQ_r4＝U_r4＝0                                        (2₄)dQ₄＝dQ_m4＝-[-b₀·S+(a₀+a₁·V_t)·U]·Cm        (3₄)U_u4＝U_u3+dQ₄/Cu＝[b₁·S-(a₂+a₃·V_t)·U]·(Cm-Cr)/Cu

-[-b₀·S+(a₀+a₁·V_t)·U]·Cm/Cu              (4₄)U_f4＝U_f3＝U_f2＝S                                   (5₄)

周期段D₅期间的开关状态显示在图14中。这时开关1，4，6，7，10，11，13，16，22，23，24，25处于吸合状态。调节电路30向电容器Km，Kr供电，但电压与图10和图12中的不同。其它开关均处于开启状态。如图10中所示，时钟信号T₂₈致使数字信号A₂，A₃，B₁被传送到三个数/模转换器31，32，33中，进而模拟信号±a₂，±a₃±b₁出现在相应的转换器输出端上；然而作用于加法器41，42上的信号不是图10所示的那些信号，而是相对应的反向信号，即通向加法器41的信号-a₂，-a3，+b₁和通向加法器42的信号+a₂，+a₃，-b₁。

因此，下列等式成立：U_m5＝+b₁·S-(a₂+a₃·V_t)·U                   (1₅)U_r5＝-b₁·S+(a₂+a₃·V_t)·U                   (2₅)dQ_f5＝(U_u5-U_u4)Cu＝

＝-[+b₁·S-(a₂+a₃·V_t)·U]·(Cm-Cr)

  -[+b₀·S-(a₀+a₁·V_t)·U]·cm

＝-k₁·(Cm-Cr)-k₂·cm                        (3₅)U_u5＝0                                             (4₅)U_f5＝U_f4+dQ_f5/Cf

＝S-k₁·(Cm-Cr)/Cf-k2·Cm/Cf                   (5₅)

周期段D₆期间的开关状态显示在图15中。开关17，18，20，23处于吸合状态。调节电路30与电容器Km，Kr断开，后者的电荷被传送到电容器Ku上。由于其它所有开关都处于台状态且工作放大器53的反向输入实际为地电位，即OV，所以在周期段D₆期间，每个电容器Km，Kr的两端电位也为OV。

因此，下列等式成立：dQ_m6＝(U_m6-U_m5).Cm＝-[+b₁.S-(a₂+a₃.V_t).U.Cm     (1₆)dQ_r6＝(U_r6-U_r5).Cr＝-[-b₁.S+(a₂+a₃.V_t).U].Cr    (2₆)dQ₆＝dQ_m6+dQ_r6＝-[+b₁.S+(a₂+a₃.V_t).U](Cm-Cr)

＝-k₃·(Cm-Cr)                                     (3₆)U_u6＝U_u5-dQ₆/Cu＝k3·(Cm-Cr)/cu                      (4₆)U_f6＝U_f5＝S-k₁·(Cm-Cr)/Cf-k₂·Cm/Cf                (5₆)

周期段D₇期间的开关状态显示在图16中。这时开关1，6，10，13，15，20，23处于吸合状态。调节电路30向电容器Km，Kr供电，但电压与图10中的不同。其它所有开关都处于开启状态。时钟信号T₂₇致使数字信号A₀，A₁，B₀被输送到三个数/模转换器中，进而模拟信号±a₀，±a₁，±b₀出现在相应的转换器的输出端上。这样，信号-a₀，-a₁，+b₀作用于加法器41与此同时加法器42没有接收到任何信号。

因此，下列等式成立：

U_m7＝k₂＝+b₀·S-(a₀+a₁·V_t)·U                (1₇)

U_r7＝U_m7＝k₂                                      (2₇)

U_u7＝U_u6＝+k₃·(Cm-Cr)/Cu                                  (4₇)

U_f7＝U_f6＝S-k₁·(Cm-Cr)/Cf-k₂·Cm/Cf                      (5₇)

周期段D8期间的开关状态显示在图17中。开关17，19，20，23_处于吸合状态，调节电路30与电容器Km，Kr断开，并且电容器Kr向地电位放电，以致只有电容器Km向电容器Ku充电。由于其它所有开关都处于开启状态且工作放大器的反向输入实际为地电位，即OV，所以在周期段D₈期间电容器Km两端的电位也为OV。

因此，下列等式成立：dQ_m8＝(U_m8-U_m7).Cm＝-[+b₀.S-(a₀+a₁.V_t).U].cm＝-k₄.cm       (1₈)dQ_r8＝U_r8＝0                                                       (2₈)dQ₈＝dQ_m8＝-k₄·Cm                                               (3₈)U_u8＝U_u7-dQ₈/Cu＝+k₃·(Cm-Cr)/Cu+k₄·Cm/Cu                     (4₈)U_f8＝U_f7＝S-k₁·(Cm-Cr)/Cf-k₂·Cm/Cf                            (5₈)

到了与周期段D₁相对的周期段D₉，一个循环期即告完成。周期段D₉期间的开关状态显示在图18中。这时一方面，开关2，3，5，8，9，12，13，16，22，23，24，25处于吸合状态，如图10中所示，由于其它开关，特别是开关17，18，19，26处于开启状态，所以仅调节电路30作用于电容器Km，Kr。时钟信号T₂₈致使数字信号A₂，A₃，B₁被输送到三个数/模转换器31，32，33中，以致模拟信号±a₂，±a₃，±b₁出现在相应的转换器的输出端上。这样，信号+a₂，+a₃，-b₁再次被传送到加法器41，信号-a₂，-a₃，+b₁则被传送到加法器42。

另一方面，电荷在积分器51，52的电容器Ku，Kf之间传送。由于开关17，18处于开启状态，电荷不能作用于测量电容器和基准电容器Km，Kr上。

除了上述等式1₁…5₁外，还有下列等式成立：dQ_f9＝(Uu9-U_u8)·cu

＝[-k₃·(Cm-Cr)/cu-k₄·Cm/Cu]·Cu                   (1₉)U_u9＝0                                                    (4₉)U_f9＝U_f8+dQ_f9/Cf

＝S-(k₁+k₃)(Cm-Cr)/Cf-(k₂+k₄)Cm/Cf                (5₉)

如果i是8个周期阶段D₁…D₈循环的连续序号，则下列通用关系式是正确的：S_8·(i+1)+1＝S_8·i+1-(k₁+k₃)(Cm-Cr)/Cf-(k₂+k₄)Cm/Cf     (6)

如果i＝0，则等式6变成，S₉＝S₁-(k₁+k₃)(Cm-Cr)/Cf-(k₂+k₄)Cm/Cf               (7)

若假定工作放大器是理想的放大器，则在稳定状态下列等式成立：

S_8·(i+1)+1＝S_8·i+1；k₁＝k₃；k₂＝k₄.

这样，等式6右边的第二项与第三项的和必须为零：2(Sb₁-Ua₂-Ua₃v_t)(Cm-Cr)/Cf+2(Sb₀-Ua₀-Ua₁v_t)Cr/Cf

＝S(b₀+b₁C_v1)-U[a₀+a₁v_t+(a₂+a₃v_t)C_v1]＝0 $S=U\·\frac{a_0+a_1{v}_t+(a_2+a_3{v}_t)C_{v_1}}{b_0+b_1{C}_{v1}}---\left(8\right)$

等式8，这一条件是使用本发明线路必须予以满足的。

Claims (8)

1.一种用于对从容性传感器上得到的传感器信号进行线性化和温度补偿的电路，包括：

-测量电容器；

-带有连接在工作电位和和第一基准电位之间的阻性温度传感器的温感分压器，用于检测测量电容器的温度；

-用于电路信号输出的时钟调节电路，它利用模拟信号对测量电容器和基准电容器发生作用，调节电路的第一输入端联在工作电位上，第二输入端联在温度传感器上；

-在时钟控制下可连接在测量电容器和基准电容器上的积分电路，其输出端连接在调节电路的第三输入端上，并作为整个电路的输出端；

-一个时钟发生器，其输出信号(S)满足以下公式： $S=\frac{U\·[a_0+a_1\·v_t+(a_2+a_3\·v_t)\·C_v]}{b_0+b_1\·C_v},$

式中：

C_v：下述电容比中的一个：

C_v1＝(Cm-Cr)/Cm，

C_v2＝(Cm-Cr)/(Cm+Cr)

C_v3＝(Cm-Cr)/Cr；

Cm：测量电器的电容量；

Cr：基准电容器的电容量；

U：工作电位；

a₀：零点调整值；

a₁：温度系数零点调整值；

a₂：第一段刻度调整值；

a₃：温度系数刻度调整值；

b₀：第二段刻度调整值；

b₁：线性化调整值；

V_t：分压器的温感温感阻值比。

2.如权利要求1中所述的电路，其积分电路包括：

-带有电容器的第一积分器，其极性必须在时钟控制下颠倒；

-在时钟控制下可接到第一积分器输出端的第二积分器。

3.如权利要求1中所述的电路，其调节电路包括：

-第一数/模转换器，用于提供正向转换器信号和反向转换器信号，其基准输入是调节电路的第一输入，其第一信号输入由数字化零点调整值(A₀)提供，其第二信号输入由数字化第一刻度调整值(A₂)提供，其第一和第二信号启动输入由时钟发生器控制。

-第二数/模转换器，用于提供正向转换器信号和反向转换器信号，其基准输入就是调节电路的第二输入，其第一信号输入由数字化温度系统零点调整值(A₁)提供，其第二信号输入由数字化温度系数刻度调整值(A₃)提供，其第一和第二信号启动输入由时钟发生器控制；

-第三数/模转换器，用于提供正向转换器信号和反向转换器信号，其基准输入是调节电路的第三输入，其第一信号输入由数字化第二段刻度调整值(B₀)提供，其第二信号输入由数字化线性调整值(B₁)提供，其第一和第二信号启动输入由时钟发生器控制；

-第一加法器和第二加法器，每个加法器有一个输出端和六个输入端。第一加法器的第一和第二输入端借助第1和第2开关分别接收第三数/模转换器的正向和反向转换器信号，第二加法器的第一和第二输入端借助第3和第4开关分别接收第三数/模转换器的正向和反向转换器信号，第一加法器的第三和第四输入端借助第5和第6开关分别接收第一数/模转换器的正向和反向转换器信号，第二加法器的第三和第四输入端借助第7和第8开关分别接收第一数/模转换器的正向和反向转换器信号，第一加法器的第五和第六输入端借助第9和第10开关分别接收第二数/模转换器的正向和反向转换器信号，第二加法器的第五和第六输入端借助第11和第12开关分别接收第二数/模转换器的正向和反向转换器信号，同时，第一和第二加法器的输出端借助第13和第14开关分别连到测量电容器上，并借助第15和第16开关分别连接基准电容器上，测量电容器和基准电容器远离开关的各端连接在第一基准电位上。

4.如权利要求2中所述的电路，使用电容比为C_v1＝(Cm-Cr)/Cm或C_v2＝(Cm-Cr)/(Cm+Cr)时，其第一积分器包括：

-第一工作放大器，其反向输入端借助第17开关与测量电容器相连，且借助第18开关与基准电容器相连，其第18开关与基准电容器的联接点借助第19开关与第二基准电位相接，其非反向输入端也与第二基准电位相接，其反向输入端借助三个并联支路与输出端相连，并联支路中的第一支路包含串联联接的第20和第21开关，第二支路包含串联联接的第22和第23开关，第三支路包含第24开关，而电容器接在第20和第21开关的接点与第22和第23开关的接点之间。

5.如权利要求2中所述的电路，其中的第二积分器包括：

-第二工作放大器，其反向输入端借助第25开关接在第20和第21开关的接点上，并借助固定电容器与电路的输出端相连，其非反向输入端与第二基准电位相接。

6.如权利要求4所述的电路，使用电容比为C_v3＝(Cm-Cr)/Cr时，它包括连接在第二基准电位与第17开关和测量电容器接点之间的第26开关。

7.如权利要求1所述的电路，包括一连接在积分电路输出端上的滤波电路。

8.如权利要求3-6中任一项所述的电路，其中，为控制26个开关及三个数/模转换器各自的信号启动输入，时钟发生器从基本时钟信号中产生具有几段正电平和几大段负电平的时钟信号，在至少一个基本时钟信号1/8周期段内产生相应的电平。

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