CN104052402A - 具有初级和次级lc电路的振荡器 - Google Patents

具有初级和次级lc电路的振荡器 Download PDF

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Abstract

本发明的一个方面提供了一种包括振荡器的设备，振荡器包括次级LC电路以增大振荡器的调谐范围和/或降低振荡器的相位噪声。本发明的另一个方面提供了一种包括振荡器的设备，振荡器具有初级LC电路和次级LC电路。该振荡器可操作在初级震荡模式或次级震荡模式下，这取决于震荡是否由初级LC电路或次级LC电路设置。

Description

具有初级和次级LC电路的振荡器
相关申请的交叉引用
本申请非临时申请，并且请求根据35U.S.C.§119(e)获得2013年3月13日提交的题为“具有初级和次级LC电路的振荡器”的美国临时申请No.61/779,386的优先权，该申请的总体内容通过引用并入本文。
技术领域
本发明涉及电子系统，更具体地涉及配置成进行振荡的电路。
背景技术
诸如包括合成器的收发器之类的电子系统可能包括振荡器。在一些应用中，振荡器可被用于收发器中的调制和/或解调。在其它应用中，振荡器可被用于时钟和数据恢复电路和/或锁相环中。大量振荡器可产生相对高频的输出信号，这对于各种有线和无线应用来说是期望的。基于LC共振器的振荡器是能够产生相对高频输出的一种类型的振荡器。
来自振荡器的噪声会影响诸如收发器之类的电子系统的性能。振荡器中的一种类型的噪声是相位噪声。相位噪声可以是时域不稳定性在波形相位中造成的短期波动的频域表示。相位噪声可表示信号相位的功率谱密度和/或信号的功率谱密度。已经做出大量努力来降低诸如LC振荡器之类的振荡器的相位噪声。然而，振荡器中仍存在噪声问题。例如，一些收发器和/或收发器组件具有由于LC振荡器产生的相位噪声而很难满足的严格的噪声要求。由于噪声问题会影响电子系统的性能，所以一部分的更好的噪声性能可有助于该部分和/或电子系统的商业成功。由此，需要低噪声振荡器。
发明内容
本公开的一个方面是一种设备，其包括振荡器。振荡器包括初级LC电路、保持放大器和次级LC电路。初级LC电路具有第一节点和第二节点。保持放大器，其包括配置成响应于第一晶体管的第一控制端处的输入而驱动初级LC电路的第一节点的第一晶体管。次级LC电路包括具有可调阻抗的调谐网络。调谐网络被电耦接至第一晶体管的第一控制端。次级LC电路被配置成将偏置传递给第一晶体管的第一控制端。
在具体实施例中，振荡器被配置成使得信号在第一节点处的震荡由次级LC电路通过调节可调阻抗来设置。根据这些实施例中的一些，初级LC电路包括被配置成选择性地调节第一节点和第二节点之间的电容的切换网络，而且振荡器被配置成使得初级LC电路通过调节次级LC电路的可调阻抗以及利用切换网络调节第一节点和第二节点之间的电容来设置信号在第一节点处的震荡。设备可包括与切换网络并行耦接的电容器。
在操作期间，第一晶体管的控制端处的信号具有比第一节点处的信号更大的幅值。
调谐网络可调节次级LC电路的电容和/或调节次级LC电路的电容。调谐网络可被配置成调谐次级LC电路的谐振频率。
次级LC电路可使得振荡器的调谐范围扩展。次级LC电路可经由电感器将偏置传递给第一晶体管的第一控制端。所述偏置处于接地电势或电源轨电势。
保持放大器可进一步包括：第二晶体管，其被配置成响应于第二晶体管的第二控制端处的输入而驱动初级LC电路的第二节点，而且次级LC电路可耦接至第二晶体管的第二控制端。调谐网络可电耦接在第一晶体管的第一控制端和第二晶体管的第二控制端之间，而且调谐网络可被配置成调节第一晶体管的第一控制端和第二晶体管的第二控制端之间的阻抗。次级LC电路可使得第一晶体管驱动第一节点同时第二晶体管驱动第二节点的时间量下降。
振荡器可以是压控振荡器。
本公开的另一个方面是一种包括振荡器的设备。振荡器包括具有第一节点和第二节点的初级LC电路。振荡器还包括场效应晶体管差分对。场效应晶体管差分对包括第一场效应晶体管，其具有耦接至第一节点第一漏极以及经由第一电容器耦接至第二节点的第一栅极，以及第二场效应晶体管，其具有耦接至第二节点的第二漏极以及经由第二电容器耦接至第一节点的第二栅极。振荡器进一步包括次级LC电路，其耦接至第一场效应晶体管的第一栅极和第二场效应晶体管的第二栅极。振荡器被配置成产生第一栅极处的第一信号，第一信号的幅值大于第一漏极处的第二信号。
在具体实施例中，次级LC电路包括可调谐无源阻抗网络，其被配置成调节第一场效应晶体管的第一栅极与第二场效应晶体管之间的阻抗。根据这些实施例中的一些，初级LC电路包括切换网络，其被配置成选择性地电耦接第一节点和第二节点之间的电容。
本公开的又另一个方面是一种包括振荡器的设备。振荡器包括保持放大器；耦接至保持放大器的第一LC电路；保持放大器被配置成保持第一LC电路的震荡；以及耦接至保持放大器的第二LC电路。振荡器被配置成至少在第一震荡模式和第二震荡模式下操作，其中振荡器的震荡在第一震荡模式下由第一LC电路设置，而且其中振荡器的震荡在第二震荡模式由第二LC电路设置。
在具体实施例中，保持放大器包括第一晶体管，其被配置成响应于第一晶体管的控制端处接收的第一信号而驱动第一LC电路的节点，而且其中第二LC电路被耦接至第一晶体管的控制端。
根据各自实施例，保持放大器包括具有第一漏极和第一栅极的第一场效应晶体管以及具有第二漏极和第二栅极的第二场效应晶体管；其中初级LC电路具有第一节点和第二节点，其中第一漏极被耦接至第一节点，其中第一栅极被经由第一电容器耦接至第二节点，其中第二漏极被耦接至第二节点，其中第二栅极被经由第二电容器耦接至第一节点，而且其中第二LC电路被耦接至第一栅极和第二栅极。
为了总结本发明，此处已经描述了本发明的特定方面、优势和新颖特征。应该理解的是，并非可根据本发明的任意具体实施例实现所有优势。因此，可按照实现或优化此处指教的一个优势或优势组合而无需事先此处指教和建议的其它优势的方式实体化或执行本发明。
附图说明
图1是图示出振荡器的框图。
图2是图示出图1的振荡器的保持放大器中的热噪声电流的示图。
图3A是图示出根据实施例的被配置成对保持放大器中的开关的控制输入进行偏置的源阻抗网络的示意图。
图3B是图示出根据另一实施例的被配置成对保持放大器中的开关的控制输入进行偏置的另一无源阻抗网络的示意图。
图3C是图示出根据另一实施例的被配置成对单边保持放大器中的开关的控制输入进行偏置的另一无源阻抗网络的示意图。
图4是根据实施例的包括被配置成对保持放大器进行偏置的无源阻抗网络的振荡器的示意图。
图5示出了图示出根据实施例的指示出零交叉噪声的下降的保持放大器中的差分晶体管的漏极处的跨导和电流间的关系的示图。
图6A和6B是图示出表示出具有配置成对保持放大器进行偏置的无源阻抗网络振荡器的改进的噪声性能的相位噪声和频率间的关系的示图。
图7是切换网络的框图。
图8A是根据实施例的包括一个切换电路的共振电路的示意图。
图8B是根据另一实施例的包括一个切换电路的共振电路的示意图。
图9是根据实施例的切换电路的示意图。
图10A和10B是图示出根据实施例的表示出由切换电路产生的噪声的下降的切换电路中的噪声电压谱密度间的关系的示图。
图11A和11B是图示出根据实施例的表示出处于击穿电压的期望范围内的电压摆动的切换电路中的电压摆动的示图。
图12是根据实施例的具有次级LC调谐网络的振荡器的示意图。
图13A和13B是根据实施例的具有双震荡模式的振荡器的示意图。
图14是图示出根据实施例的配置成对单边保持放大器中的开关的控制输入进行偏置的可调谐无源阻抗网络的示意图。
具体实施方式
以下对具体实施例的详细描述代表了本发明特定实施例的各种说明。但是，本发明可按照权利要求所限定和覆盖的多种不同方式（例如，权利要求所定义和覆盖的方式）来实现。在说明书中，对附图标记了参考标号，其中类似的参考标号表示相同或者功能类似的元素。
总体上，本发明的方面涉及低噪声振荡器。更具体地，本说明书的方面涉及配置成调节振荡器的谐振频率的保持放大器和/或切换电路中的具有低噪声的振荡器。该振荡器中的热噪声电流可减小，这可导致更小的相位噪声。
期望振荡器具有相对良好的噪声性能。噪声会影响通信收发器或其它电子系统的大量性能方面。例如，来自振荡器的噪声会影响无线通信收发器中的接收器阻挡性能和/或发送器频谱限制。作为另一示例，振荡器噪声还会影响时钟和数据恢复电路的抖动性能。由此，需要振荡器在宽范围的各种应用中具有相对低的噪声。
大量出现的有线和无线应用受益于在相对高的频率（例如射频(RF)范围内的频率）下进行操作。适合于该应用的一种类型的振荡器是基于LC共振器的振荡器。此处描述的设备、系统和方法涉及降低基于LC共振器的振荡器的诸如相位噪声之类的噪声和/或其它振荡器中的噪声。
图1是图示出振荡器10的框图。振荡器10可包括一个或多个可包括切换网络14、保持放大器16和偏置源18的共振电路12。振荡器10可产生周期电子信号。振荡器10的该输出可被用于需要周期电子信号的任意应用中，例如调制/解调信号和/或时钟和数据电路。在一些实施方式中，振荡器10可被配置成产生正弦输出信号。根据一些实施方式，振荡器10可以是压控振荡器(VCO)。
共振电路12可以是配置成振荡以产生周期信号的任意电路。虽然此处的一些描述涉及用于图示目的的LC谐振回路，但是应该理解的是此处描述的原理和优势可应用至大量其它共振电路，例如包括RC振荡器、Colpitts振荡器、Armstrong振荡器、Pierce振荡器、Clapp振荡器、弛张振荡器等或其任意组合。
共振电路12可产生一定的范围输出频率。更具体地，切换网络14可获得一个或多个控制信号以调节振荡器10的输出频率。根据一个或多个控制信号，共振电路12可在更高或更低频率下振荡。在共振电路12的LC谐振回路实施方式中，共振电路12的谐振频率ω可正比于电感L与电容C的乘积的平方根的倒数，例如如等式1所示。
ω = 1 LC    (等式1)
共振电路12可在第一节点N1和第二节点N2处产生周期信号。例如，第一节点N1和第二节点n2处的电压可以与共振电路12振荡同周期。在一些实施方式中，第一节点N1和第二节点N2处的电压是彼此岔开180度相位的正弦信号。例如，第一节点N1和第二节点N2可具有在任意给定时间符号相反且大致幅值相同的电压。在其它实施方式中，第一节点N1和第二节点N2可具有在任意给定时间具有相反逻辑值的电压。在一些实施方式中，第一节点N1和第二节点N2可被分别称为非反相节点和反相节点，信号可具有彼此反相的值。
共振电路12可包括切换网络14。切换网络14可包括与配置成振荡的共振电路12的谐振部分并行和/或串行耦接的一个或多个电路元件。这可调节振荡器10的谐振频率ω。例如，在LC谐振回路实施方式中，切换网络14可包括可经由诸如场效应晶体管之类的开关与LC谐振回路的其它容性元件并行耦接的一个或多个容性电路元件。根据提供给开关的一个或多个控制信号，更多或更少的电容可与LC谐振回路并行耦接。利用附加的电容，输出频率可下降。相反，利用减小的电容，输出频率可增大。耦接在配置成振荡的共振电路12的一部分上的一个或多个电路元件可使得共振电路12在所选的频带内振荡。
保持放大器16可补偿共振电路12中的能量损失和/或耗散，从而保持共振电路12在谐振频率ω下振荡。例如，在LC谐振回路实施方式中，保持放大器16可包括被配置成根据LC谐振回路的第二节点N2上的电压来驱动LC谐振回路的第一节点的第一晶体管、以及被配置成根据LC谐振回路的第一节点N1上的电压来驱动LC谐振回路的第二节点N2的第二晶体管。
保持放大器16可由任意适当的偏置源18来偏置。例如，偏置源18可以是偏置电流源。偏置源18可提供偏置电流，其可被保持放大器16中的晶体管传递至共振电路12。在一些实施方式中，偏置源18可包括被配置成传递基于提供至晶体管的偏置电压（例如，在场效应晶体管的栅极处）(例如，N-型器件的接地以及P-型器件的电源)的来自电源轨的电压的晶体管。
已经做出大量努力来降低振荡器的相位噪声，具体地是LC振荡器中的相位噪声。然而，至少两个噪声源看起来还未得到解决。这两个噪声源包括由于谐振保持放大器的有源器件产生的第一噪声源以及由于用于调谐LC共振电路的谐振频率的电容器切换网络产生的第二噪声源。这两个噪声源可能在从fo/f2的载波偏离的偏移频率附近的1/f2范围内特别重要，其中f可表示自LC振荡器（例如LC谐振回路）的谐振频率的偏移。例如，对于LC谐振回路，fo可能大约是其中L可表示LC谐振回路的电感，C可表示LC谐振回路的电容。在相位噪声对照自载波的偏移频率的对数曲线图上，对于LC振荡器，1/f2范围可具有-20dB/dec的固定斜率。1/f2范围可对应于振荡器的热噪声。由此，振荡器的热噪声的减小可降低1/f2范围中的噪声。在此提供的系统、设备和方法的一个或多个方面，除了别的之外，还可降低第一噪声源产生的噪声和/或降低第二噪声源产生的噪声。
虽然基于非硅的工艺（例如GaAs工艺）已经被用于一些具有低相位噪声的传统振荡器，但是期望在CMOS和/或BiCMOS工艺上提供低相位噪声和/或超低相位噪声的振荡器。在CMOS和/或SiCMOS中实现振荡器的一个优势在于该振荡器可以与CMOS和/或SiCMOS工艺形成的其它电路一起集成。例如，预计该需求将存在于基站的环境以将几个组件集成至单个芯片，例如一个或多个模数转换器(ADC)、每个都具有至少一个压控振荡器(VCO)的一个或多个频率合成器、一个或多个数字信号处理器(DSP)等或其任意组合。CMOS和/或BiCMOS工艺可提供具有成本效益的方式来实现该集成。除了别的之外，本说明书中描述的技术的一个或多个方面的一个目的是降低振荡器的相位噪声以使得振荡器可满足噪声规范并可经由CMOS和/或BiCMOS工艺来制造。然而，应该理解的是，此处图示的和/或描述的电路可经由任意适当的工艺制造。
来自之前描述的第一噪声源的相位噪声可经由无源阻抗网络降低，其可对保持放大器的有源器件进行偏置以使得保持放大器的导电角减小。例如，差分电感器可被配置成实现该偏置。该偏置可减小射频(RF)电流的量和/或RF电流注入或注出共振电路12的持续时间。无源阻抗网络可包括电感器，这可创建具有保持放大器的电容的第二共振电路。在一些实施方式中，第二共振电路可被耦接至保持放大器的场效应晶体管的栅极和/或漏极。在第二共振电路中，电感器可使得与保持放大器相关的电容共振。例如，电感器可使得与保持放大器相关的电容共振以增大共振电路12的可调谐性。作为另一示例，电感器可使得与保持放大器相关的电容共振以减小振荡器的相位噪声。作为又另一示例，电感器可使得与保持放大器相关的电容共振以减小保持放大器的导电角。与保持放大器相关的电容可以是保持放大器的寄生电容。下面将提供与减小来自第一噪声源的相位噪声相关的细节，例如，参见图3A-6B。
来自之前描述的第二源的相位噪声可通过配置成将开关噪声的贡献减小至振荡器的相位噪声的包括有源电路元件的诸如晶体管之类的切换电路(例如，电容器切换电路)减小。在相关文献中似乎已经忽略了和/或未解决第二源产生的相位噪声的减小。与来自第二噪声源的相位噪声的减小相关的细节将在下面提供，例如，参见图8A-11D。此处参考被配置成减小来自第一噪声源的噪声的振荡器描述的特征的任意组合可以与具有此处参考来自第二噪声源的噪声的降低描述的特征的任意组合的振荡器相结合地实现。
此处提供的前文仅仅出于方便而提供，并且并非必然影响所要求保护的发明的范围或意义。
减小保持放大器产生的噪声
振荡器的保持放大器的热噪声电流可造成和/或促成之前描述的第一噪声源。热噪声电流可由振荡器的RF电流波形表示，例如，如图2所示。
图2是图示出图1的振荡器的保持放大器中的热噪声电流的示图。晶体管Mp和Mn可表示保持放大器的晶体管差分对中的相反的晶体管，例如，如图3A、3B、3C和/或4所示的实施例所示。Mp示图中更深的线表示Mp导通时Mp漏极处的电流，Mp示图中更浅的线表示Mp关断时Mn漏极处的电流。类似地，Mn示图中更深的线表示Mn导通时Mn漏极处的电流，Mn示图中更浅的线表示Mn关断时Mp漏极处的电流。
图2还图示出晶体管Mp和Mn在这些晶体管导通时产生的热噪声电流。该热噪声可在振荡器的输出电压波形的零交叉点处注入共振电路。晶体管Mp产生的热噪声可在反相节点(例如，节点N2)处被注入共振电路（例如LC谐振回路），而且晶体管Mn产生的热噪声可在振荡器的非反相节点(例如，节点N1)处被注入共振电路。热噪声电流可表示RF电流。晶体管Mp和Mn产生的热噪声之和可注入共振电路。
振荡器可对在零交叉点注入LC谐振回路或其它共振电路的噪声敏感，其中振荡器的输出电压波形通过0V。零交叉点处的噪声可造成不可恢复的相位感染。零交叉点可能在保持放大器的晶体管Mp和Mn的关断状态和导通状态之间的转换处发生。例如，零交叉点可由保持放大器16的两者都接近0V的晶体管Mp和Mn的差分漏极电压表示。由于晶体管Mp或Mn的从导通状态至关断状态的转换不可能是瞬态的，所以其中晶体管Mp和Mn两者产生的热噪声电流出现在敏感零交叉点处的时间量有限。结果就是，热噪声可能对保持放大器中的晶体管正打开和/或关断时的相位噪声具有最大影响。热噪声电流出现在零交叉瞬间的时间量的减少可导致注入LC谐振回路或其它共振电路的循环平稳噪声的量的下降。结果，振荡器的总体相位噪声可通过减少零交叉点处的噪声来减少。
减少零交叉点处的噪声的另一挑战涉及共振电路上的保持放大器的寄生效应。例如，保持放大器上晶体管尺寸的增大会增大LC谐振回路上的寄生电容。LC谐振回路中固定电容的最大会降低被配置成利用LC谐振回路中的（多个）电容器而切换进入或切换出去以便对谐振频率进行调谐的类似尺寸的调谐电容器的影响。为了保持类似水平的可调谐性，调谐电容器的尺寸可增大以考虑保持放大器的晶体管的寄生电容。这会增大振荡器的相位噪声，而这是不期望的。
来自第一源的相位噪声可经由无源阻抗网络（例如包括差分电感器）减小，以便偏置保持放大器的有源器件以使得放大器的导电角减小。放大器的导电角（也称为导通角）可表示其中放大器的器件传导电流的振荡器周期的一部分。可替换地或者附加地，射频(RF)热噪声电流的量和/或RF热噪声电流被注入或流出LC共振器的时间段可被实质性地减小。
图3A是图示出根据实施例的被配置成对保持放大器中的开关的控制输入进行偏置的无源阻抗网络20a的示意图。无源阻抗网络20a可向诸如晶体管Mn和Mp之类的开关的控制端施加偏压，从而使得开关在零交叉点更快地切换。例如，偏置可增大施加至晶体管Mn和Mp的控制端的偏压。经由这样的偏置来增大晶体管Mn和Mp的切换速度可减少开关Mn和Mp两者至少部分导通的时间量。由此，在零交叉点处，开关Mn和Mp两者都将热噪声注入共振电路12的时间量可减少，从而降低振荡器10a中的相位噪声。
晶体管Mn可被配置成基于共振电路12的反相节点(例如，节点N2)处的电压来驱动共振电路12的非反相节点(例如，节点N1)，晶体管Mp可被配置成基于共振电路12的非反相节点处的电压来驱动共振电路12的反相节点。当晶体管Mn是NMOS晶体管时，非反相节点在反相节点为高时可被拉低。类似地，当晶体管Mp是NMOS晶体管时，反相节点在非反相节点为高时可被拉低。虽然出于示例的目的将晶体管Mn和Mp图示为场效应晶体管，但是晶体管可以是可以由任意适当工艺形成的双极型晶体管或任意其它适当晶体管。
为了增大晶体管Mn和Mp的切换速度，栅极偏压Vg可被施加至它们各自的栅极，而栅极偏压Vg与共振电路12的反相节点和非反相节点通过无源阻抗网络20a电隔离。因此，施加至晶体管Mn的栅极的电压可基于反相节点处的电压和栅极偏压Vg，施加至晶体管Mp的栅极的电压可基于非反相节点处的电压和栅极偏压Vg。偏压Vg可由单独的偏置电路产生。在一些实施方式中，偏置电路可被编程并配置成最小化和/或减小相位噪声。无源阻抗网络20a施加的偏置可具有相对低的噪声。当晶体管Mn和Mp是p-型晶体管时，栅极偏压Vg可将施加至晶体管Mn和Mp的栅极的电压增大至超过从共振电路12的非反相节点和反相节点提供的电压。相反，当晶体管Mn和Mp是n-型晶体管时，栅极偏压Vg可将施加至晶体管Mn和Mp的栅极的电压降低至低于从共振电路12的非反相节点和反相节点提供的电压。
无源阻抗网络20a可包括一个或多个无源阻抗元件，例如无源阻抗元件32a、32b和32c。无源阻抗元件32a、32b和32c可以是明确的无源阻抗元件，而不仅仅是寄生的阻抗。第一明确的无源阻抗元件32a可防止直流(DC)电压被施加至晶体管Mp的栅极。类似地，第三明确的无源阻抗元件32c可防止DC电压被施加至晶体管Mn的栅极。第一和第三明确的无源阻抗元件32a、32c可包括电感器、电容器、电阻器或其它无源电路元件。在一些实施方式中，第一和第三明确的无源阻抗元件32a、32c可以都是电容器。
第二明确的无源阻抗元件32b可被配置成提供共振电路12的谐振频率ω下的低噪声高阻抗特征。在一些实施方式中，谐振频率ω可处于RF频率范围内。低噪声高阻抗特征可实现晶体管Mn和Mp的更快切换速度。还可以通过经由第二明确的无源阻抗元件32b施加栅极偏压Vg来降低晶体管Mn和/或Mp操作在Ohmic范围内的时间量。在一些实施方式中，第二无源阻抗元件32b可以是差分电感器。
除了降低振荡器10的相位噪声，无源阻抗网络20a还可增大振荡器10的输出处的电压摆动，例如，通过减小共模电流。第二明确的无源阻抗元件32b可减小共振电路12的非反相节点和反相节点上晶体管Mn和Mp的寄生。这可使晶体管Mn和Mp相对较大，相对于LC谐振回路的有效电容具有相对大的寄生电容，而对LC谐振回路的可调谐性不具有显著影响。
图3B是图示出根据另一实施例的被配置成对保持放大器中的开关的控制输入进行偏置的无源阻抗网络20b的示意图。图3B所示的振荡器10b具有与图3A的振荡器10a不同的无源阻抗网络，否则这些振荡器基本相同和/或功能类似。在无源阻抗网络20b中，分开的第二和第四明确的无源阻抗元件32b和32d可分别将偏置分别施加至晶体管Mn和Mp的栅极。如图3B所示，晶体管Mn和Mp的栅极可分别偏置成偏压VG2和VG1。在一些实施方式中，偏压VG2和VG1可具有不同电压。在其它实施方式中，晶体管Mn和Mp的栅极可被大致具有相同电压的偏压VG2和VG1偏置。无源阻抗网络20b可在功能上类似于无源阻抗网络20a。
图3C是根据另一实施例的被配置成对保持放大器中的开关的控制输入进行偏置的无源阻抗网络20c的示意图。图3C所示的振荡器10c具有单端保持放大器，而不是振荡器10a和10b中的那样的差分保持放大器。除了具有单端保持放大器和不同的无源阻抗网络，振荡器10c可大致相同和/或在功能上类似于振荡器10a和/或10b。
无源阻抗网络20c可包括第二明确的无源阻抗元件32b和第三明确的无源阻抗元件32c，其可包括此处参考这些明确的无源阻抗元件描述的特征的任何组合。例如，第三明确的无源阻抗元件32c可阻挡直流(DC)电压被施加至晶体管Mn的栅极。第三明确的无源阻抗元件32c的第一端可被耦接至反相节点(例如，节点N2)，第三明确的无源阻抗元件32c的第二端可被耦接至晶体管Mn的控制端(例如在场效应晶体管中的Mn时是栅极)。根据一些实施方式，第三明确的无源阻抗元件32c可以是电容器。在无源阻抗网络20c中，第二明确的无源阻抗元件32b可将偏置VG施加至晶体管Mn的栅极。在一些实施方式中，第二明确的无源阻抗元件32b可以是电感器。第二明确的无源阻抗元件的第一端可接收偏置VG，第二明确的无源阻抗元件32b的第二端可将偏置VG施加至晶体管Mn的栅极。无源阻抗网络20c可在功能上类似于无源阻抗网络20a和/或20b，但是是在单端保持放大器的环境下。
图4是根据实施例的振荡器10的示意图，其包括被偏置成对保持放大器进行偏置的无源阻抗网络20c。图4所示的振荡器10处于LC谐振回路结构。LC谐振回路可包括第一和第二电感器41a和41b以及电容器切换网络14。
LC谐振回路的感应电路元件可包括第一和第二电感器41a和41b。第一电感器41a可包括耦接至电源轨(例如，接地)的第一端以及耦接至第一节点N1的第二端。第二电感器41b可包括耦接至电源轨(例如，接地)的第一端以及耦接至第二节点N2的第二端。LC谐振回路的有效电感可基于第一电感器41a和第二电感器41b的电感值。
电容器切换网络14可调节振荡器10的谐振频率。电容器切换网络14可包括与第一和第二电感器41a和41b串行耦接的多个电容器。例如，切换网络14可包括N个切换电路SC[N：0]，每个都包括开关和一个或多个容性电路元件。多个电容器中的每个都可彼此并行耦接以增大LC谐振回路的有效电容。控制信号可触发切换电路SC[N：0]中的开关以添加和/或从LC谐振回路的有效电容去除其它电容，这可代表作为LC谐振回路电路的一部分的可调谐电容元件的组合电容。例如，电容器切换网络14电路的每个电容器可根据打开和/或关闭诸如晶体管之类的开关的电容控制信号的值而选择性地包括在或排除出LC谐振回路的有效电容。例如附加的电容，振荡器频率可下降。相反，利用减小的电容，振荡器频率可增大。
图4所示的振荡器10是VCO。调谐电压VTUNE可被施加至调谐元件42a和42b以便加LC谐振回路的变化频率。调谐电压VTUNE可控制振荡器10的输出频率。
无源阻抗网络20c可包括第一电容器44a、第二电容器44b、第一偏置电感器46a和第二偏置电感器46b。无源阻抗网络20c可将偏压Vg施加至晶体管Mn和Mp的栅极以减小晶体管Mn和Mp的栅极处的电压。第一电容器44a可具有耦接至第一节点N1的第一端以及耦接至晶体管Mp的栅极的第二端。第一电容器44a的电容可被选择成阻挡第一节点N1处的DC电压被施加至晶体管Mp的栅极。第二电容器44b可具有耦接至第二节点N2的第一端以及耦接至晶体管Mn的栅极的第二端。第二电容器44b的电容可被选择成阻挡第二节点N2处的DC电压被施加至晶体管Mn的栅极。第一偏置电感器46a可具有耦接至驱动栅极偏压Vg的电路元件的第一端以及耦接至晶体管Mp的栅极的第二端。类似地，第二偏置电感器46b可具有耦接至驱动栅极偏压Vg的电路元件的第一端以及耦接至晶体管Mn的栅极的第二端。第一偏置电感器46a和第二偏置电感器46b可具有适合于在振荡器10的谐振频率下提供低噪声高阻抗的电感。
图4所示的振荡器10的保持放大器包括晶体管Mn和Mp。晶体管Mn和Mp可实现此处描述的任意保持放大器的一个或多个特征。
振荡器10可包括尾电感器48。尾电感器48可具有耦接至保持放大器的至少一个晶体管Mn和/或Mp的源极的第一端以及耦接至配置成将偏置电流提供给保持放大器的晶体管Mb的漏极的第二端。尾电感器48的电感可被选择成使得尾电感器48被配置成在期望频率下谐振并阻挡期望频率下对AC接地的单端路径。例如，在一些实施方式中，尾电感器48可被配置成在振荡器10的两倍谐振频率ω下在保持放大器的公共源节点使寄生电容振荡。这可有效增大第二谐波下偏置电流源的阻抗。由此，热噪声电流的第二谐波可能不具有对AC接地的单端路径。尾电感器48可包含在图3A和/或3B的偏置源18中。
图4所示的振荡器10的偏置源还包括偏置晶体管Mb和偏置电容器Cb。偏置晶体管Mb可具有耦接至偏压Vbias的栅极。偏置晶体管Mb可被配置成将来自电源轨(例如，Vdd)的电流驱动至保持放大器的公共节点。这样，偏置晶体管可被配置作为电流源。偏置电容器Cb可具有耦接至偏置晶体管Mb的源极的第一端以及耦接至偏置晶体管的漏极的第二端。偏置电容器Cb可从偏置源晶体管滤除掉噪声。
虽然出于示例目的在图3A、3B和3C提供了三个示例的无源阻抗网络，应该理解的是，大量其它无源阻抗可实现本发明的一个或多个方面以降低保持放大器产生的相位噪声。类似地，虽然出于示例目的在图3A、3B、3C和4中示出了n-型或p-型晶体管，但是应该理解的是，所示的振荡器可通过交换n-型和p-型晶体管、反转电流以交换电压轨及而被修改为镜像的图像结构。例如，在图3A–3C中，所示的保持放大器包括NMOS器件Mn和Mp，在图4中，所示的保持放大器包括PMOS器件Mn和Mp。在一些实施例中，振荡器可包括两个保持放大器，一个是n-型器件并且一个是p-型器件。这两个保持放大器中的一个或多个可由包括参考此处描述的无源阻抗网络说明的特征的任意组合的无源阻抗网络进行配置。
图5示出了根据实施例的表示保持放大器中的差分晶体管的漏极处的跨导和电流之间的关系的示图，其显示出零交叉噪声的下降。图5的示图示出了与图4的无源阻抗网络20c类似的具有无源阻抗网络的振荡器以及没有无源阻抗网络的类似振荡器的时域波形之间的关系。图5的示图图示出针对保持放大器的晶体管Mn和Mp(例如，如图3A、3B或4所示)的保持放大器晶体管漏极电流和跨导。顶部的两个示图是功能上类似于图4的振荡器的VCO的仿真结果，底部的两个示图是没有无源阻抗网络的类似VCO的仿真结果。
继续参考图5，对于具有无源阻抗网络的振荡器，晶体管Mn的漏极电流由曲线51表示，晶体管Mp的漏极电流由曲线52表示。对于具有无源阻抗网络的振荡器，晶体管Mn的跨导由曲线53表示，晶体管Mp的跨导由曲线54表示。对于没有无源阻抗网络的振荡器，晶体管Mn的漏极电流由曲线55表示，晶体管Mp的漏极电流由曲线56表示。对于没有无源阻抗网络的振荡器，晶体管Mn的跨导由曲线57表示，晶体管Mp的跨导由曲线58表示。
在图5中，与其中没有无源阻抗网络的振荡器的保持放大器晶体管在零交叉瞬间保持导通的时间段TgdsCONV相比，其中在振荡器输出的零交叉瞬间具有无源阻抗网络的振荡器的保持放大器晶体管保持导通的时间段TgdsENH显著缩短。如图5和下述表1中的总结所示，在一些实施方式中，其中保持放大器中的晶体管导通的时间段可减小大约4.5倍或更多。这还可对应于在零交叉瞬间注入LC谐振回路的热噪声电流的减少。更具体地，根据图5所示的仿真结果，注入具有无源阻抗网络的振荡器的RF电流IzcENH的量应该比注入没有无源阻抗网络的振荡器的热噪声电流IzcCONV小大约5倍。其中保持放大器晶体管在振荡器输出的零交叉瞬间保持导通的时间的减少可被转换成在敏感的零交叉瞬间注入LC谐振回路的热噪声的显著减少，这继而又导致振荡器相位噪声的减少。
图5所示的仿真结果还包括其中具有无源阻抗网络的振荡器的保持放大器晶体管在线性区域中操作的时间段TiENH应该比其中没有无源阻抗网络的振荡器的保持放大器晶体管在线性区域中操作的时间TiCONV小大约1.4倍。这表示了保持放大器晶体管负载振荡器LC谐振回路的时间量的减小以及由此得到的噪声中由该电阻性负载导致的振荡器相位噪声的1/f2范围内的热噪声的减少。
以下的表1总结了从图5所示的示图导出的测量结果Ti和Tgds。
TiENH 0.015ns
TiConV 0.070ns
TgdsENH 0.081ns
TgdsConV 0.115ns
表1
图6A和6B是表示出相位噪声和频率间的关系的示图，其显示了针对具有配置成对保持放大器进行偏置的无源阻抗网络的振荡器的改进的噪声性能。这些示图示出了大致相同配置电流条件下与不具有无源阻抗网络的振荡器相比较而言，具有无源阻抗网络的振荡器实现的相位噪声实现的性能改善的比较仿真。这些仿真中的具有无源阻抗网络的第一振荡器是在功能上类似于图4的振荡器的VCO，而且不具有无源阻抗网络的第二振荡器类似于图4的振荡器，但是没有无源阻抗网络。
图6A示出了针对高和低偏压条件下的最低频带的第一振荡器话第二振荡器的相位噪声对比仿真。相反，图6B示出了针对高和低偏压条件下的最高频带的第一振荡器和第二振荡器之间的相位噪声比较。仿真的振荡器每个都具有可由图1的切换网络14中的6个单独的切换电路进行选择的64个频带。更具体地，在图6A中，第一振荡器中高偏压条件下最低频带的相位噪声由曲线61表示，第二振荡器振荡器中低偏压条件下最低频带的相位噪声由曲线62表示，第二振荡器中高偏压条件下最低频带的相位噪声由曲线63表示，第二振荡器中低偏压条件下最低频带的相位噪声由曲线64表示。在图6B中，第一振荡器中高偏压条件下最高频带的相位噪声由曲线65表示，第一振荡器中低偏压条件下最高频带的相位噪声由曲线66表示，第二振荡器中高偏压条件下最高频带的相位噪声由曲线67表示，第二振荡器中低偏压条件下最高频带的相位噪声由曲线68表示。
表2示出了对于第一振荡器和第二振荡器两者的最低偏置电流设置下的相同偏置电流，振荡器RMS基本电压高于包括无源阻抗网络的第一振荡器。这可能是其中增强的振荡器保持放大器晶体管在线性区域中操作的时间的减少的结果。利用图6A和6B所示的第一振荡器实现的相位噪声改进大约是在相对于RF载波的1MHz频率的偏移下的针对最低带设置的4.6dBc/Hz以及针对最高带设置的5.6dBc/Hz。
表2
表3示出了高电流设置下第一振荡器和第二振荡器之间的比较。在其中振荡器受电源限制的高电流设置下，硬栅极氧化物击穿和/或热载流子效应会限制操作。仿真表明与不具有无源阻抗网络的第二振荡器相比，具有无源阻抗网络的第一振荡器可实现针对最低带设置的相对于RF载波的1MHz频率偏移的3.5dBc/Hz的更好的相位噪声以及最高带的5.6dBc/Hz的更好的相位噪声。
表3
降低切换网络产生的噪声
第二源的相位噪声可由配置成将诸如LC谐振回路之类的共振电路调谐至期望谐振频率的切换网络产生。配置成切入和/或切出诸如电容器之类的电路元件以改变谐振频率的开关可被偏置成使得开关的节点在开关关断时不悬浮。当开关关断时，开关节点上的高阻抗可减小切换电路对振荡器的相位噪声的贡献。
然而，在开关关断时产生高阻抗对于通过大电阻器（例如，电阻介于大约100k欧姆至大约150k欧姆的电阻器）的实现来说太昂贵。在切换电路(例如，图7所示的电路)中，这样大的电阻器的寄生电容会影响开关导通或关断时的电容比。例如，这会降低电容器被切入或切出LC谐振回路时LC谐振回路的谐振频率中的变化。
图7是切换网络14的框图。切换网络14可选择性地将电路元件耦接至共振电路的第一节点和第二节点两端，例如图1的共振电路12的节点N1和N2，从而增大和/或降低共振电路的谐振频率。例如，在一些实施方式中，切换网络可选择性地将电容器耦接至LC谐振回路两端以增大和/或降低LC谐振回路的有效电容。对LC谐振回路的有效电容的调节可调节LC谐振回路的谐振频率ω，例如，根据等式1。诸如场效应晶体管之类的开关可被配置成切入或者切出LC谐振回路两端的电容器。
切换网络14可包括切换网络驱动器72和切换电路76a至76n的阵列74。阵列74可被配置成选择性地将电路元件耦接至共振电路的第一节点N1和第二节点N2，以将共振电路12的谐振频率ω调节至所选频带。第一节点N1和第二节点N2可以分别是非反相节点和反相节点。控制信号Control[2N-1：0]可由切换网络驱动器72产生来打开和/或关闭切换电路76a至76n的开关。控制信号Control[2N-1：0]的至少一些可通过打开切换电路76a至76n中的被选开关来选择频带。选择频带的信号可被称为频带控制信号。
切换网络驱动器72可包括电平转换器和缓冲驱动器的阵列。电平转换器可产生控制偏压来控制开关和中间节点偏压以偏置开关的其它节点。例如，控制偏压可被耦接至切换电路中的场效应晶体管的栅极，并且中间节点偏压可被耦接至切换电路中的场效应晶体管的源极和漏极。电平转换器可调节电源电压(例如，电池电压)的电压电平以控制偏压和中间节点偏压。在一些实施方式中，芯片外电容器可过滤掉一个或多个偏压上的噪声。偏压可用作缓冲驱动器的阵列中的器件的逻辑高电压。缓冲驱动器的阵列可将控制偏压和中间节点偏压驱动至切换电路76a至76n。利用电平转换器产生的电平转移后的高电压值可避免切换电路76a至76n中的开关的结的击穿。
每个切换电路76a至76n可接收至少一个带控制信号以接通或断开。当开关接通时，至少一个电路元件，例如电容器，可被耦接至振荡器的第一节点N1(例如，非反相节点)和第二节点N2(例如，反相节点)。例如，在LC谐振回路实施方式下，当开关接通时，电容器的第一端可被耦接至节点N1，电容器的第二端可经由开关耦接至第二节点N2。这样的耦接可通过并行增加电容来增大LC谐振回路的电容，从而调节LC谐振回路的谐振频率ω。相反，当开关断开时，至少一个电路元件，例如电容器，可从振荡器的第一节点N1和第二节点N2中的至少一个去耦接。例如，在LC谐振回路实施方式下，电容器在开关断开时可从节点N1和节点N2去耦接。
当切换电路76a至76n中的一个的开关接通时，开关的阻抗可能不会将显著的相位噪声引入共振电路。但是，当开关断开时，第二偏压可施加至开关上以使得开关上的节点不具有未定义电压。例如，场效应晶体管的源极和漏极可偏置有第二偏压以使得源极和漏极不悬浮。
当开关断开时，可能期望高阻抗来将电容器从LC谐振回路切换出去。然而，当开关断开时，开关的寄生电容和/或切换电路76a至76n中的附加电路可能LC谐振回路向增加电容。加入LC谐振回路的有效电容的附加电容会降低切入或切出电容器的效率。更大的开关尺寸会恶化与开关断开时开关的寄生相关的问题。由此，开关断开时的高阻抗和低寄生电容会将开关切换出去而使得开关的寄生电容不会明显地影响LC谐振回路的有效电容。
在低成本工艺中集成足以产生耦接至开关的源极和/或漏极的高阻抗的无源电路元件(例如，大电阻器)可能是禁止的。例如，阻抗大约为100k欧姆至150k欧姆的电阻器可能是很费成本的。敏感电路面积，由于在采用这样的大电阻器而引入寄生电容的RF带开关(例如，将参考图8A，8B，和/或9描述的开关84)附近，可能不利于带开关的电容通断比，由此产生问题。
图8A是根据实施例的包括一个切换电路的共振电路12A的示意图。切换电路是图7的切换电路76a至76n的一个示例。虽然出于示例目的示出了一个切换电路，但是可包含与图8A所示的切换电路串联和/或并联的任意适当数量的切换电路。切换电路可包括第一有源电路82a、第二有源电路82b、开关84、第一电路元件86a和第二电路元件86b。切换电路可被耦接至共振电路12A的谐振组件88的第一节点N1和第二节点N2。
第一有源电路82a可被耦接至出于开关84的第一端以及第一节点N1中间的节点S1。节点S1还可以在开关84的第一端和第一电路元件86a的第一端中间，例如，如图8A所示。第一电路元件86a的第二端可被耦接至谐振组件88的第一节点N1。类似地，第二有源电路82b可被耦接至处于开关84的第一端和的第二节点N2中间的节点S2。在一些实施方式中，第二有源电路82b可被耦接至处于开关84的第二端和第二电路元件86b的第一端中间的节点S2。第二电路元件86b的第二端可被耦接至谐振组件88的第二节点N2。
第一有源电路82a和第二有源电路82b包括配置成传递偏压的有源电路元件。有源电路元件的非限制性示例包括晶体管、二极管等。第一有源电路82a和/或第二有源电路可接收控制信号Control[2N-1：0]的两位，例如，从切换网络驱动器72接收。这两个控制位中的一个可用来选择操作频带而另一控制位可用来将偏置施加至中间节点，例如节点S1和/或节点S2。
第一有源电路82a可在节点S1上产生阻抗。当开关84断开时，第一有源电路82a可在节点S1上产生高阻抗。第一有源电路82a可根据与配置成控制开关的带控制信号具有不同逻辑高值的偏置信号来产生高阻抗。例如，可利用参考图7描述的中间节点偏置信号产生高阻抗，而且开关可根据参考图7描述的控制偏置信号而打开和/或关闭。高阻抗可足以有效地创建节点S1和S2之间的开路电路。例如，在一些实施方式中，有源电路82a可产生至少大约100k欧姆、150k欧姆、1M欧姆、1G欧姆或更大的阻抗。当开关84接通时，有源电路82a可停止在节点S1上产生高阻抗。可替换地或者附加地，有源电路82a可下拉节点S1同时开关接通。例如，有源电路82a可根据配置成打开和/或关闭开关84的带控制信号来下拉节点S1。
第二有源电路82b可包括和/或实现有源电路82a的特征的任意组合。在第一有源电路82a被耦接至节点S1的情况下，第二有源电路82b相应地耦接至节点S2。
根据一些实施方式，任意有源电路82a和/或82b可由包括配置成替代有源电路82a和/或82b来施加偏压的电感器的无源电路代替。
开关84可以是任意电压控制的开关。例如，开关84可以是场效应晶体管。开关可响应于诸如带控制信号之类的控制信号而打开和/或关闭。开关84可以在打开时将第一电路元件86a的第二端耦接至谐振组件88的第二节点N2。开关84还可以在打开时将第二电路元件的第二端耦接至谐振组件88的第一节点N1。通过选择性地耦接第一电路元件86a和/或第二电路元件86b在共振电路88上，开关84可调节共振电路88的谐振频率。
谐振组件88可包括配置成在谐振频率下振荡的任意电路。当开关84接通时，所示的切换电路可被看作是谐振组件88的一部分。当开关84断开时，所示的切换电路不应该被看作是谐振组件88的一部分。在一些实施方式中，谐振组件88可包括LC具有与电感器Ltank并联的电容器Ctank的谐振回路。电容器Ctank可表示串联和/或并联的一个或多个电容器。类似地，电感器Ltank可表示串联和/或并联的一个或多个电感器。
图8B是根据另一实施例的包括一个切换电路的共振电路12B的示意图。类似于共振电路12A，可包括与共振电路12B并联和/或串联的任何适当数量的切换电路。图8B的共振电路12B可基本等同于图8A的共振电路12A，除了共振电路12B包括单个电路元件86，而不是第一电路元件86a和第二电路元件86b。
图9是根据实施例的切换电路76的示意图。图9所示的切换电路76是可以在图7所示的切换电路的阵列74的切换电路76a至76n中的一个或多个中实现的切换电路76a的示例。针对振荡器的每个频带可包括一个切换电路76。在一些实施方式中，2个、4个、8个、16个、32个、64个、128个或者更多切换电路76可包含在阵列中。切换电路76可包括第一有源电路82a、第二有源电路82b、开关84、第一电路元件86a、第二电路元件86b或其任意组合。
图9的第一有源电路82a是图8A和/或8B的第一有源电路82a的一个示例。类似地，图9的第二有源电路82b是图8A和/或8B的第二有源电路82b的一个示例。此此处描述的任意其它有源电路中可以实现处描述的有源电路82a和/或82b的特征的任意组合。
图9所示的有源电路每个包括上拉晶体管90、92和下拉晶体管94、96。上拉晶体管90，92可以是场效应晶体管，例如PMOS晶体管。在一些实施方式中，上拉晶体管90和/或92可以是连接的二极管，如图9所示。上拉晶体管92可接收偏压Control[0]，例如参考图7描述的中间节点偏压，并将偏压Control[0]提供给开关84的漏极与第一电路元件86a的第一端之间的节点S1。类似地，上拉晶体管92可接收偏压Control[0]并且将偏压Control[0]提供给开关84的源极与第二电路元件86b的第一端之间的节点S2。
当开关84断开时，节点S1和/或S2可被设置在大约Vhigh–Vth的电势处，其中Vhigh可表示逻辑高值，Vth可表示上拉晶体管90和/或92的阈值电压。以二极管形式连接的晶体管90和/或92可在饱和模式下操作。在饱和模式下，以二极管形式连接的晶体管90和92可分别在节点S1和S2上提供高DC阻抗。此外，以二极管形式连接的晶体管90和92每个都可在高频(例如，RF射频)下产生几百Mega欧姆数量的阻抗。以二极管形式连接的晶体管90和92不在切换电路76的节点S1和/或S2或其它节点上加入显著的寄生电容。以二极管形式连接的晶体管90和92可被配置成在开关84接通时断开。例如，偏压Control[1]可以与施加至开关84的栅极电压逻辑一致。
当开关84接通时，下拉晶体管94和96可分别下拉节点S1和S2。在一些实施方式中，下拉晶体管94和96可由施加至开关84的栅极的相同信号控制。下拉晶体管94和96在尺寸上可能相对于开关84较小。结果，下拉晶体管94和96可能不会在切换电路76的节点S1和/或S2或其它节点上加入显著的寄生电容。
有源电路82a和82b在节点S1和S2上产生的阻抗分别与节点S1和S2处的寄生电容组合可形成具有相对较低的拐角频率的噪声滤波器。由此，有源电路82a和82b可降低切换电路76中的噪声。
在图9所示的实施方式中，第一电路元件86a和第二电路元件86b是差分电容器。这些电容器可调节例如LC谐振回路的共振电路的谐振频率，例如如上所述。
仿真结果表明，对处于关断状态的开关84的源极和漏极进行偏置的具有电阻器的电容器切换电路的噪声电压谱密度在开关84关断时在场效应开关84的源极和漏极上的阻抗方面在每十年增长中增长10dB。一阶低通滤波器可由场效应开关84的源极和漏极上的阻抗以及由开关84的栅极和源极形成的寄生电容、开关84的栅极和漏极、以及耦接至节点S1和/或S2的无源电路（例如电阻器网络）形成。因此，对于场效应开关84的源极和漏极上的阻抗中的每十年增长，具有对开关84的源极和漏极进行配置的电阻器的电容器切换电路中的电容器切换网络中的噪声的一阶低通滤波中可能存在十年下降。这会衰减关断状态下的开关84的噪声贡献，尤其是在GHz范围的高频下。其它仿真结果表面，配置成对节点S1和/或S2进行偏置的电路的阻抗可确定低通噪声滤波器转角频率。
图10A和10B是图示出根据实施例的表现出切换电路产生的噪声的下降的切换电路中的噪声电压谱密度的关系的示图。图10A示出了处于关断状态(即，当开关84关断时)的电容器切换网络的噪声电压谱密度的示图，其比较了耦接至中间节点S1和S2的基于有源电路和无源电阻器的电路。曲线102代表分别耦接至节点S1和S2的图9的具有功能上类似于有源电路82a和82b的有源电路的切换电路的噪声电压谱密度。相反，曲线104代表配置成对节点S1和S2进行偏置的基于切换电路无源电阻器的电路（具有场效应开关84的源极至漏极的阻抗为大约30k欧姆的电阻性电路）的噪声电压谱密度。图10A示出了相对于曲线104，在3GHz下曲线102中AC噪声电压谱密度下降了大约9dB。
图10B示出的示图比较了电阻器上拉/下拉网络和切换电路中的基于PMOS开关的网络的相位噪声。曲线106代表包括配置成对带-开关电路的中间节点S1和S2进行偏置的基于无源电阻器的电路的第一VCO的相位噪声。曲线108代表第二VCO的相位噪声，第二VCO包括配置成对带-开关电路的中间节点S1和S2进行偏置的基于PMOS的电路。表4总结了图10B的示图的曲线106和108的数据。数据表明性能参数（基本频率，电流消耗和幅值）对于第一VCO和第二VCO大致相同。数据表明当所有带-开关如期望的那样在LC谐振回路(即，在最低基本频率)上切换时，第一VCO和第二VCO的相位噪声大致相同，这是因为相位噪声似乎被带-开关的导通电阻主导。然而，表4中的数据表示了对于第一VCO的第二VCO的相位噪声在大约0.4MHz至2MHz的相频率偏移下的大约1.5dB的改进以及在大约100kHz的低频率偏移下的大约1dB的改进。当带-开关关断时，相位噪声的1.5dB的改进可能源于上拉电阻器在带-开关中对总相位噪声的贡献的消除。表4中列示的相位噪声的贡献表明上拉电阻器在第一VCO中的带-开关中对总相位噪声的该贡献是大约29%。
表4
图11A和11B的示图图示出根据实施例的切换电路中的电压摆动，其显示出电压摆动保持在击穿电压的期望范围内。仿真切换电路在功能上类似于图9的有源电路82a、82b。在图11A中，曲线112是图9的开关84的源极处的电压的时域波形，以及曲线113是图9的开关84的漏极处的电压的时域波形。栅源电压由曲线114表示，栅漏电压由曲线115表示。图11A对应于高偏置/最大偏置条件。VCO的频带的范围上观察到了类似的结果。
图11B示出了与图11A对应的相同仿真的仿真结果，除了图11B包括来自低/最低偏置条件的数据。在图11B中，曲线116是图9的开关84的源极处的电压的时域波形，曲线117是图9的开关84的漏极处的电压的时域波形。栅源电压由曲线118表示，栅漏电压由曲线119表示。图11A对应于高偏置/最大偏置条件。VCO的频带的范围上观察到了类似的结果。
图11A和11B所示的曲线表明，在任何结处，电压摆动不应该超过额定击穿电压多于10%。这处于可接受界限内。
其它数据表明，利用有源电路82a和82b(例如，如图9所示)和无源阻抗网络20c(例如，如图4所示)的电容器切换会导致VCO的相位噪声的大约5dB的改进。根据其它数据，有源电路82a和82b可使相位噪声改进大约2.5dB。根据其它数据，无源阻抗网络20c可使保持放大器中的相位噪声改进大约3dB。
利用此处描述的相位噪声的一个或多个改进，VCO可满足噪声要求的挑战。例如，仿真结果表明利用具有此处描述的一个或多个特征的SiCMOS工艺制造的VCO可满足多载波（Multi-Carrier）GSM TX1800噪声规范。
表5示出了针对图4的具有无源阻抗网络20c的振荡器和图9的切换电路76的一些相位噪声数据。表5中的数据表明，与传统VCO相比，具有无源阻抗网络20c和切换电路76的增强VCO的相位噪声可使得相位噪声改进大约2.6dB。在相对3.3GHz RF载波的1MHz偏移下，增强VCO可具有大约-137.1dBc/Hz的相位噪声。
表5
降低保持放大器和切换网络产生的噪声
在一些实施例中，振荡器可被配置成减少保持放大器产生的噪声以及切换网络产生的噪声。参考图3A、3B或4描述的特征的任意组合可以与参考图7、8A、8B或9描述的特征的任意组合一致地实现。
例如，振荡器可包括共振电路、保持放大器、无源阻抗网络和切换网络。共振电路可具有第一端和第二端。在一些实施方式中，第一端和第二端分别是非反相节点和反相节点。保持放大器可包括第一开关（其被配置成响应于第一开关的第一控制端处的输入而驱动共振电路的第一端）和第二开关（其被配置成响应于第二开关的第二控制端处的输入而驱动共振电路的第二端）。无源阻抗网络可包括一个或多个明确的无源阻抗元件。无源阻抗网络可被配置成将偏置传递给第一开关的第一控制端和第二开关的第二控制端。切换网络可包括一个或多个切换电路，其被配置成调谐共振电路的谐振频率。一个或多个切换电路中的每个可包括电路元件、开关和有源电路。电路元件可具有至少第一端和第二端。在一些实施方式中，电路元件可以是电容器。开关可被配置成选择性地将电路元件的第二端耦接至共振电路的第二端。有源电路可被配置成在开关关断时在开关和第一节点之间的中间节点上申明高阻抗。例如，高阻抗可响应于开关关闭而被申明。在一些实施方式中，中间节点处于开关和电路元件的第二端之间。无源阻抗网络实际上可与共振电路并联。由此，无源阻抗网络和切换电路的电路元件都可促进设置共振电路的谐振频率。例如，与组合共振电路的一个或多个切换电路的电容器的电容相结合的无源阻抗网络的电感和/或电容可促进设置谐振频率。
次级LC调谐网络
上述振荡器中的无源阻抗网络可以是LC网络。例如，无源阻抗网络20c被图示为图4中的LC网络，图3A、图3B、图3C中的一个或多个无源阻抗网络20a，20b，20c可以是LC网络。在具体实施例中，调谐网络可被添加至上述任意LC网络。次级LC调谐网络可与此处描述的一个或多个特征相结合地实施。
根据一些实施例，调谐网络可提供振荡器的保持放大器的差分开关对（例如上述开关Mn和Mp）中的相反开关的控制端之间的差分调谐。调谐网络可调节保持放大器中的差分开关对中的相反开关的控制端之间的阻抗。例如，调谐网络可调节差分开关对的控制端之间的电容。差分开关对可以是场效应晶体管的差分对。
在一些其它实施例中，调谐网络可调节电耦接至单端保持放大器的开关的控制端（例如场效应晶体管的栅极）的LC调谐网络中的阻抗。例如，调谐网络可调节被电耦接至单端保持放大器的控制端的电容。
根据一些实施例，调谐网络可扩展振荡器的调谐范围。可替换地或者附加地，根据实施例，包括调谐网络的次级LC网络可降低或消除对振荡器的尾电感器（例如图4的尾电感器48）的需求。在一些实施例中，包括调谐网络的次级LC网络可减少差分对的场效应晶体管在姆ic区域中操作的时间量。
图12是根据实施例的振荡器100的示意图，振荡器100具有次级LC调谐网络20d。如图所示，次级LC调谐网络20d被配置成偏置包括晶体管Mn和Mp的差分对的保持放大器的控制端。所示晶体管差分对的晶体管在图12被示为p-型晶体管。此处描述的场效应晶体管(FET)或“晶体管”可对应于被称为金属-氧化物-半导体场效应晶体管(MOSFET)的晶体管。虽然术语“金属”和“氧化物”出现在器件名称中，但是应该理解的是，这些晶体管可具有金属之外的其它材料制成的栅极，例如多晶硅，而且可具有由氧化硅之外的其他电介质制成的电介质“氧化物”区域，例如氮化硅或高k电介质。
振荡器100包括具有第一节点N1和第二节点N2的共振电路。在一些实施方式中，第一节点N1和第二节点N2处的信号可以是彼此岔开180度相位的正弦信号。例如，第一节点N1和第二节点N2可具有在任意给定时间符号相反且幅值大致相等的电压。在一些实施方式中，第一节点N1和第二节点N2可被分别称为非反相节点和反相节点，这些节点处的信号可具有彼此反转的值。共振电路可在谐振频率下操作。当共振电路包括LC电路时，振荡器100的共振电路可被称为初级LC电路。图12所示的振荡器100包括包括第一和第二电感器41a和41b、电容器切换网络14和电容49的初级LC电路。振荡器100可振荡，例如，在大约3.4GHz至大约3.9GHz的范围选出的频率下。仿真结果表明在相对于3.6GHz载波的大约800kHz的频移下，振荡器100可实现大约-140dBc/Hz的相位噪声。这样的振荡器在一些应用中可消耗大约300mW的功耗。
初级LC电路的(多个)感应电路元件可包括第一和第二电感器41a和41b。第一电感器41a可包括耦接至电源轨(例如，接地)的第一端以及耦接至第一节点N1的第二端。第二电感器41b可包括耦接至电源轨(例如，接地)的第一端以及耦接至第二节点N2的第二端。初级LC电路的有效电感可基于第一电感器41a和第二电感器41b的电感值。在另一实施方式中，具有电连接至电源轨（例如接地电势或电源轨Vdd）的中央抽头的单个差分电感器可用来取代第一电感器41a和第二电感器41b。
初级LC电路的有效电容可基于电容器切换网络14的电容值。振荡器100的电容器切换网络14可包括此处讨论的电容切换网络的特征的任意组合。例如，电容切换网络14可包括图4的电容器切换网络14的一个或多个特征。
图12所示的振荡器100可以是VCO。调谐电压VTUNE可被施加至调谐元件42a和42b以改变初级LC电路的频率。调谐元件42a和42b可以是图12所示的变容器。调谐电压VTUNE可控制振荡器100的输出频率。
次级LC调谐网络20d可包括第一电容器44a、第二电容器44b、第一偏置电感器46a、第二偏置电感器46b和调谐网络47。除了后面将要描述的调谐之外，次级LC调谐网络20d可将被提供作为振荡器100的输入的偏压Vg施加至晶体管Mn和Mp的栅极，以便在晶体管Mn和Mp的栅极处偏置电压。在一些实施方式中，偏置VG可以是电源轨电压(例如，接地电势或Vdd)处的电压。在其它实施方式中，偏置VG可以是另一适当电压电平。
第一电容器44a可串行地耦接在第一节点N1和晶体管Mp的栅极之间。第一电容器44a可具有耦接至第一节点N1的第一端以及耦接至晶体管Mp的栅极的第二端。第一电容器44a的电容可被选择成阻挡第一节点N1处的DC电压被施加至晶体管Mp的栅极。第二电容器44b可被串行地耦接在第二节点N2和晶体管Mn的栅极之间。第二电容器44b可具有耦接至第二节点N2的第一端以及耦接至晶体管Mn的栅极的第二端。第二电容器44b的电容可被选择成阻挡第二节点N2处的DC电压被施加至晶体管Mn的栅极。
第一偏置电感器46a可具有耦接至栅极偏压VG的第一端以及耦接至晶体管Mp的栅极的第二端。类似地，第二偏置电感器46b可具有耦接至栅极偏压VG的第一端以及耦接至耦接至晶体管Mn的栅极的第二端。第一偏置电感器46a和第二偏置电感器46b可具有适合于振荡器100的谐振频率下的提供低噪声和/或高阻抗的电感。在另一实施方式中，具有电耦接至的电源轨（例如接地电势或Vdd）的中央抽头的单个差分电感器可被用来替代第一偏置电感器46a和第二偏置电感器46b。
调谐网络47可包括电容器切换网络。例如，调谐网络47可包括图4的电容器切换网络14和/或图7的电容器切换网络14的特征的任意组合。在一个实施例中，调谐网络47可包括图7和/或图9的切换电路76的一个或多个特征。控制信号可触发调谐网络47中的开关，以在包括调谐网络47和第一和第二偏置电感器46a和46b的次级LC电路的有效电容中添加和/或去除电容。利用附加的电容，次级LC电路谐振的频率可下降。相反，利用减小的电容，次级LC电路谐振的频率可增大。
如图12所示，调谐网络47被耦接在保持放大器的晶体管Mn和Mp的差分对的栅极之间。在该实施例中，调谐网络可增大和/或减小晶体管Mn和Mp的差分对的栅极之间的电容。
在次级LC调谐网络20d中，第一和第二偏置电感器46a和46b可使被电耦接至第一和第二电感器46a和46b的调谐网络47的电容谐振。通过调节被电耦接至第一和第二电感器46a和46b的电容，调谐网络47可提高初级LC电路的可调谐性。根据具体实施例，第一和第二电感器46a和46b可使耦接至第一和第二电感器46a和46b的保持放大器的电容谐振，从而降低振荡器和/或的相位噪声来减少保持放大器的导电角。
根据一些实施例，一个或多个调谐元件（例如变容器）可电耦接至晶体管Mn和/或晶体管Mp的栅极。这些调谐元件可接收次级调谐电压以调谐次级LC网络的振荡。在具体实施例中，次级调谐电压可不同于调谐电压VTUNE。在一些其它实施例中，次级调谐电压可大致等同于调谐电压VTUNE。
虽然调谐网络47被图示为电容器切换网络，但是应该理解的是，调谐网络可替换地可包括配置成对次级LC电路谐振的频率进行调节的任意适当电路。例如，调谐网络可包括配置成选择性地将一个或多个无源阻抗元件电耦接至次级LC电路的任意适当电路。作为另一示例，调谐网络可改变电感以取代改变次级LC电路的电容。在另一示例中，调谐网络可改变耦接至次级LC电路的电阻。应该理解的是，调谐网络可包括任意适当可变电容电路来替代电容器切换网络。
图12所示的振荡器100的保持放大器包括晶体管Mn和Mp。晶体管Mn和Mp可实现此处描述的保持放大器的任意一个的一个或多个特征。虽然图12所示的振荡器100中的保持放大器包括晶体管差分对，但是应该理解的是，参考图12描述的原理和优势可应用至具有其它适当保持放大器的振荡器，例如单端放大器。
图12所示的振荡器100的偏置源包括可变电阻器Rbias。可变电阻器Rbias具有耦接至电源轨(例如，Vdd)的第一端以及耦接至保持放大器的端二端。如图所示，可变电阻器Rbias的第二端被耦接至保持放大器的晶体管Mn和Mp的源极。可变电阻器Rbias的电阻可被调节成改变提供至保持放大器的电流和/或电压的量。这样，可变电阻器R偏置晶体管可被配置作为电流源。
虽然出于示例的目的在图12中示出了n型或p型晶体管，但是应该理解的是，所示的振荡器可通过交换n-型和p-型晶体管、反转电流以交换电压轨及而被修改为镜像的图像结构。在一些实施例中，振荡器可包括两个保持放大器，一个是n-型器件并且一个是p-型器件。这些两个保持放大器中的一个或多个可包括由包括参考此处参考图12描述的次级LC网络说明的特征的任意组合的次级LC网络。
双LC振荡器
根据一些实施例，振荡器可包括初级LC电路和次级LC电路。具有两个LC电路的振荡器可被称为双LC振荡器。双LC振荡器可操作中初级振荡模式或次级振荡模式下，这取决于振荡是被初级LC电路还是次级LC电路设置。在初级振荡模式下操作双LC振荡器可增大振荡器的可调谐性。在次级振荡模式下操作双LC振荡器可减小振荡器的相位噪声。一些双LC振荡器可在初级振荡模式或次级振荡模式之一下操作。
初级LC电路可被耦接至保持放大器的一个或多个晶体管的漏极，次级LC电路可被耦接至保持放大器的一个或多个晶体管的栅极，例如，如图13A和13B所示。一个或多个耦合电容器可将初级LC电路耦接至次级LC电路。
双LC振荡器的振荡可通过选择初级电路LC和/或次级电路LC中的电容值和/或电感值来进行设置。例如，初级LC电路可包括第一可调谐电容，次级LC电路也可包括第二可调谐电容。根据第一可调谐电容和/或第二可调谐电容的调节值，振荡可由初级LC电路或次级LC电路之一设置。作为另一示例，初级LC电路可包括第一可调谐电感，次级LC电路也可包括第二可调谐电感。根据第一可调谐电感和/或第二可调谐电容的调节值，振荡可由初级LC电路或次级LC电路之一设置。而且，初级LC电路或次级LC电路中的一个可包括可调谐电容，而另一个可包括可调谐电感。在一些其它实施方式中，不同的可调谐无源阻抗元件可替换地或者附加地包含在初级LC电路和/或次级LC电路中。
初级LC电路可包括第一节点N1和第二节点N2。在一些实施方式中，第一节点N1和第二节点N2处的信号可以是彼此岔开180度相位的正弦信号。例如，第一节点N1和第二节点N2可具有在任意给定时间符号相反且幅值大致相等的电压。在一些实施方式中，第一节点N1和第二节点N2可被分别称为非反相节点和反相节点，这些节点处的信号可彼此反转。
保持放大器可包括配置成驱动第一节点N1的第一晶体管Mn。例如，保持放大器可包括第一场效应晶体管Mn，其漏极电连接至第一节点N1。保持放大器还可包括配置成驱动第二节点N2的第二晶体管Mp。例如，保持放大器可包括第二场效应晶体管，其漏极电连接至第二节点N2。保持放大器的第一晶体管Mn和第二晶体管Mp可以是差分对。第三节点N3可被电连接至第二晶体管Mp的控制端，例如栅极。第四节点N4可被电连接至第一晶体管Mn的控制端，例如栅极。第一耦合电容器可串联在第一节点和第三节点之间。第二耦合电容器可串联在第二节点N2和第四节点N4之间。在一些实施方式中，偏置VG可以是电源轨电压(例如，接地电势)的电压。在其它实施方式中，偏置VG可以是另一适当电压电平。
图13A和13B是根据实施例的具有双振荡模式的振荡器110的示意图。在图13A中，振荡器110被配置成操作在初级振荡模式下。在图13B中，振荡器110被配置成操作在次级振荡模式下。振荡器110可被编程为使得其可操作在初级振荡模式下或操作在次级振荡模式下。
参考图13A，将描述振荡器110的初级振荡模式。在初级振荡模式，振荡由初级LC电路的电感和电容设置。由此，节点N1、N2、N3和N4处的信号将在主要基于初级LC电路的电感和电容的频率下振荡。如图13A所示，初级LC电路可包括具有初级电容Cp的初级电容器131和初级电感器132和133（每个都具有初级电感Lp）。初级电容器131可代表可编程来调节初级电容的可调谐容性网络。例如，根据此处描述的原理和优势，初级电容器131可代表切换网络14和/或调谐网络47。初级电容器131可代表与电容器并行的可调谐容性网络，例如，如图12所示的电容器49和切换网络14所示。可替换地或者附加地，初级电感器132或133中的一个或多个可代表可编程来调节初级电感的可调谐电感网络。在另一实施方式(未示出)中，具有电连接至电源轨（例如接地电势或电源轨Vdd）的中央抽头的单个差分电感器可用来取代初级电感器132和133。如图13A所示，次级LC电路可包括次具有次级电容C的级电容器134以及每个具有次级电感L的次级电感器135和136。次级电容器134可代表可编程来调节次级电容的可调谐容性网络。例如，根据此处描述的原理和优势，次级电容可代表切换网络14和/或调谐网络47。可替换地或者附加地，次级电感器135或136中的一个或多个可代表可编程来调节次级电感的可调谐电感网络。在另一实施方式(未示出)中，具有电连接至电源轨（例如接地电势或电源轨Vdd）的中央抽头的单个差分电感器可用来取代次级电感器135和136。如图13A所示，第一耦合电容器137可串联在第一节点N1和第三节点N3之间。第二耦合电容器138还可串联在第二节点N2和第四节点N4之间。第一耦合电容器137和第二耦合电容器可具有电容Cc。
在初级振荡模式中，振荡的频率可由初级电感Lp和初级电容Cp设置。例如，电感Lp和电容Cp可被选择成使得初级LC电路的谐振频率实质上小于次级LC电路的谐振频率，这可使振荡器110在大约初级LC电路的谐振频率下振荡。例如，次级电容Cs和次级电感Ls可被选择成使得振荡器不能够在次级LC电路的谐振频率下工作。在一个示例中，次级电感Ls和次级电容Cs的值可被设置成使得次级LC电路具有大约10GHz的谐振频率，同时初级电感Lp和初级电容Cp的值可被设置成使得初级LC电路具有从大约3GHz至4GHz的范围内选出的谐振频率。
如图13A所示，在初级振荡模式下，保持放大器中的晶体管的栅极处的电压的幅值可小于保持放大器中的晶体管的漏极处的电压。保持放大器中的晶体管的栅极处的电压的幅值可以以大约的系数衰减，其中Cs可表示图13A所示的次级电容器134的次级电容和保持放大器的寄生电容，Cc可代表相应耦合电容器137或138的电容。图13A的振荡器110可输出节点N1处的信号和/或节点N2处的信号。振荡器110的输出随后可被缓存。
参考图13B，将描述振荡器110的次级振荡模式。在次级振荡模式中，振荡由次级LC电路的电感和电容设置。相应地，节点N1、N2、N3和N4处的信号将在主要基于次级LC电路的电感和电容的频率下振荡。在次级振荡模式下，振荡可由次级电感器135和136电感Ls以及次级电容器134的电容Cs设置。例如，次级LC电路中的电感Ls和电容Cs可被选择成使得次级LC电路的谐振频率实质上小于初级LC电路的谐振频率以使得振荡器110可在次级LC电路的谐振频率下振荡。在一个示例中，初级电感器132和133的初级电感Lp和初级电容器131的初级电容Cp可被选择成使得振荡器不能够在初级LC电路的谐振频率下工作。例如，初级电感器132和133的电感值以及初级电容器134的电容值可被选择成使得初级LC电路具有大约10GHz的谐振频率，同时次级电感器Ls的电感值和次级电容器Cs的电容值被设置成使得次级LC电路具有大约3GHz至4GHz的谐振频率。
如图13B所示，次级振荡模式下，保持放大器中的晶体管的栅极处的电压的幅值可大于保持放大器中的晶体管的漏极处的电压。在一个实施例中，这可大致地最大化保持放大器中的晶体管的栅极处的振荡信号的幅值。增大栅极处的振荡信号的幅值可增大振荡信号的斜率，从而降低相位噪声。由此，有利的是在第二振荡模式下操作以减小相位噪声。保持放大器中的晶体管的漏极处的电压的幅值可以以例如大约的系数衰减，其中Cp可代表初级电容器131的初级电容，Cc可代表相应耦合电容器137或138的电容。该衰减可满足场效应晶体管击穿要求。图13A的振荡器110可输出节点N3处的信号和/或节点N4处的信号。振荡器110的输出随后可被缓存。
在实施例中，在振荡器110的次级振荡模式期间，比值可大致最大化。在一些实施方式中，次级振荡模式可消耗比第一振荡模式更多的电流。为了使振荡器110操作在次级振荡模式，初级电容Cp和/或次级电容Cs可被调谐。在一个实施例中，次级电容Cs可以比初级电容Cp大大约10倍以将振荡器110设置成在次级振荡模式下操作。
在具体实施例中，振荡器110可以是可调谐的，这样振荡器可在初级振荡模式或次级振荡模式下操作，振荡器可被调谐成使得其从一种描述的操作转换成另一模式的操作。根据其它实施例，振荡器110可被配置成使得其仅仅工作在初级振荡模式或次级振荡模式中的一种模式下。而且，应该理解的是，可以利用此处描述的特征的任意组合来实现具有初级LC电路和次级LC电路的振荡器。
具有单端保持放大器和次级LC电路的振荡器
虽然已经参考包括晶体管差分对的保持放大器描述了图12的振荡器100以及图13A和13B的振荡器110的具体特征，但是参考这些振荡器描述的原理和优势可应用至具有大量不同保持放大器拓扑的振荡器。例如，参考图12、图13A和/或图13B描述的一个或多个特征可应用至具有单端保持放大器的振荡器。
图14是图示出根据实施例的配置成对单边保持放大器中的开关的控制输入进行偏置的可调谐无源阻抗网络的示意图。图14所示的振荡器120具有单端保持放大器，而不是振荡器100和110中的那样的差分保持放大器。除了具有单端保持放大器和不同的无源阻抗网络之外，振荡器120可基本等同于和/或功能上类似于根据具体实施例的振荡器100和/或振荡器110。
如图14所示，无源阻抗网络20e可包括第一无源阻抗元件122、第二无源阻抗元件124和可调谐无源阻抗网络126。第一无源阻抗元件122的第一端可被耦接至反相节点(例如，节点N2)，第一无源阻抗元件122的第二端可被耦接至晶体管Mn的控制端(例如栅极，对于场效应晶体管Mn)。根据一些实施方式，第一无源阻抗元件122可以是电容器。在无源阻抗网络20e中，第二无源阻抗元件124可将偏置VG施加至晶体管Mn的栅极。在一些实施方式中，第二无源阻抗元件124可以是电感器。第二无源阻抗元件124的第一端可接收偏置VG，第二明确的无源阻抗元件32b的第二端可将偏置VG施加至晶体管Mn的栅极。可调谐无源阻抗网络126可与第二无源阻抗元件124并行耦接。
无源阻抗元件122和124可对应于明确的无源阻抗元件，而不是仅仅寄生阻抗。第一无源阻抗元件122可阻挡流(DC)电压施加至晶体管Mn的栅极。第二无源阻抗元件124和可调谐无源阻抗网络126可设置耦接在偏置VG和晶体管Mn的控制端（例如栅极）之间的LC电路的谐振频率。例如，第二无源阻抗元件124和可调谐无源阻抗网络126可以是LC电路。在一些实施方式中，偏置VG可以是电源轨电压(例如，接地电势或Vdd)处的电压。在其它实施方式中，偏置VG可以是另一适当电压电平。无源阻抗元件122和124可包括电感器、电容器、电阻器或其它无源电路元件。例如，可调谐无源阻抗网络126可实现参考调谐网络47和/或切换网络14描述的特征的任意组合。在一个实施例中，第一无源阻抗元件122包括电容器，第二无源阻抗元件包括电感器，而且可调谐无源阻抗网络包括可调谐容性网络。
总结
在上述实施例中，在诸如LC谐振回路之类的具体实施例中描述了一些方法、系统和/或设备。然而，本领域技术人员将理解的是实施例的原理和优势可被用于需要低噪声振荡器的任意其它系统、设备或方法。需要低噪声振荡器的一些示例系统包括有线和无线通信收发器、用于光纤光缆的时钟和数据恢复电路、SerDes接口、锁相环(PLL)、功能发生器、频率合成器等。
这样的方法、系统和/或设备可被实现为各种电子装置。电子装置的示例可包括但不限于消费电子产品、消费电子产品的部分、电子测试设备等。电子装置的示例还可包括存储器芯片、存储器模块、光网或其它通信网络的电路、以及盘驱动器电路。消费电子产品可包括但不限于无线装置、移动电话(例如，智能电话)、蜂窝基站、电话、电视机、计算机监视器、计算机、手持计算机、平板计算机、个人数字助理（PDA）、微波炉、冰箱、音箱系统、盒式记录器或播放器、DVD播放器、CD播放器、数字视频记录器(DVR)、VCR、MP3播放器、无线电装置、摄像录像机、相机、数码相机、便携存储芯片、清洗器、干燥器、清洗器/干燥器、复印机、传真机、扫描器、多功能外围设备、腕表、时钟等。而且，电子装置可包括未完工的产品。
除非上下文明确地给出相反要求，否则在说明书和权利要求中，术语“包括”、“包含”、“具有”、“含有”等将被理解为包罗性含义，而不是排他性或穷尽性含义；也就是说，意思是“包括但是不限于”。此处使用的术语“耦接”或“连接”指的是直接连接或者通过一种或多个中间元素连接的两个或多个元素。此处使用的术语“有源电路元件”总体上指的是能够传递能量的电路元件，而“无源电路元件”总体上指的是配置成接收和/或耗散/存储能量的电路元件。此外，术语“此处”、“上”、“下”及类似意思的术语在用于本说明书时指的是本申请作为整体，而不是本申请的任何具体部分。在上下文允许的情况下，使用单数或多数的具体描述的术语也可分别包括多个或单个。术语“或”指的是两个或多个项目的列表，其覆盖该术语的下属解释的全部：列表中的任意项目、列表中的所有项目、以及列表中的项目的任意组合。
而且，此处使用的条件性用语，例如“可”、“可以”、“可能”、“能够”、“比如”、“例如”、“诸如”等，除非明确做出相反陈述，否则在上下文的使用的理解中在总体上表示具体实施例包括，虽然其它实施例没有包含，具体特征、元素和/或状态。因此，这种条件性用语一般不表示特征、元素和/或状态在任何方式下是一个或多个实施例所需的，也不表示一个或多个实施例必须包括用于决定（不管有没有作者输入或提示）是否包括或在任意具体实施例中执行这些特征、元素和/或状态的逻辑。
此处提供的本发明的指教可应用至其它系统，而并非必须是以上描述的系统。以上描述的各种实施例的元素和动作可组合来提供其它实施例。
虽然已经描述了本发明的具体实施例，但是这些实施例仅仅以示例的方式呈现，而不是用于限制本发明的范围。实际上，此处公开的新方法和系统可按照多种其它形式实现。而且，可以在不脱离本发明的精神的情况下对此处描述的方法和系统的形式做出各种省略、替代和改变。所附权利要求及其等价形式旨在覆盖落入本发明的范围和精神内的这些形式和变形。从而，本发明的范围仅仅由所附权利要求所限定。

Claims (20)

1.一种包括振荡器的设备，所述振荡器包括：
初级LC电路，其具有第一节点和第二节点；
保持放大器，其包括配置成响应于第一晶体管的第一控制端处的输入而驱动初级LC电路的第一节点的第一晶体管；以及
次级LC电路，其包括具有可调阻抗的调谐网络，调谐网络电耦接至第一晶体管的第一控制端，次级LC电路被配置成将偏置传递给第一晶体管的第一控制端。
2.根据权利要求1所述的设备，其中振荡器被配置成使得信号在第一节点处的震荡由次级LC电路通过调节可调阻抗来设置。
3.根据权利要求2所述的设备，其中初级LC电路包括被配置成选择性地调节第一节点和第二节点之间的电容的切换网络，而且其中振荡器被配置成使得初级LC电路通过调节次级LC电路的可调阻抗以及利用切换网络调节第一节点和第二节点之间的电容来设置信号在第一节点处的震荡。
4.根据权利要求3所述的设备，进一步包括与切换网络并行耦接的电容器。
5.根据权利要求1所述的设备，其中，在操作期间，第一晶体管的控制端处的信号具有比第一节点处的信号更大的幅值。
6.根据权利要求1所述的设备，其中调谐网络被配置成调节次级LC电路的电容。
7.根据权利要求1所述的设备，其中调谐网络被配置成调谐次级LC电路的谐振频率。
8.根据权利要求1所述的设备，其中次级LC电路被配置成使得振荡器的调谐范围扩展。
9.根据权利要求1所述的设备，其中次级LC电路被配置成经由电感器将偏置传递给第一晶体管的第一控制端。
10.根据权利要求1所述的设备，其中所述偏置处于接地电势或电源轨电势。
11.根据权利要求1所述的设备，其中：
保持放大器进一步包括第二晶体管，其被配置成响应于第二晶体管的第二控制端处的输入而驱动初级LC电路的第二节点；而且
次级LC电路被耦接至第二晶体管的第二控制端。
12.根据权利要求11所述的设备，其中调谐网络被电耦接在第一晶体管的第一控制端和第二晶体管的第二控制端之间，而且其中调谐网络被配置成调节第一晶体管的第一控制端和第二晶体管的第二控制端之间的阻抗。
13.根据权利要求11所述的设备，其中次级LC电路被配置成使得第一晶体管驱动第一节点同时第二晶体管驱动第二节点的时间量下降。
14.根据权利要求1所述的设备，其中振荡器包括压控振荡器。
15.一种包括振荡器的设备，所述振荡器包括：
初级LC电路，其具有第一节点和第二节点；
场效应晶体管的差分对，包括：
第一场效应晶体管，其具有耦接至第一节点第一漏极以及经由第一电容器耦接至第二节点的第一栅极；以及
第二场效应晶体管，其具有耦接至第二节点的第二漏极以及经由第二电容器耦接至第一节点的第二栅极；以及
次级LC电路，其耦接至第一场效应晶体管的第一栅极和第二场效应晶体管的第二栅极；
其中振荡器被配置成产生第一栅极处的第一信号，第一信号的幅值大于第一漏极处的第二信号。
16.根据权利要求15所述的设备，其中次级LC电路包括可调谐无源阻抗网络，其被配置成调节第一场效应晶体管的第一栅极与第二场效应晶体管之间的阻抗。
17.根据权利要求16所述的设备，其中初级LC电路包括切换网络，其被配置成选择性地电耦接第一节点和第二节点之间的电容。
18.一种包括振荡器的设备，所述振荡器包括：
保持放大器；
耦接至保持放大器的第一LC电路，保持放大器被配置成保持第一LC电路的震荡；以及
耦接至保持放大器的第二LC电路；
其中振荡器被配置成至少在第一震荡模式和第二震荡模式下操作，其中振荡器的震荡在第一震荡模式下由第一LC电路设置，而且其中振荡器的震荡在第二震荡模式由第二LC电路设置。
19.根据权利要求18所述的设备，其中保持放大器包括第一晶体管，其被配置成响应于第一晶体管的控制端处接收的第一信号而驱动第一LC电路的节点，而且其中第二LC电路被耦接至第一晶体管的控制端。
20.根据权利要求18所述的设备，其中保持放大器包括：
具有第一漏极和第一栅极的第一场效应晶体管；
具有第二漏极和第二栅极的第二场效应晶体管；
其中初级LC电路具有第一节点和第二节点，
其中第一漏极被耦接至第一节点，
其中第一栅极经由第一电容器耦接至第二节点,
其中第二漏极被耦接至第二节点，
其中第二栅极经由第二电容器耦接至第一节点，以及
其中第二LC电路被耦接至第一栅极和第二栅极。
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