CN107615647A - 低功率低相位噪声的振荡器 - Google Patents

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Abstract

本公开描述了低功率、低相位噪声(LPLPN)振荡器。LPLPN振荡器(100)包括谐振器负载(102)、放大器级(104)和环路增益控制电路(106)。谐振器负载(102)被构造成以主谐振频率谐振。放大器级(104)与谐振器负载(102)耦合以产生在主谐振频率处达到峰值的环路增益。环路增益控制电路(106)与放大级(104)耦合，并被构造成调节环路增益以便于放大器级(104)在主谐振频率处生成振荡信号并在寄生并联谐振频率(PPRF)处抑制噪声信号。

Description

低功率低相位噪声的振荡器
背景技术
常规的基于微机电系统(基于MEMS的)的振荡器采用各种技术来避免闩锁效应。当振荡器生成两个差分输出(其中一个输出保持在高电压(例如，内部电源电压VDD)并且另一个保持在低电压(例如，内部接地电压VSS))时，发生闩锁效应。因此，经历闩锁的振荡器通常不生成任何振荡信号。一种方法涉及将电容器添加到振荡环的源端以增加振荡环的有效跨导。通常，增加的电容器的电容越大，有效跨导越大，并因此更有可能避免闩锁效应。
然而，为了防止各种弛豫振荡条件，增加的电容器的电容通常不超过振荡环的负载电容。根据负载电容的大小，可能会抑制增加的电容器提供足够用于提高有效跨导的电容。因此，增加的电容器可能不足以避免闩锁效应，同时防止弛豫振荡条件。替代方法涉及增大振荡环的可操作电流，这有助于增加振荡环的有效跨导。然而，这种替代方法需要更大的功耗，这可能为包含振荡器的电路带来各种设计约束。
除了闩锁效应之外，常规的基于MEMS的振荡器通常由于焊线的寄生电感而表现出寄生效应。这些焊线可以在MEMS芯片和与MEMS芯片交互的集成电路之间找到。在某些条件下，这些寄生效应可能会中断振荡器的操作。例如，焊线的寄生效应可以在寄生并联谐振频率(parasitic parallel resonant frequency，PPRF)下将振荡器的环路增益推高到单位元素以上。因此，具有这些寄生效应的振荡器可生成在其预期可操作频率范围之外振荡的噪声信号。
发明内容
在一个实施方案中，LPLPN振荡器包括谐振器负载、放大器级和环路增益控制电路。谐振器负载被构造成以主谐振频率谐振。放大器级与谐振器负载耦合以产生在主谐振频率处达到峰值的环路增益。环路增益控制电路与放大器级耦合，并且其被构造成调节环路增益以用于促进放大器级在主谐振频率处生成振荡信号，并在寄生并联谐振频率(PPRF)处抑制噪声信号。
在另一实施方案中，LPLPN振荡器包括基于微机电系统(基于MEMS)的谐振器、一对交叉耦合的放大器和电感-电容(LC)退化电路。基于MEMS的谐振器被构造成以主谐振频率谐振。该对交叉耦合的放大器与基于MEMS的谐振器耦合，以生成在主谐振频率处达到峰值的环路增益。LC退化电路与该对交叉耦合的放大器耦合，并且其被构造成调节环路增益以用于促进该对交叉耦合的放大器在主谐振频率处生成振荡信号并在寄生并联谐振频率(PPRF)处抑制噪声信号。
在又一实施方案中，LPLPN振荡器包括电感-电容(LC)负载网络、第一级放大器、第二级放大器和环路增益控制电路。电感-电容(LC)负载网络被构造成以主谐振频率谐振。第一级放大器与LC负载网络的第一端耦合。第二级放大器与第一级放大器交叉耦合，并且与LC负载网络的第二端耦合，以与第一级放大器共同产生环路增益。环路增益控制电路被耦合在第一级放大器和第二级放大器之间。环路增益控制电路被构造和路由成在主谐振频率处将环路增益增加到单位元素以上，并且在寄生并联谐振频率(PPRF)处将环路增益降低到单位元素以下。
在又一实施方案中，LPLPN振荡器系统包括第一管芯和第二管芯。第一管芯具有基于微机电系统(基于MEMS)的谐振器，其被构造成以主谐振频率谐振。第二管芯具有一对交叉耦合的放大器，其与基于MEMS的谐振器耦合以产生在主谐振频率处达到峰值的环路增益。第二管芯还具有与该对交叉耦合的放大器耦合的LC退化电路。LC退化电路被构造成调节环路增益以用于促进该对交叉耦合的放大器在主谐振频率处生成振荡信号并在寄生并联谐振频率(PPRF)处抑制噪声信号。为了将基于MEMS的谐振器与该对交叉耦合的放大器耦合，LPLPN振荡器系统还包括将第一管芯与第二管芯连接的互连。根据本公开的一个方面，互连形成导致PPRF的寄生结构。
附图说明
图1示出根据本公开的一个方面的示例性低功率低相位噪声(LPLPN)振荡器系统的示意图。
图2示出根据本公开的一个方面的具有交叉耦合的放大器对的示例LPLPN振荡器系统的示意图。
图3示出根据本公开的一个方面的具有退化/衰减电路的示例LPLPN振荡器系统的示意图。
图4示出根据本公开的一个方面的示例谐振器的示意图。
图5示出根据本公开的一个方面的示例基于微机电系统(基于MEMS)的振荡器系统的俯视图。
图6示出根据本公开的一个方面的示例LPLPN振荡器系统的频谱波形。
图7示出根据本公开的一个方面的包含LPLPN振荡器的示例锁相环(PLL)系统的示意图。
图8示出根据本公开的一个方面的包含LPLPN振荡器的示例串行通信系统的示意图。
图9示出根据本公开的一个方面的包含LPLPN振荡器的示例时钟抖动清除器系统的示意图。
具体实施方式
各附图中的相同附图标记指示相同的元件。
该说明书包括低功率、低相位噪声(LPLPN)振荡器系统的细节和实施方案。从功能的角度来看，LPLPN振荡器系统提供了振荡环的环路增益被调节以确保振荡信号的振荡频率在振荡器系统的操作范围内的构造。在一个方面，所公开的构造提供了低功率解决方案来解决常规振荡器所遇到的闩锁效应。在另一方面，所公开的构造提供了低相位噪声解决方案来解决常规的基于MEMS的振荡器所遇到的寄生效应。
例如，一个或更多个公开的实施例可以在各种系统和装置中实现，所述各种系统和装置包括专用数据处理装置(例如，如无线接入点的无线通信装置、远程环境监视器、路由器、交换机、计算机系统部件、介质访问单元)、移动数据处理装置(例如，无线客户端、蜂窝电话、智能电话、个人数字助理(PDA)、移动计算机、数码相机)、如计算机的通用数据处理装置或这些装置的组合。
图1示出根据本公开的一个方面的示例性低功率低相位噪声(LPLPN)振荡器系统100的示意图。LPLPN振荡器系统100包括谐振器负载102、放大器级104和环路增益控制电路106。谐振器负载102经由第一连接112与放大器级104耦合。谐振器负载102被构造成以主谐振频率谐振。在一个示例实施方案中，主谐振频率可在300MHz至4GHz的范围内。
谐振器负载102向放大器级104提供负载阻抗(ZL)，其有助于部分地限定放大器级104的环路增益(GLP)。放大器级104具有为由放大器级104内的一个或更多个放大晶体管限定的本征跨导(gm)的函数的有效跨导(Gm)。放大晶体管的本征跨导(gm)可以通过提供用于偏置放大晶体管的偏置电流的电流源来调节。当放大晶体管处于线性区域时，本征跨导(gm)随偏置电流增加。在被适当偏置时，放大器级104将沿着频谱产生(develop)环路增益(GLP)。例如，根据本公开的一个方面，放大器级104的环路增益被限定为如等式(1)所表示的负载阻抗(ZL)和放大器级104的有效跨导(Gm)的乘积。
GLP＝ZL(Gm) 等式(1)
基于负载阻抗(ZL)的频率特性，环路增益(GLP)可以沿着频谱变化。通常，环路增益(GLP)在主谐振频率附近升高，使得环路增益(GLP)可以在主谐振频率处达到峰值。当环路增益(GLP)大于单位元素(例如，大于1)时，放大器级104将进入振荡模式，其中，放大器级104被配置成生成在主谐振频率振荡的输出信号108。当环路增益(GLP)小于单位元素(例如，小于1)时，放大器级104将进入公共模式，其中，放大器级104不生成振荡的任何输出信号108。
取决于谐振器负载102是否与放大器级104在同一半导体管芯内形成，第一连接112可具有不同的阻抗特性。在一个示例实施方案中，第一连接112可具有高阻抗特性，因为谐振器负载102在第一管芯上形成，而放大器级104在第二管芯上形成。在该特定实施方案中，第一连接112可包括：分别附接到第一管芯和第二管芯的焊盘；以及连接相应的第一管芯和第二管芯的焊盘的一条或更多焊线。
第一连接112的高阻抗特性可能会影响放大器级104生成振荡的输出信号的频率。例如，当第一连接112在谐振器负载102的主谐振频率之外(例如，3倍或更大)的频率范围处具有足够高的阻抗时，放大器级104可生成嵌有在寄生并联谐振频率(PPRF)处振荡的噪声信号的输出信号108。在一些情况下，噪声信号会导致LPLPN振荡器系统100的性能下降，特别是当PPRF显著偏离主谐振频率时。
经由第二连接114与放大器级104耦合的环路增益控制电路106被配置和构造成确保LPLPN振荡器系统100传送在主谐振频率处振荡的输出信号108并且抑制在其它PPRF处振荡的噪声信号。取决于适当的处理，环路增益控制电路106可与放大器级104在相同的管芯上形成。在此单管芯配置中，第二连接114的阻抗特性应该基本上为低的，并且在频谱上变化很小。
环路增益控制电路106具有适于调节放大器级104的有效跨导(Gm)的电路结构。在一个示例实施方案中，环路增益控制电路106被构造成在主谐振频率处提升放大器级104的有效跨导(Gm)。有利地，此提升可以在没有增加偏置电流的情况下将环路增益(GLP)提高到超过单位元素。利用这种增强的环路增益(GLP)，LPLPN振荡器系统100能够在节省功率的同时在主谐振频率处生成振荡信号。
在另一示例实施方案中，环路增益控制电路106被构造成在PPRF的范围内抑制或显著降低放大器级104的有效跨导(Gm)。有利地，此抑制可以有效地抵消第一连接112的高阻抗特性。通过抑制的有效跨导(Gm)，放大器级104的环路增益(GLP)可以在PPRF的范围内保持在单位元素以下。因此，从在一个或更多个PPRF处振荡的噪声信号中滤出输出信号108。
尽管谐振器负载102可以在与制造放大器级104的半导体管芯分开的半导体管芯上制造，但也可以与放大器级104在相同的半导体管芯上制造谐振器负载102。在单管芯制造技术下，第一连接112的阻抗特性应对放大器级104的环路增益(GLP)的影响较小，从而使环路增益控制电路106的抑制功能更有效。
图2示出根据本公开的一个方面的具有交叉耦合的放大器对220的示例LPLPN振荡器系统200的示意图。从电路构造的观点来看，LPLPN振荡器系统200提供LPLPN振荡器系统100的具体实施方案。LPLPN振荡器系统200包括谐振器负载网络210、交叉耦合的放大器对220和环路增益控制电路230。
谐振器负载网络210起到如结合图1所讨论的谐振器负载102的功能。并且更具体地，谐振器负载网络210可包括经互连以形成网络的一个或更多个谐振器负载。在一个示例实施方案中，谐振器负载网络210可包括被构造成提供一个主谐振频率的一个谐振器负载如谐振器负载102。在另一示例实施方案中，谐振器负载网络210可包括两个谐振器负载，每个谐振器负载被构造成提供不同的主谐振频率。因此，在该特定实施方案下的谐振器负载网络210还可包括被配置成选择不同的主谐振频率中的任一者的选项电路系统。有利地，该特定实施方案允许LPLPN振荡器系统200生成可以选择性地在多个主谐振频率处振荡的输出信号(其可以由第一级反馈信号226和/或第二级反馈信号228传送)。
谐振器负载网络210经由第一连接212和第二连接214与交叉耦合的放大器对220耦合。交叉耦合的放大器对220例示了如结合图1所述的放大器级104的实施方案。交叉耦合的放大器对220包括与第二级放大器224交叉耦合以形成放大器环路的第一级放大器222。在一个示例实施方案中，第一级放大器222被配置成生成经由第一级反馈信号226反馈到第二级放大器224的第一级输出；而第二级放大器224被配置成生成经由第二级反馈信号228反馈到第一级放大器222的第二级输出。
第一级放大器222和第二级放大器224可以使用各种放大技术来配置。例如，第一级放大器222和第二级放大器224都可采用公共源配置。第一级放大器222和第二级放大器224经由两个独立的路径与谐振器负载网络210耦合。具体地，第一级放大器222经由第一连接212与谐振器负载网络210耦合，而第二级放大器224经由第二连接214与谐振器负载网络210耦合。
类似于如关于图1所讨论的放大器级104，第一级放大器222和第二级放大器224各自具有本征跨导(gm)。第一级放大器222和第二级放大器224的本征跨导(gm1,2)通常为偏置相应放大器的相关偏置电流的函数。第一级放大器222和第二级放大器224的有效跨导(Gm1,2)继而分别为其本征跨导(g m1,2)的函数。如等式(2)所表示的，第一级放大器222和第二级放大器224一起在谐振器负载网络210的共模负载阻抗(ZL)下产生环路增益(GLP)。
GLP＝[ZL(Gm)]2 等式(2)
基于共模负载阻抗(ZL)的频率特性，环路增益(GLP)可以沿着频谱变化。根据上述描述，环路增益(GLP)在主谐振频率附近升高，使得其在主谐振频率处达到峰值。当环路增益(GLP)大于单位元素(例如，大于1)时，交叉耦合的放大器对220将进入振荡模式，其中，第一级放大器222和第二级放大器224被配置成生成在主振荡频率处振荡的一对输出信号(例如，第一级反馈信号226和第二级反馈信号228)。当环路增益(GLP)小于单位元素(例如，小于1)时，交叉耦合的放大器对220将进入公共模式，其中，第一级放大器222和第二级放大器224不生成振荡的任何输出。
根据谐振器负载网络210是否与交叉耦合的放大器对220在同一半导体管芯内形成，第一连接212和第二连接214可具有影响LPLPN振荡器系统200的环路增益(GLP)的阻抗特性。在一个示例实施方案中，第一连接212和第二连接214可各自具有高阻抗特性，因为谐振器负载网络210和交叉耦合的放大器对220在分开的半导体管芯上形成。在该特定实施方案下，第一连接212和第二连接214可各自包括：分别附接到两个半导体管芯的焊盘；以及连接相应管芯的焊盘的一个或更多个焊线。
第一连接212和第二连接214的高阻抗特性可能影响第一级放大器222和第二级放大器224生成振荡输出的频率。根据上述公开，由第一级反馈信号226和第二级反馈信号228传送的输出可以嵌有在寄生并联谐振频率(PPRF)处振荡的一个或更多个噪声信号。在一些情况下，噪声信号会导致LPLPN振荡器系统200的性能下降，特别是当PPRF显著偏离主谐振频率时。
环路增益控制电路230执行与如关于图1所述的环路增益控制电路106相似的功能。通常，环路增益控制电路106被耦合在第一级放大器222和第二级放大器224之间。更具体地，环路增益控制电路230经由第三连接232与第一级放大器222耦合并经由第四连接234与第二级放大器224耦合。环路增益控制电路230被配置和构造成确保LPLPN振荡器系统200传送在主谐振频率处振荡的振荡信号并且抑制在其它PPRF处振荡的噪声信号。取决于适用的处理，环路增益控制电路230可与交叉耦合的放大器对220在相同的管芯上形成。在此单管芯配置中，第三连接232和第四连接234的阻抗特性应该基本上是低的，并且在频谱上变化很小。
环路增益控制电路230具有适于调节第一级放大器222的第一有效跨导(Gml)；以及第二级放大器224的第二有效跨导(Gm2)的电路结构。在一个示例实施方案中，环路增益控制电路230被构造成在主谐振频率处提升第一有效跨导(Gm1)和第二有效跨导(Gm2)。有利地，此提升可以在没有增加偏置电流的情况下将环路增益(GLP)提高到超过单位元素。利用这种增强的环路增益(GLP)，LPLPN振荡器系统200能够在节省功率的同时在主谐振频率处生成振荡信号。
在另一示例实施方案中，环路增益控制电路230被构造成在PPRF的范围内抑制或显着降低第一有效跨导(Gml)和第二有效跨导(Gm2)。有利地，此抑制可以有效地抵消第一连接212和第二连接214的高阻抗特性。通过抑制的有效跨导(Gm1,2)，放大器级104的环路增益(GLP)可以在PPRF的范围内保持在单位元素以下。因此，从在一个或更多个PPRF处振荡的噪声信号中滤出输出信号。
尽管谐振器负载网络210可以在与制造交叉耦合的放大器对220的半导体管芯分开的半导体管芯上制造，但谐振器负载网络210也可以与交叉耦合的放大器对220在同一半导体管芯上制造。在单管芯制造工艺下，第一连接112和第二连接114的阻抗特性应对交叉耦合的放大器对220的环路增益(GLP)的影响较小，从而使环路增益控制电路230的抑制功能更有效。
图3示出根据本公开的一个方面的具有退化电路350的示例LPLPN振荡器系统300的示意图。从电路构造观点来看，LPLPN振荡器系统300提供LPLPN振荡器系统100和LPLPN振荡器系统200的具体实施方案。LPLPN振荡器系统300可在电源301和接地源304之间操作。电源301提供用于驱动第一电流源302和第二电流源303的内部电压。
通常，LPLPN振荡器系统300包括电感-电容(LC)负载网络310、交叉耦合的放大器对320和电感-电容(LC)退化电路350。与上述与图2相关的描述一致，LC负载网络310被构造和配置成执行谐振器负载网络210的功能。交叉耦合的放大器对320例示了交叉耦合的放大器对220和放大器级104的实施方案。以及LC退化电路350例示了环路增益控制电路230和环路增益控制电路106的实施方案。
LC负载网络310包括经互连以形成网络的一个或更多个LC电路系统。在一个示例实施方案中，谐振器负载网络310可包括一个LC部件串，其被设置成提供一个主谐振频率。在另一示例实施方案中，LC负载网络310可包括两个LC部件串，并且每个串被设置成提供不同的主谐振频率。因此，在该特定实施方案下的LC负载网络310还可包括被配置成选择不同的主谐振频率中的任一者的选项电路系统。有利地，该特定实施方案允许LPLPN振荡器系统300生成可选择性地在多个主谐振频率下振荡的输出信号(所述输出信号可以在节点332和342处传送)。
LC负载网络310具有第一端311和第二端313，每者用于提供用于与交叉耦合的放大器对330连接的连接点。根据本公开的一个方面，LC负载网络310可以通过基于微机电系统(基于MEMS)的器件来实现。基于MEMS的器件可以被并入包括交叉耦合的放大器对320和LC退化电路350的集成电路。在该特定实施方案中，LC负载网络310通过一对高阻抗连接路径如第一高寄生连接路径312和第二高寄生连接路径314连接到交叉耦合的放大器对320。
根据本公开的另一方面，LC负载网络310可以在包括交叉耦合的放大器对320和LC退化电路350的集成电路内实现。在该特定实施方案中，LC负载网络310通过一对连接路径连接到交叉耦合的放大器对320，该对连接路径具有比第一高寄生连接路径312和第二高寄生连接路径314低得多的阻抗。
交叉耦合的放大器对320包括与第二CS放大器340交叉耦合以形成放大器环路的第一公共源(CS)放大器330。第一CS放大器330包括第一漏极节点332、第一栅极334和第一源极节点336。镜像第一CS放大器330的配置，第二CS放大器340包括第二漏极节点342、第二栅极344和第二源极节点346。根据上述公开，第一CS放大器330和第二CS放大器340为如图2所讨论的第一级放大器222和第二级放大器224提供了具体实施方案。
第一CS放大器330被配置成向第二CS放大器340提供第一级反馈信号338。作为回报，第二CS放大器被配置成向第一CS放大器330提供第二级反馈信号348。在一个示例配置中，第一CS放大器330和第二CS放大器340被适当地偏置以在它们各自的线性区域内操作。尽管图3示出使用两个NMOS晶体管来实现第一CS放大器330和第二CS放大器340，但是第一CS放大器330和第二CS放大器340可采用具有与本文所述的第一CS放大器330和第二CS放大器340的应用一致的半导体特性的其它类型的晶体管。
第一漏极节点332与第一电流源302耦合以用于接收第一偏置电流。如果LC负载网络310在基于MEMS的器件上实现，则第一漏极节点332还与LC负载网络310的第一端311耦合，并且具体地，经由第一高寄生连接路径312。替代地，如果LC负载网络310与第一CS放大器330在同一集成电路上实现，则第一漏极节点332可以经由互连与LC负载网络310的第一端311耦合。
第一栅极334与第二漏极节点342耦合以接收第二级反馈信号348。基于接收到的第二级反馈信号348，第一栅极334被配置成调节流过在第一漏极节点332和第一源极节点336之间限定的第一通道的第一偏置电流的量。从那里，第一栅极334被配置成调节在第一漏极节点332处传送的第一输出信号。因为第一漏极节点332与第二CS放大器340的第二栅极344耦合，所以第一输出信号用作第一级反馈信号338，以被馈送到第二CS放大器340的第二栅极344。
第一CS放大器330还具有第一本征跨导(gm1)，其表示第一CS放大器330的半导体特性。通常可以通过改变由第一电流源302提供的第一偏置电流来调节第一本征跨导(gm1)。例如，当第一CS放大器330处于其线性区域中时，可以通过增大第一偏置电流来增强第一本征跨导(gm1)。第一本征跨导(gm1)部分地限定了第一CS放大器330的第一有效跨导(Gm1)。继而，第一有效跨导(Gm1)部分地导致交叉耦合的放大器对320的环路增益(GLP)。
在第二CS放大器340内，第二漏极节点342与第二电流源303耦合以用于接收第二偏置电流。如果LC负载网络310在基于MEMS的器件上实现，则第二漏极节点342还与LC负载网络310的第二端313耦合，具体地，经由第二高寄生连接路径314。替代地，如果LC负载网络310与第二CS放大器340在同一集成电路上实现，则第二漏极节点342可以经由互连与LC负载网络310的第二端313耦合。
第二栅极344与第一漏极节点332耦合以接收第一级反馈信号338。基于接收到的第一级反馈信号338，第二栅极344被配置成调节流过在第二漏极节点342和第二源极节点346之间限定的第二通道的第二偏置电流的量。从那里，第二栅极344被配置成调节在第二漏极节点342处传送的第二输出信号。因为第二漏极节点342与第一CS放大器330的第一栅极334耦合，所以第二输出信号用作第二级反馈信号348，以被馈送到第一CS放大器330的第一栅极334。
第二CS放大器340还具有第二本征跨导(gm2)，其表示第二CS放大器340的半导体特性。通常可以通过改变由第二电流源303提供的第二偏置电流来调节第二本征跨导(gm2)。例如，当第二CS放大器340处于其线性区域中时，可以通过增大第二偏置电流来增强第二本征跨导(gm2)。第二本征跨导(gm2)部分地限定了第二CS放大器340的第二有效跨导(Gm2)。继而，第二有效跨导(Gm2)部分地导致交叉耦合的放大器对320的环路增益(GLP)。
与上述环路增益控制电路(例如，环路增益控制电路106和230)的描述一致，LC退化电路350包括被配置成调节交叉耦合的放大器对320的环路增益(GLP)的电路结构。这样做时，LC退化电路350促进生成在如由LC负载网络310建立的一个或更多个主谐振频率处振荡的振荡信号。此外，LC退化电路350有助于抑制在PPRF范围内振荡的噪声信号。
根据本公开的一个方面，LC退化电路350通过调节第一CS放大器330和第二CS放大器340的第一和第二有效跨导(Gm1,2)来提供用于调节环路增益(GLP)的手段。在一个示例实施方案中，LC退化电路350包括LC部件串，其提供用于提升在主谐振频率处的有效跨导(Gm1,2)的手段。在另一示例实施方案中，LC退化电路350包括LC部件串，其提供用于在PPRF的范围内降低有效跨导(Gm1,2)的手段。因此，LC退化电路350提供了使第一高寄生连接路径312和第二高寄生连接路径314的寄生效应退化的手段。
退化电路350与交叉耦合的放大器对320耦合以调节第一和第二有效跨导(Gm1,2)。在一个示例实施方案中，LC退化电路350被耦合在第一CS放大器330和第二CS放大器340之间。LC退化电路350包括用于与第一CS放大器330的第一源极节点336连接的第一端子351。并且LC退化电路350包括用于与第二CS放大器340的第二源极节点346连接的第二端子353。基于该特定连接，退化电路350提供限定第一CS放大器330和第二CS放大器340的源极阻抗的电结构。
在一个示例实施方案中，退化电路350包括与源极电感器354串联连接的源极电容器352。源极电容器352和源极电感器354共同地限定如等式(3)所表示的第一CS放大器330和第二CS放大器340的源极阻抗(Zs)。
在公共模式设置下，源极阻抗(Zs)可用于根据等式(4)调节有效跨导(Gm1,2)。
将等式(3)并入等式(4)中，有效跨导(Gm1,2)可以被表示为源极电容器352和源极电感器354的相应阻抗的函数，如等式(5)所示。
根据本公开的一个方面，源极电容器352的阻抗和源极电感器354的阻抗被校正，以便在如由LC负载网络310建立的主谐振频率处彼此抵消。这样做时，当交叉耦合的放大器对320以主谐振频率操作时，源极阻抗(Zs)的最小值基本上等于零。因此，第一CS放大器330和第二CS放大器340的有效跨导(Gm1,2)由LC退化电路350在主谐振频率处升高到等于或基本上接近于相应CS放大器330和340的本征跨导(gm1,2)的值。假设主谐振频率为f0(其为负载阻抗(ZL)的函数)，源极电感器354和源极电容器352的乘积可以由等式(6)表示。
为此，LC退化电路350用作调节LPLPN振荡器系统300的环路增益(GLP)的手段。并且在很大程度上，LC退化电路350使LPLPN振荡器系统300不必依赖于调节第一电流源302和第二电流源303来提高主谐振频率处的环路增益(GLP)。有利地，LC退化电路350促进在主谐振频率处生成振荡信号，同时节省LPLPN振荡器系统300的功率。
在主谐振频率之外，LC退化电路350提供基本上更大的源极阻抗(Zs)，其用作减小第一CS放大器330和第二CS放大器340的有效跨导(GM1,2)的手段。有效跨导(GM1,2)的减小转换成将交叉耦合的放大器对320的环路增益(GLP)抑制到小于单位元素的值。在PPRF范围内，源极电容器352的行为类似于短路，而源极电感器354表现出相当大的阻抗。为了抵消有效负载阻抗(ZLE)对环路增益(GLP)的贡献，源极电感器354可以使用等式(7)来确定。
在源极电容器352为源极电感器354的函数的意义上，源极电容器352可以通过将等式(7)并入等式(6)来表示。
LC退化电路350可包括允许LPLPN 300灵活操作的附加特征。在一个示例实施方案中，LC退化电路350可包括源极电容器组，如源极电容器352，以及用于选择满足等式(6)的准则的源极电容器集合的电路选项，以用于匹配特定的主谐振频率。这种特别的实施方案允许LPLPN振荡器系统300具有采用如由LC负载网络310所限定的各种主谐振频率的灵活性。在另一示例实施方案中，LC退化电路350可包括源极电感器组，如源极电感器354，以及用于在PPRF的宽范围内选择满足等式(7)的准则的源极电感器集合的电路选项。这样，LC退化电路350可以适应于由第一高寄生连接路径312和第二高寄生连接路径314引入的寄生效应的变化。
通过抵消负载阻抗ZL，LC退化电路350退化或补偿第一高寄生连接路径312和第二高寄生连接路径314在PPRF的范围内的寄生效应。此外，LC退化电路350还用作表现带通滤波器特性的谐振器，因为它提供：在主谐振频率处的低阻抗；和在主谐振频率之外的频率范围内的高阻抗。
通过LC退化电路350的实施方案，PPRF相关噪声信号(又称为PPRF振荡)可以在不去除或替换高寄生连接路径312和314的情况下被抑制。如上所述，高寄生连接路径312和314包括用于将可以在基于MEMS的器件上实现的LC负载网络310连接到交叉耦合的放大器对320的焊盘和焊线。有利地，LC退化电路350的实施方案简化了制造过程并降低了抑制PPRF振荡的振荡器系统的制造成本。
LC退化电路350的实施方案也不需要包括用于在PPRF的范围内减小有效负载阻抗的负载电容器。负载电容器在PPRF范围内减小了有效负载阻抗(ZLE)，并且还减小了在主谐振频率处的负载阻抗(ZL)。负载阻抗(ZL)的减小转换成振荡器系统的环路增益(GLP)的降低。因此，包含负载电容器的振荡器系统有可能生成具有较小摆动振幅的振荡输出，从而使得振荡器系统更易于受相位噪声的影响。
与负载电容器不同，LC退化电路350并不牺牲LPLPN振荡器系统300在主谐振频率处的性能。这是因为LC退化电路350并不抑制在主谐振频率处的环路增益(GLP)。相反，LC退化电路350通过升高交叉耦合的放大器对320的有效跨导(Gm)来提升在主谐振频率处的环路增益(GLP)。升高的有效跨导(Gm)增强了初级振荡信号，从而有助于降低相位噪声。有利地，LC退化电路350提供用于抑制PPRF振荡同时提高LPLPN振荡器系统300的信噪比的手段。
除了LC退化电路350之外，LPLPN振荡器系统300还可包括根据本公开的一个方面的偏置电路。在一个示例实施方案中，偏置电路包括第一CS偏置晶体管360和第二CS偏置晶体管370。第一CS偏置晶体管360和第二CS偏置晶体管370一起被配置成均衡第一CS放大器330和第二CS放大器340之间的操作差异。更具体地，第一CS偏置晶体管360和第二CS偏置晶体管370有助于偏置交叉耦合的放大器对320的共模电压电平。第一漏极节点332和第二漏极节点342的共模电压电平分别被偏置到第一CS偏置晶体管360和第二CS偏置晶体管370的栅极-源极电压(例如，Vgs)。
第一CS偏置晶体管360包括第一偏置漏极节点362、第一偏置栅极364和第一偏置源极节点366。第一偏置漏极节点362连接到第一CS放大器330的第一源极节点336。第一偏置栅极364连接到第一CS放大器330的第一漏极节点332。第一偏置源极节点366连接到接地源304。第一偏置栅极364被配置成从第一漏极节点336接收第一输出电压。第一输出电压驱动第一偏置栅极364以在第一源极节点336处保持第一源极电压。作为回报，第一源极电压有助于调节由第一电流源302传送的第一偏置电流。
第二CS偏置晶体管370包括第二偏置漏极节点372、第二偏置栅极374和第二偏置源极节点376。第二偏置漏极节点372连接到第二CS放大器340的第二源极节点346。第二偏置栅极374连接到第二CS放大器340的第二漏极节点342。第二偏置源极节点376连接到接地源304。第二偏置栅极374被配置成从第二漏极节点346接收第二输出电压。第二输出电压驱动第二偏置栅极374以在第二源极节点346处保持第二源极电压。第二源极电压有助于调节由第二电流源304传送的第二偏置电流。电流调节允许第一CS放大器330和第二CS放大器340在均衡条件下操作，使得CS放大器330和340可各自具有匹配的有效跨导(Gm)。
偏置电路还允许LC退化电路350阻止LPLPN振荡器系统300遇到闩锁效应。在直流(DC)模式下，由于由LC退化电路350限定的源极阻抗，交叉耦合的放大器对320的DC增益足够低。这是因为CS偏置晶体管360和370的漏极-源极电阻将DC增益限制在足够低的阈值以防止闩锁效应。通过低DC增益，交叉耦合的放大器对320产生抑制的DC环路增益(例如，小于单位元素)，使得交叉耦合的放大器对320的输出将不再被闩锁。
除了偏置电路之外，LPLPN振荡器系统300还可包括校正电容器305，该校正电容器305可用于调节由LC负载网络310限定的主谐振频率。校正电容器305与LC负载网络310并联耦合，其可包括如上所述的一个或更多个谐振器负载。通常，增加校正电容器305的电容将降低主谐振频率，而减小校正电容器305的电容将增大主谐振频率。
在一个实施方案中，谐振器负载(例如，谐振器负载102、谐振器负载网络210和LC负载网络310)可包括体声波(BAW)谐振器。BAW谐振器可以在基于MEMS的器件上形成，并且其可具有1GHz或更高的主谐振频率。在替代实施例中，谐振器负载可包括具有低于1GHz的主谐振频率的晶体谐振器。
图4示出根据本公开的一个方面的示例谐振器400的示意图。谐振器400为谐振器负载102、谐振器负载网络210和LC负载网络310提供电气模型。在一个实施方案中，谐振器400可用于对基于MEMS的谐振器如基于MEMS的BAW谐振器的行为建模。谐振器400包括建模部件的静态组420和建模部件的机械组430。静态组420包括静态电阻器(Ro)422和静态电容器(Co)424。静态电阻器422与静电容器424串联连接，得到的串与建模部件的机械组430并联。静态电阻器422表示谐振器400的两个电极焊盘(例如，第一端311和第二端313)之间的电损耗，而静态电容器424表示谐振器400的两个电极焊盘之间的静态电容。
在谐振器400为基于MEMS的器件的实施方案中，谐振器400响应于施加的电场以机械谐振频率振动。机械组430包括机械电阻器(Rm)432、机械电容器(Cm)434和机械电感器(Lm)436。机械电容器434和机械电感器436表示谐振器400的机械谐振，而机械电阻器432表示谐振器400的机械损耗。谐振器400还包括互连电阻器(RS)410。通常，互连电阻器(RS)410表示设置成提供建模部件(例如，静态组420和机械组430)与在谐振器400(例如，MEMS谐振器)上形成的焊盘之间的互连的金属走线的电损耗。
图5示出根据本公开的一个方面的示例基于微机电系统的(基于MEMS的)振荡器系统500的俯视图。基于MEMS的振荡器系统500包括与如图1-4所示的示例构造相关联的描述一致的特征。例如，基于MEMS的振荡器系统500包括MEMS管芯530、集成电路管芯520和封装基板510。MEMS管芯530可以为如关于图3所公开的LC负载网络310的示例实施例。通常，MEMS管芯530可包括基于MEMS的谐振器。更具体地，MEMS管芯530可包括基于MEMS的BAW谐振器。在一个实施方案中，由MEMS管芯530内的电路系统建立的主谐振频率可以在30MHz至4GHz的范围内，或者更具体地，在另一实施方案中，可以在200MHz至3GHz的范围内。
MEMS管芯530可并入集成电路管芯520中。MEMS管芯530包括第一焊盘532和第二焊盘534。例如，结合图3，第一焊盘532可用于访问/接入LC负载网络310的第一端311，而第二焊盘534可用于接入LC负载网络310的第二端313。因此，集成电路管芯520可以经由第一焊盘532和第二焊盘534接入LC负载网络310并与其耦合。
类似于MEMS管芯530，集成电路管芯520还包括两个IC焊盘524和526，它们经由一对焊线533和535分别与第一焊盘532和第二焊盘534连接。在建立相应的连接之后，LC负载网络310的第一端311经由第一焊盘532、第一焊线533和第一IC焊盘524与第一CS放大器330的第一漏极节点332耦合。类似地，LC负载网络310的第二端313经由第二焊盘534、第二焊线535和第二IC焊盘526与第二CS放大器340的第二漏极节点342耦合。第一焊盘532、第一焊线533和第一IC焊盘524一起产生第一高寄生连接路径312的寄生效应；以及第二焊盘534、第二焊线535和第二IC焊盘526产生第二高寄生连接路径314的寄生效应。
根据正在实施的构造，集成电路管芯520可包括如关于图3所公开的交叉耦合的放大器对320、LC退化电路350以及电流源302和303。集成电路管芯520还可包括用于接收电源301和接地源304的端子。集成电路管芯520被组装在封装基板510的顶部上。集成电路管芯520还包括用于与封装基板510的封装焊盘512连接的外围焊盘522。
图6示出根据本公开的一个方面的示例LPLPN振荡器系统的频谱波形。示例LPLPN振荡器系统可以为LPLPN振荡器系统100、200和300以及基于MEMS的振荡器500中的任一者。因此，如图6所述的示例LPLPN振荡器的各种特性与关于图1-5的描述相一致且可以理解。
波形610示出示例LPLPN振荡器系统在频谱内的有效负载阻抗(ZL)的变化。由于谐振器负载(或谐振器负载网络)的LC特性，有效负载阻抗(ZL)在主谐振频率(fR)处达到第一峰值612。并且由于谐振器负载和放大器级(或交叉耦合的放大器对)之间的连接路径的寄生效应，有效负载阻抗(ZL)在PPRF处达到第二峰值614。
波形620示出示例LPLPN振荡器系统在频谱内的有效跨导(Gm)的变化。如关于图3中的LC退化电路350所公开的，由LC退化电路350提供的源极阻抗调节有效跨导(Gm)。例如，在一个方面，源极阻抗在主谐振频率(fR)处达到最小值。由于源极阻抗减小，LC退化电路350将有效跨导(Gm)基本上升高到峰值622，峰值622接近于交叉耦合的放大器对320在主谐振频率(fR)处的本征跨导(gm)。例如，在另一方面，由于源极电感器354的高阻抗特性，源极阻抗在主谐振频率(fR)之外达到高的平稳状态。由于提高的源极阻抗，LC退化电路350在PPRF处将有效跨导(Gm)基本上抑制到最低水平624。
波形630示出示例LPLPN振荡器系统在频谱内的环路增益的变化。当有效跨导(Gm)峰值622与第一有效负载阻抗(ZL)峰值612在主谐振频率(fR)处重叠时，环路增益被提升以达到高于单位增益的峰值632。因此，LPLPN振荡器系统在主谐振频率(fR)处生成振荡信号。当有效跨导(Gm)最低水平624在PPRF处抵消第二有效负载阻抗(ZL)峰值614时，环路增益达到保持在单位增益以下的稳定状态634。因此，LPLPN振荡器系统抑制在PPRF处的噪声信号，使得其不振荡。
图7示出根据本公开的一个方面的包含LPLPN振荡器710的示例锁相环(PLL)系统700的示意图。PLL系统700在单个集成电路管芯701上形成，其可以以与如图5所示和描述的集成电路管芯520相似的方式实现。LPLPN振荡器710可以通过如图1-4所示和讨论的电路构造来实现。在一个示例中，LPLPN振荡器710可根据如图3所示的LPLPN振荡器系统300来实现。此外，LPLPN振荡器710可为基于MEMS的器件，使得可以在MEMS管芯(例如，MEMS管芯530)上实现谐振器部分(例如，LC负载网络310和/或谐振器400)。
除了LPLPN振荡器710之外，PLL系统700还包括PLL控制电路720。PLL控制电路720经由在集成电路管芯701内形成的第一互连731与LPLPN振荡器710耦合。LPLPN振荡器710被配置成提供低噪声振荡信号以作为PLL控制电路720的参考。根据上述公开，低噪声参考信号被设置成在主谐振频率下振荡，该主谐振频率基于由谐振器(例如，LC负载网络310)提供的选项是可调谐的。
PLL控制电路720包括相位/频率检测器(PFD)722、电荷泵724、压控振荡器(VCO)726、分频器728和输出缓冲器729。PFD 722被配置成经由第一互连731从LPLPN振荡器710接收参考信号，并且PFD 722还被配置成经由第二互连732接收经频率调节的信号。类似于第一互连731，第二互连732在集成电路管芯701内形成。PFD 722被配置成比较参考信号和经频率调节信号之间的差异(例如，相位差或频率差)，以用于生成表示此差异的差分信号。
PFD 722经由在集成电路管芯701上形成的第三互连733与电荷泵724耦合。PFD722被路由成将差分信号传送到电荷泵724，继而电荷泵724被配置成生成用于调节VCO 726的振荡控制信号。电荷泵724被路由成经由也在集成电路管芯701内形成的第四互连734将振荡控制信号传送到VCO 726。为了滤除振荡控制信号中的噪声，PLL系统700包括耦合到第四互连734的环路滤波器740或任何其它相邻电路系统。
在接收到振荡控制信号时，VCO 726被配置成生成一对差分振荡信号。差分振荡信号的频率由振荡控制信号微调。差分振荡信号中的一者被传送到耦合到分频器728的第五互连735。分频器728被配置成将振荡信号的频率降低到1/M以用于生成经调节的频率信号。分频器728被路由成经由第二互连732将经调节的频率信号传送到PFD 722，从而完成从PFD722开始的反馈环路。
VCO 726经由第六互连736与输出缓冲器729耦合，第六互连736也在集成电路管芯701上形成。输出缓冲器726被配置成放大差分振荡信号。放大的信号被传送到一对输出焊盘702，输出焊盘702被构造成传送一对锁相输出信号703。
图8示出根据本公开的一个方面的并入了LPLPN振荡器820的示例串行通信系统800的示意图。串行通信系统800包括发送集成电路810和接收集成电路830。发送集成电路810可以以与如图5所示和描述的集成电路管芯520相似的方式实现。发送集成电路810和接收集成电路830经由串行数据链路801和同步链路802连接。串行数据链路801为用于承载串行数据的物理管道(conduit)。同步链路802为用于承载用于同步串行数据的发送和接收的同步信息的物理管道。
发送集成电路810包括第一多路复用器814、第二多路复用器(同步器)816和LPLPN振荡器820。第一复用器814通过将一组发送数据812转换成串行位流815来执行串行器的功能。第一复用器814可包括多个(N个)输入端口和单个串行输出端口。每个输入端口接收发送数据812的位，并且串行输出端口被配置成以由LPLPN振荡器820控制的位速率发送所接收的位。第二多路复用器816通过生成与串行位流815的位速率同步的时钟信号817来执行同步器的功能。具体地，第二多路复用器816包括两个输入端口——一个连接到内部电源(例如，VDD)以及另一个连接到内部接地源。多路复用器816还包括单个输出端口，其被配置成以由LPLPN振荡器820控制的交替模式与任一个输入端口耦合。
LPLPN振荡器820可以通过如图1-4所示和讨论的电路构造来实现。在一个示例中，LPLPN振荡器820可根据如图3所示的LPLPN振荡器系统300来实现。此外，LPLPN振荡器710可为基于MEMS的器件，使得可以在MEMS管芯(例如，MEMS管芯530)上实现谐振器部分(例如，LC负载网络310和/或谐振器400)。
LPLPN振荡器820被配置成提供低噪声振荡信号以作为第一多路复用器814和第二多路复用器816的控制信号。在一个实施方案中，LPLPN振荡器820被配置成生成用于控制串行位流815的位速率的位速率控制信号826。根据上述公开，可以通过调节位速率控制信号826在此振荡的主谐振频率来控制位速率。在另一实施方案中，LPLPN振荡器820被配置成生成用于控制时钟信号817的交替模式的时钟速率控制信号828。根据上述公开，可以通过调节位速率控制信号826在此振荡的主谐振频率来控制时钟速率。
串行数据流815和时钟信号817分别经由串行数据链路801和同步链路802发送到接收集成电路830。接收集成电路830包括数据输入缓冲器832、时钟输入缓冲器834和接收多路复用器840。数据输入缓冲器832被配置成从串行数据链路801接收串行数据输入831，并且其还被配置成放大串行数据输入831以用于生成缓冲的串行数据信号835。时钟输入缓冲器834被配置成从同步链路802接收时钟输入信号833，并且其还被配置成放大时钟输入信号833以用于生成缓冲的时钟信号836。
接收多路复用器840被配置成通过将串行数据信号835恢复到与发送数据812兼容的格式来执行解串器的功能。例如，接收多路复用器840被配置成生成用于获取由发送数据812承载的信息的一组接收数据842。具体地，接收多路复用器840接收缓冲的时钟信号836以作为选择控制，通过该选择控制，接收多路复用器840能够以与串行数据信号835的位速率同步的时钟速率将所述串行化数据信号835解串。
图9示出根据本公开的一个方面的并入了LPLPN振荡器930的示例时钟抖动清除器(CJC)系统900的示意图。CJC系统900在单个集成电路管芯901上形成，其可以以与如图5所示和描述的集成电路管芯520相似的方式实现。LPLPN振荡器930可以通过如图1-4所示和讨论的电路构造来实现。在一个示例中，LPLPN振荡器930可根据如图3所示的LPLPN振荡器系统300来实现。此外，LPLPN振荡器930可为基于MEMS的器件，使得可以在MEMS管芯(例如，MEMS管芯530)上实现谐振器部分(例如，LC负载网络310和/或谐振器400)。
CJC系统900被配置成将噪声时钟信号902转换成干净的时钟信号903。CJC系统900包括分频器912、相位/频率检测器(PFD)914、电荷泵916、由LPLPN振荡器930实现的压控振荡器(VCO)和分频器918。分频器912被配置成接收噪声时钟信号902并且在其输出端降低噪声时钟信号902的功率水平。分频器912经由在集成电路管芯901内形成的第一互连952与PFD914耦合。通过第一互连952，分频器912将功率降低的噪声时钟信号传送到PFD 914。
PFD 914还被配置成经由第二互连954接收经频率调节的信号。类似于第一互连952，第二互连954在集成电路管芯901内形成。PFD 914被配置成比较功率降低的噪声时钟信号和经频率调节的信号之间的差异(例如，相位差或频率差)，以用于生成表示此差异的差分信号。
PFD 914经由在集成电路管芯901上形成的第三互连956与电荷泵916耦合。PFD914被路由以将差分信号传送到电荷泵916，电荷泵916进而被配置成产生用于调节VCO 930的振荡控制信号。电荷泵916被路由成经由也在集成电路管芯901内形成的第四互连958将振荡控制信号传送到VCO 930。为了滤除振荡控制信号中的噪声，CJC系统900包括耦合到第四互连958的环路滤波器970或任何其它相邻电路系统。通过移除振荡控制信号中的噪声，环路滤波器970有效地移除噪声时钟信号902中的噪声分量。
在接收到振荡控制信号时，VCO 930被配置成生成一对差分振荡信号。差分振荡信号的频率由振荡控制信号微调。在一个示例实施方案中，差分振荡信号的频率基于VCO 930中的谐振器的主谐振频率(VCO 930可以由LPLPN振荡器930实现)。当BAW滤波器被适配为谐振器负载(例如，102、310、400)的一部分时，振荡控制信号可用于通过调节BAW滤波器的电应变调谐主谐振频率。差分振荡信号中的一者被传送到耦合到分频器918的第五互连962。分频器918被配置成将振荡信号的频率降低到1/M以用于生成经调节的频率信号。分频器918被路由成经由第二互连954将经调节的频率信号传送到PFD 914，从而完成从PFD 914开始的反馈环路。
CJC系统900还包括用于控制分频器912和分频器918的操作的控制电路920。具体地，控制电路920被配置成经由一组输入焊盘922接收外部控制输入。基于所述外部控制输入，控制电路920被配置成生成：用于调节分频器912的电阻调节信号924；以及用于调节分频器918的频率调节信号926。
VCO 930经由第六互连964与输出缓冲器940耦合，第六互连964也在集成电路管芯901上形成。输出缓冲器940被配置成放大差分振荡信号。在一个实施方案中，输出缓冲器940可包括分频器942和放大器944。放大的信号被传送到一对输出焊盘，所述输出焊盘被构造成传送一对干净的时钟信号903。
本公开提供了一种用于振荡器的电路构造，其中，LC网络串被配置在一对交叉耦合的MOSFET晶体管的源极节点(或一对交叉耦合的双极结型晶体管的发射极节点)，而不是在该处仅配置单个电容器。由于LC网络的源极阻抗(Zs)仅为几欧姆，所以该对交叉耦合的晶体管的有效跨导(Gm)可以提升到其最大值，其能够接近该对晶体管的本征跨导(gm1,2)。因此，所述LC网络串限定了更高的有效跨导(Gm)，从而允许振荡器在给定的电流条件下生成较大的输出电压摆动。此外，较大的有效跨导(Gm)可有助于提高振荡器的信噪比。因此，振荡器的相位噪声可以保持在低于最小阈值。
LC网络串还防止振荡器在PPRF处振荡。所述LC网络串可以用作源谐振器，其在主谐振频带处提供低阻抗，且相反地，在所述频带的其余部分内提供高阻抗。为此，LC网络串具有促进生成振荡信号的带通滤波器特性。因此，振荡器的环路增益可以在PPRF处很好地抑制在单位元素以下，从而避免寄生振荡。
所述LC网络串中的源极电感器的质量因子并不对振荡器的电路性能(例如，相位噪声)具有很大影响，因为它未被放置在振荡信号的路径中。因此，在构建LC网络时，振荡器的制造不需要任何特殊的金属层制造工艺。
所公开的包括本说明书中描述的功能操作的主题可以在电子电路系统、计算机硬件、固件、软件或它们的组合中实现，如在本说明书中公开的结构装置及其结构等同物，潜在地，包括可操作以使一个或更多个数据处理装置执行所述的方法和/或操作的程序(如在可以为存储器装置、存储装置、机器可读存储基板的计算机可读介质或其它物理、机器可读介质或它们中的一个或更多个的组合中编码的程序)。
在单独实施例的上下文中，在本说明书中描述的某些特征也可以在单个实施例中组合地实现。相反，在单个实施例的上下文中描述的各种特征也可以分开地或以任何合适的子组合在多个实施例中实现。此外，尽管以上可以将特征描述为以某些组合的方式起作用，但是在一些情况下，可以从组合中去除组合中的一个或更多个特征，并且所述组合可涉及子组合或子组合的变化。
尽管以特定顺序在附图中描绘了操作，但是所述操作不需要以特定顺序或按顺序执行，并且不是所有示出的操作都需要被执行来实现期望的结果。在某些情况下，多任务和并行处理可能是有利的。此外，在上述实施例中，各种系统部件的分离不需要在所有实施例中的这样的分离。
在权利要求的范围内，在所描述的实施例中可以进行修改，并且其它实施例是可能的。

Claims (20)

1.一种振荡器，包括：
基于微机电系统的谐振器即基于MEMS的谐振器，其被构造成以主谐振频率谐振；
一对交叉耦合的放大器，其与所述基于MEMS的谐振器耦合以产生在所述主谐振频率处达到峰值的环路增益；以及
电感-电容退化电路即LC退化电路，其与所述一对交叉耦合的放大器耦合并且被构造成调节所述环路增益以促进所述一对交叉耦合的放大器在所述主谐振频率处生成振荡信号并在寄生并联谐振频率即PPRF处抑制噪声信号。
2.根据权利要求1所述的振荡器，其中，所述基于MEMS的谐振器包括被构造成处于所述主谐振频率的体声波谐振器即BAW谐振器,所述主谐振频率为1GHz或高于1GHz。
3.根据权利要求1所述的振荡器，其中：
所述基于MEMS的谐振器在具有与所述基于MEMS的谐振器耦合的第一焊盘的第一管芯上形成；
所述一对交叉耦合的放大器在具有与所述一对交叉耦合的放大器耦合的第二焊盘的第二管芯上形成；以及
连接所述第一焊盘和所述第二焊盘以形成导致所述PPRF的寄生结构的焊线。
4.根据权利要求1所述的振荡器，其中：
所述一对交叉耦合的放大器包括：具有第一源极节点的第一公共源放大器即第一CS放大器；以及与所述第一CS放大器交叉耦合的第二CS放大器，所述第二CS放大器具有第二源极节点；以及
所述LC退化电路连接在所述第一源极节点和所述第二源极节点之间，以及所述LC退化电路包括源极电感器和源极电容器，以用于共同限定所述第一CS放大器和第二CS放大器的有效跨导。
5.根据权利要求4所述的振荡器，其中：
所述源极电容器和所述源极电感器被构造成提供所述一对交叉耦合的放大器的源极阻抗；以及
所述源极阻抗在频率范围内变化，以用于提升在所述主谐振频率处的所述有效跨导同时降低在所述PPRF处的所述有效跨导。
6.根据权利要求5所述的振荡器，其中，在所述主谐振频率处，所述源极阻抗接近零，使得所述有效跨导接近所述第一CS放大器和第二CS放大器的本征跨导以将所述交叉耦合的放大器的环路增益提高到单位元素以上。
7.根据权利要求4所述的振荡器，其中：
所述第一CS放大器包括：与所述基于MEMS的谐振器耦合以接收负载阻抗的第一漏极节点，所述第一漏极节点被配置成从第一电流源接收第一电流；第一栅极，其被配置成调节在所述第一漏极节点处的第一输出电压；并且所述第一源极节点与所述LC退化电路的第一端子耦合；以及
所述第二CS放大器包括：与所述基于MEMS的谐振器耦合以接收所述负载阻抗的第二漏极节点，所述第二漏极节点与所述第一栅极耦合以向所述第一CS放大器提供第二级反馈，所述第二漏极节点被配置成从第二电流源接收第二电流；第二栅极，其被配置成调节在所述第二漏极节点处的第二输出电压，所述第二栅极与所述第一漏极耦合以从所述第一CS放大器接收第一级反馈；并且所述第二源极节点与所述LC退化电路的第二端子耦合。
8.根据权利要求4所述的振荡器，还包括：
偏置电路，其分别与所述第一CS放大器的第一源极节点和所述第二CS放大器的第二源极节点耦合以均衡所述第一CS放大器和所述第二CS放大器之间的操作差异。
9.根据权利要求1所述的振荡器，还包括：
与所述基于MEMS的谐振器并联耦合以用于调节所述主谐振频率的校正电容器。
10.一种振荡器，包括：
被构造成在主谐振频率处谐振的电感-电容负载网络即LC负载网络；
与所述LC负载网络的第一端耦合的第一级放大器；
第二级放大器，其与所述第一级放大器交叉耦合，并且与所述LC负载网络的第二端耦合以与所述第一级放大器共同产生环路增益；以及
耦合在所述第一级放大器和所述第二级放大器之间的环路增益控制电路，所述环路增益控制电路被构造和路由成在所述主谐振频率处将所述环路增益增加到单位元素以上，并且在寄生并联谐振频率即PPRF处将所述环路增益降低到单位元素以下。
11.根据权利要求10所述的振荡器，其中，所述LC负载网络包括基于微机电系统的体声波谐振器即基于MEMS的BAW谐振器。
12.根据权利要求10所述的振荡器，其中：
所述LC负载网络在具有分别与所述LC负载网络的第一端和第二端耦合的一对第一焊盘的第一管芯上形成；
所述第一级放大器和所述第二级放大器在具有分别与所述第一级放大器和所述第二级放大器耦合的一对第二焊盘的第二管芯上形成；以及
一对焊线，其分别将所述第一焊盘与所述第二焊盘连接以形成导致所述PPRF的寄生结构。
13.根据权利要求10所述的振荡器，其中：
所述第一级放大器具有由第一电流源部分限定的第一有效跨导；
所述第二级放大器具有由第二电流源部分限定的第二有效跨导，所述第二电流源镜像所述第一电流源；
所述环路增益控制电路包括串联耦合在所述第一级放大器和所述第二级放大器之间的源极电感器和源极电容器；以及
所述源极电感器和所述源极电容器共同限定源极阻抗，以用于在所述主谐振频率处升高所述第一有效跨导和所述第二有效跨导，同时所述第一电流源和第二电流源保持未被调节。
14.根据权利要求13所述的振荡器，其中，所述源极电感器和所述源极电容器共同限定所述源极阻抗，以用于在所述PPRF处抑制所述第一有效跨导和所述第二有效跨导，同时所述第一电流源和第二电流源保持未被调节。
15.根据权利要求13所述的振荡器，其中，所述环路增益控制电路通过在包括所述主谐振频率和所述PPRF的频谱内改变所述第一有效跨导和所述第二有效跨导来调节所述环路增益。
16.根据权利要求13所述的振荡器，其中：
所述第一级放大器包括具有由所述第一电流源部分限定的第一本征跨导的第一N型晶体管；
所述第二级放大器包括具有由所述第二电流源部分限定的第二本征跨导的第二N型晶体管；以及
在所述主谐振频率处，所述源极电感器和所述源极电容器共同将所述源极阻抗限定为接近零，使得所述第一有效跨导接近所述第一本征跨导，以及所述第二有效跨导接近所述第二本征跨导，同时所述第一电流源和第二电流源保持未被调节。
17.一种振荡器系统，包括：
具有基于微机电系统的谐振器即基于MEMS的谐振器的第一管芯，所述基于MEMS的谐振器被构造成以主谐振频率谐振；
第二管芯，具有：一对交叉耦合的放大器，其与所述基于MEMS的谐振器耦合以产生在所述主谐振频率处达到峰值的环路增益；以及
LC退化电路，其与所述一对交叉耦合的放大器耦合并且被构造成调节所述环路增益以促进所述一对交叉耦合的放大器在所述主谐振频率处生成振荡信号并在寄生并联谐振频率即PPRF处抑制噪声信号；以及
将所述基于MEMS的谐振器与所述一对交叉耦合的放大器耦合以形成导致PPRF的寄生结构的互连。
18.根据权利要求17所述的系统，其中：
所述一对交叉耦合的放大器包括第一级放大器和与所述第一级放大器交叉耦合的第二级放大器；
所述第一级放大器具有由第一电流源部分限定的第一有效跨导；
所述第二级放大器具有由第二电流源部分限定的第二有效跨导，所述第二电流源镜像所述第一电流源；
所述LC退化电路包括串联耦合在所述第一级放大器和所述第二级放大器之间的源极电感器和源极电容器；以及
所述源极电感器和所述源极电容器共同限定源极阻抗，以用于在所述主谐振频率处使所述第一有效跨导和所述第二有效跨导达到峰值，同时所述第一电流源和第二电流源保持未被调节。
19.根据权利要求18所述的系统，其中所述LC退化电路通过在包括所述主谐振频率和所述PPRF的频谱内改变所述第一有效跨导和所述第二有效跨导来调节所述环路增益。
20.根据权利要求18所述的系统，其中：
所述第一级放大器包括具有由所述第一电流源部分限定的第一本征跨导的第一N型晶体管；
所述第二级放大器包括具有由所述第二电流源部分限定的第二本征跨导的第二N型晶体管；以及
在所述主谐振频率处，所述源极电感器和所述源极电容器共同将所述源极阻抗限定为接近零，使得所述第一有效跨导接近所述第一本征跨导，以及所述第二有效跨导接近所述第二本征跨导，同时所述第一电流源和第二电流源保持未被调节。
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