CN107294385A - 用于零电压转换功率转换器的自适应定时的方法和设备 - Google Patents

用于零电压转换功率转换器的自适应定时的方法和设备 Download PDF

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Abstract

本申请公开一种实例设备(图12，1200)，其包含：第一开关(1202)，其具有耦合到电压源(1212)且耦合到开关节点(1218)的控制端；第二开关(1204)，其具有耦合到所述开关节点(1218)以及参考电压的控制端；第一电感器(1206)，其耦合到所述开关节点和负载(1210)；第三开关(1220)，其具有耦合到所述电压源(1212)以及辅助节点(1224)的控制端；第四开关(1204)，其具有耦合到所述辅助节点(1224)和所述参考电压的控制端；第二电感器(1216)，其耦合到所述开关节点和所述辅助节点；第五开关(1245)，其具有耦合到所述开关节点和所述辅助节点的控制端；以及定时电路(1280)，其被配置成将信号输出到所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关、所述第四开关和所述第五开关的所述控制端，以将电流供应到所述负载。

Description

用于零电压转换功率转换器的自适应定时的方法和设备
相关申请案的交叉参考
根据35U.S.C.§119(e)，本申请案要求作为发明人的Bandyopadhyay等人的2016年4月13日提交的发明名称为“用于零电压转换功率转换器的自适应定时方法(AdaptiveTiming Method for Zero Voltage Transition Power Converters)”的共同拥有的美国临时专利申请序列号62/322,004的权益，该申请案特此以其全文引用的方式并入本文中。另外，本申请案与以下申请案有关：作为发明人的LaBella等人的2016年4月14日提交的发明名称为“用于零电压转换功率转换器中的谐振能量最小化的方法和设备(Methods andApparatus for Resonant Energy Minimization in Zero Voltage Transition PowerConverters)”的共同拥有且共同转让的第14/982,750号美国专利申请案(“‘750’申请案”)；作为发明人的LaBella等人的2016年11月12日提交的发明名称为“用于零电压转换功率转换器的自适应定时的方法和设备(Methods and Apparatus for Adaptive Timingfor Zero Voltage Transition Power Converters)”的共同拥有且共同转让的第15/350,697号美国专利申请案；以及作为发明人的Bandyopadhyay等人的与本申请案同时提交的发明名称为“用于零电压转换功率转换器的自适应定时的方法和设备(METHODS ANDAPPARATUS FOR ADAPTIVE TIMING FOR ZERO VOLTAGE TRANSITION POWER CONVERTERS)”的共同拥有且共同转让的第___________号美国专利申请案、代理人案号TI-77183，这些申请案特此也以其全文引用的方式并入本文中。
技术领域
本发明大体上涉及电子设备，且具体来说，涉及用于功率转换的电路。
背景技术
开关电源可追溯到几十年前并且目前大量用于电子行业中。开关电源常见于多种类型的电子设备中，例如，工业机械、车用电子设备、计算机和服务器、移动消费电子产品(手机、平板电脑等)、移动电子设备的电池充电器以及低成本/轻量物品，例如，无线耳机和钥匙链手电筒。许多应用包含用于便携式电池供电装置的开关电源，其中初始电压逐级下降到降低电压，用于为装置(例如，在相当低的电压直流(DC)电平下操作的集成电路)的部分供电。开关电源很受欢迎，因为这些电源可以制造成很轻且成本低。当与使用非开关电源(例如，线性电源)的先前方法相比时，开关电源高效地转换电力的电压和电流电平。
通过使用高速、低损耗开关(例如，MOSFET晶体管)来将能量从输入电源(例如，电池)传递到仅在需要时进行供电的电子设备(负载)，以便保持负载所需的电压和电流电平来实现开关电源的高效率。
执行从供应特定电压和电流范围内的电能的DC输入(例如，电池)到不同DC电压和电流范围的转换的开关电源被称为“DC-DC”转换器。许多现代DC-DC转换器能够通过采用零电压转换(ZVT)而实现接近或高于90％的效率。ZVT技术由Hua等人开发并且在1994年公开的论文(“新颖零电压转换PWM转换器”，G.Hua、C.-S.Leu、Y.Jiang和F.C.Lee，电气和电子工程师协会会报电力电子(IEEE Trans.Power Electron.)第9卷第2期第213至219页，1994年3月)中描述，所述论文特此以其全文引用的方式并入本文中。ZVT功能在DC-DC转换器中的使用会减少否则将由于开关损耗而产生的能量损耗耗。ZVT还具有减少DC-DC转换器的主电源开关上的电压应力的额外益处。开关上的电压应力的减小使开关能够具有较低电压容限率，并且因此开关可能较小且成本较低。
先前DC-DC转换器采用的ZVT电路引入了额外开关以及在开关元件上的对应额外能量损耗和电压应力。然而，ZVT功能的能量损耗和电压应力的影响显著低于对采用ZVT功能的开关转换器的总体性能改进。仍需要用于减小ZVT功能的能量损耗和电压应力的进一步改进。这些改进将允许电子设备的以下改进：电池寿命增加、操作成本降低、装置上的应力降低以及热管理改进。
发明内容
在所描述的实例中，设备包含：第一开关，其具有控制端、耦合到电压源的第一电流处理端，并且具有耦合到开关节点的第二电流处理端；第二开关，其具有控制端、耦合到开关节点的第一电流处理端，并且具有耦合到参考电压的第二电流处理端；第一电感器，其具有耦合到开关节点的一个端以及耦合到负载端的第二端；第三开关，其具有控制端、耦合到电压源的第一电流处理端以及耦合到辅助节点的第二电流处理端；第四开关，其具有控制端、耦合到辅助节点的第一电流处理端以及耦合到参考电压的第二电流处理端；以及第二电感器，其具有耦合到开关节点的第一端以及耦合到辅助节点的第二端。另外，设备包含第五开关，其具有控制端、耦合到开关节点和第二电感器的第一端的第一电流处理端，以及耦合到辅助节点以及第二电感器的第二端的第二电流处理端；以及定时电路，其被配置成将控制信号输出到第一开关、第二开关、第三开关、第四开关和第五开关的控制端，以将电流供应到负载端。
附图说明
图1是说明ZVT DC-DC降压功率转换器的电路图。
图2是用于操作ZVT功能的开关转换事件的序列的时序图。
图3是针对一个实例实施例的用于操作ZVT功能的开关转换事件的序列的时序图。
图4是与图3的时序图有关的一组波形图。
图5是ZVT谐振电路的理想等效电路图的电路图。
图6是一个替代布置中的ZVT谐振电路的理想等效电路图的电路图。
图7是示出当高压侧辅助开关的体二极管钳位(clamp)辅助开关节点时的效果的仿真图。
图8是一个实施例的电路图。
图9是示出包含图8的双向开关的控制电路的另一电路实施例的图。
图10是示出图8的实施例电路的操作的仿真图。
图11是示出方法实施例的流程图。
图12是使用控制器来提供定时电路的另一实施例的电路图。
具体实施方式
不同附图中的对应数字和符号通常指代对应零件，除非另外指明。附图未必按比例绘制。
术语“耦合的(被耦合的)”可以包含利用中介元件进行的连接，并且额外元件和各种连接可以存在于“耦合的(被耦合的)”任何元件之间。
图1说明布置在降压转换器电路拓扑中的常规ZVT DC-DC转换器电路100。降压DC-DC转换器以低于输入电压的电压提供输出电压。可以得益于ZVT开关的使用的其它类型的DC-DC转换器包含但不限于，升压转换器，其将输出电压增加到大于输入电压的电压；以及降压-升压DC-DC转换器，其在降压功能与升压功能之间动态地转换以适应于各种输入电压电平(具有可以大于或小于输出电压的输入电压)，以将输出电压提供到负载。
图1以简化电路图说明ZVT DC-DC降压转换器电路100的开关元件、主要无源组件和主要寄生元件。为简单说明起见，从图1中省略用于实例ZVT DC-DC降压功率转换器中的次要组件、次要寄生元件、用于监视输出电压的电路以及用于控制开关定时的控制电路。
在图1中，电路100包含两个主要电源开关102(S1)和104(S2)，所述电源开关结合输出电感器106(Lo)和电容器108(Co)执行降压转换器的主要功能。降压转换器电路100在输出电压电平Vo下将能量供应到负载(表示为电阻器110(Ro))，所述输出电压电平Vo是来自DC输入电压源112(Vin)的下降电压。Vin表示作为到达ZVT功率转换器的输入电压源(例如，电池或另一电源)的外部元件以及跨越Vin输入电压源的正端和负端的电压电平两者。
辅助开关Sa1和Sa2以及辅助电感器La是添加到先前常规开关转换器拓扑以实现ZVT功能的组件。图1中通过寄生电感114(Lbyp)表示促成开关S2上的电压应力的主要寄生电感。如图1中所说明，晶体管102的源极端、晶体管104的漏极端以及每个辅助电感器116(La)和输出电感器106(Lo)的一个端被耦合到公共开关节点118(Switch Node)。第一辅助开关120(Sa1)、第二辅助开关122(Sa2)和辅助电感器116一起耦合在辅助节点124(AuxNode)处。图1的实例电路100中的所有四个开关(S1、S2、Sa1和Sa2)被示为实施为增强型n沟道MOSFET。开关S1和S2的漏极-源极寄生电容对电路描述非常重要，并且在图1中分别被说明为电容126(Cds1)和电容128(Cds2)。MOSFET开关的本征体二极管还被示为耦合在图1的所有开关(S1、S2、Sa1和Sa2)的源极与漏极之间。
尽管增强型n沟道MOSFET通常用作如在图1的实例中所示的DC-DC转换器中的开关，但是其它类型的晶体管开关以及二极管开关已采用且可以用于形成电路100。图1中的开关还可以用于形成其它类型的开关功率转换器。
电路100通过在两个主要状态之间交替地切换而将下降电压供应到负载(输出电压在电阻器110(Ro)两端)。在主要状态中的一个主要状态下(通过闭合的开关S1以及打开的开关S2限定，这表示开关S1是接通的晶体管，而开关S2是断开的晶体管)，输入电压源(Vin)将能量供应到负载，并且用于保持或增加磁能的能量也存储于电感器Lo中。在另一主要状态下(由打开的开关S1和闭合的开关S2限定，这表示开关S1是断开的晶体管，而开关S2是接通的晶体管)，阻挡来自输入电压(Vin)的电流。在此状态下，先前存储于电感器Lo中的磁能转换成电能，并且将能量供应到负载(电阻器Ro)。通过改变电路在每一个主要状态中花费的相对时间量来将负载Ro两端的输出电压保持在预定义范围中。
在上文所述的两个状态之间交替的转换器有时被描述为脉宽调制(PWM)开关转换器。使用此描述，因为输出电压Vo与输入电压Vin乘以开关S1的占空比(开关S1的接通时间与总循环周期的比率)成比例。通常，先前已知的降压转换器在这些状态之间循环(通常以例如数百kHz至1MHz以及更高的频率)。除了两个主要状态之外，在两个主要状态之间的转换期间存在短暂的死区时间(dead time)。在死区时间期间，开关S1和S2同时打开，即实施开关S1和S2的晶体管同时断开。死区时间用于确保不存在跨越直接接地的输入电压源(Vin)的高电流路径，如果开关S1和S2同时闭合，则可能会出现所述高电流路径。常规PWM开关电源在每个操作循环期间采用两个死区时间：第一死区时间在开关S1打开时出现并且在开关S2闭合时结束；以及第二死区时间在开关S2打开时出现并且在开关S1闭合时结束。
在ZVT转换器(例如，电路100)中，ZVT功能在第二死区时间随着S2打开而开始之前开始，并且ZVT功能在第二死区时间随着开关S1闭合而结束之后结束。ZVT功能不会在上述降压转换器循环的第一死区时间(在开关S1打开与S2闭合之间的时间)中操作。
图2说明用于操作降压转换器电路100中的ZVT功能的开关转换事件的序列的时序图。在图2中，开关事件被标记为t0、t1、t3和t4。(应注意，为增加说明的简单性，当将常规ZVT DC-DC降压转换器的开关事件序列与本申请案的实例布置的开关事件序列相比较时，图2中不存在被标记为t2的事件。)在图2中，在开关S2打开与开关S1闭合之间的时间间隔期间的上述死区时间开始于事件t1处并且结束于事件t3处。
图1中所说明的四个开关(主要开关S1、S2和辅助开关Sa1和Sa2)中的每一个的打开和闭合状态在图2中通过施加到开关栅极(分别是Vg1、Vg2、Vga1和Vga2)的电压表示，并且以四个图形：232、234、236和238示出。图形232说明在开关S1的栅极上的电压，图形234说明在开关S2的栅极上的电压，图形236说明在开关Sa1的栅极上的电压，以及图形238说明在开关Sa2的栅极上的电压。施加到开关栅极的标注为Von的电压指示开关闭合(对应晶体管接通)，并且标注为Voff的电压指示开关打开(对应晶体管断开)。图2说明开关事件的序列，并且不说明具体电压电平、波形形状以及时间增量。
先前已知方法的ZVT功能随着开关Sa1接通而开始于图2中标记为t0的事件处，如图形236中所示。在事件t0之前的时间中，对于当前降压转换器循环的大部分，开关S2已闭合且开关S1和Sa2已打开。如图2中所说明，时间从事件t0前进到事件t1。在时间t1处，开关S2打开，如图形234中所示。在下一事件t3处，开关S1和Sa2闭合，如图形232、238两者中所示。开关Sa1在时间t3处打开，如图形236中所示，并且在用于提供死区时间的短暂延迟之后，Sa2在事件t3后不久闭合，如图形238中所示。在事件t4处，如图形238中所示Sa2打开，以完成用于降压转换器的当前循环的ZVT功能。
当主电源开关S1在图2中所说明的标记为t3的事件处从打开转换到闭合(S1接通，如图形232中所示)时，图1中所说明的实例常规ZVT降压转换器电路100实现ZVT。开关S1在t3处接通，开关S1两端具有零或接近零伏电压。对于用于在S1接通(或闭合)之前达到开关S1两端具有零或近零伏电压的条件的电路100，使用L-C谐振电路。L-C谐振电路增加开关S1的源极端处的电压(耦合到图1中的节点“Switch Node”)，直到所述电压大致等于S1的漏极端处的电压，所述电压耦合到且大致等于输入电压Vin。L-C谐振电路包含辅助电感器La以及电容Cds1和Cds2的并联组合(分别是开关S1和S2的漏极至源极寄生电容)(参看图1)。此L-C谐振电路在本文中称为“ZVT谐振电路”。ZVT谐振电路是电路100的一部分。在一些方法中，仅当在图2中的事件t1与t3之间的时间跨度期间，开关Sa1闭合且开关S1、S2和Sa2打开时，ZVT谐振电路才谐振。一些方法中的事件t1与t3之间的时间跨度等于ZVT谐振电路的谐振频率的四分之一循环。
当与在不具有ZVT功能的情况下形成的DC-DC转换器相比时，尽管并入有ZVT功能的一些常规DC-DC转换器通常在晶体管开关上具有较低能量损耗和较低电压应力，但是ZVT功能本身引入了额外的能量损耗和电压应力。
先前已知的ZVT功能的能量损耗具有两个关键因素，所述能量损耗通过使用本申请案的布置而减小。首先，当在传导峰值电流时辅助开关Sa1断开时会损耗能量，因为峰值电流转换通过MOSFET线性区域。在ZVT操作期间的能量损耗的第二关键因素是通过辅助开关Sa1、Sa2、主要开关S1以及电感器La的传导损耗的总和。
由ZVT功能引起的电压应力的最显著影响在于开关S2所需的电压容差。开关S2上的电压应力影响S2晶体管尺寸和潜在成本。开关S2上的电压应力是在峰值电流流过开关Sa1的情况下开关Sa1断开的结果，从而产生由寄生电感114(Lbyp)所感应的开关S2两端的电压尖峰。另外，由于通过寄生电感振铃(ring)，因此当在电流流过Sa1的情况下Sa1断开时，存在Sa1两端的电压尖峰。然而，当与主要功率晶体管S1和S2相比较时，调整用于较高电压容差的Sa1的尺寸不会显著影响潜在的转换器成本，因为Sa1已经是相对较小的晶体管。
如上文所论述，图1以简化电路图说明ZVT DC-DC降压功率转换器的开关元件、主要无源组件和主要寄生元件。出于简化的目的，从图1中省略存在于先前方法和本申请案的实例布置中的次要组件、次要寄生元件以及用于监视输出电压且控制开关定时的电路。在实施例的一个特征中，改进电路100中所描绘的开关的转换的排序和定时，以减小应力且增加效率。因此，本文中的电路100用于阐述ZVT DC-DC降压功率转换器的开关事件以及用于说明实施例。
在各个实施例中，所采用的开关转换排序和定时引起功率效率提高。使用所述布置还使ZVT功率转换器能够改进，以具有用于开关实施的减小的半导体管芯区域。
实施例中采用的开关转换排序和定时在ZVT功能的操作期间发生，并且不会显著影响电路100在电源循环的剩余部分期间的操作。因此，不包含完整电源循环的描述。
图3以时序图说明用于操作‘750申请案的实例布置的ZVT功能的开关转换事件的序列。为了说明的目的呈现此阐述，然而实施例方法还可以应用于其它ZVT定时布置。在图3中，开关事件被标记为t0、t1、t2、t3和t4。
图1中所说明的四个开关(S1、S2、Sa1和Sa2)中的每一个的打开和闭合状态在图3中通过施加到开关栅极的电压(分别是Vg1、Vg2、Vga1和Vga2)表示。图形332说明在开关S1的栅极端处的电压Vg1。图形334说明在开关S2的栅极端处的电压Vg2。图形336说明在开关Sa1的栅极端处的电压。图形338说明在开关Sa2的栅极端处的电压。施加到开关栅极的标注为Von的电压指示开关闭合，因为晶体管接通，并且标注为Voff的电压指示开关打开，因为晶体管断开。图3中的图形332、334、336和338说明开关事件的序列。图3不说明具体电压电平、波形形状以及时间增量。对于各个实施例以及其它ZVT方法两者，在开关Sa1断开与开关Sa2接通之间存在短暂的死区时间。此死区时间用于确保不存在跨越输入电压源Vin的高电流路径。开关Sa1断开与开关Sa2接通之间的死区时间不会显著影响电路100功能。因此，出于进一步简单说明的目的，开关Sa1断开、中介死区时间以及开关Sa2接通被说明为在图3中的单个事件(在时间t2处)中发生。
‘750申请案的实例布置的ZVT功能开始于图3中标记为t0的事件，其中如图形336中所示，开关Sa1接通，同时开关S2保持闭合(接通)并且开关S1和Sa2保持打开。在图3中，时间前进到事件t1。在事件t1处，开关S2打开，如图形334中所示。在如图3中所示的下一事件t2处，开关Sa1打开，如图形336中所说明，并且在满足死区时间要求的短暂延迟之后，开关Sa2闭合，如图形338中所示。(强烈对比下，在先前方法中，ZVT电路不会在时间t2处采用开关事件，如先前所述。)如图3中所示，在用于本申请案的布置的事件t3处，如图形332中所说明，开关S1闭合。在事件t4处，如图形338中所示开关Sa2打开，以完成用于降压转换器的当前循环的ZVT功能。
另外，不用电压和电流值以及时间增量来标注本文提供的波形图和时序图，因为具体值取决于如何实施具体实例布置。当在本文中比较波形时，使用相同的相对电压、电流和时间标度。
对于上述开关事件之间的每个连续时间跨度，描述在相应时间跨度内的实施例采用的ZVT功能以及开关转换排序和定时，以及将实施例的当前布置与先前方法相比较。另外，下文提供用于控制本申请案的布置的开关排序和定时的电路功能的描述。
在ZVT功能的操作期间的第一时间跨度在事件t0与t1之间，如图3中所示。在每个降压转换器循环期间，ZVT功能在事件t0处开始。在t0之前的时间中，ZVT功能开始于以下状态：开关S1打开且开关S2闭合，并且开关Sa1和Sa2打开。在事件t0处，开关Sa1闭合，从而使从零安培斜升(ramp)的电流能够流过辅助电感器La，直到在电感器La中流动的电流大致等于流过电感器Lo的电流。同时，在闭合的开关S2中流动的电流斜升至零或近零。对于开始于事件t0处且结束于事件t1处的时间间隔，电路100的行为对于本文中的实施例以及其它ZVT方法两者是类似的，不同之处在于，通过本申请案的实施例的控制电路调整在事件t0之后发生事件t1的时间。下文进一步描述所述调整。
可以执行对发生事件t1的时间的调整，以便修改ZVT谐振电路的谐振轨迹(trajectory)，使得在事件t3处开关节点电压将等于或几乎等于输入电压Vin(下文描述用于后续事件的ZVT功能)。持续不断调整谐振轨迹使ZVT功能适应于负载的动态改变以及其它操作条件。当开关S2在事件t1处断开时，通过监视和调整流过开关S2的电流Is2而在实施例中间接地实现对发生t1(在事件t0之后)的时间的调整。为了实现S2关断电流的调整，在事件t3处测量开关节点电压。如果在时间t3处，开关节点电压等于或大于Vin，则递增地减小S2关断电流的目标值(当S2断开时通过S2的电流，或IS2-断开)。如果在时间t3处，开关节点电压小于Vin，则递增地增加Is2-断开。在紧跟着降压转换器循环的ZVT功能的操作期间，开关S2中的电流在事件t0与t1之间被监视并且与Is2-断开(在先前循环中设定)相比较。在所述布置中，当电流Is2等于或小于Is2-断开时，断开开关S2。
在ZVT功能的操作期间的第二时间跨度是在事件t1与t2之间，如图3中所示。对于实施例以及其它ZVT方法两者，开关S2在事件t1处打开，其中零或近零电流流过开关S2，如图形334中所示。开关S1和Sa2在t1处保持打开。在仅闭合开关Sa1的情况下，电感器La分别与开关S1和S2的寄生漏极至源极电容Cds1和Cds2的并联组合谐振(ZVT谐振电路)。在实例实施例中，在事件t1之后为1/6tr的时间处发生事件t2(其中“tr”是ZVT谐振电路的谐振周期)。在1/6tr处，开关节点达到大于1/2Vin的电压。在时间t2处，Sa1打开且Sa2闭合(在打开Sa1与闭合Sa2之间的短暂死区时间延迟之后)，如在图3中的图形336、338中所示。
图4以图形440、442和444说明用于‘750申请案的实例布置的辅助电感器116(La，图1)中的电流，标记为I(La)，并且还呈现将获得的电流与在用于常规ZVT转换器的其它方法中获得的对应电流相比较的图形。为清楚说明起见，分别从图3复制图4中的图形432、434、436和438中所示的开关事件t0、t1、t2、t3和t4。对于出于比较目的说明的本申请案和先前方法的布置两者，用于I(La)波形的图4的时间标度相同。
图4的图形432、434、436和438分别对应于图3中的图形332、334、336和338，并且分别描绘用于图1中的电路100的开关S1、S2、Sa1和Sa2上的栅极电压。在图4中，在事件t0、t1、t2、t3和t4处说明‘750申请案的实例排序布置。
在图4中，在具有事件时间t2调整的用于I(La)的单独图形440和不具有t2调整的用于I(La)的442以及组合同一轴上的两个布置的图形444上示出在电感器La(在图1中标记为116)中流动的电流。呈现图形444以说明在事件t2与t4之间的时间跨度期间，具有t2调整的布置在较短时间段内在较低电感器La电流下操作。对于图形444中的重叠波形图，虚线用于说明不具有t2调整的电流I(La)，以示出波形显著不同的位置。在图4的图形440、442和444中，用标记为I(Lo)的固定网格线表示穿过Lo的电流。实际上，I(Lo)不是固定值并且与负载相关。为简单说明起见，I(Lo)被示为固定值。
在调整或不调整t2的方法之间的额外不同之处在于，在调整t2的布置中，由于通过寄生电感振铃，因此当在电流流过开关Sa1的事件t2处开关Sa1打开时，出现电压尖峰。在时间t2和t3重合的其它ZVT降压转换器中，此电压尖峰仅在开关S2两端出现，因为当出现尖峰时开关S2打开且开关S1闭合。相反，在调整t2的布置中，通过打开开关Sa1操作所述布置，其中S1和S2两者打开，并且在S1的漏极至源极电容(Cds1)完全放电之前，分布在串联的开关S1和S2两者两端分布电压尖峰。具体来说，在调整t2的方法中，开关S1和S2的寄生漏极-源极电容Cds1和Cds1的串联组合相应地形成电容分压器，在所述电容分压器两端出现电压尖峰。将S1和S2两者两端的电压尖峰分压会减小开关S2的电压容差要求(当与其它方法中的同一开关的电压容差要求相比时)。开关S1的电压容差要求不会通过t2调整增加，因为在实例布置中当Sa1打开时出现的S1两端的尖峰小于在降压转换器的操作期间的其它时间S1两端的电压。
对于具有t2调整的方法，在ZVT功能的操作期间的第三时间跨度是在事件t2与t3之间。如上文所述，在图3的描述中，当发生开关Sa1从闭合到打开的转换时，发生对于‘750申请案的布置的事件t2，并且不久以后开关Sa2从打开转换到闭合，其中开关S1和S2保持打开。当开关Sa1打开并且开关Sa2闭合时，改变ZVT谐振电路配置并且电感器La两端的电压反向。通过电感器La的电流将在同一方向上继续，并且在La中的电流朝向零谐振的情况下谐振将在不同轨迹上继续，从而导致开关节点继续充电。假设在开关节点电压仍足够高于1/2Vin电压电平的情况下发生时间t2处的事件，那么在事件t2处存储于La中的能量继续为开关节点充电，直到所述开关节点变为大致等于输入电压Vin。应注意，对于理想电路，如果当开关节点正好等于1/2Vin时将发生t2，那么存储于电感器La中的能量会将开关节点电压充电至Vin。然而，在实例布置中，在开关节点处于大于1/2Vin的电压下的情况下应发生t2，以便调节组件参数变化和非理想电路特征。在事件t2之后为1/12tr的时间处，开关节点电压变成大致等于Vin，在所述时间处发生事件t3，其中S1闭合。在图形432、434、436和438中在时间t3处示出此序列。
图5以简化电路图说明用于在上述从事件t1至t2的时间跨度期间操作的实例配置的等效理想ZVT谐振电路500。图6以另一简化电路图说明用于在上述从事件t2至t3的时间跨度的实例配置的等效理想ZVT谐振电路600。等效电路500和600两者说明图1的电路100的一部分，其中开关S1、S2、Sa1和Sa2处于上述针对相应时间跨度的状态。为简单起见，在针对电路500和600的图中，开关Sa1和Sa2被视为理想的且当闭合时示为互连导体，并且当打开时简单未示出。
如上所述，在各种实施例的事件t2与t3之间的时间段期间，电感器La中的所存储能量用于将开关节点从大于1/2Vin的电平充电至Vin。与本发明的布置形成鲜明对比，对于使用其它方法的ZVT转换器，转换器利用来自功率转换器输入电压源Vin的能量将开关节点充电至大致等于输入电压Vin。因此，当在先前方法的操作期间，开关S1在t3处闭合时，更多能量存储于La中并且La中的电流更高(与针对本申请案的布置相比)。存储于La中的更多能量以及通过La的更高电流引起其它方法的更高能量损耗。
如上所述，实施例的事件t2不是其它方法转换器的操作的一部分。因此，对于从t1至t3的完整时间跨度，其它方法ZVT谐振电路继续在同一轨迹上的谐振。相反，对于本文中描述的实例布置，如上所述在事件t2处修改谐振轨迹。
如图4中所说明，与其它方法相比，在‘750申请案的实例布置的操作期间，当Sa1断开时，通过开关Sa1的电流较低。由于将开关节点电压斜升至大于1/2Vin的电平，因此通过Sa1的电流较低。相对于等待开关节点电压大致等于Vin，提前执行开关Sa1的断开(当与其它方法相比时)。因此，对于本申请案的布置，当开关Sa1在晶体管线性区域中传导时(在从接通到断开的转换期间)，开关Sa1损耗的能量低得多。
在ZVT功能的操作期间的第四和最后时间跨度是在事件t3与t4之间。在事件t3与t4之间的时间段期间，开关S1在事件t3处接通，并且电感器La中的电流斜降至零，此时Sa2在事件t4处断开，从而结束用于当前降压转换器循环的ZVT功能的操作。在开关S1闭合之后，存储于电感器La中的超过Lo中的电流的电流部分返回到源极，并且La中的剩余电流流入Lo中以供应负载。
在事件t3与t4之间的时间段中，在其它方法的操作与‘750申请案的布置的操作之间存在至少三个差异。第一差异在于，在其它方法中，在t3处，开关Sa1打开并且开关Sa2闭合。对于‘750申请案的方法，在上述事件t3之前(在t2处)，Sa1打开且Sa2闭合。第二差异在于，存储于电感器La中的较小部分能量返回到源极(当与其它方法相比时)，由此减小能量损耗。第三差异在于，对于其它方法，在t3处，电感器La电流到达其峰值。相反，对于‘750申请案的方法，通过La的峰值电流较低并且更早地实现峰值电流(在事件t2处)，从而引起所描述布置的从t3至t4的时间段显著较短。另外，所描述布置的从t2至t4的时间比其它方法的从t3至t4的时间短。
上述‘750申请案的实例布置的操作引起开关Sa1、Sa2和S1以及电感器La各自以较低的RMS电流电平在较短时间量内传导电流(当与其它方法相比时)，从而引起显著较低的能量损耗。通过使用这些布置可以获得的益处包含：降低通过Sa1、Sa2、S1和La的RMS电流，因为在开关节点电压达到Vin之前Sa1断开，从而导致在La、Sa1和Sa2中的较低峰值电流；减少开关Sa1的传导时间，因为开关Sa1比在先前方法中更早断开，从而在开关节点电压达到Vin之前断开；以及由于针对上述布置，La中的峰值电流较低，因此La中的电流在较少时间内斜降至零，从而导致在开关S1中的较低RMS电流。另外，由于La中的电流更快地斜降至零，因此也减少开关Sa2、开关S1和电感器La的传导时间。
在解决降压转换器的操作的重要问题时，ZVT配置会产生额外的问题。例如，当开关102(图1)在窄脉冲宽度的情况下断开时，由于穿过辅助电感器116的小的负电流，因此开关120的体二极管可以保持辅助开关节点124被钳位到Vin。流过辅助电感器116的负电流表示存在流入辅助节点中或流出开关节点的电流。反向电流由开关122的反向恢复和/或漏极至源极电容产生。由于功率循环中的寄生电感，因此对于高效率优选的开关102的快速断开导致在Vin处的振荡振铃。因为辅助开关节点124通过开关120的体二极管被钳位到Vin，所以开关122必须处理由于振铃产生的增加的电压应力。这需要较大的且较低效的开关122，该开关122会增加成本和电路面积。
图7是示出在开关120的体二极管将辅助开关节点124钳位到Vin时的效果的仿真迹线700。在时间t0(图3)处，开关120接通并且将辅助开关节点124拉至Vin。在时间t2处，开关120断开，并且在时间t3处，开关102接通。此时通过辅助电感器116的电流减少，如通过迹线738的向下斜坡所示。然而，由于开关112的反向恢复和/或存储于辅助电感器116和开关122的寄生电容中的能量，因此通过辅助电感器116的电流可能过冲(overshoot)。这可以引起负电流736。在时间730之后不久的时间处，开关120的体二极管将被正向偏置直到时间732，由此将辅助开关节点124钳位到Vin。这使得辅助开关节点在开关102断开时在时间732处具有电压尖峰734，从而导致在开关122上的应力。
图8是说明一个实施例的电路图。应注意，尽管本文所描述的实施例电路和定时可以与‘750申请案的ZVT布置结合使用，但是实施例的电路和方法还可以并入有其它ZVT定时电路且与其它ZVT定时电路一起使用，并且不限于本文所描述的实例。
图8中的类似标记的元件执行与图1中的元件类似的功能。也就是说，元件802、804、806、808、810、812、814、816、818、820、822、824、826和828分别执行与图1中的元件102、104、106、108、110、112、114、116、118、120、122、124、126和128类似的功能。晶体管842和844形成双向开关845，所述双向开关845用于在开关802断开时(对应于图7中的时间732)将辅助开关节点824和主要开关节点818连接在一起。晶体管842和844以双向形式耦合，以避免由体二极管正向偏置引起的跨越辅助电感器816的短路电流。在开关节点818处或在辅助开关节点824处，辅助电感器816两端的电压在电路800的操作期间的不同时间处可以更加正向。因此，单个晶体管可以使其体二极管在某一时刻正向偏置，由此干扰电路800的操作。为了避免可以由正向偏置的体二极管引起的问题，晶体管842和844处于双向配置中，使得晶体管842和844的体二极管中的一者始终反向偏置。在一个实例实施例中，晶体管842和844是LDMOS晶体管。在替代实施例中，取决于用于功率装置802、820、822和804的晶体管类型，其他晶体管类型可以用于842、844。在一个实施例中，所有这些晶体管都可以是LDMOS晶体管。晶体管842和844由控制电路846控制。下文相对于图9说明控制电路846的操作。双向开关845使电流从开关820的体二极管流出，并且在由辅助电感器816(La)和跨越所述辅助电感器的双向开关845形成的环路中流通。这有效地断开开关820的体二极管，并且当开关802断开时减少跨越开关822的振铃。
图9是示出用于实施图8中的双向开关845的控制电路的实例实施例的图。图9中的类似标记的元件执行与图8中的元件类似的功能。也就是说，开关902、904、920和922、开关节点918、辅助开关节点924、双向开关945(包含晶体管942和944)以及电感器916和906、负载电容器908、负载电阻910和控制电路946分别执行与图8中的开关802、804、820和822、开关节点818、辅助开关节点824、双向开关845(包含晶体管842和844)以及电感器816和806、负载电容器808、负载电阻810和控制电路846类似的功能。晶体管942和944两者经由电平位移器956和958以及驱动器952和954由与(AND)门962的输出信号驱动。
在一个实例实施例中，晶体管964是源极跟随器配置中的漏极扩展NMOS晶体管。晶体管964的漏极耦合到辅助开关节点924。电平位移器960将开关902(参看图3中的332)的控制信号提供到晶体管964的栅极。当开关902接通时，开关920断开(参看图3)。因此，当开关902和辅助节点924的栅极控制都为高时，其指示晶体管920的体二极管正在传导并且因此将辅助节点924连接到Vin。这些信号将使晶体管964接通并且引起跨越电阻器966的高信号。因为通过振铃产生辅助节点924上的信号，所以电容器968用于使晶体管964的源极上的信号平滑，所述源极耦合到反相器970。开关902的控制信号还耦合到反相器972。反相器970和972的输出耦合到或非(NOR)门974。因此，当在开关902和辅助节点924两者的两个控制信号上检测到高信号时，反相器970和972两者提供低信号，并且因此或非门974将高信号提供到D触发器976的CLK输入。
D触发器976的D输入耦合到Vdd。因此，当CLK输入信号为高且复位信号为低时，高信号将被锁存在输出Q上。D触发器976的复位输入耦合到PWM预延迟信号。此信号在开关902的控制信号之后，但是例如在开关902的控制信号转换之前5ns转换。因此，如果或非门974的输出为高(即，检测到高辅助节点924电压)，那么当PWM预延迟信号在开关902的栅极上的控制信号变低之前5ns变低时，D触发器976的Q输出将在时间732(图7)之前5ns变高。在PWM预延迟返回到高信号之前，此信号不会再次变低。
PWM预延迟还耦合到反相器978，所述反相器978耦合到D触发器982的CLK输入。因此，当PWM预延迟信号在开关902的栅极上的控制信号变低之前5ns变低时，反相器978的输出将高信号提供到D触发器982的CLK输入。开关902的控制信号还耦合到延迟反相器980的输入。当反相器980的输出为高时，D触发器982复位到低Q输出。通过反相器980的延迟，例如在开关902的控制信号从高信号转换到低信号之后15ns，反相器980复位D触发器982。因此，在时间732(图7)之前5ns开始，D触发器提供输出Q上的高输出，直到在时间732之后15ns。D触发器976和982的输出耦合到与门962。因此，当在之前5ns的时间段内(如通过D触发器976的高输出所指示)检测到高辅助节点924电压，以及之后15ns的时间段内(如通过D触发器982的高输出所指示)检测到高辅助节点924电压时，与门将高信号提供到电平位移器956和958，由此接通晶体管942和944。这会将由谐振产生的来自辅助电感器916的负电流分流。
图10是图9的电路的操作的仿真迹线。迹线1031是辅助节点924(图9)上的电压。迹线1038是通过辅助电感器点916(图9)的电流。在时间1030处，迹线1038示出通过电感器916的负电流1036。在时间段1040期间，双向开关945接通，所述时间段是从时间1032处开关902(图9)断开之前5ns至之后15ns的时间段。这样使辅助节点电压能够紧随着开关节点电压。因此，与峰值734(参看图7)不同，当开关902(图9)断开并且开关922上的应力因此减小时，辅助节点924(参看图9)上的电压仅具有小峰值1034。避免此应力使开关922能够制造得更小且更高效。
图11是用于关于检测由开关802上的正向偏置引起的辅助节点824上的高电压示出电路800的操作的方法实施例的流程图1100。在步骤1102处，过程开始于接通开关Sa1(图8中的820)，并且S2接通。在时间t1处，步骤1104断开S2(图8中的804)。步骤1106断开Sa1(图8中的820)，并且在短暂延迟之后，接通Sa2(图8中的822)，这在t2处发生。在t3处，步骤1107接通S1(图8中的802)。步骤1108断开Sa2。此时，Sa2的体二极管可以正向偏置。步骤1110确定辅助节点此时是否具有高电压。如果不是，则步骤1120断开S1。在延迟(如上文所论述)之后，方法在步骤1118处继续且接通S2，并且过程返回到步骤1102。如果在步骤1110中检测到辅助节点上的高电压，则方法转换到步骤1112并且在步骤1114断开S1之前接通双向开关(图8中的845)。在步骤1114之后，步骤1116断开双向开关。在延迟之后，步骤1118接通S2，并且过程返回到步骤1102。
图12是另一实施例的电路图。在图12中，控制器1280提供定时电路开关控制输出，以将栅极控制电压Vg1、Vg2提供到主要开关S1、S2，并且将栅极控制电压Vga1、Vga2提供到辅助开关Sa1、Sa2和双向开关1244(BDS1)和1242(BDS2)。图12中的类似标记的元件执行与图8中的元件类似的功能。也就是说，开关1202、1204、1220和1222、开关节点1218、辅助开关节点1224、双向开关1245(包含晶体管1242和1244)以及电感器1216和1206、负载电容器1208、负载电阻1210和控制电路1246分别执行与图8中的开关802、804、820和822、开关节点818、辅助开关节点824、双向开关845(包含晶体管842和844)以及电感器816和806、负载电容器808、负载电阻810和控制电路846类似的功能。控制器1280实施开关序列以操纵电路1200的降压转换器，开关序列包含辅助开关Sa1的延迟断开和在所述事件之后的开关S1的延迟接通、双向开关的接通以及用于如上所述实施例中的其它开关序列，以改进ZVT转换器的性能。控制器1280还控制用于转换器操作循环的其它部分的栅极电压，以调节输出电压。到控制器1280的输入包含输入电压Vin、输出电压Vout、开关节点电压Vsw、辅助开关节点和电压输入Aux In。
控制器1280可以通过各种方式实施，例如实施为电路，包含(作为非限制性实例)微控制器、微处理器、CPU、DSP、RISC、ARM内核或作为专用逻辑功能的其它可编程逻辑，例如状态机，并且可以包含固定或用户可编程指令。此外，作为一个替代实施例，控制器1280可以实施于单独集成电路上，其中开关S1、S2、Sa1、Sa2、1242、1244和其余无源模拟组件实施于独立的集成电路上。在一个替代方案中，开关S1、S2、Sa1、Sa2、1242、1244和其余无源模拟组件中的一个或更多个可以与控制器1280实施于相同的衬底中。控制器1280可以使用现场可编程门阵列(FPGA)或复杂可编程逻辑装置(CPLD)等实施为专用集成电路(ASIC)。新颖布置的排序和定时控制可以实施为软件、固件或硬编码指令。延迟线和计数器等可以用于确定延迟和定时，如通过特定硬件设计师所确定。
因为实施例被实施为施加到转换器的晶体管的栅极信号序列的变化，所以通过修改软件和一些感测硬件(包含添加跨越辅助电感器的双向开关)，所述布置可以用于现有ZVT转换器电路中，并且因此实施例可以用于改进先前现有系统的性能，而不需要完全替换转换器硬件。
在权利要求的范围内，在所描述实施例中修改是可能的，并且其它实施例是可能的。

Claims (20)

1.一种设备，其包括：
第一开关，其具有控制端、耦合到电压源的第一电流处理端，并且具有耦合到开关节点的第二电流处理端；
第二开关，其具有控制端、耦合到所述开关节点的第一电流处理端，并且具有耦合到参考电压的第二电流处理端；
第一电感器，其具有耦合到所述开关节点的一个端以及耦合到负载端的第二端；
第三开关，其具有控制端、耦合到所述电压源的第一电流处理端以及耦合到辅助节点的第二电流处理端；
第四开关，其具有控制端、耦合到所述辅助节点的第一电流处理端以及耦合到所述参考电压的第二电流处理端；
第二电感器，其具有耦合到开关节点的第一端以及耦合到所述辅助节点的第二端；
第五开关，其具有控制端、耦合到所述开关节点和所述第二电感器的所述第一端的第一电流处理端，以及耦合到所述辅助节点和所述第二电感器的所述第二端的第二电流处理端；以及
定时电路，其被配置成将控制信号输出到所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关、所述第四开关和所述第五开关的所述控制端，以将电流供应到所述负载端。
2.根据权利要求1所述的设备，其中所述第五开关是双向开关。
3.根据权利要求2所述的设备，其中所述双向开关包含具有共漏极连接的第一场效应晶体管和第二场效应晶体管，并且所述第一场效应晶体管的源极耦合到所述第五开关的所述第一电流处理端，且所述第二场效应晶体管的源极耦合到所述第五开关的所述第二电流处理端。
4.根据权利要求3所述的设备，其中所述双向开关的所述第一场效应晶体管和第二场效应晶体管是LDMOS晶体管。
5.根据权利要求1所述的设备，其中所述第一开关、第二开关、第三开关、第四开关和第五开关是LDMOS晶体管。
6.根据权利要求1所述的设备，并且进一步包含扩展漏极MOS晶体管，其具有耦合到源极跟随器配置中的所述辅助节点的漏极端，并且具有耦合到所述定时电路的控制端。
7.根据权利要求6所述的设备，其中所述扩展漏极MOS晶体管具有耦合到所述第一开关的所述控制端的控制端。
8.根据权利要求1所述的设备，其中所述定时电路进一步被配置成：在将第一打开信号耦合到所述第二开关的所述控制端之前，将第一闭合信号耦合到所述第三开关的所述控制端；在所述第一打开信号之后的第一选定时间，将第二打开信号耦合到所述第三开关的所述控制端；在所述第二打开信号之后的第二选定时间，将第三闭合信号耦合到所述第四开关的控制端；在所述第三闭合信号之后的第三选定时间，将第四闭合信号耦合到所述第一开关的所述控制端；以及在所述第三闭合信号之后将第三打开信号耦合到所述第四开关的所述控制端；以及在所述第三打开信号之后将第四打开信号耦合到所述第一开关的所述控制端，所述定时电路被配置成：在所述第四开关的所述控制端上的所述第三打开信号之后，检测高电压是否在所述第二电感器的所述第一端上；以及如果在所述第三打开信号之后在所述第二电感器的所述第一端上检测到高电压，则在所述第四打开信号之前耦合所述第五开关的所述控制端上的第四闭合信号。
9.根据权利要求8所述的设备，其中所述定时电路进一步被配置成在所述第四打开信号之前的第四选定时间开始所述第四闭合信号。
10.根据权利要求9所述的设备，其中所述定时电路进一步被配置成在所述第四打开信号之后的第五选定时间，提供耦合到所述第五开关的所述控制端的第五打开信号。
11.根据权利要求1所述的设备，其中所述定时电路是控制器集成电路。
12.一种方法，其包括：
执行用于功率转换器的多个循环，每个循环包含：
在第一时间段期间接通第一开关，所述第一开关具有耦合到电源的第一端的第一电流处理端以及耦合到开关节点的第二电流处理端，所述开关节点耦合到第一电感器的一端，所述第一电感器具有耦合到第一端以将电流输出供应到负载的另一端；
在第二时间段期间接通第二开关，所述第二时间段在所述第一时间段之后发生，使得所述第一开关和所述第二开关不同时接通，所述第二开关具有耦合到所述开关节点的第一电流处理端以及耦合到所述电源的第二端的第二电流处理端；
在所述第二时间段期间的第一时间处接通第三开关，并且在所述第二时间段之后，但在随后循环的所述第一时间段开始之前的第二时间处断开所述第三开关，所述第三开关的第一电流处理端耦合到所述电源的所述第一端并且第二电流处理端耦合到辅助节点以及第二电感器的第一端，所述第二电感器的第二端耦合到所述开关节点；
在所述第二时间之后的第三时间处接通第四开关，并且在所述随后循环的所述第一时间段期间断开所述第四开关，所述第四开关具有耦合到所述辅助节点的第一电流处理端以及耦合到所述电源的所述第二端的第二电流处理端；以及
如果在所述第二时间段之后所述第二电感器的所述第一端上的电压为高，则在所述第一时间段结束时在第三时间段期间接通第五开关，所述第五开关具有耦合到所述辅助节点的第一电流处理端以及耦合到所述开关节点的第二电流处理端。
13.根据权利要求12所述的方法，其中所述第五开关是双向开关。
14.根据权利要求13所述的方法，其中所述双向开关包含具有共漏极连接的第一场效应晶体管和第二场效应晶体管，并且所述第一场效应晶体管的源极耦合到所述辅助节点，且所述第二场效应晶体管的源极耦合到所述开关节点。
15.根据权利要求12所述的方法，其中所述第三时间段在所述第一时间段结束之前的第一选定时间开始并且在所述第一时间段结束之后的第二选定时间结束。
16.根据权利要求15所述的方法，其中所述第一选定时间是5纳秒并且所述第二选定时间是15纳秒。
17.一种用于控制开关功率转换器的集成电路，其包括：
第一开关控制输出；
第二开关控制输出；
第三开关控制输出；
第四开关控制输出；
第五开关控制输出；
开关节点电压输入；
辅助开关节点电压输入；以及
定时电路，其被配置成：
在所述第二开关控制输出上的第一打开信号之前产生所述第三开关控制输出上的第一闭合信号；使所述第三开关控制输出在所述第一打开信号之后的第一选定时间之后提供第二打开信号；使所述第四开关控制输出在所述第二打开信号之后的第二选定时间提供第三闭合信号，以及在所述第三闭合信号之后的第三选定时间提供第三打开信号；以及使所述第一开关控制输出在所述第二打开信号之后提供第四闭合信号，以及在所述第三打开信号之后提供第四打开信号，所述定时电路被配置成：检测在所述第三打开信号之后高电压是否在所述辅助开关节点电压输入上；以及响应于所述检测，在从所述第四闭合信号到所述第四打开信号的转换期间，提供所述第五开关控制输出上的第五闭合信号。
18.根据权利要求17所述的集成电路，其中所述第五开关控制输出被配置成控制双向开关。
19.根据权利要求17所述的集成电路，其中所述定时电路包含源极跟随器布置中的漏极扩展晶体管，其中所述漏极扩展晶体管的漏极耦合到所述辅助开关节点电压输入。
20.根据权利要求17所述的集成电路，其中所述第一开关控制输出、第二开关控制输出、第三开关控制输出和第四开关控制输出被配置成控制场效应晶体管。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020232972A1 (zh) * 2019-05-23 2020-11-26 广州金升阳科技有限公司 一种开关变换器及其控制方法
CN113285599A (zh) * 2021-05-27 2021-08-20 潍柴动力股份有限公司 一种软开关双向直流变换器及控制方法
CN115290945A (zh) * 2022-09-29 2022-11-04 山东阅芯电子科技有限公司 功率循环测试用高精度测试电流源及方法

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20170373600A1 (en) * 2016-06-23 2017-12-28 Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. Multi-mode switching power converter
US10103633B1 (en) * 2017-08-31 2018-10-16 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Switching converter with power level selection
US10193462B1 (en) * 2017-10-11 2019-01-29 Infineon Technologies Ag Power converter using bi-directional active rectifying bridge
US10944329B2 (en) * 2018-01-15 2021-03-09 Queen's University At Kingston Power converter topologies and control methods for wide input and output voltage ranges
CN112152452B (zh) * 2019-06-26 2022-02-08 台达电子工业股份有限公司 电源供应电路与操作方法
CN111865076A (zh) * 2020-06-24 2020-10-30 国网山东省电力公司淄博供电公司 应用于变电站内继保装置供能的直流降压电路
US11601036B2 (en) * 2021-04-16 2023-03-07 Delta Electronics, Inc. AC-DC power conversion system with zero voltage switching

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090140706A1 (en) * 2007-12-03 2009-06-04 System method and apparatus for a multi-phase dc-to-dc converter
CN102739035A (zh) * 2011-04-15 2012-10-17 英特赛尔美国股份有限公司 用于开关转换器的主动电磁干扰减小的系统和方法
US20130249520A1 (en) * 2012-03-23 2013-09-26 Fairchild Semiconductor Corporation Boost regulator with timing controlled inductor bypass
CN103780087A (zh) * 2014-01-23 2014-05-07 深圳市科陆电子科技股份有限公司 一种零电压转换脉宽调制变换器
CN104201884A (zh) * 2014-09-15 2014-12-10 北京航天新风机械设备有限责任公司 一种软开关dc-dc变换电路
CN104467403A (zh) * 2014-12-30 2015-03-25 西安理工大学 一种针对超级电容充电的Buck软开关电路及控制方法

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5594635A (en) 1993-03-30 1997-01-14 Motorola, Inc. Constant frequency, zero-voltage-switching converters with resonant switching bridge
JPH07123707A (ja) 1993-10-21 1995-05-12 Sanee Denki Kk 部分共振型定周波ｐｗｍ制御ｄｃ／ｄｃコンバータ
US5684688A (en) 1996-06-24 1997-11-04 Reliance Electric Industrial Company Soft switching three-level inverter
US6452814B1 (en) 2001-09-19 2002-09-17 Technical Witts, Inc. Zero voltage switching cells for power converters
US7940033B2 (en) 2003-04-22 2011-05-10 Aivaka, Inc. Control loop for switching power converters
TW200906038A (en) * 2007-07-26 2009-02-01 Richtek Technology Corp Non-synchronous step-up voltage converter with anti-oscillation function and the anti-oscillation method thereof
DE102007057230A1 (de) 2007-11-28 2009-06-04 Kostal Industrie Elektrik Gmbh Verfahren zur Steuerung eines Gleichstromstellers
US8111052B2 (en) 2008-03-24 2012-02-07 Solaredge Technologies Ltd. Zero voltage switching
JP5326421B2 (ja) 2008-08-18 2013-10-30 富士電機株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータの異常電流防止回路
JP4714250B2 (ja) 2008-09-10 2011-06-29 株式会社日立製作所 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8503194B2 (en) 2009-12-21 2013-08-06 Intersil Americas LLC Bidirectional signal conversion
US8929114B2 (en) 2011-02-24 2015-01-06 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Three-level active neutral point clamped zero voltage switching converter
WO2012142703A1 (en) 2011-04-19 2012-10-26 Queen's University At Kingston Digital emi filter
CA2751915C (en) 2011-09-09 2020-03-31 Queen's University At Kingston Methods and circuits for improving the dynamic response of a dc-dc converter
US8723487B2 (en) 2012-03-09 2014-05-13 Majid Pahlevaninezhad Zero voltage switching interleaved boost AC/DC converter
KR101422940B1 (ko) 2012-12-05 2014-07-23 삼성전기주식회사 역률 보정 장치 및 그를 이용한 역률 보정 제어 방법
FR3000323B1 (fr) 2012-12-21 2016-05-13 Thales Sa Systeme d'alimentation a decoupage et aeronef comprenant un tel systeme
US9178422B2 (en) 2013-02-21 2015-11-03 Texas Instruments Incorporated Resonance-based single inductor output-driven DC-DC converter and method
US9148054B2 (en) * 2013-03-14 2015-09-29 Volterra Semiconductor LLC Voltage regulators with kickback protection
US20150002115A1 (en) 2013-07-01 2015-01-01 Texas Instruments Incorporated Series-capacitor buck converter multiphase controller
TWI509964B (zh) 2013-07-19 2015-11-21 Upi Semiconductor Corp 電源轉換器的驅動器及其驅動控制方法
JP6368535B2 (ja) 2014-05-07 2018-08-01 ローム株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、制御方法、ならびに電子機器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090140706A1 (en) * 2007-12-03 2009-06-04 System method and apparatus for a multi-phase dc-to-dc converter
CN102739035A (zh) * 2011-04-15 2012-10-17 英特赛尔美国股份有限公司 用于开关转换器的主动电磁干扰减小的系统和方法
US20130249520A1 (en) * 2012-03-23 2013-09-26 Fairchild Semiconductor Corporation Boost regulator with timing controlled inductor bypass
CN103780087A (zh) * 2014-01-23 2014-05-07 深圳市科陆电子科技股份有限公司 一种零电压转换脉宽调制变换器
CN104201884A (zh) * 2014-09-15 2014-12-10 北京航天新风机械设备有限责任公司 一种软开关dc-dc变换电路
CN104467403A (zh) * 2014-12-30 2015-03-25 西安理工大学 一种针对超级电容充电的Buck软开关电路及控制方法

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020232972A1 (zh) * 2019-05-23 2020-11-26 广州金升阳科技有限公司 一种开关变换器及其控制方法
CN113285599A (zh) * 2021-05-27 2021-08-20 潍柴动力股份有限公司 一种软开关双向直流变换器及控制方法
CN113285599B (zh) * 2021-05-27 2022-04-26 潍柴动力股份有限公司 一种软开关双向直流变换器及控制方法
CN115290945A (zh) * 2022-09-29 2022-11-04 山东阅芯电子科技有限公司 功率循环测试用高精度测试电流源及方法
CN115290945B (zh) * 2022-09-29 2022-12-23 山东阅芯电子科技有限公司 功率循环测试用高精度测试电流源及方法

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