CN102739035A - 用于开关转换器的主动电磁干扰减小的系统和方法 - Google Patents

用于开关转换器的主动电磁干扰减小的系统和方法 Download PDF

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Abstract

一种用于转换器的EMI减少网络，该转换器包括设置在输入电压节点和基准节点之间的上端和下端功率开关。电感耦合在输入电压节点和上端开关之间耦合于第一节点，电容和辅助功率开关串联地耦合在第一节点和基准节点之间，并提供控制器以控制切换。控制器基于PWM信号切换上端开关。控制器保持下端开关导通，直到相节点变正且同时上端开关导通为止。控制器在下端功率开关截止之后导通辅助开关并在上端功率开关截止之后截止辅助开关。下端和辅助开关可以是零电压切换的，而上端开关可以是零电流切换的。

Description

用于开关转换器的主动电磁干扰减小的系统和方法
相关申请的交叉引用
本申请要求2011年4月15日提交的美国临时申请S/N 61/475,898的权益，该申请的全部内容出于所有意图和目的通过引用结合于此。
附图简述
参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点，在附图中：
图1是包含寄生环的传统降压式转换器的简化示意图；
图2是根据本发明一个实施例实现的包括用于减少开关振铃(ringing)和EMI的附加组件的转换器的示意图；
图3是描绘基于开关S1-S3的状态的相应工作模式下图2的转换器的一组示意电路图；
图4是示出图2的转换器的开关S1-S3的操作的一组三个时序图；
图5是示出在图4的同一时间周期内图2的转换器的操作的电流和电压的一对时序图；
图6是示出对于图1的传统降压式转换器的S1、S2的开关电压和VS2的时序图；
图7是示出在开关操作过程中图2的转换器的S1的栅极-源极电压(G1)和电压VS1、VS2的时序图；以及
图8是配置有包括根据本发明一个实施例实现的转换器的电源的计算机系统的简化框图，所述转换器例如是根据图2的转换器。
具体实施方式
给出以下描述以使本领域技术人员能在特定应用及其需求的背景下作出和利用所提供的本发明。然而，优选实施例的多种修改对本领域技术人员将会是明显的，而且可将本文所限定的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明不旨在局限于本文中示出和描述的特定实施例，而应给予与本文中披露的原理和新颖特征一致的最宽范围。
包括根据其中将较大输入电压VIN转换成较小输出电压VOUT的降压式转换器的降压式配置实现的那些开关转换器天生具有可能在开关节点造成大量振铃的寄生环。振铃可进一步产生不理想的电磁干扰(EMI)。EMI可被辐射至内部或外部电路或甚至附近的电子装备，这可能造成该电子器件或其它电子器件或装备的错误操作或甚至故障。本文描述的转换器可用于灵敏的电子器件内，例如仪器电子器件或医疗设备等。要求尽可能地最小化或甚至消除EMI。
图1是包含由环形箭头表示的寄生环102的传统降压式转换器100的简化示意图。转换器包括提供输入电压VIN的输入电压源202、电子功率开关S1和S2、输出电感器LO、输出电容器CO和由负载电阻器RL表征的输出负载。开关S1、S2耦合在一起并耦合于输出电感器L1作为相节点PH。元件LP1、LP2和LP3是寄生电感而非物理电感器并因此用虚线表示。元件CP表示开关S2的寄生电容而非物理电容器并因此用虚线表示。CP表征电子功率开关S2的漏极-源极、漏极-栅极和栅极-源极电容的效果。还示出了输入电压的去耦电容器CD。寄生元件连同电容器CD形成寄生环102。
在传统转换器100中，S1是被激活或导通以将相节点PH耦合至VIN的“上端”电子开关，随后上端开关S1被截止而“下端”开关S2被导通以使相节点PH耦合至GND(地)。当根据PWM控制发起一新的周期时，下端开关S2截止且随后上端开关S1再次导通，且操作以这种方式反复以执行本领域内技术人员所知的电压转换。空载时间控制确保开关S1和S2两者不会被同时导通，因此一个开关在另一开关导通前截止，反之亦然。
在开关过程中，寄生器件造成在104处的时序图插图中表示的振铃。在开关过程中这种显著的振铃产生不理想的EMI。转换器100的开关频率可以是几十或几百千赫(kHz)或类似量，而振铃可以是几十或几百兆赫(MHz)或类似量。这种振铃可能被辐射至内部或外部电路或至附近的电子器件和装备，这造成不理想的EMI。
图2是根据本发明一个实施例实现的包括用于减少开关振铃和EMI的附加组件的转换器200的示意图。输入电压源202在输入节点204上产生输入电压VIN。电感器LR耦合在节点204和节点206之间，用于产生电压VS1，该电压VS1进一步耦合于电子功率开关S3的源极和电子功率开关S1的漏极。S3的漏极耦合于电容器CR的一端，该电容器CR另一端耦合于例如接地点(GND)的基准节点。S1的源极耦合至相节点210，用于产生电压VS2，该电压VS2进一步耦合至输出电感器LO的一端并耦合至另一电子功率开关S2的漏极。S2的源极耦合至GND。寄生电容器CP图示为耦合在节点210和GND之间，该寄生电容器CP表征开关S2的寄生电容并用虚线表示。LO的另一端耦合至输出节点212，在该输出节点212形成输出电压VOUT，该输出电压VOUT进一步耦合至输出电容器CO的一端并耦合至负载电阻器RL的一端。负载电阻器RL表征接收作为由转换器200提供的源电压的输出电压VOUT的任何类型负载。CO和RL的另一端耦合于GND。
相比传统配置，增加了器件LR、S3和CR。开关S1和S2是主要功率开关而S3是辅助的第三开关。控制器214将栅极控制信号G1、G2和G3分别提供给电子开关S1、S2和S3的栅极。电子开关S1、S2和S3(S1-S3)各自图示为N型、金属氧化物半导体、场效应晶体管(MOSFET)，尽管也可想到其它类型的开关或晶体管，例如P型MOSFET、其它类型的FET等以及其它类型的晶体管，比如双极结型晶体管(BJT)或绝缘栅极双极晶体管(IGBT)等。
提供或以其它方式改型控制器214以控制开关S1-S3，以减少或以其它方式最小化开关振铃和EMI发射。S1、S2的开关操作被修正，并如本文进一步描述的那样引入开关S3、电感器LR和电容器CR以减少振铃和EMI。
在一个实施例中，控制器214根据脉宽调制(PWM)控制而操作。在一更具体配置中，控制器214包括误差和比较器网络216及开关控制器218。VOUT由误差和比较器网络216感测出，其中VOUT要么被直接提供要么经由反馈电路(未示出)提供，所述反馈电路提供相应的反馈电压VFB。例如，反馈电路可实现为电阻分压器等，用来将VOUT向下驱动至较低的电压电平。误差和比较器网络216包括误差放大器等(未示出)，它将VOUT或其测得版本与基准电平等比较以形成误差或补偿信号等。可引入补偿网络(未示出)以用于环控制等。可将误差/补偿信号提供给比较器网络，该比较器网络用来形成例如脉宽调制(PWM)信号之类的脉冲控制信号。如本领域内技术人员所能理解的那样，PWM的占空比受到控制以调节VOUT的电压电平。PWM和VS2被提供给开关控制器218，该开关控制器218基于PWM信号和VS2产生栅极控制信号G1、G2和G3。
在一个实施例中，转换器200实现在功率模块220上，其中除输入电压源202和负载RL外的几乎所有组件、器件或元件被提供在功率模块220上。在一些实施例中，输出电容器CO或其一部分可被提供在功率模块220上，或可从外部提供。
控制器214可实现在集成电路(IC)等上，在一个实施例中该集成电路(IC)可纳入到功率模块220中。开关控制器218可包括栅极驱动器(未示出)，用于驱动G1、G2和G3信号。对于IC配置，栅极驱动器可实现在IC上的开关控制器218中，用于较低电流配置。替代地，栅极驱动器在芯片外独立实现，用于较高电流应用。开关S1-S3可纳入到IC控制器上以用于较低电流应用，或可在外部耦合以用于较高电流应用。
图3是一组示意电路图302、304、306和308，它们示出基于开关S1-S3分别由G1-G3信号控制的状态处于相应工作模式下的转换器200。电容CP以实线表示，尽管知道它是寄生元件。电路图302示出在PWM周期的功率部分期间S1和S2导通且S3截止时的转换器200。电路图304示出S1导通且S2、S3截止时的转换器200。电路图306示出S1、S3导通且S2截止时的转换器200。电路图308示出S2导通而S1、S3截止时的转换器200。
在每种情形下，当“闭合”或导通时，开关S1-S3中的每一个以短路代替，而当“断开”或截止时，则以开路代替。当导通时，S1有效地将节点206、210耦合到一起，而当截止时，使节点206、210彼此隔离。当导通时，S2使电容器CP短路以从有效地将其从电路中移除，而当截止时，将CP重新放置在电路中。当导通时，S3将电容器CR置于电路中，如电路图306所示。当截止时，S3如电路图302、304所示有效地将电容器CR从电路中移除。然而，如电路图308所示，开关S3的内部本体二极管303使电流流过LR以当开关S3截止时通过CR放电。输出电感器LO被描述为提供电感器电流IO的电流源301。
图4是示出转换器200的开关S1-S3的操作的一组三个时序图。图4中的第一时序图在402、404和406分别绘出栅极驱动信号G1、G2和G3相对于时间的关系，并在408进一步用虚线表示PWM信号。图4的第二时序图在412、414和416分别绘出开关S1、S2和S3的相应漏极-源极电流(IDS)。图4的第三时序图在422、424和426分别绘出开关S1、S2和S3的相应漏极-源极电压(VDS)。
图5是示出在图4的同一时间周期内图2的转换器的操作的电流和电压的一对时序图，其中图4和图5被一起考虑。图5的第一时序图绘出通过电感器LR的电流ILR相对时间的关系，如502所示，并绘出通过电感器LO的电流IO相对时间的关系，如504所示。图5的第二时序图绘出跨电容器CR的电压VCR相对于时间的关系，如506所示。
PWM信号由控制器214形成或者在控制器214中，用来控制转换器200的开关S1-S3的开关操作。如本领域内技术人员理解的那样，PWM在第一和第二状态之间反复。当PWM信号从第一状态(例如低)变至第二状态(例如高)时，新的功率周期被发起，且随后PWM信号在周期的剩下部分回到第一状态。S1、S2和S3的切换主要是基于PWM信号确定的。
如图3-5所示，在第一时间t0之前，遵照电路图308，开关S2从之前的PWM周期开始导通，而S1和S3截止(S2导通，S1和S3截止)。在时间t0，开关S1响应于PWM变高而导通以发起一新周期，此时遵照电路图302，S1导通而S2仍然导通但S3截止(S1和S2导通，S3截止)。在一种传统配置中，遵照空载时间控制操作，S1和S2一般不被同时导通。然而，对于转换器200，通过从S2截止且S3导通的时候插入一空载时间周期而在S2和S3之间使用空载时间控制，并通过当S1截止且S2再次导通的时候插入另一空载时间周期而在S1和S2之间使用空载时间控制。
当S1导通且同时S2导通时，节点206和210有效地耦合在一起并暂时耦合于GND。如图5所示，在周期的功率部分期间，从输入节点204开始，ILR相对快地上升至源极电流。在随后的时间t1，电流ILR越过IO以使它们暂时相等，而开关S2在大约时间t1被截止以使转换器200遵循电路图304(S1导通，S2和S3截止)。理想地，S2可仅当ILR变得等于IO时截止。然而，从实践的观点看，测量这些电流并以足够的精确度作出这种判断是困难的(或者需要花费更多成本)。相反，当ILR上升至高于IO时，节点210上的VS2变为正。注意在电路图304中，当IO大于ILR时，电流通过电容CP从地面供源至节点210。这是由图4的中间时序图在414示出的S2的漏极-源极电流IDS，其中S2的IDS在时间t0之前和就在时间t0之后最初是小于零的。由于S2的IDS电流是从地面至CP供源的，因此VS2最初小于0。随着S2的IDS上升并就在时间t1之前变为0V，VS2也上升并在将近同一时间变为0V并被检测到变为正。因此，相节点210的电压VS2被监测并且当其在这个周期部分变为正时，开关S2截止。
在当S2截止的t1开始一相对短的空载周期之后，S3在时间t2导通以使转换器200遵循电路图306(S1、S3导通，S2截止)。S3在ZVS(零电压切换)处导通。
在随后的时间t3，控制器214就在PWM信号变低后将S1截止，这指示周期的功率部分结束。在t3后的一短时间，S3在时间t4截止。理想地，当电流ILR变回为零时，即在大约时间t4，S3截止。在一个实施例中，电流传感器等用来检测在大约为零的电流ILR的电平，用以确定何时将S3截止。当VS1大约等于VIN时，ILR大约为零。在另一实施例中，电压比较器等用来检测VIN和VS1之间的电压差，从而当电压差大约为零时使S3截止。任一方法采用额外的器件或电路(例如电流传感器或电压比较器)以作出这个判断。在另一实施例中，在S1截止后的一短时延之后，S3截止。
从当S1截止的时间t3开始的另一相对短空载时间延时之后，S2在时间t5再次导通(遵循电路图308)，并保持导通直到当S1如前所述地重新导通时的下一PWM周期开始之后。
从时间t5开始，遵循电路图308，流过LR的电流ILR通过电容器CR被放电。如此，对于下一PWM周期，开关S1取得具有最小振铃的零电流切换。
回顾图2-5，开关S2、S3遵循零电压切换被导通和截止，而S1遵循零电流切换被导通。
图6是示出S1(或G1)的栅极-源极电压的开关电压和传统降压式转换器100的VS1、VS2的时序图。在电压信号上观察到显著的振铃，这导致显著辐射的EMI。
图7是示出在开关操作中对于转换器200的G1、VS1、VS2的开关电压的时序图。相比于图6所示的传统配置，振铃或振荡的水平大量减小。
图8是一电子设备的简化方框图，例如配有包含转换器200的电源802的计算机系统800。电源802形成供电电压，该供电电压包括由转换器200形成的VOUT，用以向计算机系统800的其它系统器件供电。在图示实施例中，计算机系统800包括处理器804和周边系统806，它们均耦合以从电源802接收供电电压。在所示实施例中，周边系统806可包括系统存储器808(例如包括RAM和ROM型器件和存储器控制器等的任意组合)、输入/输出(I/O)系统810的任意组合，所述I/O系统810可包括系统控制器等，例如图形控制器、中断控制器、键盘和鼠标控制器、系统存储设备控制器(例如硬盘驱动器等的控制器)等。所示系统仅为示例性的，因为许多处理系统和支持设备如本领域内技术人员所知那样可集成在处理器芯片上。
虽然已参考本发明的某些优选版本相当详细地描述了本发明，但可构想其它可能的版本和变型。本领域普通技术人员应当理解的是，他们能容易地利用所公开的概念和特定实施例作为基础设计或修改其它结构以提供本发明的相同目的，这不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围。

Claims (20)

1.一种用于转换器的电磁干扰减少网络，其中所述转换器包括上端和下端功率开关，所述上端和下端功率开关具有在相节点耦合在一起并串联地设置在输入电压节点和基准节点之间的电流端子，所述电磁干扰网络包括：
电感，所述电感在第一节点处耦合在所述输入电压节点和所述上端功率开关之间；
辅助功率开关，所述辅助功率开关具有耦合在所述第一节点和第二节点之间的电流端子；
电容，所述电容耦合在所述第二节点和所述基准节点之间；以及
控制器，所述控制器基于在第一和第二状态之间反复的脉冲控制信号控制所述上端和下端功率开关和所述辅助功率开关的切换，所述控制器用于：
提供第一控制信号以响应切换至所述第二状态的脉冲控制信号使所述
上端功率开关导通，并响应切换至所述第一状态的脉冲控制信号使所述上端功率开关截止；
提供第二控制信号以在所述上端功率开关截止之后使下端功率开关导通，并大约当所述相节点上的电压变为正且同时所述上端开关导通时使所述下端功率开关截止；以及
提供第三控制信号以在所述下端功率开关截止后使所述辅助功率开关导通，并在所述上端功率开关截止后使所述辅助功率开关截止。
2.如权利要求1所述的电磁干扰减少网络，其特征在于，所述辅助功率开关包括场效应晶体管，所述场效应晶体管包括内部本体二极管，所述内部本体二极管在所述辅助功率开关和所述上端功率开关均截止的同时允许电流流过所述电感。
3.如权利要求1所述的电磁干扰减少网络，其特征在于，所述控制器提供所述第三控制信号以从所述下端功率开关截止开始一空载时间周期后导通所述辅助功率开关。
4.如权利要求1所述的电磁干扰减少网络，其特征在于，所述控制器提供所述第二控制信号以从所述上端功率开关截止开始一空载时间周期后导通所述下端功率开关。
5.如权利要求1所述的电磁干扰减少网络，其特征在于，当流过所述电感的电流约为零时，所述控制器提供所述第三控制信号以截止所述辅助功率开关。
6.如权利要求1所述的电磁干扰减少网络，其特征在于，当跨所述电感的电压约为零时，所述控制器提供所述第三控制信号以截止所述辅助功率开关。
7.如权利要求1所述的电磁干扰减少网络，其特征在于，所述控制器遵循零电压切换而导通和截止所述下端功率开关和所述辅助功率开关，并遵循零电流切换而导通所述上端功率开关。
8.一种电子器件，包括：
第一和第二功率开关，所述第一和第二功率开关具有串联地耦合在第一节点和基准节点之间并一起耦合于相节点的电流端子；
输入电感，所述输入电感耦合在用于提供输入电压的输入节点和所述第一节点之间；
第三功率开关，所述第三功率开关具有耦合在所述第一节点和第二节点之间的电流端子；
电容，所述电容耦合在所述第二节点和所述基准节点之间；以及
控制器，所述控制器基于脉冲控制信号提供控制信号以使所述第一、第二和第三功率开关导通和截止，所述脉冲控制信号基于脉宽控制在第一和第二状态之间反复，所述控制器用于：
在所述脉冲控制信号切换至所述第二状态后导通所述第一功率开关，并在所述脉冲控制信号切换至所述第一状态后截止所述第一功率开关；
在所述第一功率开关截止后导通所述第二功率开关，并大致当所述相节点上的电压变为正且同时所述第一功率开关导通时截止所述第二功率开关；以及
在所述第二功率开关截止后导通所述第三功率开关，并在所述第一功率开关截止后截止所述第三功率开关。
9.如权利要求8所述的电子器件，其特征在于，所述第一、第二和第三功率开关、所述输入电感、所述电容和所述控制器实现在功率控制模块上。
10.如权利要求8所述的电子器件，其特征在于，所述第一、第二和第三功率开关、所述输入电感、所述电容和所述控制器一同实现在提供输出电压的电源上，另外还包括耦合于存储器的处理器，其中所述处理器和存储器中的至少一个接收所述输出电压。
11.如权利要求10所述的电子器件，其特征在于，所述控制器包括误差和比较器电路，所述误差和比较器电路接收指示所述输出电压的信号并提供所述脉冲控制信号。
12.如权利要求8所述的电子器件，其特征在于，所述第三功率开关包括场效应晶体管，所述场效应晶体管包括内部本体二极管，所述内部本体二极管在所述第一和第三功率开关均截止的同时允许电流流过所述输入电感。
13.如权利要求8所述的电子器件，其特征在于，所述控制器从所述第二功率开关截止开始一空载时间周期后导通所述第三功率开关。
14.如权利要求8所述的电子器件，其特征在于，所述控制器从所述第一功率开关截止开始一空载时间周期后导通所述第二功率开关。
15.如权利要求8所述的电子器件，其特征在于，当流过所述输入电感的电流约为零时，所述控制器截止所述第三功率开关。
16.如权利要求8所述的电子器件，其特征在于，当跨所述输入电感的电压约为零时，所述控制器截止所述第三功率开关。
17.如权利要求8所述的电子器件，其特征在于，所述控制器遵循零电压切换导通和截止所述第二和第三功率开关，并遵循零电流切换导通所述第一功率开关。
18.一种运作转换器的控制器的方法，其中所述转换器包括：耦合在输入电压节点和第一节点之间的第一电感；具有耦合在第一节点和第二节点之间的电流端子的第一功率开关；耦合在所述第二节点和提供输出电压的输出节点之间的第二电感；具有耦合在所述第二节点和基准节点之间的电流端子的第二功率开关；具有耦合在所述第一节点和第三节点之间的电流端子的第三功率开关；耦合在所述第三节点和基准节点之间的电容以及误差放大器和比较器网络，所述误差放大器和比较器网络感测所述输出电压并形成脉冲控制信号，所述脉冲控制信号在所述转换器的连续功率周期内在第一和第二状态之间切换，所述方法包括：
通过在所述脉冲控制信号切换至第二状态之后导通所述第一功率开关并通过在所述脉冲控制信号切换至所述第一状态之后截止所述第一开关而控制所述第一功率开关；
通过在所述第一功率开关截止后导通所述第二功率开关并通过大约当所述第二节点的电压变为正时在所述第一功率开关导通后截止所述第二功率开关；以及
通过在所述第二功率开关截止后导通所述第三功率开关并在所述第一功率开关截止后截止所述第三功率开关而控制所述第三功率开关。
19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，控制所述第三功率开关包括从所述第二功率开关截止时开始一空载时间周期之后导通所述第三功率开关。
20.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述控制第三功率开关包括当流过所述第一电感器的电流大约为零时截止所述第三功率开关。
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