CN1033322A - 集成电路多相功率测量器 - Google Patents

Abstract

高精度功率测量器可用于测量多相配电系统中 供电或用电数量，它用集成电路做成。电压和电流检 测变换器耦合到电力测量器并提供正比于系统电压 和电流的输入信号。低电荷注入脉冲宽度幅度乘法 器用于数字合成三角形波以供于每相。乘法器接收 输入信号并提供输出信号，其电流正比例于电网相线 电压电流的乘积。放大器输出控制开关接在基准电 压和电容器之间，当开关闭合时基准电流供到存储电 容器以平衡从乘法器来的电荷。

Description

本发明涉及一些装置，用于测量由用户消耗的功率或由电厂提供的功率。更具体地说，本发明涉及一集成电路，当把它耦合到一个配电系统中的电压变换器和电流变换器上时，它将提供该配电系统中有关电力的数据。

电度表用来测量被一个特定应用单位消耗或供应的电能。在交流供电或配电系统中，电气机械的瓦特一小时电度表已经普通地使用。这种众所周知的瓦特一小时电度表已经在世界上通行使用以测量功率的消耗或供应。虽然此种电度表是高度可靠的，但是它们的机械结构，明显地限制了它们可以完成的增加功能的范围。例如，在一天的不同时间里，或者在不同的使用负荷情况下，加载不同的负荷率是困难的，因为是用电度表本身去控制一个负荷或一台发电设备。另外，如果要制造出此种机械电度表去完成这许多功能，那将是非常昂贵的。

除了没有集成电路以外，用于测量功率的一些完善的电子仪表在美国专利文件No.4，015，140，No.4，066960和No.4，217，546上都有所描述。在这里的技术使用了众所周知的“刻度-距离振幅”的乘积或“脉冲宽度-脉冲高度”的乘积，在其中，脉冲波形的幅度是正比于一个变量，并且脉冲的宽度是正比于第二个变量。在功率测量中，如果一个变量是供电电压或负荷电压，而另一个变量是流向负荷的或由负荷返回的电流，那么，波形的平均值正比于功率。通常，脉冲的宽度由一个接收一个三角波形以及供给或从负荷来的电压的比较器来决定。

遗憾的是，这些技术有许多缺点，在测低功率测量时降低了测量的精确度。在这些专利中所描述的乘法器注入电荷至下游电路，该电路不正确地将其作为一个有效的信号，因此，在功率测量中引起显著的误差。示于No.4，066，960专利的方法是依靠一个电阻-电容网络来提供频率源。从一个高质量电容器的价值来看，这样做是不利的。而且，在低负荷情况下，运算放大器电压偏移的影响没有消除。

因为固体电路的制造成本低廉，体积小，和有高度可靠性，已经有许多尝试用集成电路来设计功率测量器。把一个功率测量器的所有功能集中于一块或多块集成电路片上可以降低制造成本，并且可以使用一种过去不可能做到的方法来取用有关功率的消耗或供应的信息数据。例如，如果来自功率测量器的信息被用来增加各种记数，特定的记数按照一天的时间安排，那么在一天时间中对于高峰时间用电采取不同电费将被记录下来，这是很容易的。而且，来自这种电表的电信号可以立即地被传送到远处以便用来记帐或其他用途。

使用固体部件来制造功率测量器的一种方法在专利合作条约的第WO85/00893和WO85/00894号上有所描述。在这里所描述的系统也是依靠脉冲的宽度和高度的乘积，它是借用一个乘法器电路来完成的，该电路产生一个正比例于所测量电流和电压的乘积的信号电流。一个电流一频率转换器接受该电流，并且提供一个输出信号用于激励一个显示器。

在示于专利合作条约WO85/00893号上的乘法器有两个主要缺点。和电流通道串联的电阻相结合的金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）开关阵列注入一个正比于一个三角形波信号频率的附加的电流，该三角形波信号已经被加到施加的电压上。为减小这个负荷注入，三角形波信号的频率被减少，因此，遗憾地减小了乘法器频带宽度。而且，甚至在如此低频下，还需要一个总的负荷注入最小化调谐。

示于专利合作条约的WO85/00894号专利，在电流-频率转换器内运算放大器的偏移电压，借助开路和闭路的开关被消除，该开关使偏移电压加到一个电容器上。遗憾的是，当这些开关处在这种位置时，电流-频率转换器从电路上断离从而测量不到功率。如果尖峰恰好在此时出现，它也没有被测量出来。而且，虽然这一技术消除了偏移电压，它引起负荷注入测量电路，因此，产生了测量误差。

这个电路最显著的缺点是电力配电系统内的频率可能与该消除偏移电压的频率同步。使负荷注入测量电路减至最小，为消除电压偏移可能达到的最低频率是合乎要求的。然而当抵消的频率被降低下来时，抵消的频率成可整体地分解成多种频率，出现在电力配电系统中，造成用电或供电电能的测量有百分之几的误差。该电路的另一个缺点是需要外部电压参照源。

其他已知的适当技术在所附的说明中进行描述。

本发明的一方面包括一个用于测量电路中电能的系统，包括有：

电压检测装置，它耦合到电路上，用以提供一个有关电路上电压的第一信号;

电流检测装置，它耦合到电路上，用以提供一个有关电路上电流的第二信号;

乘法装置，它连接成接收第一信号和第二信号，并且提供一个第三信号，该信号中有一个代表第一信号和第二信号乘积的电流;

转换装置，它连接成接收第三信号，并且提供一个第四信号，该第四信号具有一个对应于第一信号和第二信号乘积的频率;以及

这里的变换装置包括符号位装置，用于对乘法装置提供一个符号位数字信号，当电路中电流流通在第一方向时该数字信号处于第一状态，并且当电路中的电流流通在相反方向时该数字信号处于第二状态。

本发明的另一方面包括一个用于测量电路中电能的系统，它包括耦合到电路上的电压检测装置，用以提供有关电路上电压的第一信号，和耦合到电路上的电流检测装置，用以提供有关电路上电流的第二信号，该装置包括：

乘法装置，它连结成能接收第一信号和第二信号，并且提供一个代表第一信号和第二信号乘积的第三信号;

转换装置，它连结成能接收第三信号，并且提供一个具有相应于第一信号和第二信号乘积的某一频率的第四信号;

其中，乘法装置包括：

信号发生装置，用于用数字形式产生一个周期性地变化的信号;和

比较器装置，它连接成可接收第一信号和周期变化信号，并且，当第一信号超过周期变化信号时提供一个第一状态的二进制控制信号，而当周期变化信号超过第一信号时提供一个相反状态的二进制控制信号。

本发明的其他方面包括一个电流-频率变换装置，它包括：

一个第一结点，它连接成可接收一个信号电流，使之变换为一个相应于该信号电流的具有某一频率的信号;

电荷积累装置，它连接到第一结点和第二结点之间，以便积累来自信号电流的电荷;

一个参照电流源，它通过第一开关装置接到第一结点，用于提供一个对该信号电流相反极性的参照电流;

控制装置，它连接到第一结点和第二结点之间，用于检测积累的电荷，并据此提供一个控制信号去控制第一开关装置，使参照电流源连结到第一结点;

检测装置，它连接到第二结点，当参照电流源和信号电流的极性是相同时，用它来检测并且据此提供一个NP信号。

本发明还有进一步的方面，包括一个系统，它提供一个相应于在电路上电流和电压乘积的输出电流，它包括：

电压检测装置，它耦合到电路上，用来提供一个相应于电路中电压的第一信号;

电流检测装置，它耦合到电路上，用来提供一个相应于电路中电流的第二信号;

信号发生装置，包括数-模变换器装置，用于发生周期变化信号;

比较装置，它接成可接收两个信号，即周期变化信号和一个第二个信号（第一信号及第二信号中之一），并且当周期变化信号是处于和所选择的第一信号和第二信号中之一具有予定关系的时候，它据此提供一个比较装置输出的信号;以及

可开关地控制的电流源装置，它接成可接收第一信号和第二信号之械牧硪桓鲂藕牛⑶以诒冉献爸檬涑鲂藕诺目刂葡绿峁└玫谌藕?

本发明还有另外其他方面，包括用于测量电路中电能的系统，其中一个第一信号有效地相应于电路中的电压，以及一个第二信号有效地相应于电路中的电流（它被单独终止），该系统包括：

比较器装置，它接成可接收第一信号和接收一个变化信号，该比较器装置按照予先确定的第一信号和变化信号之间的关系提供一个开关信号;和

可开关地控制的电流源装置，它接成可接收第二信号并据此在开关信号的控制下提供一个电流。

本发明还有一方面，包括测量电路中电能的一种方法，它包括：

检测电路中的电压和电流，并且提供一个代表电压和电流乘积的第一信号，该电流的极性决定于电路是供出电流还是接受电流;

在第一结点积累来自第一信号的电荷;

检测电流的极性;

根据电荷积累，可开关地连接一个反极性信号到第一结点，以保持第一结点平均电荷为零;以及

测量反极性信号加于第一结点时间的长短，据此可以得到电路中电能的度量。

本发明还有一方面，包括波形发生器，它包括：

电位发生装置，用以提供多个不同的电位;

开关装置，它连接成接收输入控制信号，并据此作出响应而将一个来自电压发生装置的第一电位耦合至第一结点，并将一个来自电压发生装置的第二电位耦合至第二结点;和

加法装置，它连接到每个第一结点和第二结点上，用以在输出端上提供一个输出信号，以显示第一电位和第二电位合 后的加数值。

本发明还有其他方面，包括一个波形发生器，它包括：

电位发生装置，用于同时提供多个不同电位;

计数装置，它连接到电位发生装置上，用于把各不同的电位顺序地连接到第一结点和第二结点这两个结点上;

加数装置，它接到第一结点和第二结点的每一个结点上，用以衡量在第一结点和第二结点的电压，据此提供被加权的电位;以及

加法装置，它连接到加数装置上，用于合

所加权的电压，并据此提供一个输出信号。

本发明的一个方面包括波形发生器，它包括：

数-模变换装置，用于产生一个最大有效的电压和一个最小有效的电压;和

电荷转移装置，用于合

最大有效的电压和最小有效的电压，以提供一个输出信号。

本发明另一方面包括一种发生三角形波的方法，它包括：

发生多个不连续的电位;

选择一对不连续的电位，该对电位包括最大的有效电位和最小的有效电位;

加数最大的电位与最小的有效电位之差，从而提供一对加数信号;

在一个输出结点上合 该加权信号，提供一个不连续的输出信号;以及

重复上述步骤，以提供一系列的不连续输出信号去提供一个三角波形。

本发明还进一步包括一个放大器，它包括：

一个主放大器，它具有一个连接于一个输入结点的第一端，一个连接于第一电荷积累装置的第二端，和一个第一输出端;以及

一个从属的放大器，它具有一个连接于输入结点的第一端，一个连接于第一电荷积累装置的第二端，和一个第二输出端，该端可开关地连接到第一和第二电荷积累装置的其中之一个上。

本发明还包括一个放大器，它包括：

一个源;

一个控制晶体三极管，它具有耦合到源上的第一电极;

电荷积累装置，它耦合在参照电压和控制三极管的控制极之间;

一个第一负载三极管，它连接到控制三极管的一个第二电极，并且具有一个控制电极，该电极耦合到负载三极管的第二电极上;

一个第二负载三极管，它具有一个连接到参照电压上的第一电极，并且具有一个连接到第一三极管的控制极上的控制电极;

一对差分三极管，它包括一个第四三极管，该第四三极管具有一个耦合到第一负载上的第一电极，还具有耦合到一个输入端的控制电极，以及一个第五三极管，它具有一个连接到第三三极管的第二极上的第一电极，还具有一个耦合到第二参照电位上的控制电极;

一个电流源，它接到第四三极管的第二极和第五三极管的第二极，以便在此处提供电流;以及

一个输出端，它连接到第三三极管的第二极上。

图1是一个多相功率测量器的实施例的示意图，用电力配电系统的一个相来说明其互相联系;

图2是一个方框图，说明该功率测量器的整个脉冲宽度幅度放大电路;

图3是一个时间图解，说明示于图2电路的工作;

图4是图2的三角形波发生器35的电路原理图;

图5是一个时间图解，说明图4的波形发生器的工作;

图6是图2的电压比较电路30的原理图;

图7是一个时间图解，说明图6的电路的工作;

图8是示于图2的开关40的电路原理图;

图9是连接到电流-频率变换器的三个电流-电压放大器的方框图;

图10是一个时间图解，说明图9的工作;

图11是应用于图9中的运算放大器150的自动零位环路的方框图;

图12是一个方框图，说明应用于图9中的自动偏压技术;

图13是一个时间图解，说明图12的工作;

图14是图9中的运算放大器150的电路原理图;以及

图15是参照电压线的电路原理图。

图1是一个方框图，说明一个电力配电系统5与一个功率测量器10的相互联系。功率测量器10测量被一个特定的应用单位15消耗或供应（或消耗和供应两者）的电能。应用单位一般是用电用户诸如住宅或企业，或者是把电能供应给用户的供应者诸如发电厂。诸如应用单位15所示的用户或发电厂用单相、两相或三相连接到电力配电系统中。在图1中，只示出一单相线路，它由一对交流的导线组成，在它们之间建立起电压U（t）。在本发明的实施例中多于单相，所有的相都同样地与测量器10相连接。在另外的实施例中，每一相分别地被取样，并且通过多路通道加至测量器10。

要确定电力是被应用单位15所消耗或产生，需要确定由电压U（t）与所产生电流I（t）的乘积。n相消耗或产生的功率是：

$\mathrm{P(t)=}\underset{n}{\overset{}{\mathrm{\Σ}}}{U}_i{\mathrm{(t)\; ·\; I}}_i\mathrm{(t)\; (1)}$

功率测量器10借助测量电流I（t）和电压U（t）来计算功率有关的数据。检测配电系统中在测量的地方的电压是应用变压器20（电压分压器或互感变换器。同样，检测从应用单位15流出或流进的电流是使用变流器24（互感器）或其他已知的装置。

变压器或分压器20输送一个电压Vv（t）至功率测量器10，其特征以变压器20的电压常数Kv表示。同样，变流器24输送一个正比例于被测相电流的电压。变流器输出的特性以变流器常数Kc和分流电阻Rsh表示。用假设变流器24提供电流数据具有零的平均值来设计功率测量器10。（这不是极端的限制，因为几乎所有变流器和互感器都是如此）。变压器提供一个电压数据Vv（t），它正比例于被测相和中性线之间电压之差，或者被测相和其他相之间电压之差，如下面方程式2所示。同时变流器24提供正比例于相中电流的电压数据Vv（t），如下面方程式3所示。

Vv（t）＝Kv·U（t）    （2）

Vc（t）＝Kc·Rsh·I（t）    （3）

然后，功率测量器10使Vc（t）和Vv（t）有效地相乘，得到一个电信号Vp（t），它正比例于该功率。其关系式如下面方程式（4）所示。

Vp（t）＝Kv·Kc·Rsh·U（t）·I（t）    （4）

于是，该功率数据可以乘上一个常数Kp而被变换为频率数据Fp（t）

Fp（t）＝KpVp（t）    （5）

从O至T整个时间积分频率数据，于是得到平均值Fm为：

$\mathrm{Fm}=\underset{T}{1}{\∫}_0^T{F}_P\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(6\right)$

同时，其脉冲数N为：

N＝Fm·T    （7）

因此，在功率测量器的输出上所计算的T时间的整个周期，脉冲的数目是正比例于消耗或供应的电能。

图2是功率测量器10的方框图。如图2所示，功率测量器在导线27上接收电压数据Vv（t），和在导线29上接收电流数据Vv（t）。该系统包括一个电压比较器30，用来比较导线27上的电压数据和从三角形波信号发生器产生的在导线32上的一个信号数据。虽然，从理论上讲，电压传感器压器可以与耦合到电压比较器上的变流器相倒换，但是从它的动态范围和三角形波的特性来考虑，还是用电压数据激励于导线27比较好。而且，用变流器激励于导线29是比较有利的，因为电阻-开关-电阻系统（R₂，40，R₁）在整个的至少激励信号范围的三个十进位上是高度线性的。这使得在电流的很大动态范围内得到正确的测量。甚至对于从变流器输出来的小电流，也足以去激励频率变换器50。而且，输出信号Vc（t）是单端的，与上述美国专利的变流器的双端输出或桥形输出有明显的区别。

从电压比较器30出来的输出信号，与一个符号位信号NP结合，通过一个不相容的OR门45，去控制一个互补型金属氧化物半导体CMOS开关40。该符号位数指示应用单位15是耗电或是发电。开关40接在电阻R₂和R₁之间。当开关40是闭合时，一个电流Ip（t）通过该开关到达电流-频率变换器50，该变换器50使这个信号提供出功率数据。该电流-频率变换器50一般激励一个计数器或者在测量器10外表的一个显示器，然而，该数据还可以用于其他目的，诸如对应用单位15的电力消耗或生产进行控制，对输送至远处的电力进行计算等。

参考图3的时间图解，可以更加容易明白示于图2的整个系统的工作情况。为了解释方便，在图3中所叙述的整个周期内，假定信号Vv（t）和Vc（t）是不变的。（然而，应该知道，在配电系统5内交流电流的信号Vv（t）和Vc（t）只有在极短的时间内是不变的）。

三角形波信号发生器35产生一个三角形波信号，它具有一个快速地变化的电压Vtm（t），Vtm（t）振荡于-Vref和Vref之间。该三角形波信号具有一个频率，该频率显著地大于配电系统5内信号的频率。譬如，一般三角形波信号具有的频率大于配电系统内所予期的最高频率大约二十倍。而且，如上所述，因为本机振荡器的干扰，三角形波频率不可能与被测信号的频率锁相。因此，对于60周波的配电系统来说，可以用1000赫的三角形波频率。另外，三角形波的最大电压Vref要设置得大过来自所期望测量的变压器20的最大电压Vv（t）。在这里虽然只描述了一个三角形波，但是其他等效的振荡信号（例如锯齿形波）也是可以应用的。

如图2所示，三角形波加到导线32上送至比较器30。比较器30把这个电压和来自变压器或分压器20的信号电压Vc（t）进行比较，并且据此提供一个输出信号指示这些相关的电位。该输出信号通过导线44激励一个异或门45的一个输入端，同时，用来表明应用单位或是消耗电能或是生产电能的符号位NP信号激励（OR门45的）另一个输入端。符号位NP信号发源自电流-频率变换器50内部的一个电路中。如果符号位为零，那么，当输入电压Vv（t）大于三角形波信号电压Vtw（t），开关40闭合，并且电压Vc（t）引起一个电流通过R₁和R₂两个电阻。当电压Vv（t）小于三角形波信号电压Vtw（t），那么，开关40开路，没有电流Ip（t）流到电流-频率变换器50。比较器30与开关40的互相影响产生一系列脉冲，如图3下面部分标号47所示，该脉冲具有正比例于Vo（t）的振幅和正比例于Vv（t）的延续时间。图3的影线面积按照电流Ip（t）的平均值Ip。

在图3中，时间t₁相应于Vtw（t）超过Vv（t）的时间。时间t₃相应于保持的时间，在这期间内，三角形波是在Vv（t）的水平线下面，而时间t₂是在t₁之后直到三角波形变为负值时为止。因此，在t₁+t₂期间电流与电压乘积的基本关系是：

$t_x=\frac{t_2{\mathrm{-t}}_1}{4}\mathrm{(8)}$

在t₁+t₂期间，假定电压是恒定的并等于尖峰振幅Kv·Vm，得出：

$K_V\mathrm{·\; V}{}_m\mathrm{=V}{}_{\mathrm{r\; e\; f}}〔\frac{t_2{\mathrm{-t}}_1}{t_2{\mathrm{+t}}_1}\mathrm{〕\; (9)}$

因此，

$〔\frac{t_2}{t_1{\mathrm{+t}}_2}\mathrm{〕=}\frac{1}{2}\mathrm{1+〔}\frac{K_v{\mathrm{·\; V}}_m}{V_{\mathrm{r\; e\; f}}}\mathrm{〕\; (10)}\frac{t_2}{t_1{\mathrm{+t}}_2}=\frac{1}{2}\mathrm{1-\; 〔}\frac{\mathrm{K\; ·\; V}}{V_{\mathrm{r\; e\; f}}}\mathrm{〕\; (11)}$

如果Rs是开关40的电阻，与R₁和R₂串联，R＝Rs+R₁+R₂，而当t₂期间开关是闭合的，那么，假设电流Ip流入虚地，则与功率有关的电流Ip的平均值为：

$I_P=\frac{1}{R}\·\frac{1}{t_1+t_2}{\∫}_{t_1}^{t_1+t_2}{V}_c\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(12\right)$

如果在t₁期间开关是闭合的，则电流Ip的平均值为：

$I_P=\frac{1}{R}\·\frac{1}{t_1+t_2}{\∫}_0^{t_1}{V}_C\left(t\right)\mathrm{dt}------\left(13\right)$

假设在整个t₁+t₂期间电流恒定并且等于振幅Im的峰值，把方程式10和12结合起来，得出：

R·Ip＝ (Rsh·K·Im)/2 + (Kv·Vm·Rsh·K·Im)/(2Vref) （14）

把方程式11和13结合起来，得出：

R·Ip＝ (Rsh·Kc·Im)/2 - (Kv·Vm·Rsh·Kc·Im)/(2Vref) （15）

对于多个正弦波信号，在整个时间T的长期间，T显著长于（t₁+t₂），其平均电流 为：

ξ=±R_sh·K_v·K_c· (V·I·cosφ)/2 · 1/(2V_ref) · 1/(R) (17)

这里Vm和Im是代表振幅尖峰值，而φ是电流相对于电压的相位移。方程式14和15的第一项的影响为零，因为跨在变流器二次侧支路上的平均电压为零。

因此，对于正功率而言，当符号位为0时电流Ip的平均值将为正值，而当符号位为1时电流Ip的平均值将为负值。对于负功率而言，当符号位为0时电流Ip的平均值将为负值，而当符号位为1时电流Ip的平均值将为正值。

在图2中的方框图示出的三角形波信号发生器35在图4中更详细示出。图5是用于图4的信号的时间图解。在图4中，该发生器包括一个大概地示于图的左侧的数-模转换器，和一个大概地示于图的右侧的电荷转移电路。该数-模变换器在双向计数器信号Q₁、Q₁B、Q₂、Q₂……Q₆、Q₆的控制之下提供一对电压，随意地标定为MSV和LSV，它们导致电荷积累于不同大小的电容器C₁至C₃，这些电容被充电然后借助于电荷传导电路使这些电荷结合起来以产生三角形波的信号Vtw（t）。

该变换器部分包括一串级联N型金属氧化物半导体MOS52-79，它们连接到一串梯形电阻80-86上。以集成电路方式形成这些电阻，每一个电阻87-86的阻值可以做得几乎完全相同，如果需要，可以用激光或其他的众所众知的技术来加工。用一个电压Vref（最好是-3.6伏）加到最上面的电阻80的一端上，而在这一串电阻的最下面一个电阻86的最下面一端则接地。

两对晶体三极管并联跨接到每个电阻（两端）上，一对在右边、最大有效电压侧，一对在左边，最小有效电压侧，例如，晶体三极管68和69并联跨接在电阻82上，晶体三极管60和61也是这样。同样，61，62，69及70并联跨接在电阻83上。在一个给定的行列中交错的晶体三极管都具有栅极，它们接到共同的输入信号源上。因此，晶体三极管58、60、62和64被连接起来，在一个控制信号Q1的控制下工作。在该行列中的其余晶体三极管，即晶体三极管59、61、63和65被连接起来，在与控制信号Q1互补的控制信号Q1B的控制下工作。每一对最内部行列的晶体三极管依次同样连接到另一晶体三极管上。例如，并联的晶体三极管60和61串联接到晶体三极管55上，被Q2B控制;并联的晶体三极管62和63串联接到晶体三极管56上，受Q2控制。晶体三极管的这个行列布置连续到一对输出线路，以提供最大的和最小的有效电压。

最大的有效电压是这样命名的，因为电容器C1具有电容器C3八倍的容量，因此，在导线MSV上输出信号Vtw（t）的电压在比在导线LSV上的电压更加有效。电容器C₂的容量等于电容器C₁和C₃的容量之和。MSV和LSV的输出线路依次接到电荷转移电路90，从这里产生三角形波输出信号Wtw（t）。如早先在图2所示，该三角形波信号经导线32耦接到比较器30。

电荷传送网络包括三个电容器C₁，C₂和C₃，它们绕接于一个运算放大器94周围。这个网络传送加权电荷到电容器C₁和C₃。时钟信号φ1、φ2、φ3和φ4控制几个开关，这样标记的开关把电荷从两个输出导线传送到电容器C₁和C₃，然后到C₂。被时钟信号控制的这些开关是由互补型金属氧化物半导体CMOS构成，其中一个P型沟道和一个N型沟道并联连接。

示于图4的电路提供带有一致的尖峰至尖峰的振幅的高度线性的三角形波。例如，应用一个6位加符号位变换器，电流和电压的乘积的线性好过电压线性0.1%。为便于测试已制成的变换器，和使得大量集成电路的质量一致，已经应用数-模变换器代替了模拟电路。激励三角形波发生器的时钟脉冲信号发生器93被合成在该集成电路上。该时钟的频谱干扰保证三角形波频率不被牵引到电力配电系统的频率上。

双向计数器的功能是要在电阻的阶梯上选择一个单独的分接头，并因此有八个不同电位中的一个电位可以利用，用于从变换器提供例如一个最大的有效电压输出，同样选择一个单独的分接头和相应的电压，以提供例如变换器的最小有效电压输出。最大的和最小的有效电压由电容器C₁和C₃的相对容量来加权。该电路是这样设计的;即C₁/C₂＝8/9，和C₃/C₄＝1/9。在集成电路构造中的用光刻技术用于形成这些电容器，它们的比例可以得到高度的精确。一旦电压出现输出导线上，时钟信号控制的开关立刻传送由于这些电压产生的电荷到电容器C₁和C₃，然后依次从每一个电容器C₁和C₃进到电容器C₂。因为电容器C₁的容量为电容器C₃的八倍，在MSU导线上的电压由于它是从一个分接点至一个分接点选接，所以在输出信号Vtw上规定八个大级。在这些大级中的每一个级，在导线LSV上电位的效应较小，因为C₃的容量较小，在每一个大级中将限定八个较小级。

对运算放大器94来说，电容器C₂起反馈环路作用。暂态过程经过以后，放大器94的输出电流将为零。因此，所有的电荷将被存储在电容器C₂，而在放大器输出的电压将是一个最大的和最小的有效电压的线性组合。

图5示出加到或来自图4的电路的信号之间的关系。图5示出了信号Q1至Q6，但没有示出它们的互补信号。用一个例子来说明，最容易了解使用这些信号控制变换器信号的情况。请注意在A点的瞬间，Q2是高的，而其他对立的信号Q1，Q3-Q6是低的。这个特性曲线使位于最小有效的一边的晶体三极管53、56和63（还有其他）导通。而位于最大有效的一边的晶体三极管73、77和79导通。（还有其他。因此，MSV接地，而LSV接地三极管84和85之间的分结点。所以，MSV是地电位，而LSV低于地电位二级（Vref是负）。因此，该Vtw的电位是MSV和LSV连同前面级电位Vtw加权结合的量。如图5中所示，在时间为t_chs时变更时钟信号φ3和φ4的相位，当波形Vtw达到零时将被转换，以提供一个振幅在正Vref和负Vref之间摆动的三角形波。

对于一个带有时钟（控制信号）φ3等同于φ1和时钟（控制信号）φ4等同于φ2的正变换，Vtw是负值，并且负荷转换如下：

Qc₁（n）＝C1·（MSV-Vtw（n））

Qc₈（n）＝C₈·（LSV-Vtw（n））

Qc₂（n）＝C₂·（Vtw（n）-V₀） （18）

这里Qc（n）是当第n周波时充电到一个电容器上的电荷，Cn是电容器Cn的容量，V₀是运算放大器的偏置电压。

当n+1周波开始，立即有一电荷充电至电容器C₂，于是在电容器C₁、C₂和C₃的电荷为：

Qc₁（n+1）＝-V₀C₁

Qc₂（n+2）＝-V₀C₃

Qc₃（n+3）＝Qc₂（n）+△Q （19）

△Q＝C₃（LSV-Vtw（n）+V₀C₃+C₁（MSV-Vtw（n））+V₀C₁

如果C₁+C₃＝C₂，

那么

$V_{\mathrm{tw}}(n+1)=\frac{Q_{C_1}(n+1)}{C_2}+V_o$ $V_{\mathrm{tw}}(n+1)=\mathrm{LSV}\frac{C_3}{C_2}+\mathrm{MSV}\frac{C_1}{C_2}+V_0\left(20\right)$

方程式20示出第n+1步不受第n步的影响。

对于一个带有时钟（控制信号）φ3等同于φ2，和时钟（控制信号）φ4等同于φ1的负变换，Vtw是正值，并且电荷转换的计算是相同的，如下列方程式所示：

△Q＝C₈（V₀-LSV）-（3Vtw（n）+Cl（V₀-MSV）-Cl·Vtw（n） （23）

$V_{\mathrm{t\; w}}\mathrm{(n+1)-LSV}\frac{C_3}{C_2}\mathrm{-MSV}\frac{C_1}{C_2}{\mathrm{+\; V}}_0\mathrm{(24)}$

借助于控制电荷转移至电容器C₂，使用相位φ3和φ4可以产生一个变换的或不变换的输出。因为偏移电压V₀使三角形波的正相位和负相位两者都移相，放大器的偏移电压不影响乘法器的精确度。同时，变换器用同样的电阻网络和同样的电容做成，从变换器得到的负值和正值相当，使得输出信号线性过零。因此，虽然波形的每级涉及到参照电压和电容器C₁、C₂和C₃的容量，但是这些级与运算放大器94的品质无关。因为这个理由，并且因为时钟在任何给定的少数周波时段内的稳定性，最后三角形波是高度线性的。电容器C₁和C₃对C₂的特殊比率是关系到使用于数-模变换器的位数n，其特殊关系为：

$\frac{C_3}{C_2}=\frac{1}{2^{\mathrm{n\; /\; 2}}\mathrm{+1}}和\frac{C_1}{C_2}=\frac{2^{\mathrm{n\; /\; 2}}}{2^{\mathrm{n\; /\; 2}}\mathrm{+1}}\mathrm{(25)}$

三角形波信号发生器35敏感于基准电压源的稳定性。如果这个电压源漂移，则产生误差。具体地讲，三角形波的尖峰至尖峰的稳定依靠加符号位电压的稳定。为了获得所希望的稳定性，加符号位电压源按照结合图15所描述的方式产生。加符号位电压源以同样的集成电路来做成;在这里将作为另一种电路来描述。

图5示出最后的三角形波信号Vtw（t）。对于一个7位变换器（6位加符号位），该波形信号具有252级每四分之一周波有63级。三角形波尖峰至尖峰的距离是加符号位电压的二倍。

图6为示于图2方框中电压比较器30及其后产生开关指令信号的信号通道的详细原理图，图7为说明图6中信号的时序图。图6中电路将电压变换器20的输出电压Vv（t）与三角波Vtw（t）进行比较，并根据比较结果发出一开关指令信号去操作开关40。

在图6中，从电压变换器20输出的信号Vv（t）加到结点100，同时三角波信号Vtw（t）加到结点102。结点100和102可由时钟信号φ1和φ2控制的开关转换地连接到电容器C₄，该时钟信号与三角波发生器所用的是相同的时钟信号，所以该比较器是与三角波发生器同步的。电容器C₄的另一极与电压比较器30连接，而比较器30的另一结点则在时钟信号φ21的控制下与电容器C₄耦接。

电压比较器必须工作于该三角波信号的峰-峰全波范围，这是因为用CMOS技术建立的标准电压比较器不具有宽的共模输入电压，比较器30是在它的输入电压接近地电位时才被激励而产生可控的输出。

示于图6和7中的附加时钟信号φ21和φ11之所以如此标定，乃是根据其与时钟信号φ1和φ2的相对关系，具体讲，φ21是在φ2导通时间内导通（高位）一小段时间，而φ11是在φ1导通时间内导通一小段时间。当该信号源接通时，由这些信号所控制的各开关闭合。

比较器30的输出端接到XOR（异或）门45的一个输入端，同时符号位信号NP被提供到它的另一输入端，门45再去激励一个D型触发器105的一个输入端，同时触发器105的另一输入端连接到接受信号φ11，以使触发器借此而同步。触发器105的输出提供开关指令信号Mφ和它的补以便激励CMOS开关40。因为激励D型触发器105的时钟信号φ1总是迟后予定时间跟踪φ1，故在乘法器中引入一平均时延ts。

如图7所示，由于接通φ2和φ21而使Vv（t）通过电容器C₄，稍过一会儿，φ1允许信号Vtw（t）加到电容器C₄，于是在电容器C₄上的合成电压V_i为

V_i＝V_v（t₁）-V_tw（t₂） （26）

因此，比较器的输出即决定于Vtw和V中较大者。若Vv小于零（三角波幅值大于该输入电压）并且该负功率位NP为零，则开关指令将为零。与此相反，若V_i大于零，同时NP是零，则开关指令为1。

图8为前示图2的方框中CMOS开关40的详细原理图。每匕ㄒ欢曰ゲ沟腗OS器件110和120，它们连接成接收从图6的D型触发器输出的开关指令信号及其补信号。该N和P沟道器件110、120并联连接以控制从电流变换器24供到电流-频率转换器50（见图2）的电势。该CMOS器件在几何图形上设计成使开关的等价电导对称于零点，该互补器件使该开关获得高度线性，即具有可忽略施加的电势Vc（t）极性的均衡特性。该CMOS开关40在开断时不提供输出信号，并在开关闭合时提供与所加电势Vc（t）相关的电流Ip（t）。

图8中显示了电阻R₁和R₂，还显示了与每个N和P沟道器件相联结的寄生于栅/源和栅/漏间的电容。三项主要的寄生电流源在所述的开关40中已减至最小，这些电流是，由于加到晶体管各栅极的时钟开关指令信号所产生的寄生电容中的电流、在栅一沟道的电容改变所产生的电流，以及由P和N沟道晶体管的反偏压二极产生的电流。

与该多晶硅电阻R₁和R₂串联的该开关的等价电阻被设计成在输入电压Vc（t）的全部动态范围内为恒定值。在该P和N沟道MOS晶体管的几何因素W/L符合下述方程式时，电荷注入为最小并且等价电阻围绕零线的线性化为最佳，该式中W为宽度，L为长度，μ为迁移率，以及Cox为每单位面积介质的电容，

（ (W)/(L) ）p·μp·Cox＝（ (W)/(L) ）n·μn·Cox（27）

在最佳实施例中，R₁和R₂分别为约5000欧姆，而开关的串联电阻约为100欧姆。由于在激励开关40的脉冲信号和该开关的输出之间的电容耦合所造成的电荷注入被消除了，以及由于在电阻R₁和R₂之间均匀分布电阻而使电流的注入减到最小。在缺乏这些考虑所设计的开关40，在功率测量中所产生的误差要比容许值大得可观。

流过该开关的电流Ip（t）与该配电系统中消耗的或产生的电力有关。如何将电流转换成按照所拟测定的功率来改变频率的信号，将在下面叙述。

如上所述的一个电压    电流乘法器电路用于配电系统中的每相，图9所示原理图即为将一个或多个乘法器的电流转换为频率信号用的电荷均衡转换器50的接线。为了说明图9所示的系统，假定是一个三相系统采用了三个乘法器;但很明显，无论想测量多少相都是可能的。图10为用于解释图9中信号的时序图。图9中的转换器50可看出是接受自三相来的信号，由三相中每相电流变换器输出的电压Vc（t）供到结点141、142和143，开关指令信号Mφ1、Mφ2和Mφ3供到144、145和146端，如前所述，各开关指令信号与负功率信号NP通过异或门45而去控制各相应相的开关40，从各开关输出的信号在一个结点NIN处相加。有一个通过电阻Rr耦接到基准电压-Vref的第四开关177与该三相开关并联相接。下面将解释，该基准开关177的电流用作各相开关的均衡电流。

接受各相电流的各开关40和用于基准电压的一个开关177全是按照几何比例装配而得到匹配的，利用将所有CMOS开关和附属电阻紧密相邻地装配在该集成电路模块上，温度效应得到补偿，因为温度对与开关177相联的电阻Rr的影响将与对其它各电阻相同。此外，由于长时间温度不稳定对所有电阻引起的偏移将会以同样的方式变化，故而影响又互相抵消。

对各相电流输入来讲，电阻是R₁+R₂+Rs，而对该基准电压则电阻为Rr和开关电阻为Rrs，这里：

(Rr)/(R₁+R₂) = (Rrs)/(Rs)

对开关177只用了一个电阻Rr而其它开关则用了一对电阻，这就能使所有的开关工作于约为零电位及使CMOS体效应（body    effect）减到最小。开关177的电荷注入影响是与负荷成比例的，在全负荷状态下，电荷注入约5×10^-9安培，远低于复位电流Vref/（Rr+Rxs）约200×10^-6安培。

总加结点NIN连接到专设的运算放大器150的负输入端，而它的正输入端接地，电容器C₅跨接在该放大器150两端，开关152也如此连接，该开关152的运行受一复位电容器信号RCAP的控制。放大器150的输出端INT接到电压比较器160的输入端，该比较器160随后控制一个D型触发器162，触发器162的另一输入端连接成接受从一晶体控制的振荡器来的非常稳定而高度精确的时钟信号F1。该运算放大器150的输出端INT还通过电平检测器164和165接到异或门170的一个输入端上。该异或门的输出与信号F2（也是由该晶体控制的振荡器51来）共同控制另一个D型触发器175发送出负功率符号位信号NP。

图9中电路工作如下。反应每一测量相电流的电压被送到总加结点NIN，在这里被电容器C₅（开关152为开路状态）积分。由于电荷在电容器C₅上积蓄，所以运算放大器150的输出信号下降。在降到约为零伏时，比较器160即在下一个时钟信号F1到来时激励触发器162提供信号IMPRC去接通开关177。开关177使基准电压-Vref接通到总加结点NIN，由此提供一个校正的负电流，该电流平衡了从各相来的正电流对容容器C₅的作用，所以，电容器C₅上的电荷被移走了。因为在结点INT上的电位上升，所以比较器160失去激励，以致基准电压被切断。然后，从各相开关来的电流造成电荷重新积蓄在电容器C₅上以重复该过程。图10中的IMPRC信号中内含的脉冲将显示是怎样在总加结点NIN的电位达到适当电平时使上述过程重复的。

上述过程的圆满动作是在从各被测量相来的电流符号必须和从基准电压-Vref来的电流符号相同时才成立。在这种情况下，供到结点NIN的电荷不被抵销，所以在电容器C₅上的电荷越积越多，最后，运算放大器150的输出电压将达到Vtn（见图10），约为3伏。此门限电压被电平检测器164、165检测到后，造成异或门170在下一时钟脉冲F2到来时激励了触发器175，并使负功率位NP的符号改变。与此同时，另外逻辑电路（未示出）顺次使信号RCAP将电容器C₅复原以便下次重新开始该程序。因为位NP的符号是反馈到控制三相所属各开关40的门45上的，所以比较器160的工作将随着该基准电流的极性反于从各乘法器输出电流的极性而重新开始。

经过一给定的时间，时间信号IMPRC的量即可起到测量消耗或供出的电能的作用。这一起作用的周期可利用晶体控制的时钟提供信号F1极准确地测出，如果时间周期是T，以及脉冲数是N，则：

T· ξ＝ 1/(F1) · (V_ref)/(（Rr+Rrs）) ·N (29)

用Rref＝Rr+Rrs＝K（R₁+R₂+Rs）＝K·R解出N

将方程式17代入得

N＝ (T·F1)/(Vref) · (Rsh·Kv·Vm·Kc·Im·cosφ)/(4·Vref) · (Rref)/(R) （31）

令K＝各常数与F₁= 1/(t_ref) 的乘积，得

所以，该频率为

由示于图9中电路输出的信号IMPRC具有的脉冲率与每相来的输入电压和电流的乘积之和成比例，因此，对n相来讲即

$\mathrm{F\; =}\frac{1}{t_{\mathrm{r\; e\; f}}{\mathrm{·V}}^2{}_{\mathrm{r\; t\; f}}}\underset{n}{\overset{}{\mathrm{\Σ}}}{K}_i\mathrm{·\; V}{}_{\mathrm{m\; i}}\mathrm{·\; I}{}_{\mathrm{m\; i}}\mathrm{·cos\; \phi \; (34)}$

式中i为相标号。该输出信号能够直接激励一个单绕组的步进电动机，用以实现机械数字地或模拟地显示电器消耗的功率。为了适于诸如美国应用的常规模拟显示的就地功率表起见，该输出脉冲将激励一个模拟机械以在一系列度盘上显示消耗的功率，或是激励一个数字式转数记录表。如果该输出脉冲伴随一台电子显示器使用，则不再用步进电动机的输出，并且该功率符号NP指示允许被测的消耗或供应的功率分开应用记录器，或将暮凸└墓β屎掀鹄从τ谩４送猓檬涑鲂藕趴捎τ糜谄渌煌挠玫缟璞福缬τ糜诙杂玫缁蚬┑缟璞柑峁┓蠢⌒畔⒁缘鹘诘狡谕墓ぷ髯刺?

图11为解释示于图9的方框中运算放大器150的作用的方框图。在图11的方框图中，该运算放大器150包括有一个输入结点Vin，一个固有的偏移电压Voffset，和一个输出结点，从该结点供给输出电压Vout。该反馈环路包括具有增益G₃的主运算放大器183的反馈、一个具有增益G1的自偏置放大器181和一个具有增益G2的耦合放大器182。如果该自偏置和耦合放大器具有为偏置电压不匹配值△V造成的不同极性的电平，则当输出电压Vout为零时，在Vin上的输入电压即为该剩余电压Vres：

△V·G2+Vin·G1·G2+（Vin+Voffset）·G3＝Vout    （35）

因Vout＝0，Vin＝Vres

Vres＝ (Voffset·G3+△V·G2)/(G1·G2·G3) （36）

若G1和G2＞＞G3，则

Vres＝Voffset· (G3)/(G1·G2) + (△V)/(G1) ＝ (△V)/(G1) （37）

取△V＝50毫伏和G1≈50，000则剩余电压将小于1微伏。

为了在G1放大该剩余电压时减少该G1的偏移电压Voff对结点NIN的影响，应用了自动偏置技术，这一点详绘在图12中。图13是图12中信号的时序图。图12的电路中包括有主放大器运算放大器183的增益G3、耦合放大器182的增益G2和自偏置放大器181的增益G1的代表因素;增益G4代表该从放大器中耦合放大器的增益。放大器181连接到BIAS（偏置）开关187、zERO（归零）开关188及总加结点191;放大器183连接到zERO开关188和输入端NIN以及同样地接到第二个总加结点193，然后接到输出端INT;放大器182连接在Az（自动归零）开关186、电容器C₇和总加结点193之间，同时放大器184连接到ABIAS（自动偏置）开关185、电容器C₆和总加结点191。

可参照图13来说明图12中电路的运行。当BIAS信号（偏置信号）为高值时接通开关187，则放大器181的输入即被接地。在接通开关187后等待时间t_w所有的附加的电容即引放电从而避免将错误的偏置信息传送到放大器184。在等待时间t_w之后，该ABIAS（自动偏置）信号为高值时接通开关185，该回路的增益G1和G4使电容器G₆稳定在电位V_ABIAS，致使放大器181保持在工作于补偿Voff2的线性范围中。

当BIAS（偏置）降到低值，开关187开路，与此同时，该ZERO（归零）开关188接通，于是允许在结点NIN上的输入电压供到放大器181;经过短时间后，信号AZ接通开关186而闭合该反馈回路。在该偏置信号变低和由信号AZ接通开关186之间的这段时间保证了电容器C₇所保持的电压与在结点NIN上的剩余偏移电压单独相关，而与开关干扰无关，在时间信号ABIAS（自动偏置）为高值期间，电容器C₆被加上电压V_ABIAS，于是结点NIN的输入被G1放大后以电压V_AZ馈给电容器C₇，该电压再被放大器G2放大后提供一个校正值给结点193以校正输出INT，V_AZ是电容器C₇上所需要的电压，用以将Voff降低到通过总加结点193的偏差电压Vres。

凭借以相同几何位置和配极变换的同样方式制造放大器G2和G4来降低该△V的影响（见方程式34），并且对主放大器G3设置了一个无偏移（offstt-free）系统。该结构也补偿了短时和长时的温度漂移。

图14是示于图9方框中自动归零运算放大器150的详细电路原理图。放大器150包括一个主运算放大器200和一个从运算放大器210。该电路连接受所述BIAS（偏置）、ZERO（归零）、ABIAS（自动偏置）和AZ（自动归零）信号，这些信号已结合图13讲过。晶体管185是该ABIAS开关，晶体管186是该AZ开关，而晶体管187供作该BIAS开关及晶体管188为ZERO（归零）开关。该附加晶体管216和217为空晶体管，用于平衡注入到电容器C₆和C₇的电荷，借此而避免任何依附于该BIAS（偏置）信号的频率（约256赫兹）。

在主运算放大器200中，对晶体管的参考号末位用“a”标定，而从放大器中晶体管的参考号末位用“b”标定。在主放大器中，晶体管304a和306a提供一级联级，晶体?00a和301a形成负荷，而晶体管303a控制该负荷。晶体管305a和307a是一个差分对，晶体管302a是输出级，它与晶体管311一起作用如同一个电流源。晶体管312提供一个电流源，用来偏置该缓冲晶体管308，电容器C₈提供开环稳定作用。

主放大器200利用跨接在电容器C₇两端的电压控制晶体管303a的极化程度，后者是一个P沟道MOS器件。应用一个P沟道器件而不用N沟道器件是因为它可降低漂移特性。与此相反，n沟道器件用于差分对305a和307a，因为它们具有高的增益。改变晶体管305a、307a的极化程度即能改变差分对305a、307a的行为，借此来改变主放大器的输入偏移电压。

为了补偿长时间的漂移和温度的变化，期望适宜地变化跨在电容器C₇上的电压，这是从放大器210的功能，从放大器210的这项工作与主放大器200的相同，其中晶体管303b响应跨在电容器C₆上的电位而控制负荷300b、301b。在差分对305b、307b运行中合成的变化激励该输出级302b（这将解释如下），通过AZ（自动归零）开关186允许电容器C₇上的电位作合适的改变。

当偏置开关187接通时，晶体管305b和307b的栅极通过该开关短接在一起，所以两者都被连接到接受结点NIN上的电位。由于偏置开关187保持接通状态，故该自动偏置（ABIAS）开关185即被接通（见图13的时序图）。当发生这种情况时，电容器C₆即被接通到结点B，并因此而被偏置于V_BIAS。实际上，电容器C6上的电位是被周期性地刷新着。

待到开关185开路，该ZERO（归零）开关188接通并且BIAS（偏置）开关187开路，于是晶体管305b的栅极就被接通到306a和307a两者的栅极，以便检测相对于晶体管305b的任意电位差。实际上，等于晶体管307a激励着晶体管305b。当AZ（自动归零）开关186接通时，结点B被接到电容器C7从而更新了其上的电压，因此，该主放大器的偏移电压被减小到该剩余电压Vres。

图15是产生基准电压的电路原理图。如上所述，功率仪表的精度与基准电压源的精度紧密相关（见方程式32）。所阐述的电路是一个带隙电压源，它取决于基-射极电压V_BE对不同温度的敏感度和双极晶体管的基-射极电压V_BE的变化。具体讲，晶体管245和246装配得与晶体管240、241、242和244相比具有不同的几何尺寸，晶体管240-342和244的大小是晶体管245的一半，是晶体管246的1/4，晶体管244工作于晶体管240-242的1/8电流，晶体管245为其1/4电流，以及晶体管246为其1/2的电流。由电阻R₃和R₄（也可包括微调电阻，未示出）构成电压分压器，连接在晶体管246的发射极经过晶体管250到V_SS之间。一个运算放大器260的一个输入端连接在电阻R₃和R₄之间，以及它的另一输入端连接到晶体管240的发卸极。该运算放大器260的输出被接到控制晶体管250、251、252、253、254和255。

示于图15的该带隙基准电压发生器包括叠置的晶体管244、245和246以产生一个三倍于单独器件的带隙。这一较高的带隙使运算放大器260导致的任一偏移电压误差的影响减到最低限。一系列串联级255和256、254和257等对晶体管240、241等提供校准电流源。

众所周知，一个晶体管的基-射极电压（V_BE）主要地是随温度而变化，例如，一个标准双极器件的V_BE将随温度每下降1℃降低约2毫伏。虽然，在功率表整个运行温度范围中，具有很冷和很热的环境温度（-40℃到+85℃），这种变化将导致基准电压的变化大到破坏功率表的精度的程度。还有一点也是熟知的，即两个工作在不同电流密度下的晶体管，其基-射极间电压变化△V_BE可能具有正温度系数。所示的电路结合了这两种影响而提供一个实质上与温度无关的基准电压，在端子Vref上的输出电压减轻了波动并可用于提供图4和9中的Vref。

该晶体管240、241、242的V_BE为

$V_{\mathrm{B\; E\; 240-2}}\mathrm{=3}\frac{\mathrm{KT}}{q}\mathrm{Ln}\frac{I_1}{{\mathrm{Is\; ·\; A}}_1}\mathrm{(38)}$

式中Is是饱和电流，I₁为射极电流，以及A₁为240、241和242的面积。晶体管244、245和246的V_BE是

$V_{\mathrm{B\; E\; 244-6}}\mathrm{=3}\frac{\mathrm{KT}}{q}\mathrm{Ln}\frac{I_1}{{\mathrm{Is\; ·\; 8\; ·\; A}}_1}\mathrm{(39)}$

所以该差值为

△V_BE＝V_BE左侧-V_BE右侧＝ (3KT)/(q) Ln8 （40）

$V_{\mathrm{r\; e\; f}}\mathrm{=-V}{}_{\mathrm{BE}}\mathrm{右侧-}\frac{R_3{\mathrm{+R}}_4}{R_3}{\mathrm{(\; △V}}_{\mathrm{BE}}\mathrm{-V}{}_0\mathrm{)\; (41)}$

温度对 (KT)/(q) 的影响约为85微伏/℃，对V_BE的影响约为-2毫伏/℃，（R₃+R₄）/R₃约为11.3。

如上所述，本发明的功率表计对配电系统的消耗或供出的功率提供出高准确度的测量，虽然本发明的最佳实施例已结合所附的给定电路进行了阐述，但本发明的范围则以下述权利要求书来确定。

Claims (12)

1、测量电路中电能的一个系统，其特征为，

电压检测装置，耦接于该电路上用于提供与该电路中电位有关的第一信号；

电流检测装置，耦接于电路上用于提供与该电路中电流有关的第二信号；

乘法装置，连接成接收所述第一和第二信号，并提供一具有代表该第一和第二信号乘积的电流的第三信号；

转换器装置，连接成接受该第三信号，并提供一具有与该第一和第二信号乘积有关的频率的第四信号；以及

其中的转换器装置包括有符号位装置，用于提供一符号位数字信号给该乘法装置，该数字信号在该电路中电流流向第一方向时呈现第一状态，而在该电路电流流向相反方向时呈现第二状态。

2、测量电路中电能的一个系统，其中包括：电压检测装置，耦接于电路上用于提供与该电路中电位有关的第一信号;以及电流检测装置，耦接于电路上用于提供与该电路中电流有关的第二信号，装置的特征在于，

乘法装置，连接成接受该第一和第二信号，并提供一代表该第一和第二信号乘积的第三信号;

转换器装置，连接成接受该第三信号，并提供一具有与该第一和第二信号乘积有关的频率的第四信号;

其中该乘法装置包括：

信号发生装置，用于产生周期变化的数字信号;以及

比较器装置，连接成接收该第一信号和该周期变化的信号，并在该第一信号超过该周期变化的信号时提供一第一状态的二进制控制信号，在该周期变化信号超过该第一信号时提供一相反状态的二进制控制信号。

3、一个电流-频率转换器，其特征为，

一个第一结点，连接成接受该被转换成信号的信号电流，该信号具有与所述信号电流有关的频率;

电荷积蓄装置，连接在该第一和一个第二结点之间，用于积蓄由该信号电流提供的电荷;

一个基准电流源，通过第一开关装置连接到第一结点，用于提供与所述信号电流极性相反的基准电流;

控制装置，连接在该第一和第二结点之间，用于检测该积蓄的电荷，并作出响应而提供一控制信号去操作该第一开关装置使该基准电流源接到该第一结点;

接到该第二结点的检测装置，用于在该基准电流源的极性与该信号电流极性相同时进行检测，并作出响应而提供一负功率符号NP信号。

4、为提供一与电路中的电流和电压乘积有关的输出电流的关系，其特征为：

耦接到该电路的电压检测装置，用于提供与该电路的电位有关的第一信号;

耦接到该电路的电流检测装置，用于提供与该电路的电流有关的第二信号;

信号发生装置，包括有数-模转换器装置，用于产生周期变化的信号;

比较装置，连接成接受周期变化信号和该第一与第二信号中之一的第二个信号，并作出响应在该周期变化信号对从该第一和第二信号中所选出的一个处于一予定关系时提供一比较装置输出信号;

可转换地控制电流源的装置，连接成接受该第一和第二信号中与上述不同的另一个信号，并在该比较装置输出信号的控制下提供第三信号。

5、一个测量电路中电能的系统，其中第一信号是有效地与该电路的电位有关，以及第二信号是有效地与该电路的电流有关，该第二信号可被单独停止，该系统的特征为，

比较器装置，连接成接受第一信号，并连接成接受一变化的信号，该比较器装置响应该第一信号和该变化信号间的一予定关系而提供一开关信号;以及

可被转换地控制的电流源装置，连接成接受该第二信号和在该开关信号的控制下作出响应而提供出电流，

6、测量电路中电能的一种方法，其特征为，

检测电路中的电位和电流，并提供一代表该电位和电流乘积的第一信号，该电流具有由该电路提供或接受电流而确定的极性;

由该第一信号在第一结点上积蓄电荷;

检测该电流的极性;

响应该积蓄电荷，可转换地将一相反极性信号接到该第一结点，保持该第一结点平均为零电荷;以及

测量该相反极性信号加到该第一结点上的时间量，由此测出该电路的电能。

7、一个波形发生器，其特征为，

电位发生装置，用于提供多个不同的电位;

转换装置，连接成接受输入控制信号，由此作出响应而将从该电位发生装置来的第一电位耦合到第一结点，及将由电位发生装置来的第二电位耦合到第二结点，以及

加法装置，连接到该第一结点和第二结点的每一个，用于在该装置的输出端提供一输出信号指示该第一和第二电位合

后的加权值。

8、一个波形发生器，其特征为，

电位发生装置，用于同时地提供多个不同的电位，

接到该电位发生装置的计数装置，用于将各不同电位顺序联到第一结点和第二结点上;

加权装置，连接到第一和第二结点的每一个，用于衡量第一和第二结点的电位的加权值，借此而提供被加权的电位;以及，连接到加权装置的加法装置，用于合

这些被加权的电位，并作出响应而提供一输出信号。

9、一个波形发生器，其特征为，

数-模转换装置，用于产生最大和最小有效电压;以及

电荷传输装置，用于合

该最大和最小有效电压而提供一输出信号。

10、一种产生三角波形的方法，其特征为，

产生多个分立的电位;

选择该分立的电位中的一对，该对电位包括一最大有效电位和一最小有效电位;

加权该最大有效电位区分于该最小有效电位，借此而提供一对加权信号;

在一输出结点上合

该加权信号，从而提供一独立输出信号;以及

重复上述步骤以提供一序列独立的输出信号，从而提供出一三角波形。

11、一个放大器，其特征为，

一个主放大器，具有第一端接到输入结点上，第二端接到第一电荷存储装置，及具有一第一输出端;以及

一个从放大器，具有第一端连接到该输入结点上，第二端连接到第二电荷存储装置，以及第二输出端可转换地接到该第一和第二电荷存储装置之一上。

12、一个放大器，其特征为，

一个基准电位源;

一个控制晶体管，其第一电极耦接到该基准电位源;

电荷存储装置，耦接在该基准电位和该控制晶体管的控制电极之间;

一个第一负荷晶体管，连接到该控制晶体管的第二电极，并具有耦接到该负荷晶体管的第二电极的一个控制电极;

一个第二负荷晶体管，具有连接到该基准电位上的第一电极，并具有连接到该第一晶体管的控制电极的一个控制电极;

一组差分晶体管对包括有一个第四晶体管，该第四晶体管的第一电极耦接到该第一负荷晶体管，并且有一控制电极耦接到一输入端，以及一个第五晶体管，它的第一电极接到该第三晶体管的第二电极，并且它的第二个控制电极耦接到一个第二基准电位;

一个电流源，连接到该第四晶体管的一个第二电极和第五晶体管的一个第二电极，用于对其提供电流;以及

一个输出端，连接到该第三晶体管的第二电极。

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