CN107463200A - 一种全cmos片上温度‑频率转换电路 - Google Patents

一种全cmos片上温度‑频率转换电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种全CMOS片上温度‑频率转换电路，包括温度参考源电路和双稳态振荡电路，温度参考源电路以产生一对彼此相关的参考电流和参考电压，该电流和电压的比值与绝对温度成线性正比关系，双稳态振荡电路产生的振荡频率，正比于参考电流和参考电压的比值，即振荡频率也具有线性的温度系数，从而完成温度‑频率的转换，通过频率计数的方式可以很方便的得到数字化的片上温度信息。该结构采用全CMOS器件实现，即除CMOS器件外没有其他类型的器件，并采用尽量少的元器件实现完整的功能，具有低成本、低功耗、易集成的特点。

Description

一种全CMOS片上温度-频率转换电路
技术领域
本发明涉及一种CMOS片上温度-频率转换电路，具体地涉及一种全CMOS片上温度-频率转换电路。
背景技术
CMOS片上温度-频率转换电路通常用于实时监控超大规模集成电路(VLSI)的片上温度以保证芯片的可靠性及稳定性，也常用于射频标签系统(RFID)或无线传感器网络(WSN)等低功耗芯片上，用于监测芯片的温度并对芯片的工作状态做出调节。在这些应用中，由于成本和功耗的需要，通常要求这类温度传感器具备面积小、功耗低的特点。此外，对于超大规模数字集成电路来说，通常因为成本的限制，所采用的数字工艺通常不提供片上电阻和电容的掩膜，因此在超大规模数字集成电路系统中的片上温度传感器，需要完全采用CMOS器件来设计和完成。
低成本数字片上温度-频率转换电路实现的方式主要有两种，第一种是基于半导体器件的温度系数和多稳态振荡的方式，将半导体器件的温度系数通过电流和电压等方式提取出来并将其转化为振荡频率；第二种是利用数字电路的延迟与温度相关的特性，构成振荡电路，从而将温度信息通过频率体现出来。这两种方式都是将温度转化为频率并用计数器将温度信息数字化，这样就避免了使用功耗大、成本高、设计复杂的模数转换器电路。第一种方法和第二种方法相比，具有结构相对更为简单的特点，但由于其需要一个能体现半导体器件温度系数的模拟参考源，在传统的解决方案中通常都需要用到电阻，这就无法达到超大规模数字电路设计中全部采用CMOS器件的要求。尽管也有一些解决方案中用工作在线性区的MOS器件来代替传统的电阻，但这样的方法得出的频率-温度的关系通常是非线性的，往往需要对输出频率取对数才能获得温度信息，增加了后续温度信息提取和处理的复杂度。
发明内容
为了解决现有技术存在的问题，本发明目的是：提供一种全CMOS片上温度-频率转换电路，包括温度参考源电路和双稳态振荡电路，温度参考源电路以产生一对彼此相关的参考电流和参考电压，该电流和电压的比值与绝对温度成线性正比关系，双稳态振荡电路产生的振荡频率，正比于参考电流和参考电压的比值，即振荡频率也具有线性的温度系数，从而完成温度-频率的转换，通过频率计数的方式可以很方便的得到数字化的片上温度信息。
本发明的技术方案是：
一种全CMOS片上温度-频率转换电路，包括：
一温度参考源电路，由CMOS器件组成，用于产生一对彼此相关的参考电流和参考电压，所述参考电流和参考电压的比值与绝对温度成线性关系；
一双稳态振荡电路，由CMOS器件组成，用于产生一振荡频率，该频率正比于参考电流和参考电压的比值。
优选的，所述温度参考源电路包括栅极和漏极连接的第一NMOS晶体管，所述第一NMOS晶体管的源极电压作为参考电压，第一NMOS晶体管的栅极分别连接第二NMOS晶体管和第三NMOS晶体管的栅极，所述第三NMOS晶体管的漏极连接第一NMOS晶体管的源极，所述第三NMOS晶体管的源极连接栅极和漏极连接的第四NMOS晶体管，第四NMOS晶体管的栅极连接栅极和漏极连接的第五NMOS晶体管的栅极，第四NMOS晶体管的源极连接第五NMOS晶体管的源极并接地，第五NMOS晶体管的漏极连接第二NMOS晶体管的源极，第二NMOS晶体管的漏极连接栅极和漏极连接的第二PMOS晶体管的漏极，第二PMOS晶体管的栅极与第一PMOS晶体管的栅极连接，第二PMOS晶体管的源极与第一PMOS晶体管的源极连接，第一PMOS晶体管的漏极连接第一NMOS晶体管的漏极，所述第一PMOS晶体管的漏极电流作为参考电流。
优选的，所述第二PMOS晶体管的源极还连接一PMOS电流源的源极，PMOS电流源的栅极连接第二PMOS晶体管的漏极，PMOS电流源的漏极并联连接第一PMOS电容和第二PMOS电容的栅极，PMOS电流源的漏极与第一PMOS电容的栅极间设置有第一开关，PMOS电流源的漏极与第二PMOS电容的栅极间设置有第二开关，第一PMOS电容的栅极通过第三开关与漏极连接，第二PMOS电容的栅极通过第四开关与漏极连接，第一PMOS电容和第二PMOS电容的源极和漏极连在一起后连接第五NMOS晶体管的源极，第一PMOS电容和第二PMOS电容的栅极分别通过第五开关和第六开关连接一比较器的正极，比较器的负极连接参考电压，比较器的输出端连接一D触发器，D触发器的输出端连接通过两个延迟门连接两个与门。
优选的，所述第一PMOS晶体管与第二PMOS晶体管的宽长比的比例是M，所述第一NMOS晶体管与第二NMOS晶体管的宽长比的比例也是M，M为一个可调参数。
优选的，所述第三NMOS晶体管工作在线性区。
优选的，所述第四NMOS晶体管和第五NMOS晶体管的宽长比的比例是N，N>1是一个可调参数，并工作在亚阈值区。
与现有技术相比，本发明的优点是：
本发明结构简单，采用全CMOS器件，电路中除CMOS器件外没有其他类型的半导体器件，具有低成本，易集成的特点。采用尽量少的元件实现完整的功能，大大节省芯片面积。此外，以该结构实现的全数字全CMOS温度传感器，可以实现极低的功耗。
附图说明
下面结合附图及实施例对本发明作进一步描述：
图1为本发明的电路原理图；
图2为本发明的关键节点时序图；
图3为参考电流和电压的关系图；
图4为参考电流与电压的比值与温度的关系图；
图5为表1参数实现的温度传感器的输出频率与温度的关系；
图6为表2参数实现的温度传感器的输出频率与温度的关系。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明了，下面结合具体实施方式并参照附图，对本发明进一步详细说明。应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本发明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本发明的概念。
实施例：
如图1所示，本发明包括两个部分，第一部分是一种温度参考源电路以产生一对彼此相关的参考电流和参考电压，该电流和电压各自的温度系数并非是和温度成线性正比的，但两者之间的比值通过设计可以和绝对温度成线性正比关系；第二部分是一种针对上述温度参考源电路设计的双稳态振荡电路以产生一个振荡频率，该频率正比于上述参考电流和参考电压的比值，即振荡频率也具有线性的温度系数，从而完成温度-频率的转换，通过频率计数的方式可以很方便的得到数字化的片上温度信息。采用全CMOS器件，即设计的电路中除CMOS器件外没有其他类型的半导体器件。
对本发明所提出温度传感器的详细组成电路的元器件及其连接关系、各电路单元的功能及工作原理参照图1描述如下。电路的第一部分是参考电压和参考电流产生电路，由NMOS晶体管MN1，MN2，MN3，MN4，MN5和PMOS晶体管MP8，MP9组成，其中MP8和MP9两个晶体管构成电流镜结构，MP8和MP9的宽长比的比例是M，M是一个可以调节的参数，MN1和MN2两个晶体管的宽长比的比例也是M，其作用是使得MN1和MN2的源级电压近似相等，MN3为工作在线性区的NMOS晶体管，起到线性电阻的作用，MN4和MN5为工作在亚阈值区的NMOS晶体管，MN4和MN5都构成二极管连接方式，MN4和MN5的宽长比的比例是N，N>1是一个可以调节的参数，在以上条件下，根据MOS晶体管原理，晶体管MP8的漏极电流I1和参考电压VREF可以表示为：
公式(1)中用方括号将公式分成两部分，第一部分中Cox是晶体管栅氧化层单位面积电容，是MN3晶体管的宽长比，ξ是一个大于1的常数，M是MP8和MP9的宽长比的比例，N是MN4和MN5的宽长比的比例，k是玻尔兹曼常数，q是电子电量，T是绝对温度，因此第一部分和温度成正比；第二部分中μn是电子的迁移率具有非线性的负温度系数，Vthn是NMOS晶体管的阈值电压，也具有负温度系数，Vgs3和Vgs5都具有负温度系数，其中μn和Vthn的温度系数在特定的工艺下是相对固定的，Vgs5是工作在亚阈值状态下的NMOS栅源电压，也具有相对固定的温度系数，Vgs3则具有可调节性，因此可以通过调节MN3的尺寸来使得公式(1)中的第二部分具有零温度系数。因此，该参考源的目的是使得晶体管MP8的漏极电流I1和电路中的参考电压VREF的比值和绝对温度T成线性正比关系，尽管这两个量各自和绝对温度都可能是非线性正比关系。
电路的第二部分是充放电电路，由一个PMOS电流源MP0，两组开关SW1/SW2，SW3/SW4，PMOS电容MP6和MP7组成。电路的第三部分是控制信号和输出信号产生电路，由一组开关SW5/SW6，一个比较器comparator，一个D触发器，两个延迟门delay，两个与门组成。
电路的第二部分和第三部分要联合起来进行说明。首先电流源晶体管MP0的尺寸为MP8的L倍，L是一个可以调节的参数，也就是说晶体管MP0提供的充电电流为I0＝LI1，该电流当开关SW1导通时对PMOS电容MP6充电，当SW2导通时对MP7充电，设开关控制信号SW1和SW2为高电平时导通，反之关断。而SW3和SW4负责对电容MP6和MP7的放电，SW3导通时MP6放电，SW4导通时MP7放电，设开关控制信号SW3和SW4为高电平时导通，反之关断。PMOS电容MP6的栅极电压为P1点，MP7的栅极电压为P2点，这两点电压通过一组开关SW5和SW6连接到P点即比较器comparator的正极并和负极的参考电压VREF比较，VREF来自于上面所描述的第一部分参考源电路，当SW5导通时P1点连接到P点并和VREF相比较，当P1点电压低于VREF时，比较器输出D＝0反之则输出D＝1，当SW6导通时P2点连接到P点并和VREF相比较，当P2点电压低于VREF时，比较器输出D＝0反之则输出D＝1，设开关控制信号SW5和SW6为高电平时导通，反之关断。接下来介绍电路的时序工作方式，可以结合图2进行理解：
在初始的时刻，系统首先进行复位reset，复位时SW1＝1，SW2＝0，SW3＝1，SW4＝1，SW5＝1，SW6＝0，在复位阶段开关SW3，SW4和SW5导通而其他开关关断，因此MN6和MN7电容上的电荷被完全释放，P1和P2点的电压都为0，P点的电压此时由于SW5导通而等于P1点的电压也为0，比较器输出信号D＝0。这一阶段对应了时序图2中的阶段1。
复位刚结束时，SW1＝1，SW2＝0，SW3＝0，SW4＝1，SW5＝1，SW6＝0。此时电流源MP0通过导通的开关SW1对PMOS电容MP6充电，P1点的电压从0开始上升，开关SW5也同时处于导通状态，P点的电压等于P1点的电压，与此同时SW2，SW3和SW6关断，SW4导通，P2点保持接地状态。这一阶段对应了时序图2中的阶段2。
当P1点的电压从0上升到VREF的时候，比较器的输出端D从0翻转到1。D信号的翻转同时触发器输出信号SW1和SW2也翻转，即SW1从1翻转到0，SW2从0翻转到1，此时SW1关断，SW2导通，电流源MP0停止对MP6充电，同时对PMOS电容MP7充电，此时SW4立即变为0，停止P2的接地状态，而SW5和SW6则是SW1和SW2的延迟，在延迟的时间ΔT内，SW5＝1，SW6＝0，因此SW5依然导通，P点依然和P1点连通，SW3＝0，电容MP6也没有放电，P1点的电压维持不变，比较器输出信号D＝1维持不变。这一阶段对应了时序图2中的阶段3的D信号高电位阶段。
当经过ΔT延迟后，SW5和SW6发生翻转，开关SW5＝0关断，SW6＝1导通，P点和P2点连接，此时P2点刚刚从0电压开始充电了ΔT的时间，其电压大于0但低于参考电压VREF，输出信号D从1翻转到0，D的高电位保持的时间即使延迟的时间ΔT，与此同时SW3也翻转到1，开关SW3导通，MOS电容MP6放电到0电位。接下来经过一定的时间，P2点的电压经过充电上升到VREF，使输出信号D再次翻转到1，完成一个周期的循环。这一阶段对应了时序图2中的阶段3的D信号低电位阶段。
综上可知，通过开关的巧妙切换，该电路只使用了一个比较器和一个充电电源，对一对电容MP6和MP7进行循环充放电，如图2所示，其中P1点和P2点的电压交替从0充电到参考电压VREF，保持ΔT后放电到0，保证了输出信号有一个脉冲宽度ΔT，这一脉冲的宽度由电路中的数字延迟门决定，在具体的设计中可以根据具体需要调节，而P点的电压在P1和P2点之间切换，由于延迟ΔT的作用，P点除了在刚刚Reset的时候处于0电位，在工作状态中总是大于0，这也可以从图2中得到显示。输出信号的一个周期即是将MOS电容从0充电到参考电压VREF所需的时间，即周期为：
其中C0是PMOS电容MP6或MP7的对地电容值，I0＝LI1是电流源MP0所提供的充电电流，VREF是温度传感器电路参考源部分所产生的参考电压，则其频率可以表示为：
根据公式(1)和(3)，本发明中通过参考源的设计，使得晶体管MP8的漏极电流I1和电路中的参考电压VREF参考电压的比值和绝对温度T成线性正比关系，尽管这两个量各自和绝对温度都不是线性正比关系。如图3所示，是该参考电路产生的I1和VREF，均与绝对温度不成线性正比关系。图4所示是I1/VREF，可见两者的比值和绝对温度成线性正比关系。因此输出信号的频率和绝对温度T成线性正比关系。频率的大小可以通过调节电流源的比例系数L和电容的大小C0来控制。
下面给出两种基于本发明提出的温度-频率转换型温度传感器的具体实现，采用0.13um标准CMOS工艺，第一种实例电路中各个关键晶体管的参数如表1所示。电路中的开关、触发器、逻辑门、延迟门和比较器均属于常见的电路元件，故在实施例中不作专门说明。该电路的核心部分工作在1.2V的电源电压下，电流约为700nA，即功耗小于1uW。对该电路采用表1所示的参数实现，并进行仿真，温度和输出信号频率之间的关系如图5所示，在-40℃和+80℃之间，频率在9.23MHz和16.36MHz之间成线性变化，可以通过对电路输出脉冲信号的计数，实现温度传感的功能。
表1本发明提出的温度传感器的一种具体实现晶体管参数表
晶体管编号 宽长比[W(um)/L(um)] 晶体管编号 宽长比[W(um)/L(um)]
MN1 0.65/11.5 MP6 30/2
MN2 0.65/11.5 MP7 30/2
MN3 9/0.3 MP8 0.65/0.45
MN4 1/0.15 MP9 0.65/0.45
MN5 0.8/0.15 MP0 1.3/0.45
采用相同的工艺，下面举出第二种实例电路，其中各个关键晶体管的参数如表2所示。对该电路采用表2所示的参数实现，并进行仿真，温度和输出信号频率之间的关系如图6所示，在-40℃和+80℃之间，频率在2.72MHz和5.02MHz之间成线性变化，可以通过对电路输出脉冲信号的计数，实现温度传感的功能。
表2本发明提出的温度传感器的另一种具体实现晶体管参数表
晶体管编号 宽长比[W(um)/L(um)] 晶体管编号 宽长比[W(um)/L(um)]
MN1 0.65/11.5 MP6 30/4
MN2 0.65/11.5 MP7 30/4
MN3 9/0.3 MP8 0.65/0.45
MN4 1/0.15 MP9 0.65/0.45
MN5 0.8/0.15 MP0 0.65/0.45
应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明或解释本发明的原理，而不构成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和范围的情况下所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。此外，本发明所附权利要求旨在涵盖落入所附权利要求范围和边界、或者这种范围和边界的等同形式内的全部变化和修改例。

Claims (6)

1.一种全CMOS片上温度-频率转换电路，其特征在于，包括：
一温度参考源电路，由CMOS器件组成，用于产生一对彼此相关的参考电流和参考电压，所述参考电流和参考电压的比值与绝对温度成线性关系；
一双稳态振荡电路，由CMOS器件组成，用于产生一振荡频率，该频率正比于参考电流和参考电压的比值。
2.根据权利要求1所述的全CMOS片上温度-频率转换电路，其特征在于，所述温度参考源电路包括栅极和漏极连接的第一NMOS晶体管，所述第一NMOS晶体管的源极电压作为参考电压，第一NMOS晶体管的栅极分别连接第二NMOS晶体管和第三NMOS晶体管的栅极，所述第三NMOS晶体管的漏极连接第一NMOS晶体管的源极，所述第三NMOS晶体管的源极连接栅极和漏极连接的第四NMOS晶体管，第四NMOS晶体管的栅极连接栅极和漏极连接的第五NMOS晶体管的栅极，第四NMOS晶体管的源极连接第五NMOS晶体管的源极并接地，第五NMOS晶体管的漏极连接第二NMOS晶体管的源极，第二NMOS晶体管的漏极连接栅极和漏极连接的第二PMOS晶体管的漏极，第二PMOS晶体管的栅极与第一PMOS晶体管的栅极连接，第二PMOS晶体管的源极与第一PMOS晶体管的源极连接，第一PMOS晶体管的漏极连接第一NMOS晶体管的漏极，所述第一PMOS晶体管的漏极电流作为参考电流。
3.根据权利要求2所述的全CMOS片上温度-频率转换电路，其特征在于，所述第二PMOS晶体管的源极还连接一PMOS电流源的源极，PMOS电流源的栅极连接第二PMOS晶体管的漏极，PMOS电流源的漏极并联连接第一PMOS电容和第二PMOS电容的栅极，PMOS电流源的漏极与第一PMOS电容的栅极间设置有第一开关，PMOS电流源的漏极与第二PMOS电容的栅极间设置有第二开关，第一PMOS电容的栅极通过第三开关与漏极连接，第二PMOS电容的栅极通过第四开关与漏极连接，第一PMOS电容和第二PMOS电容的源极和漏极连在一起后连接第五NMOS晶体管的源极，第一PMOS电容和第二PMOS电容的栅极分别通过第五开关和第六开关连接一比较器的正极，比较器的负极连接参考电压，比较器的输出端连接一D触发器，D触发器的输出端连接通过两个延迟门连接两个与门。
4.根据权利要求3所述的全CMOS片上温度-频率转换电路，其特征在于，所述第一PMOS晶体管与第二PMOS晶体管的宽长比的比例是M，所述第一NMOS晶体管与第二NMOS晶体管的宽长比的比例也是M，M为一个可调参数。
5.根据权利要求3所述的全CMOS片上温度-频率转换电路，其特征在于，所述第三NMOS晶体管工作在线性区。
6.根据权利要求3所述的全CMOS片上温度-频率转换电路，其特征在于，所述第四NMOS晶体管和第五NMOS晶体管的宽长比的比例是N，N>1是一个可调参数，并工作在亚阈值区。
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