CN106655948A - 用于电动机的控制装置 - Google Patents

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Abstract

一种控制装置通过过度调制脉冲宽度调制控制或矩形波控制来控制电动机到命令扭矩的输出扭矩来操作反相器。当第一条件不满足时，反相器通过过度调制脉冲宽度调制控制来操作。第一条件为振幅参数增大并且达到判定值。振幅参数为反相器的输出电压向量的振幅或反相器的输出电压的调制因子。当第一条件和第二条件满足时，反相器的操作为从由过度调制脉冲宽度调制控制的操作切换到由矩形波控制的操作。第二条件为在第一条件满足之后流到电动机的电流的电流向量的负d轴方向中的改变量达到预定量。

Description

用于电动机的控制装置
背景
技术领域
本公开涉及用于电动机的控制装置，所述电动机由从反相器输出的交流电压驱动。
背景技术
作为此类控制装置，控制装置被知晓为反相器将电动机的输出扭矩控制到命令扭矩，该反相器基于过度调制脉冲宽度调制(PWM)控制或180度矩形波控制。在过度调制PWM控制中，反相器的输出电压向量的振幅和相位都可以被控制。与此同时，在180度矩形波控制中，反相器的输出电压被固定在该反相器输出电压的最大值。因此，仅输出电压向量的相位是可操纵的变量。
这里，从在过度调制PWM控制下的反相器输出的最大电压与从在180度矩形波控制下的反相器输出的电压之间呈现出显著的区别。由于此区别的结果，有一个不能从反相器输出的电压范围。因此，当流向电动机的电流的电流向量处于稳定状态时，有一电流的范围是不可获得的。当对应于命令扭矩的命令电流向量包括在不可获得的电流范围时，摆动现象(hunting phenomenon)发生。在摆动现象中，控制模式频繁地在过度调制PWM控制和180度矩形波控制之间切换。因此，电动机中发生扭矩波动。因此，用于将控制模式从过度调制PWM控制切换到180度矩形波控制，以及从180度矩形波控制切换到过度调制PWM控制的切换条件需要被适当地设置。
这里，在JP-A-2015-12662中，在过度调制PWM控制和180度矩形波控制之间提供了小于180度的矩形波控制。另外，在JP-A-2015-12662中，当控制模式，通过小于180度的矩形波控制从180度矩形波控制切换到过度调制PWM控制时，提供了在电流向量和其阈值之间执行比较的条件，或在流向电动机的d轴电流和其阈值之间执行比较的条件。结果，抑制了摆动现象的发生。
这里，为了可靠地防止摆动现象的发生，可以考虑设置上述的阈值以便相对于命令电流向量的操作线有很大的余量(margin)。然而，在此情况中，当控制模式从矩形波控制切换的过度调制PWM控制时发生的电动机中的电流波动中出现的问题增加。由此，在用于抑制摆动现象发生的技术中仍然有改善的空间。
发明内容
因此期望提供一种用于电动机的控制装置，其能够在抑制控制模式的切换期间发生的电动机中的电流波动的同时抑制摆动现象的发生。
下文描述了解决上述问题的方法以及其作用效果。
一个示例性实施例提供了应用于电动机控制系统的电动机的控制装置，该电动机控制系统包括：将直流电源的输出电压转化成交流电压并且将该交流电压输出的反相器，以及由反相器输出的交流电压驱动的电动机。该控制装置包括过度调制操作单元、矩形波操作单元、和切换单元。过度调制操作单元通过过度调制PWM控制来操作所述反相器，以将电动机的输出扭矩控制到一命令扭矩。
矩形波操作单元通过矩形波控制来操作所述反相器，以将电动机的输出扭矩控制到该命令扭矩。当第一条件不满足时，切换单元通过过度调制PWM控制来操作所述反相器。第一条件被定义为振幅参数增大并且达到判定值的条件。振幅参数被定义为反相器的输出电压向量的振幅或反相器的输出电压的调制因子。当第一条件和第二条件全部满足时，切换单元将反相器的操作从由过度调制操作单元的操作切换到由矩形波操作单元的操作。第二条件被定义为：在第一条件满足之后流到电动机的电流的电流向量的负d轴方向中的改变量达到预定量的条件。
反相器的输出电压向量的振幅或反相器的输出电压的调制因子被定义为振幅参数。另外，振幅参数增大并且达到判定值的条件被定义为第一条件。在相关技术中，当第一条件不满足时，反相器由过度调制PWM控制来操作。当第一条件满足时，控制模式被从过度调制PWM控制切换到矩形波控制，并且反相器被操作。
当命令电流向量被包括在流到电动机的电流的电流向量处于稳定状态时不可获得的电流范围中时，在相关技术中，摆动现象发生。在摆动现象中，控制模式频繁地在过度调制PWM控制和矩形波控制之间切换。具体地，在切换到矩形波控制之前，实际电流向量相对于命令电流向量被置于负d轴侧。
作为从过度调制PWM控制切换到矩形波控制的结果，实际电流向量改变了以便相对于命令电流向量被置于正d轴侧。结果，随后，振幅参数减少了。第一条件不再满足。控制模式然后从矩形波控制切换到过度调制PWM控制。随后，作为振幅参数又一次增加和第一条件被满足的结果，控制模式从过度调制PWM控制切换到矩形波控制。
以此方式，从过度调制PWM控制到矩形波控制的切换以及从矩形波控制到过度调制PWM控制的切换被交替地重复着。即，摆动现象发生了。当摆动现象发生时，问题出现了，在电动机中发生了扭矩波动。
因此，在上述示例性实施例中，第二条件被设置。第二条件是：在振幅参数已经达到判定值后电流向量的负d轴方向中的改变量达到了预定量。当第一条件和第二条件全部满足时，反相器的操作就从由过度调制操作单元的操作切换到由矩形波操作单元的操作。作为第二条件被设置的结果，即便当控制模式从过度调制PWM控制切换到矩形波控制，实际电流向量也可以相对于命令电流向量更容易地被置于负d轴侧。因此，在抑制电动机中的电流波动的同时，可以抑制摆动现象的发生。
附图说明
附图中：
图1为根据第一实施例的电动机控制系统的整体配置的示图；
图2是电动机控制的框图；
图3A和3B是在过度调制PWM控制和矩形波控制期间操作信号的示图；
图4是摆动现象所发生的dq轴坐标系上的电流范围S的示图；
图5是当摆动现象发生时dq轴坐标系上操作点的转换的示图；
图6是切换过程中的步骤的流程图；
图7A到7C是切换过程概述的示图；
图8A到8B是切换过程的示例的时序图；
图9A到9C是相关技术中的切换过程的时序图；
图10是根据第二实施例的电动机控制的框图；
图11是解释伴随输出电压向量的改变的电流向量的改变的示图；
图12是计算由d轴和λ轴形成的角度的方法的示图；
图13是解释λ轴的示图；
图14是计算λ轴电流的方法的示图；
图15是切换过程中的步骤的流程图；和
图16A到16C是切换过程概述的示图。
具体实施方式
(第一实施例)
将参考附图描述第一实施例，其中本公开的控制装置被应用到车辆(比如电动车或混合动力车)。该车辆包括作为车载主要机器的三相电动机。
如图1所示，电动机控制系统包括电动发电机(MG)10、三相反相器20和控制装置30。控制装置30控制电动发电机10。根据本实施例，电动发电机10是主要的车载发动机。电动发电机10的转子机械地连接到视图未示出的驱动轮。根据本实施例，使用为凸极机的内置式永磁同步电机(IPMSM)作为电动发电机10。
电动发电机10通过反相器20连接到高压电池21。高压电池21用作直流电源。高压电池21的输出电压为例如100伏特或更高。平滑电容器22被配置在高电压电池21与反相器20之间。平滑电容器22使反相器20的输入电压平滑。
这里，当利用升压转换器提供控制系统且该升压转换器将高压电池21的输出电压提升并且将所提升的电压输出到反相器20时，该升压转换器对应于直流电源。
反相器20具有三组串联连接体，该串联连接体由上臂开关Sup、Svp和Swp以及下臂开关组成Sun、Svn和Swn组成。U相上臂和下臂开关Sup和Sun之间的连接点被连接到电动发电机10的U相。V相上臂和下臂开关Svp和Svn之间的连接点被连接到电动发电机10的V相。W相上臂和下臂开关Swp和Swn之间的连接点被连接到电动发电机10的W相。根据本实施例，使用电压控制型半导体切换元件作为开关Sup、Sun、Svp、Svn、Swp和Swn。更具体地，使用绝缘栅双极晶体管(IGBT)。续流二极管Dup、Dun、Dvp、Dvn、Dwp和Dwn分别与开关Sup、Sun、Svp、Svn、Swp和Swn反相并联连接。
电动机控制系统进一步包括相位电流检测单元。该相位电流检测单元在流到电动发电机10的相位电流中检测至少两个相位的电流。根据本实施例，相位电流检测单元包括V相电流检测单元23V和W相电流检测单元23W。V相电流检测单元23V检测流到V相位的电流。W相电流检测单元23W检测流到W相位的电流。另外，电动机控制系统包括电压检测单元24和角度检测单元25。电压检测单元24检测作为反相器20的电源电压VINV的高压电池21的输出电压。角度检测单元25检测电动发电机10的电角度θe。例如，解析器可以被用作角度检测单元25。
控制装置30主要由微计算机配置。控制装置30操作反相器20以便执行反馈控制来将电动发电机10的输出扭矩控制到一命令扭矩Trq*。具体地，基于来自不同检测单元的检测值，如上所述，控制装置30生成对应的操作信号gUp、gUn、gVp、gVn、gWp和gWn，来导通和断开配置反相器20的开关Sup、Sun、Svp、Svn、Swp和Swn。
控制装置30然后将生成的操作信号gUp、gUn、gVp、gVn、gWp和gWn输出到分别对应于开关Sup、Sun、Svp、Svn、Swp和Swn的驱动电路Dr。这里，上臂侧的操作信号gUp、gVp和gWp与下臂侧的相应的操作信号gUn、gVn和gWn是互补的信号。即，一个上臂开关与对应的下臂开关是交替地被设为导通状态。命令扭矩Trq*是从例如在控制装置30外部提供的控制装置中输出的，并且是具有比控制装置30更高的级(order)。
接下来，将参考图2来描述由控制装置30执行的电动发电机10的扭矩控制。
双相转换单元30a(图2中示为uvw到dq)将电动发电机10的三相固定坐标系上的U相电流IU、V相电流IV和W相电流IW转换成dq轴坐标系上的d轴和q轴电流Idr和Iqr。该dq轴坐标系是两相旋转坐标系。双相转换单元30a基于由V相电流检测单元23V检测的V相电流IV、由W相电流检测单元23W检测的W相电流IW以及由角度检测单元25检测的电角度θe来执行该转换。根据本实施例，双相转换单元30a将转换后的d轴和q轴电流Idr和Iqr输出，高频分量通过由双相转换单元30a执行的低通滤波过程被从转换后的d轴和q轴电流Idr和Iqr中移除。
基于从双相转换单元30a输出的d轴和q轴电流Idr和Iqr，扭矩估计单元30b计算电动发电机10的估计扭矩Te。这里，可以利用将d轴和q轴电流Idr和Iqr与估计的扭矩Te关联起来的映射来计算估计的扭矩Te。可替代地，可以利用模型公式来计算估计的扭矩Te。
通过从命令扭矩Trq*中减去估计的扭矩Te，扭矩偏差计算单元30c计算扭矩偏差ΔT。
基于由扭矩偏差计算单元30c计算的扭矩偏差ΔT，相位计算单元30d(图2中示为PI)计算命令电压相位命令电压相位用作一操纵变量，该操纵变量被用于反馈控制以将估计的扭矩Te控制到命令扭矩Trq*。命令电压相位是反相器20的输出电压向量的电压相位的命令值。根据本实施例，通过比例积分控制来计算命令电压相位在该比例积分控制中扭矩偏差ΔT是输入。
根据本实施例，利用d轴的正方向作为参照，从该参照的逆时针方向被定义为电压相位的正方向。因此，当估计扭矩Te相对于命令扭矩Trq*不足时，就增大电压相位当估计扭矩Te相对于命令扭矩Trq*过大时，就减小电压相位
命令电流计算单元30e(在图2中被示为MTPA)基于命令扭矩Trq*来计算d轴和q轴命令电流Id*和Iq*。使用d轴和q轴命令电流Id*和Iq*来获得命令扭矩Trq*。根据本实施例，计算用来实现最小电流最大扭矩控制的电流(最大扭矩每安培(MTPA)控制)作为d轴和q轴命令电流Id*和Iq*。
通过从d轴命令电流Id*中减去d轴电流Idr，d轴偏差计算单元30f计算d轴电流偏差ΔId。通过从q轴命令电流Iq*中减去q轴电流Iqr，q轴偏差计算单元30g计算q轴电流偏差ΔIq。
调制因子计算单元30h(在图2中被示为PI)基于d轴电流偏差ΔId和q轴电流偏差ΔIq来计算初步调制因子Mnf。根据本实施例，调制因子计算单元30h对应于参数计算单元。这里，调制因子M是通过输出电压向量的电压幅度Vn被电压检测单元24所检测的电源电压VINV归一化而获得的值。根据本实施例，调制因子M通过下面的表达式(eq1)来计算。
[公式1]
这里，电压振幅Vn指代在两相旋转坐标系上的反相器20的输出电压向量的振幅命令值。具体地，电压振幅Vn定义为d轴电压Vd的平方与q轴电压Vq的平方的和的平方根，Vd为输出电压向量的d轴分量。d轴电压Vd是输出电压向量的d轴分量。q轴电压Vq是输出电压向量的q轴分量。
调制因子计算单元30h首先基于d轴电流偏差ΔId计算d轴命令电压Vd*。d轴命令电压Vd*是用于执行反馈控制的操纵变量，以将d轴电流Idr控制到d轴命令电流Id*。调制因子计算单元30h然后基于q轴电流偏差ΔIq计算q轴命令电压Vq*。q轴命令电压Vq*是用于执行反馈控制的操纵变量，以将q轴电流Iqr控制到q轴命令电流Iq*。
根据本实施例，使用比例积分控制作为反馈控制。调制因子计算单元30h基于计算的d轴和q轴命令电压Vd*和Vq*计算初步电压振幅Vnf。具体地，调制因子计算单元30h将初步电压振幅Vnf计算为d轴命令电压Vd*平方与q轴命令电压Vq*平方的和的平方根。调制因子计算单元30h基于上面表达式(eq1)通过用电源电压VINV将初步电压振幅Vnf归一化来计算初步调制因子Mnf。
限制器30i通过对从调制因子计算单元30h输出的初步调制因子Mnf执行限制器处理来计算命令调制因子M*。由限制器30i执行的处理将在下文中做详细描述。
调制器30j基于从限制器30i输出的命令调制因子M*和从相位计算单元30d输出的命令电压相位计算三个相位命令电压VU、VV和VW。三个相位命令电压VU、VV和VW的相位以120度的电角度彼此移位。
调制器30j基于从切换判定单元30k输出的切换命令在多个控制模式之中选择单一控制模式，并且然后计算三个相位命令电压VU、VV和VW。所述的多个控制模式包括正弦波PWM控制、过度调制PWM控制和矩形波控制。正弦波PWM控制是执行来操作反相器20的控制，以便当初步调制因子Mnf小于预定调制因子Ma时，反相器20的输出电压是具有电动发电机10的电角速度ω的正弦波。当命令电压VU、VV和VW的峰值是电源电压VINV的1/2或更低时，执行正弦波PWM控制。例如，将预定调制因子Ma设置为100％。
如图3A所示，当命令电压VU、VV和VW的峰值超出电源电压VINV的1/2时，在对于实际施加到电动发电机10的相对于命令电压VU、VV和VW的电压中的不足进行补偿的同时，执行过度调制PWM控制来操作反相器20。在过度调制PWM控制控制中，电压振幅Vn和电压相位都可以被操作。当初步调制因子Mnf是预定调制因子Ma或更大时，执行过度调制PWM控制。
与此同时，如图3B所示，矩形波控制是这样的控制：在该控制中，在电动发电机10的单个电角度周期期间，上臂开关被调到导通时段和下臂开关被调到导通的时段各发生一次。在矩形波控制中，调制因子被固定在最大调制因子Mmax。因此，仅有电压相位是操作的变量。根据本实施例，调制器30j包括过度调制操作单元和矩形波操作单元。切换判定单元30k将在下文做详细描述。
操作信号生成单元30m基于从调制器30j输出的三个相位控制电压Vu、VV和VW生成操作信号gUp、gUp、gVp、gVn、gWp和gWn。操作信号生成单元30m然后将操作信号gUp、gUp、gVp、gVn、gWp和gWn输出到驱动电路Dr。例如，操作信号生成单元30m可以通过三角波比较PWM控制来生成操作信号gUp、gUp、gVp、gVn、gWp和gWn，所述三角波比较PWM控制是基于三个相位控制电压Vu、VV和VW与三角波信号的载波信号之间振幅的比较等。代替基于载波信号生成操作信号，可以基于脉冲模式生成操作信号。
接下来，将要描述切换从过度调制PWM控制到矩形波控制的控制模式的切换过程。此切换过程是本实施例的特征。提供此切换过程来防止摆动现象的发生。在摆动现象中，控制模式频繁地在过度调制PWM控制和矩形波控制之间切换。在描述切换过程之前，将要参考图4和图5描述摆动现象。
图4示出第一线L1、第二线L2和第三线L3。第一线L1是由最大扭矩每安培控制确定的d轴和q轴电流Id和Iq的轨迹。第二线L2是当执行矩形波控制时d轴和q轴电流Id和Iq的轨迹。第二线L2是仅当操作电压相位时的轨迹，而调制因子M被固定在最大调制因子Mmax。尤其根据本实施例，最大调制因子Mmax设为127％。第三线L3是仅当操作电压相位时d轴和q轴电流Id和Iq的轨迹，而调制因子M固定在判定调制因子Mth。
根据本实施例，判定调制因子Mth设置为在过度调制PWM控制中可能的调制因子的最大值。尤其根据本实施例，判定调制因子Mth设为125％。判定调制因子Mth设为大于预定调制因子Ma的值，其为正弦波PWM控制和过度调制PWM控制之间控制模式切换的切换阈值。
这里，定义了作为与本实施例进行比较的配置的相关技术。该相关的技术是切换判定单元30k从上述图2中的配置中除去的配置，并且限制器30i和调制器30j所执行的过程如下所述执行。
具体地，当初步调制因子Mnf小于判定调制因子Mth时，限制器30i将初步调制因子Mnf作为命令调制因子M*输出。当初步调制因子Mnf是判定调制因子Mth或更大并且小于最大调制因子Mmax时，限制器30i将判定调制因子Mth作为命令调制因子M*输出。当初步调制因子Mnf是最大调制因子Mmax时，限制器30i将最大调制因子Mmax作为命令调制因子M*输出。
当输入的命令调制因子M*小于预定调制因子Ma时，调制器30j选择正弦波PWM控制。当命令调制因子M*是预定调制因子Ma或更大并且小于最大调制因子Mmax时，调制器30j选择过度调制PWM控制。当命令调制因子M*是最大调制因子Mmax时，调制器30j选择矩形波控制。
如图4所示，作为命令扭矩Trq*被设置的结果，对应于命令扭矩Trq*的命令电流向量被指定在第一线L1上。命令电流向量被定义为d轴命令电流Id*平方与q轴命令电流Iq*平方的和的平方根。
这里，从在过度调制PWM控制中的反相器20输出的最大电压与从在矩形波控制中的反相器20输出的电压之间呈现出显著的区别。作为此区别的结果，呈现了一个不能从反相器20输出的电压范围。如图4中所示，当电动发电机10的电流向量处于稳定状态，呈现不可获得的电流范围S。电流范围S指代为dq轴坐标系上夹在第二线L2和第三线L3之间的区域。
当命令电流向量在包括在电流范围S的第一线L1的部分上被指定时，实际电流向量不能通过过度调制PWM控制或矩形波控制被设置到命令电流。结果，在上述相关技术中，电流主要围绕命令电流向量显著地波动。摆动现象发生。在摆动现象中，控制模式频繁地在过度调制PWM控制和矩形波控制之间切换。即，在切换到矩形波控制之间的过度调制PWM控制中，电动发电机10的实际电流向量置于朝向与相对于第一线L1的d轴的负侧，如图5中由点A所指示的。
由于初步调制因子Mnf增加并且到达最大调制因子Mmax或者更大的结果，调制器30j将控制模式从过度调制PWM控制切换到矩形波控制。因此，实际电流向量可以改变，以便被置于朝向与相对于第一线L1的d轴的正侧，如图5中由点B所指示的。在此情况中，d轴电流偏差ΔId从正值改变到负值。由调制因子计算单元30h计算的初步调制因子Mnf开始减小。结果，初步调制因子Mnf减小并且变得小于最大调制因子Mmax。调制器30j将控制模式从矩形波控制切换到过度调制PWM控制。
在图5中，从矩形波控制到过度调制PWM控制的切换由从点C到点D的操作点转换所指示。接着，控制模式然后再一次从过度调制PWM控制切换到矩形波控制。以此方式，从过度调制PWM控制到矩形波控制的切换以及从矩形波控制到过度调制PWM控制的切换交替地重复。即，摆动现象发生。当摆动现象发生，在电动发电机10中发生的扭矩波动中问题出现。
根据本实施例，执行下面描述的切换过程来解决上述问题。
图6示出切换过程中的步骤。控制装置30的切换判定单元30k例如在预定区间内重复地执行切换过程。根据本实施例，控制装置30包括切换单元和电流改变量计算单元。
在此系列过程中，首先，在步骤S10处，切换判定单元30k判定由调制因子计算单元30h所计算的初步调制因子Mnf是否为判定调制因子Mth或更大。根据本实施例，此判定条件对应于第一条件。
当在步骤S10处判定第一条件没有满足时，切换判定单元30k前进到步骤S11。在步骤S11处，切换判定单元30k指令限制器30i不要限制初步调制因子Mnf。结果，限制器30i将所输入的初步调制因子Mnf作为命令调制因子M*输出。
另外，在步骤S11处，切换判定单元30k指令调制器30j基于过度调制PWM控制来操作反相器20的切换。结果，电压相位和电压振幅Vn都被操作。如图7所示，实际电流向量在第一线L1上移动直到初步调制因子Mnf达到判定调制因子Mth。
回到上面给出的图6的描述，当在步骤S10处判定第一条件满足时，切换判定单元30k前进到步骤S12。切换判定单元30k判定由d轴偏差计算单元30f计算的d轴电流偏差ΔId是否为d轴指定量Idth或更大。根据本实施例，此判定条件对应于第二条件。在此步骤的d轴电流偏差ΔId对应于，第一条件被判定满足后，电流向量的负d轴方向中的改变量。
当在步骤S12处判定第二条件没有满足时，切换判定单元30k前进到步骤S13。在步骤S13处，切换判定单元30k指令限制器30i将初步调制因子Mnf固定在判定调制因子Mth。结果，限制器30i将判定调制因子Mth作为命令调制因子M*输出，而不管所输入的初步调制因子Mnf的值。
另外，在步骤S13处，切换判定单元30k指令调制器30j来将估计扭矩Te通过仅操作电压相位控制到命令扭矩Trq*。因此，在实际电压振幅Vn固定在对应于判定调制因子Mth的电压振幅的状态中，仅电压相位被操作。结果，如图7B所示，实际电流向量在第三线L3上移动，直到第二条件基本满足。在图7B中，第四线L4指示对应于命令扭矩Trq*的等价线。
根据本实施例，d轴指定量Idth以下列方式设置。具体地，参考图7C，第一线L1和第二线L2之间的交叉是第一交叉。对应于第一交叉的d轴电流Id是第一d轴电流Id1。另外，通过第一交叉的第四线L4和第三线L3之间的交叉是第二交叉。对应于第二交叉的d轴电流Id是第二d轴电流Id2。
这里，如下面所表示的表达式(eq2)，第二线L2和第三线L3根据电动发电机10的电角速度ω和电压振幅Vn而改变。在下面的表达式(eq2)中，Ld和Lq表示d轴和q轴电感，并且ψ表示配置转子的永磁的电枢交链通量(armature interlinkage flux)的均方根。
[公式2]
Vn2＝(ω·Lq·Iq)2+ω2(Ld·Id+Ψ)2...(eq2)
因此，第一d轴电流Id1和第二d轴电流Id2也根据电角速度ω和电压振幅Vn而改变。这里，根据本实施例，基于第一d轴电流Id1和第二d轴电流Id2之间的不同的绝对值的最大值，在假设的当电动发电机10被驱动时的可能的电角速度ω和电压振幅Vn的范围内，d轴指定量Idth被设置。具体地，例如，上述最大值设置为d轴指定量Idth。可替代地，通过大于零的余量被加到最大值所获得的值可以被设置为d轴指定量Idth。
回到上面给出的图6的描述，当在步骤S12处判定第二条件满足时，切换判定单元30k前进到步骤S14。在步骤S14处，切换判定单元30k指令限制器30i将初步调制因子Mnf固定在最大调制因子Mmax。结果，限制器30i将最大调制因子Mmax作为命令调制因子M*输出，而不管所输入的初步调制因子Mnf的值。
另外，在步骤S14处，切换判定单元30k指令调制器30j基于矩形波控制来操作反相器20的切换。因此，仅电压相位被操作，而实际振幅Vn固定在对应于最大调制因子Mmax的电压振幅。结果，如图7B所示，实际电流向量在第二线L2上移动，直到第一条件不再满足。
图8A和8B示出从过度调制PWM控制切换到矩形波控制的过程的示例。这里，在图8A中，实线指示命令调制因子M*的转换。虚线指示初步调制因子Mnf的转换。另外，图8B示出d轴电流偏差ΔId的转换。图8A和8B示出处于命令力矩Trq*逐渐增加的状态中对应的转换。另外，在图8A中，Mlim指示由调制因子计算单元30h计算的初步调制因子Mnf的上限值。
在图8A和图8B所示的示例中，直到当初步调制因子Mnf达到判定调制因子Mth时的时间t1，伴随着命令扭矩Trq*中的逐渐增加，命令调制因子M*逐渐地增加。根据本实施例，直到时间t1，d轴电流偏差ΔId被保持在零附近的正值。
接着，在时间t1处，初步调制因子Mnf达到判定调制因子Mth。因此，从限制器30i输出的命令调制因子M*被固定在判定调制因子Mth。结果，d轴电流偏差ΔId开始增加。这里，在d轴电流偏差ΔId达到d轴指定量Idth的从时间t1到时间t2的时段期间，电压相位被操作来补偿估计扭矩Te中相对于命令扭矩Trq*的不足。
接着，在时间t2处，d轴电流偏差ΔId达到d轴指定量Idth。因此，调制器30j将控制模式从过度调制PWM控制切换到矩形波控制。命令调制因子M*固定在最大调制因子Mmax。
这里，根据本实施例，d轴电流偏差ΔId为正值，即便当控制模式在时间t2处被切换到矩形波控制。这对于防止摆动现象的发生做出贡献。d轴电流偏差ΔId为正值的状态是在切换到矩形波控制后的实际电流向量被置于第二线L2(朝向相对于第一线L1的负d轴侧)上的状态。
与此同时，在相关技术中，由于切换到矩形波控制的结果，d轴电流偏差ΔId变为负值。下文中，将参照图9A到9C描述相关技术。图9A示出命令调制因子M*的转换。图9B示出d轴电流偏差ΔId的转换。图9C示出电动发电机10的输出扭矩Tr的转换。
在图9A到9C中所示的示例中，在时间t1处初步调制因子Mnf达到最大调制因子Mmax。结果，控制模式从过度调制PWM控制切换到矩形波控制。然而，由于此切换的结果，实际电流向量改变，以便被置于朝向相对于第一线L1的正d轴侧的第二线L2上。
因此，d轴电流偏差ΔId变为负值。变为负值的d轴电流偏差ΔId指示估计扭矩Te相对于命令扭矩Trq*过大。因此，接着，初步调制因子Mnf减小并且变得小于最大调制因子Mmax。在时间t2处，控制模式从矩形波控制切换到过度调制PWM控制。诸如此类的切换在时间t1、t2、t3和t4处持续地发生。因此，显著的扭矩波动持续地发生。结果，操控性可能恶化。
根据以上细致描述的本实施例，能达到以下的效果。
当d轴电流偏差ΔId被判定已经，在初步调制因子Mnf达到判定调制因子Mth之后，达到d轴指定量Idth，控制模式从过度调制PWM控制切换到矩形波控制。结果，摆动现象的发生可以在从过度调制PWM控制切换到矩形波控制期间被避免。
尤其地，根据本实施例，当第一条件满足而第二条件不满足时，仅电压相位被操作，而命令调制因子M*被固定在判定调制因子Mth。估计扭矩Te因此被控制到命令扭矩Trq*。结果，从过度调制PWM控制切换到矩形波控制之间和之后的调制因子之间的不同可以被减小。切换期间发生的扭矩波动可以被减小。
(第二实施例)
下文将参考附图描述第二实施例。描述主要聚焦在本实施例和上述第一实施例之间的不同。根据本实施例，切换在从过度调制PWM控制切换到矩形波控制的控制模式的切换过程中的第二条件改变了。
图10示出根据本实施例的扭矩控制的框图。在图10中，为了方便，将与上述图2中所示的那些相同的过程给出相同的参考标号。
λ轴设置单元30n(图10中所示的θλ计算单元)基于d轴和q轴电感Ld和Lq以及由相位计算单元30d输出的命令电压相位计算角度θλ。角度θλ是由dq轴坐标系上的d轴和λ轴形成的角度。将在下文中描述λ轴。
永磁同步电机的电压等式通过下面的表达式(eq3)所表示。
[公式3]
在上文表达式(eq3)中，p表示差分算子，并且R表示电枢绕组电阻。在上面表达式(eq3)中，当处于假设电动发电机10的旋转频率固定的稳定状态，并且应用瞬态现象(transient phenomenon)的条件时，p＝0。另外，电动发电机10的旋转频率足够高并且建立R<<ω×Ld和R<<ω×Lq的关系的条件应用于上述表达(eq3)。由此，上面的表达式(eq3)通过下面的表达式(eq4)所表达。
[公式4]
d轴和q轴电压Vd和Vq之间的关系，以及电压相位和电压振幅Vn通过下面表达式(eq5)表达。
[公式5]
这里，当电压相位仅改变微小量时，通过使用上文表达式(eq4)和(eq)，电压等式通过下面表达式(eq6)表达。
[公式6]
其中，
Vdφ＝Vn cos(φ+Δφ)＝Vn(cosφcosΔφ-sinφsinΔφ)≈Vd-Δφ·Vn sinφ
Vdφ＝Vq sin(φ+Δφ)＝Vn(sinφcosΔφ+cosφsinΔφ)≈Vq+Δφ·Vn cosφ
当上面的表达式(eq4)从上面的表达式(eq6)中减去时，可以推出下面的表达式(eq7)。
[公式7]
在上面表达式(eq7)中，在右侧指示d轴电流改变量并且在右侧的指示q轴电流改变量当上面表达式(eq7)针对电流改变量和求解时，推出下面的表达式(eq8)。
[公式8]
图11示出在dq轴坐标系上的电压向量Vnvt和电流Invt。图11中，当电压相位改变微小量时电流向量Invt中的改变由指示。另外，当电压振幅改变微小量ΔVn时电流向量Invt中的改变由ΔIvn指示。图12电流向量Invt中改变的放大视图。当电压相位做出由上面表达式(eq8)的微小改变，电流向量Invt相对于d轴的改变方向α通过下面表达式(eq9)所表达。
[公式9]
例如，改变方向α可以在-π和+π之间，通过上面表达式(eq9)的反正切操作来被计算。这里，在图13中，在垂直于电流向量Invt的改变方向α的方向上延伸的坐标轴被指示为λ轴，该λ轴是非干扰轴。即，该λ轴是处于电压相位微量改变时电流向量Invt的改变是零这样的方向上的坐标轴。关于在电流向量Invt中的改变ΔIvn，当电压振幅Vn仅改变微小量ΔVn，改变ΔIvn映射到λ轴上的λ轴分量是没有受电压相位中的改变影响的电流。
根据本实施例，此电流用作初步调制因子Mnf的计算中的λ轴电流Iλ。这里，由d轴和λ轴形成的角度θλ，其为用来设置λ轴的必要参数，通过下面表达式(eq10)表达。
[公式10]
基于上面的表达式(eq10)，λ轴设置单元30n，计算由d轴和λ轴形成的角度θλ。
λ轴命令电流计算单元30p(如图10中示出的Iλ*计算单元)基于和从命令电流计算单元30e输出的命令电流Id*和Iq*以及从λ轴设置单元30n输出的角度θλ，通过使用下面的表达式(eq11)，计算λ轴命令电流Iλ*。
[公式11]
Iλ*＝Id*·cosθλ+Iq*·sinθλ...(eq11)
这里，在图14中，电流命令电流向量由In*指示。电流电流向量由Invt指示。
λ轴实际电流计算单元30q(如图10中示出的Iλr计算单元)，基于和从双相转换单元30a输出的d轴和q轴电流Idr和Iqr以及从λ轴设置单元30n输出的角度θλ，通过使用下面的表达式(eq12)，计算λ轴电流Iλr。
[公式12]
Iλr＝Idr·cosθλ+Iqr·sinθλ...(eq12)
λ轴电流偏差计算单元30r通过从λ轴命令电流Iλ*减去λ轴电流Iλr，计算λ轴电流偏差ΔIλ。
调制因子计算单元30s(如图10中所示的PI)基于λ轴电流偏差ΔIλ，计算初步调制因子Mnf。具体地，调制因子计算单元30s首先基于λ轴电流偏差ΔIλ计算d轴命令电压Vd*。d轴命令电压Vd*是用于执行反馈控制的操纵变量，来控制λ轴电流Iλr到λ轴命令电流Iλ*。根据本实施例，使用比例积分控制作为反馈控制。随后由调制因子计算单元30s执行的处理与由根据上述第一实施例的调制因子计算单元30h执行的处理一致。
限制器30t通过执行从调制因子计算单元30s输出的初步调制因子Mnf上的限制器处理，计算命令调制因子M*。
接下来，将要参考图15描述根据本实施例的切换过程中的步骤。控制装置30的切换判定单元30u例如在预定区间内重复地执行切换过程。
在此系列的过程中，当在步骤S10处判定第一条件没有满足时，切换判定单元30u前进到步骤S11。在步骤S11处，切换判定单元30u指令限制器30t不要限制初步调制因子Mnf。结果，限制器30i将所输入的初步调制因子Mnf作为命令调制因子M*输出。另外，在步骤S11处，切换判定单元30u指令调制器30j基于过度调制PWM控制来操作反相器20的切换。由此，电压相位和电压振幅Vn都被操作。如图16A所示，实际电流向量在第一线L1上移动。
回到上面给出的图15的描述，当在步骤S10处判定第一条件满足，切换判定单元30U前进到步骤S15。切换判定单元30U判定由λ轴偏差计算单元30r计算的λ轴电流偏差ΔIλ是否为λ轴指定量Iλth或更大。根据本实施例，此判定条件对应于第二条件。在此步骤的λ轴电流偏差ΔIλ对应于，第一条件满足后，流到电动发电机10的电流中改变量。
当在步骤S15处判定第二条件没有满足时，切换判定单元30u前进到步骤S13。在步骤S13处，切换判定单元30u指令限制器30t将初步调制因子Mnf固定在判定调制因子Mth。结果，限制器30t将判定调制因子Mth作为命令调制因子M*输出，而不管所输入的初步调制因子Mnf的值。另外，在步骤S13处，切换判定单元30u指令调制器30j来将估计扭矩Te通过仅操作电压相位控制到命令扭矩Trq*。结果，如图16B所示，实际电流向量在第三线L3上移动。
根据本实施例，λ轴指定量Iλth以下列方式设置。具体地，参考图16C，第一线L1和第二线L2之间的交叉是第一交叉。对应于第一交叉的λ轴电流Iλ是第一λ轴电流Iλ1。另外，通过第一交叉的第四线L4和第三线L3之间的交叉是第二交叉。对应于第二交叉的λ轴电流Iλ是第二λ轴电流Iλ2。基于第一λ轴电流Iλ1和第二λ轴电流Iλ2之间的不同的绝对值的最大值，在假设的当电动发电机10被驱动时的可能的电角速度ω和电压振幅Vn的范围内，λ轴指定量Iλth被设置。具体地，例如，上述最大值设置为λ轴指定量Iλth。可替代地，通过大于零的余量被加到最大值所获得的值可以被设置为λ轴指定量Iλth。
回到上面给出的图15的描述，当在步骤S15处判定第二条件满足时，切换判定单元30u前进到步骤S14。在步骤S14处，切换判定单元30u指令限制器30t将初步调制因子Mnf固定在最大调制因子Mmax。结果，限制器30t将最大调制因子Mmax作为命令调制因子M*输出，而不管所输入的初步调制因子Mnf的值。另外，在步骤S14处，切换判定单元30u指令调制器30j基于矩形波控制来操作反相器20的切换。结果，如图16C所示，实际电流向量在第二线L2上移动。
类似于根据上述第一实施例的效果也可以通过上述的本实施例来达成。
(其他实施例)
上述实施例可以按下列方式修改。
根据上述实施例，初步调制因子Mnf用在从过度调制PWM控制到矩形波控制的切换中。然而，本公开并不限于此。可以使用初步电压振幅Vnf。在此情况下，例如，根据上述第一实施例的配置可以按下列方式修改。
具体地，在图2中，调制因子计算单元30h计算初步电压振幅Vnf，并且将计算的初步电压振幅Vnf输出到限制器30i和切换判定单元30k。调制器30j基于从限制器30i输出的命令电压振幅V*和命令电压相位计算三个相位电压。调制器30j然后通过电压电压VINV将所计算的三个相位电压归一化，并且将归一化的三个相位电压输出到操作信号生成单元30m。
另外，在图6中步骤S10处的处理替换为判定初步电压振幅Vnf是否为判定振幅或更大的处理。这里，判定振幅对应于，基于上述表达式(eq1)，从判定调制因子Mth和电源电压VINV计算的电压振幅Vn。
另外，在步骤S11处，执行限制器30i被指令不要限制初步电压振幅Vnf的处理。结果，限制器30i将所输入的初步电压振幅Vnf作为命令电压振幅V*输出。
在步骤S13处，执行限制器30i被指令将初步电压振幅Vnf固定在判定振幅的处理。结果，限制器30i将判定振幅作为命令电压振幅V*输出，而不管所输入的初步电压振幅Vnf的值。
在步骤S14处，执行限制器30i被指令将初步电压振幅Vnf固定在最大电压振幅Vmax的处理。结果，限制器30i将最大电压振幅Vmax作为命令电压振幅V*输出，而不管所输入的初步电压振幅Vnf的值。这里，最大电压振幅Vmax对应于，基于上述表达式(eq1)，从最大调制因子Mmax和电源电压VINV计算的电压振幅Vn。
作为上述配置的结果，当初步电压振幅Vnf增加并且达到判定振幅的第一条件和在第一条件满足之后d轴电流偏差ΔId达到d轴指定量Idth的第二条件两个都满足时，控制模式从过度调制PWM控制切换到矩形波控制。
尤其根据上述实施例，判定调制因子Mth设为125％。然而，本公开并不限于此。可以设为任意值，只要该值小于对应于矩形波控制的调制因子。例如，判定调制因子Mth可以被设为小于127％且115％或更大的值。这里，当第三谐波叠加在为正弦波三相指令电压并且反相器20被三相调制生成的操作信号操作时，115％是调制因子的最大值，在该值处包括在反相器20的输出电压中的基波分量没有从正弦波畸变。另外，当反相器20由两相调制生成的操作信号操作时，115％是调制因子的最大值，在该值处包括在反相器20的输出电压中的基波分量没有从正弦波畸变。
根据上述第一实施例，当第一条件满足而第二条件不满足时，电压相位被操作，而命令调制因子M*被固定在判定调制因子Mth。估计的扭矩Te因此被控制到命令扭矩Trq*。然而，本公开并不限于此。例如，如下所述也是可能的。具体地，首先，判定调制因子Mth可以被设为115％或更大并且小于127％的值。然后，当第一条件满足而第二条件不满足时，电压相位被操作，而命令调制因子M*被被允许在判定调制因子Mth和127％之间移动。估计扭矩Te因此被控制到命令扭矩Trq*。
根据第一实施例，d轴指定量Idth设为固定值。然而，本公开并不限于此。例如，d轴指定量Idth可以基于电角速度ω和初步电压振幅Vnf可变地设置。电角速度ω可以由在电角度θe上执行的差分操作计算。根据上述第二实施例，相同类似应用到λ角指定量Iλth。
根据上述第一和第二实施例，使用d轴指定量Idth和λ角指定量Iλth来判定第一条件。然而，本公开并不限于此。只要当电动发电机10为已知，物理量与电压振幅或调制因子关联，物理量可被转化为负d轴方向上的改变量并且用于第一条件的判定。
尤其根据上述实施例，判定调制因子Mth为固定值。然而，本公开并不限于此。例如，判定调制因子Mth可以被设置为具有滞后，因此避免作为控制变化中微小改变的结果而持续执行的第一条件是否满足的判定。
根据上述实施例，关于第一条件是否满足的判定和关于第二条件是否满足的判定被立即执行。然而，本公开并不限于此。例如，为了防止由临时干扰导致的错误判定，时间元素可以加到关于第一条件是否满足的判定和关于第二条件是否满足的判定上。当调制因子超出判定值并且负d轴方向上的改变量超出预定量的状态持续预定量的时间，第一条件和第二条件的每一个可以被判定满足。
命令电流计算单元30e计算d轴和q轴命令电流Id*和Iq*的方法不限于根据上述第一实施例的示例。例如，当生成已知的扭矩时，实现交链通量为最小的最大扭矩磁通量控制的电流可以作为d轴和q轴命令电流Id*和Iq*来计算。
根据上述第一实施例，调制因子计算单元30h所使用的反馈控制不限于比例积分控制。例如，可以使用比例积分差分控制。
电动机不限于凸极机，而可以使用诸如表面永磁同步电机(SPMSM)的非凸极机。另外，电机不限于永磁类型，而可以为场绕组类型。

Claims (14)

1.一种用于电动机的控制装置，应用于电动机控制系统，所述电动机控制系统包括将直流电源的输出电压转化成交流电压并且将所述交流电压输出的反相器以及由所述反相器输出的所述交流电压驱动的电动机，所述控制装置包括：
过度调制操作单元，所述过度调制操作单元通过过度调制脉冲宽度调制控制来操作所述反相器以将所述电动机的输出扭矩控制到命令扭矩；
矩形波操作单元，所述矩形波操作单元通过矩形波控制来操作所述反相器，以将所述电动机的所述输出扭矩控制到所述命令扭矩；以及
切换单元：
当第一条件不满足时，所述切换单元通过所述过度调制脉冲宽度调制控制来操作所述反相器，所述第一条件定义为振幅参数增大并且达到判定值的条件，所述振幅参数定义为所述反相器的输出电压向量的振幅或所述反相器的输出电压的调制因子；并且
当所述第一条件和第二条件全部满足时，所述切换单元将反相器的操作从由所述过度调制操作单元的操作切换到由所述矩形波操作单元的操作，所述第二条件定义为在所述第一条件满足之后流到所述电动机的电流的电流向量的负d轴方向中的改变量达到预定量的条件。
2.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，
当所述第一条件满足而所述第二条件不满足时，所述切换单元通过在将所述振幅参数固定到所述判定值的同时控制所述输出电压向量的相位，将所述电动机的所述输出扭矩控制到所述命令扭矩。
3.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，进一步包括：
命令电流计算单元，其基于所述命令扭矩计算所述电动机的命令电流；以及
参数计算单元，所述参数计算单元计算所述振幅参数作为可操纵的变量，所述可操纵的变量用于执行反馈控制来将流到所述电动机的实际电流控制到所述命令电流，
所述切换单元使用由所述参数计算单元计算的所述振幅参数来判定所述第一条件是否满足。
4.如权利要求2所述的控制装置，其特征在于，进一步包括：
命令电流计算单元，其基于所述命令扭矩计算所述电动机的命令电流；以及
参数计算单元，所述参数计算单元计算所述振幅参数作为可操纵的变量，所述可操纵的变量用于执行反馈控制来将流到所述电动机的实际电流控制到所述命令电流，
所述切换单元使用由所述参数计算单元计算的所述振幅参数来判定所述第一条件是否满足。
5.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，进一步包括：
电流改变量计算单元，在所述第一条件满足后，所述电流改变量计算单元计算流到所述电动机的电流的非干扰轴方向上的电流改变量，
所述非干扰轴定义为在所述电动机的dq轴坐标系上相对于输出电压向量的相位中的改变不干扰流到所述电动机的电流的电流向量中的改变的坐标轴，
所述第二条件定义为由所述电流改变量计算单元所计算的所述非干扰轴方向上的所述电流改变量达到指定量的条件。
6.如权利要求2所述的控制装置，其特征在于，进一步包括：
电流改变量计算单元，在所述第一条件满足后，所述电流改变量计算单元计算流到所述电动机的电流的非干扰轴方向上的电流改变量，
所述非干扰轴定义为在所述电动机的dq轴坐标系上相对于输出电压向量的相位中的改变不干扰流到所述电动机的电流的电流向量中的改变的坐标轴，
所述第二条件定义为由所述电流改变量计算单元所计算的所述非干扰轴方向上的所述电流改变量达到指定量的条件。
7.如权利要求3所述的控制装置，其特征在于，进一步包括：
电流改变量计算单元，在所述第一条件满足后，所述电流改变量计算单元计算流到所述电动机的电流的非干扰轴方向上的电流改变量，
所述非干扰轴定义为在所述电动机的dq轴坐标系上相对于输出电压向量的相位中的改变不干扰流到所述电动机的电流的电流向量中的改变的坐标轴，
所述第二条件定义为由所述电流改变量计算单元所计算的所述非干扰轴方向上的所述电流改变量达到指定量的条件。
8.如权利要求4所述的控制装置，其特征在于，进一步包括：
电流改变量计算单元，在所述第一条件满足后，所述电流改变量计算单元计算流到所述电动机的电流的非干扰轴方向上的电流改变量，
所述非干扰轴定义为在所述电动机的dq轴坐标系上相对于输出电压向量的相位中的改变不干扰流到所述电动机的电流的电流向量中的改变的坐标轴，
所述第二条件定义为由所述电流改变量计算单元所计算的所述非干扰轴方向上的所述电流改变量达到指定量的条件。
9.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，进一步包括：
电流改变量计算单元，在所述第一条件满足后，所述电流改变量计算单元计算流到所述电动机的电流的d轴方向上的电流改变量，
所述第二条件定义为由所述电流改变量计算单元所计算的所述d轴方向上的所述电流改变量达到指定量的条件。
10.如权利要求2所述的控制装置，其特征在于，进一步包括：
电流改变量计算单元，在所述第一条件满足后，所述电流改变量计算单元计算流到所述电动机的电流的d轴方向上的电流改变量，
所述第二条件定义为由所述电流改变量计算单元所计算的所述d轴方向上的所述电流改变量达到指定量的条件。
11.如权利要求3所述的控制装置，其特征在于，进一步包括：
电流改变量计算单元，在所述第一条件满足后，所述电流改变量计算单元计算流到所述电动机的电流的d轴方向上的电流改变量，
所述第二条件定义为由所述电流改变量计算单元所计算的所述d轴方向上的所述电流改变量达到指定量的条件。
12.如权利要求4所述的控制装置，其特征在于，进一步包括：
电流改变量计算单元，在所述第一条件满足后，所述电流改变量计算单元计算流到所述电动机的电流的d轴方向上的电流改变量，
所述第二条件定义为由所述电流改变量计算单元所计算的所述d轴方向上的所述电流改变量达到指定量的条件。
13.一种电动机控制系统，包括：
反相器，所述反相器将直流电源的输出电压转化成交流电压并且将所述交流电压输出；
电动机，所述电动机由所述反相器输出的所述交流电压驱动；以及
控制装置，包括：
过度调制操作单元，所述过度调制操作单元通过过度调制脉冲宽度调制控制来操作所述反相器，以将所述电动机的输出扭矩控制到命令扭矩；
矩形波操作单元，所述矩形波操作单元通过矩形波控制来操作所述反相器，以将所述电动机的所述输出扭矩控制到所述命令扭矩；以及
切换单元：
当第一条件不满足时，所述切换单元通过所述过度调制脉冲宽度调制控制来操作所述反相器，所述第一条件定义为振幅参数增大并且达到判定值的条件，所述振幅参数定义为所述反相器的输出电压向量的振幅或所述反相器的输出电压的调制因子；并且
当所述第一条件和第二条件全部满足时，所述切换单元将反相器的操作从由所述过度调制操作单元的操作切换到由所述矩形波操作单元的操作，所述第二条件定义为在所述第一条件满足之后流到所述电动机的电流的电流向量的负d轴方向中的改变量达到预定量的条件。
14.一种用于电动机的控制方法，应用于电动机控制系统，所述电动机控制系统包括将直流电源的输出电压转化成交流电压并且将所述交流电压输出的反相器以及由所述反相器输出的所述交流电压驱动的电动机，所述控制方法包括：
通过过度调制脉冲宽度调制控制来操作所述反相器，以将所述电动机的输出扭矩控制到命令扭矩；
通过矩形波控制来操作所述反相器，以将所述电动机的所述输出扭矩控制到所述命令扭矩；
当第一条件不满足时，通过所述过度调制脉冲宽度调制控制来操作所述反相器，所述第一条件定义为振幅参数增大并且达到判定值的条件，所述振幅参数定义为所述反相器的输出电压向量的振幅或所述反相器的输出电压的调制因子；并且
当所述第一条件和第二条件全部满足时，将反相器的操作从由所述过度调制脉冲宽度调制控制的操作切换到由所述矩形波操控制的操作，所述第二条件定义为在所述第一条件满足之后流到所述电动机的电流的电流向量的负d轴方向中的改变量达到预定量的条件。
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