CN1518231A - 具有偏补功能的d/a转换装置和d/a转换装置偏补方法 - Google Patents

Abstract

在测量D/A转换器30的DC偏移的比较器50前提供输入转接开关40，并且在比较器50后面提供选择性的极性反相器60。通过补偿值产生部分12产生第一补偿值并存储在寄存器18中。接着，切换转接开关40和极性反相器60并产生第二补偿值，将其存储在寄存器20中。然后通过利用平均补偿值计算电路22求取第一和第二补偿值的算术平均值来计算平均补偿值，并使用此平均补偿值来校正所述输入数据。

Description

具有偏补功能的D/A转换装置和D/A转换装置偏补方法

技术领域

本发明涉及一种具有偏补功能的D/A转换装置和一种D/A转换装置偏补方法。

背景技术

在数字无线电通信设备中，数字化调制的I(正相)和Q(正交)信号经过D/A转换，在无线电话的无线电频率段中被合成，并被发送给天线作为无线电信号。理论上，D/A转换器的模拟输出电压会与对应于数字输入值的理想输出电压(没有任何DC偏移的模拟输出电压)匹配，但是实际上，由于各种各样的原因，在实际输出与理论输出之间会出现DC偏移。

在差分输出D/A转换器的情况下，当对应于I信号和Q信号的D/A转换器的差分输出(I+和I-，或Q+和Q-)之间发生DC偏移时(即，当D/A转换器的差分输出的输入/输出特性不同时)，在I和Q信号之间会出现相移，导致传输错误。

因此有必要消除D/A转换器差分输出之间的DC偏移，并调节D/A转换器的特性。

为了消除A/D转换器差分输出之间的DC偏移，首先需要在测试模式——一种没有任何输入信号的状态下，对测试数据测量D/A转换器差分输出之间的DC偏移。为此目的，使用比较器(电压比较装置)。

传统上，基于所述比较器的电压比较结果获得的+1(高电平)或-1(低电平)被加到补偿值(具有初始值0)中，然后从所述测试数据中减去所述补偿值以给出下一个D/A转换器数字输入。接着重复此过程直到所述比较器的极性发生改变。由此在极性改变时的补偿值成为补偿D/A转换器差分输出之间的DC偏移的补偿值，并且通过使用所述值校正所述输入数据来消除D/A转换器差分输出之间的DC偏移的技术在专利文献(未审日本专利出版物No.HEI 7-202693(图1，图2等))中说明。

实际上，DC偏移在检测单输出型D/A转换装置中的D/A转换器的DC偏移的比较器，以及在检测差分输出型D/A转换装置的D/A转换器的差分输出之间的DC偏移的比较器中也存在。通常，比较器的DC偏移被设计保持在几mV以内。

然而，本发明人经过调查确认存在这样一些情形，其中由于晶体管尺寸、在LSI结构处理条件方面的变化等原因，比较器本身的DC偏移为20mV或者更高。特别是，有这么一种趋势，随着晶体管尺寸变小，比较器的DC偏移随之增加。

当测量D/A转换器的DC偏移(包括差分输出之间的DC偏移)时，比较器的DC偏移构成误差。因此，如果比较器本身的DC偏移很大，则不可能实现精确的测量，并且不可能完全消除D/A转换器的DC偏移。

发明内容

本发明的目的是提供一种具有偏补功能的D/A转换装置和一种D/A转换装置偏补方法，其使得即使当比较器中存在DC偏移时也可以几乎完全消除D/A转换器的DC偏移。

根据本发明的一个方面，具有偏补功能的D/A转换装置使用比较器检测D/A转换器的DC偏移，基于所述比较器的输出信号得到补偿值，通过向/从输入数据加上/减去所述补偿值来校正输入数据，从而补偿所述DC偏移；并且所述具有偏补功能的D/A转换装置具有：转接开关，用于选择第一输入模式和第二模式，在第一输入模式下第一和第二信号被分别输入到所述比较器的第一和第二输入端，在第二输入模式下，第二和第一信号被分别输入到所述比较器的第一和第二输入端；极性反相部分，仅在通过所述转接开关选择第二输入模式时，将所述比较器的输出信号极性反相；以及输入数据校正部分，在第一输入模式下，其基于比较器输出信号得到第一补偿值，在第二输入模式下，其基于由所述极性反相部分对比较器的输出信号进行反相产生的信号得到第二补偿值，然后通过计算第一和第二补偿值的平均值得到平均补偿值，同时使用所述计算的平均补偿值对输入数据执行校正。

根据本发明的又一个方面，具有偏补功能的D/A转换装置使用比较器检测D/A转换器的DC偏移，基于所述比较器的输出信号得到一个补偿值，通过向/从输入数据加上/减去所述补偿值来校正输入数据，从而补偿所述DC偏移；并且所述具有偏补功能的D/A转换装置使用比较器作为自补偿比较器，其具有消除所述比较器本身的DC偏移的功能；其中所述自补偿比较器具有：运算放大器；缓冲器或反相器；第一开关，用于在所述运算放大器的输出端和反相端之间的连接与断开之间进行切换；电容，其一侧连接到所述运算放大器的反相端；以及第二开关，用于在所述电容的另一个输出与所述运算放大器的非反相端之间的连接与断开之间进行切换。

根据本发明的再一个方面，一种D/A转换装置偏补方法使用比较器检测D/A转换器的DC偏移，基于所述比较器的输出信号得到补偿值，通过向/从输入数据加上/减去所述补偿值来校正输入数据，从而补偿所述DC偏移；并且所述D/A转换装置偏补方法具有：将第一和第二信号分别输入到所述比较器的第一和第二输入端，并基于所述比较器的输出信号得到第一补偿值的步骤；将第一和第二信号分别输入到所述比较器的第一和第二输入端，并基于由极性反相部分对所述比较器的输出信号进行反相产生的信号得到第二补偿值的步骤；通过计算第一和第二补偿值的平均值得到平均补偿值的步骤；以及使用所述平均补偿值对输入数据执行校正的步骤。

附图说明

本发明的上述和其他目的及特征从以下结合附图的描述中将更为完整，附图中为了示例举例说明了一个例子，其中：

图1是用于说明根据本发明的实施例1具有偏补功能的D/A转换装置(其中D/A转换器具有差分输出结构)的结构和操作(第一补偿值产生操作)的图；

图2是用于说明对应于实施例1的具有偏补功能的D/A转换装置的操作(第二补偿值产生操作)的图；

图3是用于说明对应于实施例1的具有偏补功能的D/A转换装置的操作(平均补偿值产生操作)的图；

图4是用于说明对应于实施例1的具有偏补功能的D/A转换装置的操作(当使用平均补偿值补偿D/A转换器的DC偏移时执行的D/A转换操作)的图；

图5A是表示当在图4的比较器中没有任何DC偏移时的DC偏补值的图；

图5B是表示图5A的D/A转换器的差分输出的例子的图；

图5C是表示当在图4的比较器中存在DC偏移时，在输入切换之前(在非交叉输入的时候)的DC偏补值的图；

图5D是表示用于消除图5D中比较器的DC偏移的加法值和减法值的例子的图；

图5E是表示当在图4的比较器中存在DC偏移时，在输入切换之后(在交叉输入的时候)的DC偏补值的图；

图5F是表示用于消除图5E中比较器的DC偏移的加法值和减法值的例子的图；

图5G是表示对应于实施例1，基于平均补偿值的DC偏补值与由不具有任何DC偏移的比较器(在图5A的情况下)所测量的DC偏补值相同的图；

图6是用于说明在图4的具有偏补功能的D/A转换装置中可以消除DC偏移的原因的图；

图7是用于说明根据本发明的实施例2具有偏补功能的D/A转换装置的结构的图(其中D/A转换器具有单一输出结构)；

图8A是表示当在图7的比较器中不存在任何DC偏移时的DC偏补值的图；

图8B是表示当在图8A的比较器中存在DC偏移时，在输入切换之前(在非交叉输入的时候)的DC偏补值的图；

图8C是表示当在图8A的比较器中存在DC偏移时，在输入切换之后(在交叉输入的时候)的DC偏补值的图；

图8D是表示基于平均补偿值的DC偏补值与由不具有任何DC偏移的比较器(在图8A的情况下)所测量的DC偏补值相同的图；

图9是表示根据本发明的实施例3具有偏补功能的D/A转换装置的整体结构图，其中为比较器本身提供了偏补功能；

图10是用于说明对应于实施例3的具有偏补功能的D/A转换装置的实际结构和操作(在一个电容的两侧产生对应于比较器的DC偏移的电压的操作)的电路图；

图11是用于说明对应于实施例3的具有偏补功能的D/A转换装置的实际结构和操作(当消除比较器的DC偏移时测量D/A转换器的DC偏移的操作)的电路图；

图12A是表示对应于实施例3在D/A转换器的差分输出中出现的DC偏移的图；

图12B是表示对应于实施例3当不具有任何DC偏移的运算放大器具有电压跟随结构时不同部分的电位的图；

图12C是表示对应于实施例3的一种模式的图，在所述模式下，电容连接到具有电压跟随结构的运算放大器的反相端；

图13A是表示对应于实施例3具有DC偏移的运算放大器的图；

图13B是表示在图13A具有DC偏移的运算放大器中的差分电路的状态图；

图13C是表示对应于实施例3当使用电压跟随结构时运算放大器不同部分的电位以及运算放大器中差分电路的状态图；

图13D是表示当电容连接到图13C中具有电压跟随结构的运算放大器的反相端时不同部分的电位图；

图13E是表示对应于实施例3当输入到运算放大器的反相端的模拟电压被校正时的输出电压，以及所述校正的电压被提供给运算放大器的图；

图13F是表示当在图13E中的运算放大器的输出被反相器反相时的输出电压图；

图14A是表示对应于实施例3当在用于测量D/A转换器的差分输出之间的DC偏移的比较器中不存在任何DC偏补功能时的电路结构图；

图14B是表示在图14A的D/A转换器中，在测量补偿值之前输出端A+和A-的电位，以及在测量补偿值之后输出端A+和A-的电位图；

图14C是表示对应于实施例3当在用于测量D/A转换器差分输出之间的DC偏移的比较器中具有DC偏补功能时的电路结构图；

图14D是表示在图14A的D/A转换器中，在测量补偿值之前输出端A+和A-的电位以及运算放大器输入端的电位，和测量补偿值之后运算放大器输入端的电位的图；

图15是表示根据本发明的实施例4具有偏补功能的D/A转换装置的整体结构图，其中为比较器本身提供了偏补功能；

图16A是表示对应于实施例4当在用于测量D/A转换器的DC偏移的比较器中不存在任何DC偏补功能时的电路结构图；

图16B是表示在图16A的D/A转换器中在测量补偿值之前的输出电位以及在测量补偿值之后的输出电位图；

图16C是表示对应于实施例4当在用于测量D/A转换器的DC偏移的比较器中存在DC偏补功能时的电路结构图；

图16D是表示在图16C的D/A转换器中在测量补偿值之前的输出电位、运算放大器的输入电位，以及在测量补偿值之后的运算放大器的输入电位；

图17是表示配置有根据本发明实施例5的具有偏补功能的D/A转换装置的数字无线电发射器(以LSI实现)的结构框图。

具体实施方式

下面参考附图，将对本发明的实施例进行详细的说明。

(实施例1)

图1到图4是用于说明根据本发明的实施例1具有偏补功能的D/A转换装置的结构和操作框图，图5和6是用于说明比较器本身的DC偏移被消除的原因图。

首先，将使用图1来说明具有偏补功能的D/A转换装置的结构。

如图中所示，所述D/A转换装置具有输入数据校正部分10，具有差分输出结构的D/A转换器30，比较器50，在所述比较器前提供的输入转接开关40，以及用于有选择地使比较器50输出信号的极性反相的极性反相器60(包括反相器62和选择器64)。也可以将低通滤波器插入到所述D/A转换器30中。

输入数据校正部分10具有补偿值产生部分12(主要由计数器14和寄存器26构成)，两个用于临时存储第一补偿值和第二补偿值的寄存器18和20，平均补偿值计算电路22，用于存储平均补偿值计算结果的寄存器24，以及从所述输入数据减去补偿值的减法器16。

在所述具有偏补功能的D/A转换装置中，考虑到比较器50本身具有DC偏移的事实，通过负反馈控制来校正包括D/A转换器30的差分输出之间的DC偏移以及比较器50本身的DC偏移在内的总偏移。

下面，将说明用于补偿DC偏移的操作。

所述操作概括来讲分为在无线电波路径上没有发送任何信号的测试模式下得出第一补偿值的步骤(图1)，得到第二补偿值的步骤(图2)，以及得到平均补偿值的步骤(图3)。

然后，如图4所示，通过使用得到的平均补偿值校正正常的输入数据可以消除D/A转换器30的差分输出之间的DC偏移。

下面将给出详细说明。

在图1中，由粗线表示在测试模式下得出第一补偿值的操作(过程)。

首先，提供测试数据(例如，对应于D/A转换器的模拟0V输出的数字输入数据(近似为VDD与VSS中间的值))给输入数据校正部分10。

与此同时，计数器14开始工作。当连接到比较器50的极性反相器60的输出为+1(高电平)时，计数器14加1，并且当极性反相器60的输出为-1(低电平)时，计数器14减1。这里假定补偿值产生部分12的计数值直接用作一个补偿值。

起初，补偿值产生部分12的计数值为0，因此所提供的测试数据从减法器16中输出没有变化，并且被提供给具有差分输出结构的D/A转换器30。

从D/A转换器30获得具有180相位差的互补输出。这两个输出信号被指定为“A+”和“A-”。相对于数字输入数据来说，A+是一正相输出，A-是一负相输出。这些信号经转接开关40输入到比较器50中。

如图中所示，转接开关40具有选择性地连接输入端a和b到输出端c和d的功能。

在图1的转接开关40中，连接a端和c端，并连接b端和d端。在此状态下，选择第一输入模式。

在第一输入模式下，极性反相器60中的选择器64从比较器50传送输出信号而没有变化。

比较器50的输出信号被提供给用作补偿值产生部分12的计数器14和寄存器26。

当所提供的比较器50输出信号为+1(高电平)时计数器14加1，当所述信号为-1(低电平)时计数器减1。所述计数值存储在寄存器26中。

减法器16从测试数据中减去寄存器26的值(计数值)，所得到的输出被输入到D/A转换器30作为下一个数字输入值。

其后，循环执行相同的操作，这些操作一直持续到比较器50的输出信号的极性被反相。

也就是说，在检测到比较器50输出信号的极性反相之后，补偿值产生部分12在此时保存所述计数值(作为第一补偿值)到寄存器18中。

考虑到输入电压的细微摆动，必须仔细执行极性反相的检测。

接着，如图2所示，控制转接开关40以便连接a端和d端，并连接b端和c端。在此状态下，选择第二输入模式。

此时，极性反相器60的选择器64选择反相器62的输出信号。也就是说，提供具有被反相的比较器50的输出信号的极性的信号给计数器14和寄存器26。

在此状态下，补偿值产生部分12的计数值恢复到0，既可以执行与图1相同的操作，也可以执行操作然后从与在图1的操作中得出的第一补偿值相同的计数值得到第二补偿值。作为结果所获得的第二补偿值存储在寄存器20中。

然后，如图3所示，从寄存器18和寄存器20中取得第一和第二补偿值，平均补偿值计算电路22通过执行算术平均操作计算平均补偿值，并且将所述平均补偿值存储在寄存器24中。

所述平均补偿值是当比较器50没有任何偏移时的补偿值(也就是说，基于精确地测量D/A转换器30的差分输出之间的DC偏移可以完全消除DC偏移的补偿值)。

因此，通过使用所获得的平均补偿值校正正常的输入数据可以完全消除D/A转换器30的差分输出之间的DC偏移，如图4所示。下面将使用图5和图6详细说明通过上述方法完全掩蔽并不能识别比较器50本身的偏移的原因。这里假定D/A转换器的最小分辨率(LSB)是1mV。

在图5A中，假设为比较器50不具有任何DC偏移的情况。

当测试数据(测试控制值：对应于0V的数据)被提供给D/A转换器30时，由于D/A转换器的差分输出A+和A-相互独立，如果在D/A转换器中出现DC偏移，其作为差分输出之间的DC偏移。这里假定D/A转换器30的互补输出，A+的电压是20mV并且A-的电压是0mV。

正确地，两个输出都应当是0mV。因此，在这种情况下，出现了20mV的内部差分输出DC偏移。

下面，将考虑需要什么类型的补偿值来消除20mV的偏移(应当使用多大的值作为补偿值)。

这里要注意的一点在于，在差分输出型D/A转换器的情况下，对于“+1”补偿值来说，为A+执行-1mV校正，反之为A-执行1mV校正。

也就是说，在差分输出型D/A转换器的情况下，对于“+1”补偿值来说，在A+和A-之间提供-2mV的总体校正。

如上所述，现在在A+和A-之间具有20mV的内部差分输出DC偏移。因此，如图5B所示，所述偏移可以通过执行校正使得从A+(20mV)减去10mV并向A-(0V)加入10mV来消除(也就是说，通过当考虑到A+和A-独立时执行10mV的校正)。

因此，必要的补偿值为“+10”。

这里，比较器50具有DC偏移，如图5C所示(在此假定DC偏移为使得反相端电压实际上高于非反相端电压8mV)。

在这种情况下，8mV的比较器50DC偏移被加入到20mV的原始D/A转换器30的内部差分输出DC偏移中，所述DC偏移增加到28mV。

如图5D所示，通过执行校正使得从A+(20MV)减去14mV并向A-(0mV)加入14mV来消除所述28mV的DC偏移。

因此，必要补偿值(第一补偿值)为“+14”。

接着，如图5E所示切换比较器50的输入。

因此A+(由于D/A转换器30的DC偏移的影响其已变成+20mV)被输入到比较器50的反相端，A-(0mV)被输入到比较器50的非反相端。

因此，从20mV的原始D/A转换器30的内部差分输出DC偏移中减去8mV的比较器50DC偏移，得到12mV，减少了误差。然而，由于应用-12mV(＝(-20mV+8mV))作为比较器50的输入，比较器50的输出的极性实际上变为负相。因而，所述极性被反相器62反相，并计算补偿值。

如图5F所示，通过执行校正使得从A+(20mV)中减去6mV并向A-(0mV)加入6mV可以消除所述12mV的DC偏移。

因此，补偿值(第二补偿值)为“+6”。

然后，计算第一补偿值和第二补偿值的算术平均值，得到平均补偿值(＝“+10”)，如图5G所示。

所述平均补偿值的值与图5A中当比较器50根本不具有任何DC偏移时获得的补偿值(＝“+10”)匹配。

也就是说，比较器50本身的DC偏移被掩蔽并不能识别，D/A转换器30的内部差分输出DC偏移被准确测量，并且基于此获得精确的补偿值。

换句话说，D/A转换器30的内部差分输出DC偏补值为“+10”，反之比较器50输入切换之前，比较器50本身的DC偏补值(＝“+4”)被加入到此原始DC偏移中，在输入切换之后比较器50本身的DC偏补值(＝“+4”)被减去。

也就是说，比较器50本身的DC偏移的极性在输入切换之后与输入切换之前比起来被反相了。

另一方面，D/A转换器30的原始内部差分输出DC偏移(＝+20mV)的极性在输入切换之前和之后是相同的。也就是说，在输入切换之后，输出值的极性被反相，但是由于被反相器62反相，因此所测量的内部差分输出DC偏补值保持在“+10”。

因此，当第一补偿值(补偿值1)与第二补偿值(补偿值2)相加时，比较器50的DC偏移部分被消除，另一方面，D/A转换器30的原始内部差分输出DC偏移部分加倍，从而通过除以2，获得仅对应于D/A转换器30的原始内部差分输出DC偏移部分的补偿值。

所述消除DC偏移的原理以便于理解的形式在图6中示出。

如果D/A转换器30的差分输出A+和A-之间的原始DC偏补值被指定为Voff，则如上所述Voff为“+10(+20mV等效)”。

在比较器50输入切换之前(在非交叉输入情况下)，加上比较器50的偏移DCoff(＝+8mV)。如果第一补偿值(补偿值1)指定为y，则y为“+14”。

另一方面，在比较器50输入切换之后(在交叉输入的情况下)，减去比较器50的偏移DCoff(＝+8mV)。如果第二补偿值指定为x，则x为“+6”。

这里，x+y＝2Voff。

因此，(x+y)/2＝Voff＝z，此平均值z是对应于原始内部差分输出DC偏移的补偿值。

(实施例2)

图7示出了本发明用于单输出型D/A转换器31的偏补的例子。

转接开关40的输入(A+)是D/A转换器31的输出信号，另一个输入(A-)是基准电压(对应于理想的D/A转换器的输出电压)。

其余结构与上面所述相同，等同于前述实例中的各部件分配相同的符号。

本实施例的特性操作在图8A到8D中示出。所述操作基本上与使用图5描述的操作相同。这里，也假定D/A转换器31的最小分辨率(LSB)为1mV，在单输出型D/A转换器31的情况下，对于“+1”的补偿值仅对A+应用-1mV的校正。也就是说，单输出型D/A转换装置的补偿值是差分输出型D/A转换装置的补偿值的两倍。

也就是说，图8A示出了当在比较器50中没有任何DC偏移时D/A转换器31的DC偏补值，图8B示出了当在比较器50中具有DC偏移时在输入切换之前D/A转换器31的DC偏补值(对应于第一补偿值)，图8C示出了当在比较器50中具有DC偏移时在输入切换之后D/A转换器31的DC偏补值(对应于第二补偿值)，并且图8D示出了通过对第一和第二补偿值取平均获得的平均补偿值与在图8A的情况下获得的补偿值匹配。

(实施例3)

图9是表示具有偏补功能的D/A转换装置的结构例子的框图，其中代替比较器使用运算放大器120和反相器140，并且为运算放大器120本身提供偏补功能(也就是说使用自补偿运算放大器)。

在此实施例中，在利用模拟技术使用电容C1消除运算放大器120的DC偏移之后利用输入数据补偿执行D/A转换器30的内部差分输出DC偏补。

在前述实施例中，在浏览整个系统时可以看到运算放大器的DC偏移被消除，但是本实施例不同于运算放大器120本身具有偏移消除功能的情况，而是是一种自补偿运算放大器。

然而，共同点在于使用有关运算放大器的DC偏移信息来消除运算放大器本身的DC偏移。

首先，将描述图9中D/A转换装置的整体结构。

如图中所示，输入数据校正部分100具有补偿值产生部分110(包括计数器102和寄存器104)，以及减法器106。

与前述实施例相同，计数器102的计数值经寄存器104直接用作补偿值。

寄存器104还具有当运算放大器120的输出信号的极性被反相时存储计数值的功能。

在本实施例中，使用互补输出型(差分输出型)D/A转换器30。

同时提供有第一开关(SW1)，其在具有偏移消除功能的运算放大器120的输出端与反相输入端之间的连接与断开之间进行切换，以及电容C1，其一侧连接到运算放大器120的反相输入端，另一侧连接到第二开关(SW2)。

在电容C1的另一侧提供第二开关是为了在提供输出A-的电压给构成D/A转换器30的一边的b端与提供输出A+的电压给构成另一边的a端之间进行切换。

运算放大器120的非反相输入端连接到上述a端，而运算放大器120的输出端连接到反相器140的输入端。反相器140的输出端连接到计数器102和寄存器104。

在本实施例中，首先，切换第二开关(SW2)到a端，接通第一开关(SW1)，并且提供运算放大器120电压跟随结构，从而在电容C1的两侧产生对应于运算放大器120的DC偏移的电压。

接着，断开第一开关(SW1)，运算放大器120恢复到比较器的配置。然后，切换第二开关(SW2)到b端。接着，当在测试模式下时，在A+和A-之间出现内部差分输出DC偏移。因此，在运算放大器120的输入端之间输入由将对应于运算放大器120的DC偏移的电压加入到D/A转换器30的内部差分输出DC偏移上所产生的电压。

通过此方式，输入到运算放大器120的反相端的电压被运算放大器120的DC偏移量校正。

因此，运算放大器120的DC偏移被消除。从而，可以准确测量D/A转换器30的差分输出之间的DC偏移。

下面将详细说明所述过程。首先，在图9的电路中，当输入测试数据时，在D/A转换器30的输出端A+和A-产生对应于测试数据的模拟电压。

图10是用于详细说明在电容C1的两侧产生对应于运算放大器120的DC偏移的电压的操作图。

如图中所示，运算放大器120由NMOS晶体管(M3和M4)、电流反射镜负载(M1和M2)以及恒定电流电源I3构成。

在图10中，接通第一开关SW1，提供电压跟随结构。切换第二开关SW2到a端。

D/A转换器30的一个输出A-的电压被提供给NMOS晶体管M3的栅极和电容C1的开关SW2侧的a端。

由于运算放大器120具有电压跟随结构，反相端的电压(NMOS晶体管M4的栅极)、非反相端(NMOS晶体管M3的栅极)，以及输出端(连接包括电流反射镜负载的PMOS晶体管M2的漏极和NMOS晶体管M4的漏极的点)逻辑上都应当达到“A-电位”并匹配。

然而实际上，在运算放大器120中存在DC偏移，并且包含差分对的NMOS晶体管(M3和M4)的栅极电位不匹配。

在图10中，假定NMOS晶体管M3的驱动能力大于NMOS晶体管M4的驱动能力。也就是说，假定NMOS晶体管M3的沟道导电系数(W/L)大于NMOS晶体管M4的沟道导电系数。

基本上，通过等分恒定电流电源I3的电流所获得的电流流入差分对的左右电路，但是如果在NMOS晶体管M3和M4的电流容量中存在差异，则流过NMOS晶体管M3的电流(I1)大于流过NMOS晶体管M4的电流(I2)，并且左右电路中的电流量会丧失平衡。

此时，通过负反馈控制操作运算放大器120来减少电流I1和I2之间的不平衡。

也就是说，在电流反射镜负载中(M1和M2)，从NMOS晶体管M2中发送等于输入电流(＝I1)的输出电流(＝I1)。另一方面，差分对晶体管M4仅接收对应于电流I2的电流。

因此，电流I1与电流I2之间的差I4(＝I1-I2)通过负反馈循环(包括处在断开状态的开关SW1)泄漏到差分电路外部，并且将电容C1充电。因此，NMOS晶体管M4的栅极电压升高了。

也就是说，NMOS晶体管M4的栅极电位升高使得较大的电流流入具有低电流容量的NMOS晶体管M4中，并且当流经差分对NMOS晶体管M3和M4的电流变得相等时(即当I1＝I2并且左右电路中的电流量平衡时)，NMOS晶体管M4的栅极电位停止升高。

因此，NMOS晶体管M4的栅极电位高于NMOS晶体管M3的栅极电位，并且在电容C1的任一侧都出现了电位差(对应于运算放大器120的DC偏移(DCoff))。

接着，如图11所示，断开第一开关SW1，运算放大器120的负反馈循环被中断，并且第二开关被切换到b端。

当这样做时，A+电压被提供给电容C1的第二开关SW2侧(直到在此之前提供给其A-)。

此时，由将运算放大器120本身的DC偏移DCoff加入到A+产生的电压((A+)+Dcoff)被应用到NMOS晶体管M4的栅极(运算放大器120的反相端)。也就是说，校正的输入模拟电压被输入到运算放大器120的反相端。

如上所述，NMOS晶体管M4的电流容量低于NMOS晶体管M3的电流容量。因此，为了消除在左右电流中引起的不平衡，应当提供给反相端的电压对应于DCoff的电压。

因此，通过事先将对应于DCoff的电压加入到输入电压(A+)中，可以自动消除运算放大器120中差分电路左右电流的不平衡。

也就是说，运算放大器120本身的DC偏移被掩蔽不可识别，并且被消除。

在此状态下，启动计数器102的操作，并且启动补偿值获取操作以便补偿D/A转换器30的差分输出中的DC偏移。

由于运算放大器(比较器)120本身的DC偏移已被消除，D/A转换器30的差分输出的DC偏移被准确测量，并且基于所测量的DC偏移值来计算补偿值。

因此，消除了运算放大器120本身DC偏移的影响，并且可以产生高精度的补偿值。

下面将参照图12和图13来概括描述上述操作。

在此考虑的问题是如何准确地测量D/A转换器30的差分输出(A+和A-)之间的DC偏移，如图12A所示。

正确地，差分输出(A-和A+)都应当是0V，但是这里，A+是20mV(同时A-是0mV)，并且具有20mV的内部差分输出DC偏移。

在测量D/A转换器30的偏移之前，有必要消除运算放大器(比较器)120本身的偏移。

首先，假定在运算放大器120(比较器)本身中没有任何DC偏移。

这里，如图12B所示，当提供不具有任何DC偏移的运算放大器电压跟随结构时，并且A-(＝0 mV)被输入到非反相端时，反相端由于虚接地也变成A-，并且运算放大器120的输出因此也变成A-。

这里，如图12C所示，如果电容C1的一侧连接到运算放大器120的反相端，并且另一侧连接到非反相端，则电容C1的任一侧的电位为A-，并且没有电位差。

接着，考虑在运算放大器120本身中存在DC偏移的情况，如图13A所示。

“在运算放大器120本身中存在DC偏移”的表述意味着当如图13B所示使反相端和非反相端具有相同电位时(＝A-)，左右差分电路中的电流I1和I2的电流量是不同的。这里，I1＞I2。

接着，提供运算放大器120电压跟随结构，如图13C所示。

当这样做时，补偿值产生部分12的反相端的电压升高以便消除电流I1和I2之间的不平衡。如图13C的下部用虚线围起来的图所示。在所述图中，所述升高的电压由参考符号“α”表示。所述电压“α”相当于运算放大器120本身的DC偏移DCoff。

这里，当设置如图13D所示的结构时，在电容C1的任一侧都出现电压α的电位差。在此，α＝Q/C(Q：电荷，C：电容C1的电容量)。

接着，如图13E所示，输入到运算放大器120的反相端的电压从A-(＝0mV)被切换到A+(＝20mV)。在这种情况下，在电容C1中仍然保持电压α的电位差。

然后α被加入到运算放大器120反相端的原始输入A+中，并且校正输入到反相端的模拟电压。

因此电压α有必要消除运算放大器120的差分电路左右电流中的不平衡，如图13C所示(也就是说，电压α是等于DCoff的电压)。因此，运算放大器120的DC偏移通过将电压α提前加入到输入模拟电压中来自动消除。

然而，在图13E中，A+(20mV)被输入到运算放大器120的反相端，因此运算放大器120的输出端的极性被反相。

因而，所述极性被反相器140反相，如图13F所示。通过此方式，可以准确确定D/A转换器30的内部差分输出DC偏移“+20mV”(参见图12A)。

因此，通过准确确定D/A转换器30的差分输出之间的DC偏移来计算补偿值。从而，可以准确补偿D/A转换器30的差分输出之间的DC偏移。

因此，根据本实施例，连接电容到运算放大器的反相端，并且通过使用此电容作为引导电容来提高(或降低)输入电压。

这里要注意的一点是，在本实施例中，电压不是简单提高(降低)，而是使电压的变化量与运算放大器本身的DC偏移匹配，从而提前校正输入到运算放大器的反相输入端的模拟电压，以便可以消除运算放大器的DC偏移。

也就是说，在本实施例中，电容用作校正反相端输入的电压的装置。然后，利用包括适当切换开关这样的简单控制来单独实现这种操作，如使用图9到图13所描述的。

同时，本实施例的结构可以通过增加电容和开关到运算放大器中来实现。因此所述结构极其简单，并且实现简便。

本实施例的上述特征在图14A到14D中概括说明。

首先，将使用图14A和14B对涉及在没有执行运算放大器120的DC偏补的情况下的补偿值(用于补偿D/A转换器的DC偏移的补偿值)进行说明。

这里，图14A示出了在运算放大器不具有任何DC偏补的情况下D/A转换器30、运算放大器120和反相器140之间的连接，图14B示出了在测量补偿值之前D/A转换器的输出A+和A-的电位以及在测量补偿值之后A+和A-的电位。

在此情况下，“DC偏补值×2LSB(其中LSB等于1mV)”为“D/A转换器的DC偏移-运算放大器的DC偏移(DCoff)”，并且具有等于DCoff的误差。

接着，将使用图14C和14D对涉及在执行运算放大器120的DC偏补的情况下的补偿值(用于补偿D/A转换器的DC偏移的补偿值)进行说明。

这里，图14C示出了在运算放大器具有DC偏补的情况下D/A转换器30、电容C1、运算放大器120和反相器140之间的连接，图14D示出了在测量补偿值之前D/A转换器的输出A+和A-的电位以及运算放大器的输入的电位，和在测量补偿值之后运算放大器的输入的电位。

在这种情况下，“DC偏补值×2LSB(其中LSB等于1mV)”为“D/A转换器的DC偏移+运算放大器的DC偏移(DCoff)-DCoff”，并且运算放大器120的DC偏移被消除，剩下D/A转换器30本身的DC偏移，从而使得可以准确测量D/A转换器30的DC偏移。

(实施例4)

图15示出了单输出型D/A转换器31的输出电压Vout与基准电压(对应于理想D/A转换器的输出电压)比较的结构。

其基本结构与前述实施例相同，不同之处仅在于运算放大器120的非反相端连接到基准电压(Vref)。这里假定D/A转换器31的输出电压Vout是相对于数字输入数据的正相输出。

其操作基本上与实施例3的操作类似。然而，不同之处在于，如前所述，用于单输出型D/A转换装置的补偿值是用于差分输出型D/A转换装置的补偿值的两倍。

使用图16，将对涉及在运算放大器不具有任何DC偏补的情况下以及在运算放大器具有DC偏补的情况下的DC偏补值进行说明。

图16A示出了在运算放大器不具有任何DC偏补的情况下D/A转换器31、运算放大器120和反相器140之间的连接，图16B示出了在测量补偿值之前D/A转换器31的输出Vout与Vref的电位，以及在测量补偿值之后Vout和Vref的电位。

此时，“DC偏补值×LSB”为D/A转换器31的运算放大器120的DC偏移(DCoff)，并且具有等于DCoff的误差。

图16C示出了在运算放大器具有DC偏补的情况下D/A转换器31、电容C1、运算放大器120和反相器140之间的连接，图16D示出了在测量补偿值之前D/A转换器31的输出Vout的电位、Vref的电位、运算放大器的输入电位，以及在测量补偿值之后运算放大器的输入电位。

因此，如图16D所示，“DC偏补值×LSB”可以表示为“D/A转换器的DC偏移+运算放大器的DC偏移(DCoff)-DCoff”。运算放大器120的DC偏移被消除，剩下D/A转换器31本身的DC偏移，从而使得可以准确测量D/A转换器31的DC偏移。

(实施例5)

图17是表示使用本发明具有偏补功能的D/A转换装置的数字无线电发射器的结构框图。

如图中所示，所述数字无线电发射器具有数字调幅器300、分别对应于I和Q的D/A转换装置(其为本发明具有偏补功能的D/A转换装置)500a和500b、正交调幅器600、传输电路700，以及天线710。数字调幅器300例如可以是QPSK调幅器。

数字调幅器300、D/A转换装置500a和500b、正交调幅器600以及传输电路700被集成在单个LSI中。

由于DC偏移已被消除，两个D/A转换装置500a和500b的输入/输出特性匹配，并且I和Q传输信号的相位匹配，使得可以准确传输。

本发明具有偏补功能的D/A转换装置不仅可以用于通信，还可以用于音频设备等中。

根据上述发明，即使在比较器中存在DC偏移时也可以几乎完全地消除D/A转换器的DC偏移。同时，本发明的结构简单，控制方法也简单，因此实现简便。此外，随着模拟电路变得越精密，比较器的DC偏移将增加。因此，本发明作为一种使用精密过程实现从D/A转换器中几乎完全消除DC偏移的方式来说是极为有效的。

本发明并不局限于上述实施例，在不脱离本发明的范围的情况下可以进行各种变化和修改。

本申请基于2003年1月10申请的日本专利申请No.2003-004041，将其全部内容插入在此作为参考。

Claims (9)

1.一种具有偏补功能的D/A转换装置，使用比较器检测D/A转换器的DC偏移，基于所述比较器的输出信号得到补偿值，通过执行向/从输入数据加上/减去所述补偿值来校正输入数据，从而补偿所述DC偏移，所述具有偏补功能的D/A转换装置包括：

转接开关，用于选择第一输入模式和第二输入模式，在第一输入模式下第一和第二信号被分别输入到所述比较器的第一和第二输入端，在第二输入模式下，所述第二和第一信号被分别输入到所述比较器的所述第一和第二输入端；

极性反相部分，仅在通过所述转接开关选择第二输入模式时，将所述比较器的输出信号极性反相；以及

输入数据校正部分，在所述第一输入模式下，其基于所述比较器的输出信号得到第一补偿值，在所述第二输入模式下，其基于由所述极性反相部分对所述比较器的输出信号进行反相产生的信号得到第二补偿值，然后通过计算所述第一和第二补偿值的平均值得到平均补偿值，同时使用所述计算的所述平均补偿值对所述输入数据执行校正。

2.根据权利要求1所述的具有偏补功能的D/A转换装置，其中：

所述D/A转换器是差分输出型转换器，其输出两个相位差为180的模拟信号；并且

这两个模拟信号分别是所述转接开关中的所述第一和第二信号。

3.根据权利要求1所述的具有偏补功能的D/A转换装置，其中单输出型D/A转换器的输出信号和预定基准电压分别是所述转接开关中的所述第一和第二信号。

4.根据权利要求1所述的具有偏补功能的D/A转换装置，其中在所述比较器本身中存在DC偏移，所述D/A转换器的DC偏移与所述比较器本身的DC偏移都通过校正所述输入数据进行补偿，从而所述比较器用作其中实质上不具有任何DC偏移的比较器。

5.一种具有偏补功能的D/A转换装置，使用比较器检测D/A转换器的DC偏移，基于所述比较器的输出信号得到补偿值，通过执行向/从输入数据加上/减去所述补偿值来校正输入数据，从而补偿所述DC偏移；并且使用的所述比较器为具有消除所述比较器本身的DC偏移的功能的自补偿比较器；

其中所述自补偿比较器包括：

运算放大器；

缓冲器或反相器；

第一开关，用于在所述运算放大器的输出端和反相端之间的连接与断开之间进行切换；

电容，其一侧连接到所述运算放大器的所述反相端；以及

第二开关，用于在所述电容的另一个输出端与所述运算放大器的非反相端之间的连接与断开之间进行切换。

6.根据权利要求5所述的具有偏补功能的D/A转换装置，其中在得出用于消除所述D/A转换器的DC偏移的补偿值之前，对所述自补偿比较器执行偏移消除操作；同时

当对所述自补偿比较器执行所述偏移消除操作时：

首先，接通所述第一开关，使所述运算放大器的所述输出端和所述输入端短路，并且利用100％负反馈配置电压跟随(voltage following)，同时所述电容的另一端与所述运算放大器的所述非反相端通过所述第二开关连接，使此连接点具有预定电位，从而在所述电容的两侧产生对应于所述运算放大器的DC偏移的电压；

然后断开所述第一开关，并断开所述运算放大器的所述输出端和所述反相端，同时通过所述第二开关使所述电容的另一端从所述运算放大器的所述非反相端断开；

接着将测量所述D/A转换器的DC偏移所需的信号提供给所述电容的所述另一端和所述运算放大器的所述非反相端，此时，用对应于由所述电容产生的所述运算放大器的DC偏移的电压消除所述运算放大器的DC偏移。

7.一种包含根据权利要求1所述的具有偏补功能的D/A转换装置的LSI。

8.一种D/A转换装置偏补方法，使用比较器检测D/A转换器的DC偏移，基于所述比较器的输出信号得到补偿值，通过执行向/从输入数据加上/减去所述补偿值来校正输入数据，从而补偿所述DC偏移；所述D/A转换装置偏补方法包括：

将第一和第二信号分别输入到所述比较器的第一和第二输入端，并基于所述比较器的输出信号得到第一补偿值的步骤；

将所述第二和第一信号分别输入到所述比较器的所述第一和第二输入端，并基于由所述极性反相部分对所述比较器的输出信号进行反相产生的信号得到第二补偿值的步骤；

通过计算所述第一和第二补偿值的平均值得到平均补偿值的步骤；以及

使用所述平均补偿值对输入数据执行校正的步骤。

9.一种D/A转换装置偏补方法，通过根据权利要求6的操作对所述构成根据权利要求5所述的D/A转换装置的自补偿比较器执行偏移消除，然后使用已消除DC偏移的自补偿比较器得到所述补偿值，使用所述补偿值对输入数据执行校正，从而补偿所述D/A转换器的DC偏移。

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