CN104467403A - 一种针对超级电容充电的Buck软开关电路及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种针对超级电容充电的Buck软开关电路，包括由输入电压源V_h、输出电压源V_l、主电感L_m、主开关管S₂、主二极管D₁构成的Buck电路，输出电压源V_l的负极与主开关管S₂的集电极之间连接有第一电容C₁，主电感L_m、输出电压源V_l的两端并联有主二极管D₁，主开关管S₂的集电极与第一辅助开关管S_a2的集电极连接，主开关管S₂的发射极与第一辅助开关管S_a2的发射极之间连接有谐振电容C_r，第一辅助开关管S_a2的发射极还与第二辅助开关管S_a3的集电极连接，第二辅助开关管S_a3的发射极连接有谐振电感L_r和第一辅助二极管D_a1，谐振电感L_r和第一辅助二极管D_a1串联后与主二极管D₁并联。本发明还公开了针对蓄电池充电的Buck软开关电路的控制方法。本发明软开关电路减小开关损耗。

Description

一种针对超级电容充电的Buck软开关电路及控制方法

技术领域

本发明属于电动汽车系统、不间断电源系统技术领域，具体涉及一种针对超级电容充电的Buck软开关电路，本发明还涉及针对超级电容充电的Buck软开关电路的控制方法。

背景技术

近年来，由于能源与环境问题日益恶化，人们对电动汽车的需求越来越紧迫。在电动车中，蓄电池虽然作为关键部分，但由于充放电次数的增加严重缩短了蓄电池的寿命，并且蓄电池的功率特性无法满足汽车在启动，加速等特殊情况下的功率要求。超级电容器作为辅助电源可以弥补这个缺点，因此针对超级电容器充放电技术在许多国家中得到了足够的重视，陆续开展了广泛的研究。

目前，为了延长电动汽车的寿命及提高电动汽车的效率，汽车行业在电池、逆变器以及非隔离DC/DC变换器等设备上加强了研究。传统针对超级电容充电的Buck电路有如下缺点：二极管反向恢复时间长，它能够产生大的电流尖峰，造成电路损坏使电路的可靠性降低；开关管在开通与关断过程中，管子上的电流与电压同时上升或下降并且随着开关频率的增大，产生很大的开关损耗；电磁干扰严重，随着频率的提高，电路中的di/dt和dv/dt增大，从而产生电磁干扰(EMI)，影响周围的设备工作。

发明内容

本发明的目的是提供一种针对超级电容充电的Buck软开关电路，解决了现有的超级电容充电的辅助开关管硬开通和硬关断、开关损耗大导致系统工作寿命短的问题。

本发明的另一目的是提供针对超级电容充电的Buck软开关电路的控制方法。

本发明所采用的第一种技术方案是，一种针对超级电容充电的Buck软开关电路，包括依次串联的输入电压源V_h、电阻R₁、主开关管S₂、主电感L_m、输出电压源V_l，输入电压源V_h的负极与输出电压源V_l的负极连接，输出电压源V_l的负极与主开关管S₂的集电极之间连接有第一电容C₁，主电感L_m、输出电压源V_l的两端并联有主二极管D₁，主开关管S₂的集电极与第一辅助开关管S_a2的集电极连接，主开关管S₂的发射极与第一辅助开关管S_a2的发射极之间连接有谐振电容C_r，第一辅助开关管S_a2的发射极还与第二辅助开关管S_a3的集电极连接，第二辅助开关管S_a3的发射极连接有谐振电感L_r和第一辅助二极管D_a1，谐振电感L_r和第一辅助二极管D_a1串联后与主二极管D₁并联。

本发明第一种技术方案的特点还在于，

主开关管S₂、第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3均为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。

本发明所采用的第二种技术方案是，一种针对超级电容充电的Buck软开关电路的控制方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1、分别产生用于驱动主开关管S₂、第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3的第一脉冲序列Vs_s2、第二脉冲序列Vs_sa2、第三脉冲序列Vs_sa3；

步骤2、步骤1中产生的第一脉冲序列Vs_s2、第二脉冲序列Vs_sa2、第三脉冲序列Vs_sa3通过驱动电路分别驱动主开关管S₂、第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3，即实现了软开关。

本发明第二种技术方案的特点还在于，

步骤1中第一脉冲序列Vs_s2的产生方法为：通过DSP产生基础PWM波Vs_buck，将基础PWM波Vs_buck延迟ΔT1后生成的信号与基础PWM波Vs_buck进行逻辑与，产生的脉冲序列为第一脉冲序列Vs_s2。

ΔT1＝3μs。

步骤1中第二脉冲序列Vs_sa2的产生方法为：将第一脉冲序列Vs_s2取反得到信号s1，将第一脉冲序列Vs_s2延迟ΔT4生成的信号与第一脉冲序列Vs_s2进行逻辑与得到信号s2，信号s1与信号s2逻辑或得到生成信号s3，第一脉冲序列Vs_s2延迟ΔT3生成的信号与第一脉冲序列Vs_s2进行逻辑与再取反后得到信号s4，信号s3与信号s4进行逻辑或，产生的脉冲序列为第二脉冲序列Vs_sa2。

ΔT3＝1μs。

ΔT4＝5μs。

步骤1中第三脉冲序列Vs_sa3的产生方法为：通过DSP产生基础PWM波Vs_buck，第一脉冲序列Vs_s2延迟ΔT2后取反所产生的信号与基础PWM波Vs_buck进行逻辑与，产生的脉冲序列为第三脉冲序列Vs_sa3。

ΔT2＝2μs。

本发明的有益效果是：

①本发明中第一辅助开关管S_a2和第二辅助开关管S_a3不同时关断使得这两个开关管软开通和软关断，既适合电流断续模式又适合电流连续模式；

②本发明中谐振电感L_r、谐振电容C_r并联谐振从而使主开关管S₂零电压开通，降低了开关损耗；

③本发明中主开关管S₂也能实现软开通和软关断；

④本发明能够快速稳定的为超级电容充电。

附图说明

图1是本发明一种针对超级电容充电的Buck软开关电路的拓扑图；

图2是本发明中三个脉冲序列的产生原理图；

图3是本发明中各时刻的波形图；

图4是本发明中各时刻工作模式图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

一种针对超级电容充电的Buck软开关电路，拓扑结构如图1所示，包括依次串联的输入电压源V_h、电阻R₁、主开关管S₂(主开关管S₂采用绝缘栅极双极晶体管IGBT，主开关管S₂的集电极和发射极之间反并联第二辅助体二极管D₂)、主电感L_m、输出电压源V_l(也就是超级电容，即本发明中给超级电容充电也就是给输出电压源V_l进行充电)，输入电压源V_h的负极与输出电压源V_l的负极连接，输出电压源V_l的负极与主开关管S₂的集电极之间连接有第一电容C₁，主电感L_m、输出电压源V_l的两端并联有主二极管D₁，主开关管S₂的集电极与第一辅助开关管S_a2的集电极连接，主开关管S₂的发射极与第一辅助开关管S_a2(第一辅助开关管S_a2采用绝缘栅极双极晶体管IGBT，第一辅助开关管S_a2的集电极和发射极之间反并联第三辅助体二极管D_a2)的发射极之间连接有谐振电容C_r，第一辅助开关管S_a2的发射极还与第二辅助开关管S_a3(第二辅助开关管S_a3采用绝缘栅极双极晶体管IGBT，第二辅助开关管S_a3的集电极和发射极之间反并联第四辅助体二极管D_a3)的集电极连接，第二辅助开关管S_a3的发射极连接有谐振电感L_r和第一辅助二极管D_a1，谐振电感L_r和第一辅助二极管D_a1串联后与主二极管D₁并联。

其中输入电压源V_h、输出电压源V_l、主电感L_m、主开关管S₂、主二极管D₁构成一个传统的Buck电路，谐振电感L_r、谐振电容C_r、第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3构成一个ZVT谐振网络。

一种针对超级电容充电的Buck软开关电路的控制方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1、分别产生用于驱动主开关管S₂、第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3的第一脉冲序列Vs_s2、第二脉冲序列Vs_sa2、第三脉冲序列Vs_sa3：

①第一脉冲序列Vs_s2的产生方法为：通过DSP产生基础PWM波Vs_buck，将基础PWM波Vs_buck延迟ΔT1(ΔT1＝3μs)后生成的信号与基础PWM波Vs_buck进行逻辑与，产生的脉冲序列为第一脉冲序列Vs_s2，如图2(a)所示；

第二脉冲序列Vs_sa2的产生方法为：将第一脉冲序列Vs_s2取反得到信号s1，将第一脉冲序列Vs_s2延迟ΔT4(ΔT4＝5μs)生成的信号与第一脉冲序列Vs_s2进行逻辑与得到信号s2，信号s1与信号s2逻辑或得到生成信号s3，第一脉冲序列Vs_s2延迟ΔT3(ΔT3＝1μs)生成的信号与第一脉冲序列Vs_s2进行逻辑与再取反后得到信号s4，信号s3与信号s4进行逻辑或，产生的脉冲序列为第二脉冲序列Vs_sa2，如图2(b)所示；

③第三脉冲序列Vs_sa3的产生方法为：通过DSP产生基础PWM波Vs_buck，第一脉冲序列Vs_s2延迟ΔT2(ΔT2＝2μs)后取反所产生的信号与基础PWM波Vs_buck进行逻辑与，产生的脉冲序列为第三脉冲序列Vs_sa3，如图2(c)所示。

步骤2、步骤1中产生的第一脉冲序列Vs_s2、第二脉冲序列Vs_sa2、第三脉冲序列Vs_sa3通过驱动电路分别驱动主开关管S₂、第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3，即实现了软开关，从而能够可靠稳定高效率的完成对超级电容的充电。

图3是本发明中各时刻波形图，包括主开关管S₂两端的电压与电流波形，谐振电感L_r两端的电压电流波形，谐振电容C_r两端的电流电压波形，第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3的电流波形。从图中可以看出主开关管S₂、第一辅助开关管Sa2、第二辅助开关管Sa3均能够实现软开通与软关断。

图4是各时刻工作模式图，分析图中开关模态如下：

开关模态1([t1,t2])：

在模态1开始之前(即模态0)，如图4(a)所示，主开关管S₂、第二辅助开关管S_a3是关断的，第一辅助开关管S_a2是导通的。谐振电容C_r被反向充电，V_Cr＝-V_h。当开通第二辅助开关管S_a3模态1开始，如图4(b)所示，第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3零电流开通，第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3上的电流线性上升，公式(1)描述了电流上升时间t1，当i_Sa2＝i_Sa3＝i_Lm，模态1结束。

△t1＝t2-t1＝L_r·i_L/v_h  (1)

开关模态2([t2,t3])：

t2时刻谐振电感L_r与谐振电容C_r开始谐振，模态2开始，如图4(c)所示。此时谐振电容C_r开始放电，谐振电容C_r电流i_Cr流过谐振电感L_r，i_Lr可用公式(2)表示。公式(3)描述了i_Lr持续增加直到i_Cr达到最大值i_Crmax。随着谐振电容C_r的放电，主开关管S₂两端的电压降为0V，模式2结束。

i_Lr＝i_L+i_Cr  (2)

$i_{\mathrm{Lr}}=i_L+c\frac{\mathrm{du}}{\mathrm{dt}}---\left(3\right)$

开关模态3([t3,t4])～开关模态4([t4,t5])：

在t3时刻，谐振电容C_r完全放电并且主开关管S₂的第二辅助体二极管D₂导通，模态3开始，如图4(d)所示。流过第二辅助体二极管D₂、第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3、谐振电感L_r的谐振电流i_Lr保持最大值i_Lrmax。由于第二辅助体二极管D2的非线性导通，i_Lr并不向谐振电容C_r充电，主开关管S₂两端电压为零，满足零电压导通的条件。Δt3＝(t4-t3)是在t4时刻零电压条件下导通主开关管S₂所用的时间裕量。在t4时刻模态4开始，它与模态3的状态相同。在这两种模式中，i_Lr不但流经第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3、谐振电感L_r而且还为负载提供能量。

开关模态5([t5,t6])：

在t5时刻关断第一辅助开关管S_a2，模态5开始，如图4(e)所示。由于谐振电容C_r两端电压为零，输入电压源V_h开始向谐振电容C_r充电，谐振电容C_r很快被充满电。同时i_Lr仍为负载提供能量，谐振电感L_r存在着高饱和风险，因此能量传递路径将在下一个模式改变。

开关模态6([t6,t7])～开关模态7([t7,t8])：

t6时刻谐振电容C_r充满电，模态6开始，如图4(f)所示。i_Lr通过第一辅助二极管D_a1续流，谐振电感L_r向电源和负载释放能量并且逐渐衰减。在模态6中，谐振电感L_r能量释放到电源或负载，由于电感电流的惯性电流方向开始改变，进入到模态7，如图4(g)所示。模态7中，谐振电感L_r向负载释放能量。

开关模态8([t8,t9])：

t8时刻关断第二辅助开关管S_a3，模态8开始，如图4(h)所示。谐振电容C_r与谐振电感L_r开始谐振并且第一辅助开关管S_a2、第四辅助体二极管D_a3导通。谐振电容C_r的电流i_Cr流过谐振电感L_r，谐振电感L_r电流将反向增大。随着谐振电容C_r的放电，谐振电容C_r与谐振电感L_r两端的电压逐渐降为0V。

开关模态9([t9,t10])～开关模态10([t10,t11])：

当谐振电容C_r放完电，模态9开始，如图4(i)所示。由于电感电流不能突变，谐振电感L_r上的电流将流过主开关管S₂、第三辅助体二极管D_a2、第四辅助体二极管D_a3。开通第一辅助开关管S_a2，模态10开始，电路进入传统的Buck模式导通状态。这两个模式中i_Lr不但流经主开关管S₂、第三辅助体二极管D_a2、第四辅助体二极管D_a3，而且还为负载提供能量。

开关模态11([t11,t12])：

t11时刻断开主开关管S₂，模态11开始，如图4(j)所示。电源开始为谐振电容C_r反向充电，谐振电容C_r很快将被充满电。在为谐振电容C_r充电的期间，由于电感电流的惯性，谐振电感L_r也为谐振电容C_r充电。

开关模态12([t12,t13])～开关模态0([t13,t1])：

当谐振电容C_r被充满电，模态12开始，如图4(k)所示。由于此时谐振电感L_r上仍有电能，电感电流不能突变的原因，谐振电感L_r不但向输入电压源V_h放电，而且还为负载提供能量。与此同时主二极管D₁开始续流。当谐振电感L_r的电能释放完毕，电路进入模态0阶段，如图4(a)所示，主二极管D₁续流，直到第二辅助开关管S_a3开通电路进入下一个工作周期。

从上述开关模态的分析可以得出：本发明中的所有开关管均能够实现软开通与软关断；并且由于谐振电感L_r、谐振电容C_r并联谐振从而使主开关管S₂零电压开通，降低了开关损耗；同时本发明中的软开关电路结合其控制方法可以快速稳定的为超级电容充电。

通过本发明的Buck软开关电路及结合其控制方法能够可靠稳定高效率的完成对超级电容的充电。

Claims (10)

1.一种针对超级电容充电的Buck软开关电路，其特征在于，包括依次串联的输入电压源V_h、电阻R₁、主开关管S₂、主电感L_m、输出电压源V_l，输入电压源V_h的负极与输出电压源V_l的负极连接，输出电压源V_l的负极与主开关管S₂的集电极之间连接有第一电容C₁，主电感L_m、输出电压源V_l的两端并联有主二极管D₁，主开关管S₂的集电极与第一辅助开关管S_a2的集电极连接，主开关管S₂的发射极与第一辅助开关管S_a2的发射极之间连接有谐振电容C_r，第一辅助开关管S_a2的发射极还与第二辅助开关管S_a3的集电极连接，第二辅助开关管S_a3的发射极连接有谐振电感L_r和第一辅助二极管D_a1，谐振电感L_r和第一辅助二极管D_a1串联后与主二极管D₁并联。

2.根据权利要求1所述的一种针对超级电容充电的Buck软开关电路，其特征在于，所述主开关管S₂、第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3均为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。

3.一种针对超级电容充电的Buck软开关电路的控制方法，其特征在于，采用针对超级电容充电的Buck软开关电路，其结构为：

包括依次串联的输入电压源V_h、电阻R₁、主开关管S₂、主电感L_m、输出电压源V_l，输入电压源V_h的负极与输出电压源V_l的负极连接，输出电压源V_l的负极与主开关管S₂的集电极之间连接有第一电容C₁，主电感L_m、输出电压源V_l的两端并联有主二极管D₁，主开关管S₂的集电极与第一辅助开关管S_a2的集电极连接，主开关管S₂的发射极与第一辅助开关管S_a2的发射极之间连接有谐振电容C_r，第一辅助开关管S_a2的发射极还与第二辅助开关管S_a3的集电极连接，第二辅助开关管S_a3的发射极连接有谐振电感L_r和第一辅助二极管D_a1，谐振电感L_r和第一辅助二极管D_a1串联后与主二极管D₁并联；

所述主开关管S₂、第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3均为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件；

具体按照以下步骤实施：

步骤1、分别产生用于驱动主开关管S₂、第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3的第一脉冲序列Vs_s2、第二脉冲序列Vs_sa2、第三脉冲序列Vs_sa3；

步骤2、步骤1中产生的第一脉冲序列Vs_s2、第二脉冲序列Vs_sa2、第三脉冲序列Vs_sa3通过驱动电路分别驱动主开关管S₂、第一辅助开关管S_a2、第二辅助开关管S_a3，即实现了软开关。

4.根据权利要求3所述的一种针对超级电容充电的Buck软开关电路的控制方法，其特征在于，所述步骤1中第一脉冲序列Vs_s2的产生方法为：通过DSP产生基础PWM波Vs_buck，将基础PWM波Vs_buck延迟ΔT1后生成的信号与基础PWM波Vs_buck进行逻辑与，产生的脉冲序列为第一脉冲序列Vs_s2。

5.根据权利要求4所述的一种针对超级电容充电的Buck软开关电路的控制方法，其特征在于，所述ΔT1＝3μs。

6.根据权利要求4所述的一种针对超级电容充电的Buck软开关电路的控制方法，其特征在于，所述步骤1中第二脉冲序列Vs_sa2的产生方法为：将第一脉冲序列Vs_s2取反得到信号s1，将第一脉冲序列Vs_s2延迟ΔT4生成的信号与第一脉冲序列Vs_s2进行逻辑与得到信号s2，信号s1与信号s2逻辑或得到生成信号s3，第一脉冲序列Vs_s2延迟ΔT3生成的信号与第一脉冲序列Vs_s2进行逻辑与再取反后得到信号s4，信号s3与信号s4进行逻辑或，产生的脉冲序列为第二脉冲序列Vs_sa2。

7.根据权利要求6所述的一种针对超级电容充电的Buck软开关电路的控制方法，其特征在于，所述ΔT3＝1μs。

8.根据权利要求6所述的一种针对超级电容充电的Buck软开关电路的控制方法，其特征在于，所述ΔT4＝5μs。

9.根据权利要求4所述的一种针对超级电容充电的Buck软开关电路的控制方法，其特征在于，所述步骤1中第三脉冲序列Vs_sa3的产生方法为：通过DSP产生基础PWM波Vs_buck，第一脉冲序列Vs_s2延迟ΔT2后取反所产生的信号与基础PWM波Vs_buck进行逻辑与，产生的脉冲序列为第三脉冲序列Vs_sa3。

10.根据权利要求9所述的一种针对超级电容充电的Buck软开关电路的控制方法，其特征在于，所述ΔT2＝2μs。