CN106533224B - 一种新型谐振直流环节软开关逆变器及其调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种新型谐振直流环节软开关逆变器及其调制方法，涉及逆变器技术领域。该逆变器包括辅助谐振电路、逆变桥、负载电路和直流电源，辅助谐振电路包括母线开关管、两个辅助开关管、两个辅助谐振电感、主谐振电容、两个辅助谐振电容、母线开关管的反并联二极管和四个辅助二极管，逆变桥为三相桥式结构，负载电路为三相阻感性负载，逆变桥各主功率开关管按照正弦脉宽调制、相位差为180°互补开通方式工作。本发明避免了辅助谐振电感电流的过零反向过程，延长逆变器的使用寿命，有效降低逆变器辅助开关管的电流应力和辅助谐振电路的导通损耗以及母线开关管和辅助开关管的开关损耗。

Description

一种新型谐振直流环节软开关逆变器及其调制方法
技术领域
本发明涉及逆变器技术领域，尤其涉及一种新型谐振直流环节软开关逆变器及其调制方法。
背景技术
1986年在D.M.Divan教授提出软开关逆变技术以后，由于其在各方面尤其是电源中所具有的重大的潜在应用价值，引起了各国专家学者的广泛重视，成为了研究热点。与传统硬开关逆变器相比，软开关逆变器通过减小开关损耗，提高装置效率来实现高频化。随着开关频率的提高，软开关逆变器的体积和重量减小、功率密度增大、PWM控制效果提高；软开关逆变器还可以降低浪涌电流，改善功率开关器件的运行环境，提高运行的可靠性；通过抑制过高的di/dt和dv/dt，软开关逆变器还能有效的减少噪声污染和电磁干扰(EMI)。
传统的谐振直流环节软开关逆变器普遍存在开关器件电压应力较大，谐振电压峰值较高，电压过零点与逆变器开关方法难以同步，使逆变器输出大量谐波等问题；为了解决上述问题，国内外的学者们提出了并联谐振直流环节软开关逆变器。但是这些并联谐振直流环节软开关逆变器也存在一些问题，诸如有些回路的谐振网络需设置电感电流阈值或进行电容预充电，给电路在全负载范围内实现软开关动作带来了困难；有些回路使用耦合电感，从而增加了谐振直流环节逆变器的体积、重量与成本；有些回路含有大容量电解电容，从而导致了逆变器的中性点电位变化的问题。
《中国电机工程学报》2008年第28卷第12期公开了“电机驱动用新型谐振直流环节电压源逆变器”，该逆变器的拓扑结构如图1所示。该谐振直流环节逆变器的辅助谐振电路包括母线开关管V1，两个辅助开关管V2和V3，三个辅助谐振电容C1、C2和Cr，1个辅助谐振电感Lr和六个二极管D1、D2、D3、D4、D5和D6。该逆变器既克服了传统PWM逆变器开关损耗大、电磁干扰严重的缺点，又具有以下优点：①所有开关管均为零电压或零电流开关；②不需要对谐振元件设置相关阈值；③逆变桥的续流二极管也是软关断，克服了反向恢复问题；④可以实现PWM调制。但该逆变器仍然存在不足之处：①辅助谐振电路运用一个电感，存在电感电流的过零反向过程，由于磁滞的原因，会让电感线圈产生磁滞损耗并且磁饱和，缩短了逆变器的使用寿命；②流过辅助谐振电路的电流为谐振电流与换流时刻负载电流之和，所以在全负载范围内，即使在无负载情况下，辅助谐振电路都要流过较大的电流，导致辅助开关管的电流应力和辅助谐振电路的导通损耗较大。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明提供一种新型谐振直流环节软开关逆变器及其调制方法，能实现所有开关管的软开关，通过使用两个谐振电感，避免电感电流过零反向，改进的SPWM调制方法，在降低辅助谐振电路的动作频率的同时，降低辅助开关管的电流应力和辅助谐振电路的导通损耗。
一方面，本发明提供一种新型谐振直流环节软开关逆变器，包括辅助谐振电路、逆变桥、负载电路和直流电源；
辅助谐振电路包括母线开关管、第一辅助开关管、第二辅助开关管、第一辅助谐振电感、第二辅助谐振电感、主谐振电容、第一辅助谐振电容、第二辅助谐振电容、母线开关管的反并联二极管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、第三辅助二极管和第四辅助二极管；
母线开关管的集电极连接直流电源的正极，母线开关管的发射极连接逆变桥；
主谐振电容的正极连接母线开关管的集电极和第一辅助开关管的集电极，主谐振电容的负极连接母线开关管的发射极；第一辅助开关管的发射极连接第一辅助谐振电感的一端，第一辅助谐振电感的另一端连接母线开关管的发射极，第二辅助开关管的发射极连接直流电源的负极，第二辅助开关管的集电极连接第二辅助谐振电感的一端，第二辅助谐振电感的另一端连接母线开关管的发射极；
第一辅助二极管的阴极连接第一辅助开关管的发射极，第一辅助二极管的阳极连接第一辅助谐振电容的负极，第一辅助谐振电容的正极和第二辅助谐振电容的负极均连接母线开关管的发射极，第二辅助谐振电容的正极连接第二辅助二极管的阴极，第二辅助二极管的阳极连接第二辅助开关管的集电极；
第三辅助二极管的阴极连接母线开关管的集电极，第三辅助二极管的阳极连接第二辅助谐振电容的正极，第四辅助二极管的阳极连接第二辅助开关管的发射极，第四辅助二极管的阴极连接至第一辅助谐振电容的负极；
母线开关管的反并联二极管的阳极连接母线开关管的发射极，母线开关管的反并联二极管的阴极连接母线开关管的集电极；
逆变桥为三相逆变桥，每相逆变桥包括第一主功率开关管、第一主功率开关管的反并联续流二极管、第一主功率开关管的并联缓冲电容、第二主功率开关管、第二主功率开关管的反并联续流二极管和第二主功率开关管的并联缓冲电容；每相逆变桥中的第一主功率开关管的发射极连接第二主功率开关管的集电极，以第一主功率开关管与第二主功率开关管的连接点处的引出线为单相交流电输出端；各相逆变桥的第一主功率开关管的集电极相互连接，作为逆变桥的正端，各相逆变桥的第二主功率开关管的发射极相互连接，作为逆变桥的负端。
负载电路为三相阻感性负载，三相负载中的电阻一端分别连接三相逆变桥的三个单相交流电输出端。
直流电源的负极连接逆变桥的负端，直流电源的正极连接辅助谐振电路中母线开关管的集电极，母线开关管的发射极连接逆变桥的正端。
母线开关管、第一辅助开关管、第二辅助开关管和逆变桥各主功率开关管的基极均与生成相应触发脉冲信号的控制电路相连接，由控制电路发出的信号控制母线开关管、第一辅助开关管、第二辅助开关管和逆变桥各主功率开关管的开通与关断。
进一步地，母线开关管、第一辅助开关管、第二辅助开关管和逆变桥各主功率开关管，均采用全控开关器件。
进一步地，全控开关器件为绝缘栅双极型晶体管、功率场效应晶体管或智能功率模块。
进一步地，母线开关管的反并联二极管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、第三辅助二极管、第四辅助二极管和逆变桥各主功率开关管的反并联续流二极管均为快速恢复二极管或高频二极管。
另一方面，本发明还提供一种上述新型谐振直流环节软开关逆变器的调制方法，为改进的SPWM((Sinusoidal PWM)，正弦脉宽调制)调制方法，包括：
(1)在环流状态时，让母线电压一直维持在零电压凹槽内，当下一次换流时刻来临时无需动作辅助谐振电路，使辅助谐振电路减少动作一次，辅助谐振电路的动作频率降低1/3；所述环流状态即逆变桥各桥臂均为第一主功率开关管开通或均为第二主功率开关管开通；
(2)第二辅助开关管的开通时刻比母线开关管的关断时刻延迟δ11时间，逆变桥各主功率开关管的关断时刻比第二辅助开关管的开通时刻延迟δ12时间，第二辅助开关管的关断时刻比逆变桥各主功率开关管的关断时刻延迟δ2时间，第一辅助开关管的开通时刻比逆变桥各主功率开关管的开通时刻延迟δ3时间，母线开关管的开通时刻比第一辅助开关管的开通时刻延迟δ4时间，第一辅助开关管的关断时刻比母线开关管的开通时刻延迟δ5时间；
逆变桥各主功率开关管按照正弦脉宽调制、相位差为180°互补开通方式工作。
进一步地，延迟时间δ11、δ12、δ3、δ4满足的条件为：
其中，E为直流电源电压值，Ca为主谐振电容的电容值，Cb为第一辅助谐振电容或第二辅助谐振电容的电容值，L为第一辅助谐振电感或第二辅助谐振电感的电感值，Iomax为输出最大负载电流值，TL为母线开关管的开关周期，tdead为防止逆变器上下桥臂开关管同时导通而设置的开关死区时间。
由上述技术方案可知，本发明的有益效果在于：本发明提供的一种新型谐振直流环节软开关逆变器中的开关器件是全控开关器件，即功率晶体管(GTR)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、功率场效应晶体管(MOSFET)或智能功率模块(IPM)，这样开关电路可由控制电路直接控制；所有开关管均实现了软开关，减小了开关损耗；通过使用两个谐振电感，避免了辅助谐振电感电流的过零反向过程，缓解了电感线圈的磁滞损耗和磁饱和的问题，延长了逆变器的使用寿命。在调制方法中将辅助谐振电路的动作频率降低了1/3，大幅降低了母线开关管和辅助开关管的开关损耗以及辅助谐振电路的导通损耗。本发明可实现辅助谐振电路的谐振电流与换流时刻的负载电流分离，从而有效降低辅助开关管的电流应力；通过有效避免谐振电流与换流时负载电流的叠加，可有效降低辅助谐振电路的导通损耗。
附图说明
图1为电机驱动用新型谐振直流环节电压源逆变器的电路原理图；
图2为本发明实施例提供的一种新型谐振直流环节软开关逆变器的电路原理图；
图3为图2的等效电路图；
图4为新型谐振直流环节逆变器的传统SPWM调制方法示意图；
图5为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的SPWM调制方法示意图；
图6为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的时序波形图；
图7为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的换流工作模式等效电路图；(a)为模式0的等效电路图；(b)为模式1的等效电路图；(c)为模式2的等效电路图；(d)为模式3的等效电路图；(e)为模式4的等效电路图；(f)为模式5的等效电路图；(g)为模式6的等效电路图；(h)为模式7的等效电路图；(i)为模式8的等效电路图；
图8为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的主谐振电容CL的电压仿真波形图；
图9为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的等效电容Cinv的电压仿真波形图；
图10为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的第一辅助谐振电感La1的电流仿真波形图；
图11为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的第二辅助谐振电感La2的电流仿真波形图；
图12为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的第一辅助谐振电容Ca1的电压仿真波形图；
图13为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的第二辅助谐振电容Ca2的电压仿真波形图；
图14为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的逆变桥主功率开关管S1关断时电压和电流的仿真波形图；
图15为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的逆变桥主功率开关管S1开通时电压和电流的仿真波形图；
图16为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的第一辅助开关管Sa1关断和开通时的电压和电流的仿真波形图；
图17为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的第二辅助开关管Sa2关断和开通时的电压和电流的仿真波形图；
图18为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的逆变器的母线开关管SL关断时电压和电流的仿真波形图；
图19为本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的逆变器的母线开关管SL开通时电压和电流的仿真波形图；
图20为传统SPWM调制方法下本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的第一辅助谐振电容Ca1的电压仿真波形图；
图21为传统SPWM调制方法下本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的第二辅助谐振电容Ca2的电压仿真波形图；
图22为传统SPWM调制方法下本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的第一辅助谐振电感La1的电流仿真波形图；
图23为传统SPWM调制方法下本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的第二辅助谐振电感La2的电流仿真波形图；
图24为传统SPWM调制方法下本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的母线开关管SL的电流仿真波形图；
图25为传统SPWM调制方法下本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的三相阻感性负载电流仿真波形图；
图26为本发明实施例提供的改进SPWM调制方法下新型谐振直流环节软开关逆变器的第一辅助谐振电容Ca1的电压仿真波形图；
图27为本发明实施例提供的改进SPWM调制方法下新型谐振直流环节软开关逆变器的第二辅助谐振电容Ca2的电压仿真波形图；
图28为本发明实施例提供的改进SPWM调制方法下新型谐振直流环节软开关逆变器的第一辅助谐振电感La1的电流仿真波形图；
图29为本发明实施例提供的改进SPWM调制方法下新型谐振直流环节软开关逆变器的第二辅助谐振电感La2的电流仿真波形图；
图30为本发明实施例提供的改进SPWM调制方法下新型谐振直流环节软开关逆变器的母线开关管SL的电流仿真波形图；
图31为本发明实施例提供的改进SPWM调制方法下新型谐振直流环节软开关逆变器的三相阻感性负载的电流仿真波形图；
图32为传统SPWM调制方法下本发明实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器在一个载波周期内的直流母线电压的仿真波形图；
图33为本发明实施例提供的SPWM调制方法下新型谐振直流环节软开关逆变器在一个载波周期内的直流母线电压的仿真波形图。
图中：1、辅助谐振电路；2、逆变桥；3、负载电路；4、控制电路。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
一种新型谐振直流环节软开关逆变器，如图2所示，包括辅助谐振电路1、逆变桥2、负载电路3和直流电源E；
辅助谐振电路1包括母线开关管SL、第一辅助开关管Sa1、第二辅助开关管Sa2，第一辅助谐振电感La1、第二辅助谐振电感La2、主谐振电容CL、第一辅助谐振电容Ca1、第二辅助谐振电容Ca2、母线开关管的反并联二极管DL、第一辅助二极管Da1、第二辅助二极管Da2、第三辅助二极管Da3和第四辅助二极管Da4。
逆变桥为三相逆变桥，包括A相逆变桥、B相逆变桥和C相逆变桥。
A相逆变桥包括第一主功率开关管S1、第一主功率开关管的反并联续流二极管D1、第一主功率开关管的并联缓冲电容C1、第二主功率开关管S2、第二主功率开关管的反并联续流二极管D2和第二主功率开关管的并联缓冲电容C2，第一主功率开关管S1的发射极连接第二主功率开关管S2的集电极，以第一主功率开关管S1与第二主功率开关管S2的连接点处的引出线为A相交流电输出端。
B相逆变桥包括第一主功率开关管S3、第一主功率开关管的反并联续流二极管D3、第一主功率开关管的并联缓冲电容C3、第二主功率开关管S4、第二主功率开关管的反并联续流二极管D4和第二主功率开关管的并联缓冲电容C4，第一主功率开关管S3的发射极连接第二主功率开关管S4的集电极，以第一主功率开关管S3与第二主功率开关管S4的连接点处的引出线为B相交流电输出端。
C相逆变桥包括第一主功率开关管S5、第一主功率开关管的反并联续流二极管D5、第一主功率开关管的并联缓冲电容C5、第二主功率开关管S6、第二主功率开关管的反并联续流二极管D6和第二主功率开关管的并联缓冲电容C6，第一主功率开关管S5的发射极连接第二主功率开关管S6的集电极，以第一主功率开关管S5与第二主功率开关管S6的连接点处的引出线为C相交流电输出端。
各相逆变桥第一主功率开关管S1、S3和S5的集电极相互连接，作为逆变桥的正端，各相逆变桥第二主功率开关管S2、S4和S6的发射极相互连接，作为逆变桥的负端。
负载电路为三相阻感性负载，包括三个电阻Ra、Rb、Rc和三个电感La、Lb、Lc，电阻Ra、Rb和Rc的一端分别连接A相交流电输出端、B相交流电输出端和C相交流电输出端，电阻Ra、Rb和Rc的另一端分别连接电感La、Lb和Lc的一端，电感La、Lb和Lc的另一端连接在一起。
直流电源E的负极连接逆变桥的负端，直流电源E的正极连接母线开关管SL的集电极，母线开关管SL的发射极连接逆变桥的正端，母线开关管的反并联二极管DL的阳极连接母线开关管SL的发射极，母线开关管的反并联二极管DL的阴极连接母线开关管SL的集电极。
主谐振电容CL的正极连接母线开关管SL的集电极以及第一辅助开关管Sa1的集电极，主谐振电容CL的负极连接母线开关管SL的发射极，第一辅助开关管Sa1的发射极连接第一辅助谐振电感La1的一端，第一辅助谐振电感La1的另一端连接母线开关管SL的发射极，第二辅助开关管Sa2的发射极连接直流电源E的负极，第二辅助开关管Sa2的集电极连接第二辅助谐振电感La2的一端，第二辅助谐振电感La2的另一端连接母线开关管SL的发射极。
第一辅助二极管Da1的阴极连接第一辅助开关管Sa1的发射极，第一辅助二极管Da1的阳极连接第一辅助谐振电容Ca1的负极，第一辅助谐振电容Ca1的正极连接第二辅助谐振电容Ca2的负极以及母线开关管SL的发射极，第二辅助谐振电容Ca2的正极连接第二辅助二极管Da2的阴极，第二辅助二极管Da2的阳极连接第二辅助开关管Sa2的集电极。
第三辅助二极管Da3的阴极连接直流电源E的正极，第三辅助二极管Da3的阳极连接第二辅助谐振电容Ca2的正极，第四辅助二极管Da4的阳极连接直流电源E的负极，第四辅助二极管Da4的阴极连接第一辅助谐振电容Ca1的负极。
母线开关管SL、第一辅助开关管Sa1、第二辅助开关管Sa2和逆变桥各主功率开关管Sx(x＝1，2，3，4，5，6)与现有的控制电路4相连接，由控制电路4发出的信号dSL、dSa1、dSa2、dSx(x＝1，2，3，4，5，6)分别控制母线开关管SL、第一辅助开关管Sa1、第二辅助开关管Sa2和逆变桥各主功率开关管Sx(x＝1，2，3，4，5，6)的开通和关断。
母线开关管SL、第一辅助开关管Sa1、第二辅助开关管Sa2和逆变桥各主功率开关管Sx(x＝1，2，3，4，5，6)均采用全控开关器件，具体实施中，可以采用绝缘栅双极型晶体管、功率场效应晶体管或智能功率模块。
母线开关管的反并联二极管DL、第一辅助二极管Da1、第二辅助二极管Da2、第三辅助二极管Da3、第四辅助二极管Da4和逆变桥各主功率开关管的反并联续流二极管Dx(x＝1，2，3，4，5，6)在具体实施中可以采用快速恢复二极管或高频二极管。
本实施方式的新型谐振直流环节软开关逆变器适用于多种逆变场合，在工业生产、交通运输、通信系统、电力系统、新能源系统、各种电源系统、航空航天等领域均可发挥重要作用。下面以其在变频调速系统中的应用为例，分析本实施方式的新型谐振直流环节软开关逆变器的工作过程。
本实施例中，直流电源E采用将三相交流电整流后得到相对平稳的直流电，将该直流电输入到本实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器其他结构中进行电能变换，具体电能变换过程如下：
本实施例的新型谐振直流环节软开关逆变器的A、B、C三相之间相位互差120°，每相逆变桥的第一主功率开关管和第二主功率开关管的相位互差180°电角度互补导通，主功率开关管的触发信号为相位差180°电角度的带死区的SPWM信号，逆变桥各主功率开关管换流时，辅助谐振电路1提前动作，为逆变桥各主功率开关管的切换创造直流母线零电压凹槽，辅助谐振电路1动作前，该软开关逆变器的工作过程与传统的硬开关三相桥式逆变器工作过程相同，逆变桥各主功率开关管在直流母线零电压凹槽完成软切换后，直流母线电压回到直流电源电压，换流过程完成。
为了进一步说明本实施例的新型谐振直流环节软开关逆变器的工作原理，用等效电路图3代替图2。为简化分析，假设：①所有器件均为理想工作状态；②阻感性负载的电感远大于第一辅助谐振电感La1和第二辅助谐振电感La2，逆变桥各主功率开关管开关状态过渡瞬间的负载电流认为是恒流源Io，其数值取决于各相负载电流的瞬时值以及逆变桥6个主功率开关管的开关状态；③逆变桥各主功率开关管开关状态过渡瞬间，逆变桥各反并联续流二极管等效为Dinv；④逆变器各并联缓冲电容等效为Cinv，取Cinv＝3Cx(x＝1，2，3，4，5，6)，这是因为逆变器各相桥臂第一主功率开关管和第二主功率开关管任意一方开通时，都使与其并联的缓冲电容短路，正常工作时3个桥臂上的电容相当于3个缓冲电容并联。
本实施例的新型谐振直流环节软开关逆变器的传统SPWM调制方法如图4所示，该调制方法如下：
①辅助谐振电路1分别为逆变桥各主功率开关管的每次切换创造直流母线零电压凹槽，逆变桥各主功率开关管完成软切换后，母线电压回到直流电源电压，根据SPWM原理易知，辅助谐振电路1的动作频率为逆变桥各主功率开关管开关频率的6倍；
②第二辅助开关管Sa2在母线开关管SL关断后立即开通，这样，第一辅助谐振电容Ca1和等效电容Cinv中的部分能量转移到第二辅助谐振电感La2而留在辅助谐振电路中，在进一步的谐振过程中，这部分能量将导致辅助谐振电路中流过更大的电流，从而导致辅助开关管更大的电流应力和辅助谐振电路更大的导通损耗。图4中三相逆变桥开关信号中的实线表示各相桥臂第一主功率开关管的开关信号，点划线表示各相桥臂第二主功率开关管的开关信号。
分析传统SPWM调制方法可知：在环流状态(逆变桥各桥臂均为第一主功率开关管开通或均为第二主功率开关管开通)时，由于直流电源与负载之间不发生能量交换，所以当逆变桥各主功率开关管在零电压凹槽内完成软切换后，即使母线电压回到电源电压后开通母线开关管SL，母线开关管SL也不会流过电流，因此可认为此时让母线电压回到直流电源电压是没有必要的；除了第二辅助谐振电感La2，负载电路3也是第一辅助谐振电容Ca1和等效电容Cinv释放能量的通道，故可以在母线开关管SL关断后，延时一段时间再开通第二辅助谐振电感La2，让第一辅助谐振电容Ca1和等效电容Cinv中的能量更多的通过释放到负载电路3而离开辅助谐振电路1，以达到减小辅助开关管的电流应力和辅助谐振电路1的导通损耗的目的。
基于以上分析，本实施例提出一种改进的SPWM调制方法，如图5所示，该调制方法为：
(1)在环流状态时，让母线电压一直维持在零电压凹槽内，当下一次换流时刻来临时无需动作辅助谐振电路依然能实现逆变桥各主功率开关管的软切换，这样可使辅助谐振电路减少动作一次，在一个载波周期内，环流状态出现两次，所以辅助谐振电路的动作次数由6次减少为4次，降低了1/3；
(2)第二辅助开关管Sa2的开通时刻比母线开关管SL的关断时刻延迟δ11时间，逆变桥主功率开关管的关断时刻比第二辅助开关管Sa2的开通时刻延迟δ12时间，第二辅助开关管Sa2的关断时刻比逆变桥主功率开关管的关断时刻延迟δ2时间，第一辅助开关管Sa1的开通时刻比逆变桥主功率开关管的开通时刻延迟δ3时间，母线开关管SL的开通时刻比第一辅助开关管Sa1的开通时刻延迟δ4时间，第一辅助开关管Sa1的关断时刻比母线开关管SL的开通时刻延迟δ5时间；延迟时间δ11、δ12、δ2、δ3、δ4满足的条件为：
和
其中，E为直流电源电压值，Ca为主谐振电容的电容值，Cb为第一辅助谐振电容或第二辅助谐振电容的电容值，L为第一辅助谐振电感或第二辅助谐振电感的电感值，Iomax为输出最大负载电流值，TL为母线开关管的开关周期，tdead为防止逆变器上下桥臂开关管同时导通而设置的开关死区时间。图5中三相逆变桥开关信号中的实线表示各相桥臂第一主功率开关管的开关信号，点划线表示各相桥臂第二主功率开关管的开关信号。
本实施例提供的新型谐振直流环节软开关逆变器的时序波形图如图6所示，其中，iSL表示流经母线开关管SL的电流，vCL表示主谐振电容CL的电压，vCinv表示等效电容Cinv的电压，iCL表示主谐振电容CL的电流，iCinv表示等效电容Cinv的电流，vCa1和vCa2分别表示第一辅助谐振电容Ca1和第二辅助谐振电容Ca2的电压，iCa1和iCa2分别表示第一辅助谐振电容Ca1和第二辅助谐振电容Ca2的电流，iLa1和iLa2分别表示第一辅助谐振电感La1的电流和第二辅助谐振电感La2的电流，iDL表示母线开关管的反并联二极管DL的电流，iDinv表示等效二极管Dinv的电流。图6中的三相逆变桥开关信号中的实线表示各相桥臂第一主功率开关管的开关信号，点划线表示各相桥臂第二主功率开关管的开关信号。该软开关逆变器一次换流过程包括9个工作模式，9个工作模式的等效电路图如图7所示，其中的虚线表示在对应模式下不动作，该模式只包含实线的回路，下面对回路的工作模式进行具体分析。
模式0[～t0]：如图7(a)所示的等效电路图，t0时刻之前，回路处于稳定工作状态，母线开关管SL导通，第一辅助开关管Sa1和第二辅助开关管Sa2关断，直流电源E通过母线开关管SL向负载供电；此时，vCL(t0)＝vCa2(t0)＝0，vCinv(t0)＝vCa1(t0)＝E，iSL(t0)＝Io。
模式1[t0～t1]：如图7(b)所示的等效电路图，在t0时刻，母线开关管SL关断，负载电流Io立即换至主谐振电容CL、第一辅助谐振电容Ca1和等效电容Cinv中，主谐振电容CL的电压vCL从零开始线性上升，第一辅助谐振电容Ca1和等效电容Cinv的电压vCa1和vCinv由E开始线性下降，母线开关管SL实现ZVS(零电压)关断，当第一辅助谐振电容Ca1和等效电容Cinv的电压vCa1和vCinv下降至零时，该模式结束。
模式2[t1～t2]：如图7(c)所示的等效电路图，在t1时刻，主谐振电容CL的电压vCL被充电至E，第一辅助谐振电容Ca1和等效电容Cinv的电压vCa1和vCinv下降至零，等效二极管Dinv导通，负载电流Io立即换至等效二极管Dinv。等效二极管Dinv导通期间直流母线电压持续为零，在直流母线电压为零期间完成逆变桥各主功率开关器件的动作，即可实现其ZVS(零电压)动作。
模式3[t2～t3]：如图7(d)所示的等效电路图，在t2时刻，第一辅助开关管Sa1开通，负载电流由等效二极管Dinv向第一辅助谐振电感La1换流，在第一辅助谐振电感La1的作用下，第一辅助开关管Sa1的电流从零开始线性上升，第一辅助开关管Sa1实现ZCS(零电流)开通，当等效二极管Dinv的电流iDinv下降至零时，该模式结束。
模式4[t3～t4]：如图7(e)所示的等效电路图，在t3时刻，等效二极管Dinv的电流iDinv下降至零而自然关断，主谐振电容CL、等效电容Cinv和第一辅助谐振电感La1发生谐振，当主谐振电容CL的电压vCL下降至零时，该模式结束。
模式5[t4～t5]：如图7(f)所示的等效电路图，在t4时刻，主谐振电容CL的电压vCL下降至零，等效电容Cinv的电压vCinv上升至E，第一辅助谐振电感La1的电流iLa1达到最大值，母线开关管的反并联二极管DL导通，此时开通母线开关管SL可实现其ZVZCS(零电压零电流)开通，当第一辅助开关管Sa1关断时，该模式结束。
模式6[t5～t6]：如图7(g)所示的等效电路图，在t5时刻，第一辅助开关管Sa1关断，第一辅助二极管Da1导通，第一辅助谐振电容Ca1和第一辅助谐振电感La1开始谐振，第一辅助谐振电感La1中的能量向第一辅助谐振电容Ca1中转移，负载电流Io立即换至母线开关管SL中，在第一辅助谐振电容Ca1和主谐振电容CL的作用下，第一辅助开关管Sa1两端电压从零开始上升(如图16中II区域所示)，第一辅助开关管Sa1实现ZVS(零电压)关断，当第一辅助谐振电容Ca1的电压vCa1被充电至E时，该模式结束。
模式7[t6～t7]：如图7(h)所示的等效电路图，第一辅助谐振电容Ca1的电压vCa1被充电至E，第四辅助二极管Da4导通，第一辅助谐振电感La1中残余的能量通过第一辅助二极管Da1，第四辅助二极管Da4回馈给直流电源，第一辅助谐振电感La1的电流iLa1线性减小，当第一辅助谐振电感La1的电流iLa1减小至负载电流Io时，该模式结束。
模式8[t7～t8]：如图7(i)所示的等效电路图，在t7时刻，第一辅助谐振电感La1的电流iLa1减小至负载电流Io，母线开关管的反并联二极管DL关断，第一辅助谐振电感La1的电流iLa1继续线性下降，母线开关管SL的电流iSL从零开始线性上升，t8时刻，第一辅助谐振电感La1的电流iLa1下降至零，第一辅助二极管Da1、第四辅助二极管Da4关断，负载电流全部流过母线开关管SL，回路的工作状态回到模式0。
用本实施例逆变得到的三相交流电为交流电动机供电，根据电动机的转矩、转速变化调整交流电的幅值与频率，使变频调速系统能够稳定运行。
本实施例的新型谐振直流环节软开关逆变器的主要元件的仿真波形如图8至图13所示，主要元件包括主谐振电容CL、等效电容Cinv、第一辅助谐振电感La1、第二辅助谐振电感La2、第一辅助谐振电容Ca1和第二辅助谐振电容Ca2，从图中可看出主要元件的仿真波形与图6的时序波形一致，证明了上述理论分析的正确性。
本实施例的新型谐振直流环节软开关逆变器的逆变桥主功率开关管S1关断和开通时的电压vS1和电流iS1的仿真波形分别如图14和图15所示，从图14的I区域可以看出逆变桥主功率开关管S1关断一段时间后，其两端的电压vS1才从0开始逐渐上升，所以逆变桥主功率开关管S1实现了ZVS(零电压)关断；从图15的II区域可以看出逆变桥主功率开关管S1的电压vS1下降至零后，S1才开通，所以逆变桥主功率开关管S1实现了ZVS(零电压)开通。
逆变桥其它的主功率开关管S2～S6的开关动作情况与S1相同。
本实施例的新型谐振直流环节软开关逆变器的第一辅助开关管Sa1关断和开通时的电压vSa1和电流iSa1的仿真波形如图16所示，该图中的I区域和II区域分别体现开通和关断时的波形变化，从图16的I区域可以看出，第一辅助开关管Sa1开通后，流过第一辅助开关管Sa1的电流iSa1从0开始逐渐上升，所以第一辅助开关管Sa1实现了ZCS(零电流)开通；从图16的II区域可以看出，第一辅助开关管Sa1关断后，第一辅助开关管Sa1两端的电压vSa1从0开始逐渐上升，所以第一辅助开关管Sa1实现了ZVS(零电压)关断。
本实施例的新型谐振直流环节软开关逆变器的第二辅助开关管Sa2关断和开通时的电压vSa2和电流iSa2的仿真波形如图17所示，该图中的I区域和II区域分别体现开通和关断时的波形变化，从图17的I区域可以看出，流过第二辅助开关管Sa2的电流iSa2为零，所以第二辅助开关管Sa2实现了ZCS(零电流)开通；从图17的II区域可以看出，第二辅助开关管Sa2关断后，第二辅助开关管Sa2两端的电压vSa2从0开始逐渐上升，所以第二辅助开关管Sa2实现了ZVS(零电压)关断。
本实施例的新型谐振直流环节逆变器的母线开关管SL关断和开通时的电压vSL和电流iSL的仿真波形如图18和图19所示，从图18的I区域可以看出母线开关管SL关断后，其两端的电压vS1从0开始逐渐上升，所以母线开关管SL实现了ZVS(零电压)关断；从图19的II区域可以看出母线开关管SL开通后一段时间，母线开关管SL才开始流过电流，而母线开关管SL两端的电压vSL一直为0，所以母线开关管SL实现了ZVZCS(零电压零电流)开通。
在传统SPWM调制方法下，本实施例的新型谐振直流环节软开关逆变器的第一辅助谐振电容Ca1和第二辅助谐振电容Ca2的电压、第一辅助谐振电感La1和第二辅助谐振电感La2的电流、母线开关管SL以及三相阻感性负载的电流仿真波形如图20至图25所示，在本实施例中提供的改进的SPWM调制方法下，本实施例的新型谐振直流环节软开关逆变器的第一辅助谐振电容Ca1和第二辅助谐振电容Ca2的电压、第一辅助谐振电感La1和第二辅助谐振电感La2的电流、母线开关管SL以及三相阻感性负载的电流仿真波形如图26至图31所示。从图中可以看出，在本实施例提供的改进的SPWM调制方法下，本实施例的新型谐振直流环节软开关逆变器在整个工频周期内，只有第一辅助谐振电感La1参与谐振换流，而传统SPWM调制方法下，本实施例的新型谐振直流环节软开关逆变器在整个工频周期内第一辅助谐振电感La1和第二辅助谐振电感La2都参与谐振换流。
通过二者对比可以看出，在本实施例提供的改进的SPWM调制方法下，本实施例的新型谐振直流环节软开关逆变器在整个工频周期内，只有一个辅助谐振电感参与换流，显然有助于降低辅助谐振电路的导通损耗。此外，从图中可以看出，在本实施例提供的改进的SPWM调制方法下，第一辅助谐振电感La1电流明显小于传统的SPWM调制方法下第一辅助谐振电感La1的电流，所以本实施例提供的改进的SPWM调制方法下，辅助开关管的电流应力得到有效降低。
一个载波周期内，传统SPWM调制方法下，本实施例的新型谐振直流环节软开关逆变器直流母线电压的仿真波形如图32所示；一个载波周期内，本实施例的改进SPWM调制方法下，新型谐振直流环节软开关逆变器直流母线电压的仿真波形如图33所示。对比二者可以看出，不同于传统SPWM调制方法每次换流结束时母线电压回到直流电源电压，本实施例的改进SPWM调制方法在逆变器工作在环流状态时，直流母线电压维持在的零电压凹槽内，当下一次换流时刻来临时无需动作辅助谐振电路，依然能实现逆变桥主功率开关管的软切换，这样可使辅助谐振电路减少动作一次。在一个PWM周期内，环流状态出现两次，所以，本实施例的改进SPWM调制方法下，一个载波周期内，新型谐振直流环节软开关逆变器的辅助谐振电路的动作次数由6次下降到4次，减少了1/3，大幅降低了母线开关管和辅助开关管的开关损耗以及辅助谐振电路的导通损耗。
综上所述，本发明与现有技术相比，具有以下优点：避免了辅助谐振电感电流的过零反向过程，缓解了电感线圈的磁滞损耗和磁饱和的问题，延长了逆变器的使用寿命；将辅助谐振电路的动作频率降低了1/3，大幅降低了母线开关管和辅助开关管的开关损耗以及辅助谐振电路的导通损耗；实现了辅助谐振电路的谐振电流与换流时刻的负载电流分离，从而有效降低辅助开关管的电流应力；通过有效避免谐振电流与换流时负载电流的叠加，可有效降低辅助谐振谐振电路的导通损耗。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明权利要求所限定的范围。

Claims (6)

1.一种新型谐振直流环节软开关逆变器，其特征在于：包括辅助谐振电路(1)、逆变桥(2)、负载电路(3)和直流电源；
所述辅助谐振电路(1)包括母线开关管、第一辅助开关管、第二辅助开关管、第一辅助谐振电感、第二辅助谐振电感、主谐振电容、第一辅助谐振电容、第二辅助谐振电容、母线开关管的反并联二极管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、第三辅助二极管和第四辅助二极管；
母线开关管的集电极连接直流电源的正极，母线开关管的发射极连接逆变桥(2)；
主谐振电容的正极连接母线开关管的集电极和第一辅助开关管的集电极，主谐振电容的负极连接母线开关管的发射极；第一辅助开关管的发射极连接第一辅助谐振电感的一端，第一辅助谐振电感的另一端连接母线开关管的发射极，第二辅助开关管的发射极连接直流电源的负极，第二辅助开关管的集电极连接第二辅助谐振电感的一端，第二辅助谐振电感的另一端连接母线开关管的发射极；
第一辅助二极管的阴极连接第一辅助开关管的发射极，第一辅助二极管的阳极连接第一辅助谐振电容的负极，第一辅助谐振电容的正极和第二辅助谐振电容的负极均连接母线开关管的发射极，第二辅助谐振电容的正极连接第二辅助二极管的阴极，第二辅助二极管的阳极连接第二辅助开关管的集电极；
第三辅助二极管的阴极连接母线开关管的集电极，第三辅助二极管的阳极连接第二辅助谐振电容的正极，第四辅助二极管的阳极连接第二辅助开关管的发射极，第四辅助二极管的阴极连接至第一辅助谐振电容的负极；
母线开关管的反并联二极管的阳极连接母线开关管的发射极，母线开关管的反并联二极管的阴极连接母线开关管的集电极；
所述逆变桥(2)为三相逆变桥，每相逆变桥包括第一主功率开关管、第一主功率开关管的反并联续流二极管、第一主功率开关管的并联缓冲电容、第二主功率开关管、第二主功率开关管的反并联续流二极管和第二主功率开关管的并联缓冲电容；每相逆变桥中的第一主功率开关管的发射极连接第二主功率开关管的集电极，以第一主功率开关管与第二主功率开关管的连接点处的引出线为单相交流电输出端；各相逆变桥的第一主功率开关管的集电极相互连接，作为逆变桥(2)的正端，各相逆变桥的第二主功率开关管的发射极相互连接，作为逆变桥(2)的负端；
所述负载电路(3)为三相阻感性负载，三相负载中的电阻一端分别连接三相逆变桥的三个单相交流电输出端；
所述直流电源的负极连接逆变桥(2)的负端，直流电源的正极连接辅助谐振电路(1)中母线开关管的集电极，母线开关管的发射极连接逆变桥(2)的正端；
所述母线开关管、第一辅助开关管、第二辅助开关管和逆变桥(2)各主功率开关管的基极均与生成相应触发脉冲信号的控制电路相连接，由控制电路发出的信号控制母线开关管、第一辅助开关管、第二辅助开关管和逆变桥(2)各主功率开关管的开通与关断。
2.根据权利要求1所述的一种新型谐振直流环节软开关逆变器，其特征在于：所述母线开关管、第一辅助开关管、第二辅助开关管和逆变桥(2)各主功率开关管，均采用全控开关器件。
3.根据权利要求2所述的一种新型谐振直流环节软开关逆变器，其特征在于：所述全控开关器件为绝缘栅双极型晶体管、功率场效应晶体管或智能功率模块。
4.根据权利要求1所述的一种新型谐振直流环节软开关逆变器，其特征在于：所述母线开关管的反并联二极管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、第三辅助二极管、第四辅助二极管和逆变桥(2)各主功率开关管的反并联续流二极管均为快速恢复二极管或高频二极管。
5.一种权利要求1所述的新型谐振直流环节软开关逆变器的调制方法，其特征在于：该方法为改进的SPWM((Sinusoidal PWM)，正弦脉宽调制)调制方法，包括：
(1)在环流状态时，让母线电压一直维持在零电压凹槽内，当下一次换流时刻来临时无需动作辅助谐振电路，使辅助谐振电路减少动作一次，辅助谐振电路的动作频率降低1/3；所述环流状态即逆变桥各桥臂均为第一主功率开关管开通或均为第二主功率开关管开通；
(2)第二辅助开关管的开通时刻比母线开关管的关断时刻延迟δ11时间，逆变桥各主功率开关管的关断时刻比第二辅助开关管的开通时刻延迟δ12时间，第二辅助开关管的关断时刻比逆变桥各主功率开关管的关断时刻延迟δ2时间，第一辅助开关管的开通时刻比逆变桥各主功率开关管的开通时刻延迟δ3时间，母线开关管的开通时刻比第一辅助开关管的开通时刻延迟δ4时间，第一辅助开关管的关断时刻比母线开关管的开通时刻延迟δ5时间；
逆变桥各主功率开关管按照正弦脉宽调制、相位差为180°互补开通方式工作。
6.根据权利要求5所述的一种新型谐振直流环节软开关逆变器的调制方法，其特征在于：所述延迟时间δ11、δ12、δ3、δ4满足的条件为：
其中，E为直流电源电压值，Ca为主谐振电容的电容值，Cb为第一辅助谐振电容或第二辅助谐振电容的电容值，L为第一辅助谐振电感或第二辅助谐振电感的电感值，Iomax为输出最大负载电流值，TL为母线开关管的开关周期，tdead为防止逆变器上下桥臂开关管同时导通而设置的开关死区时间。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107493025B (zh) * 2017-08-28 2019-04-19 东北大学 一种谐振直流环节三相逆变器的负载自适应换流控制方法
CN108054947A (zh) * 2017-12-25 2018-05-18 清华大学 一种适用于无线充电的移相全桥软开关逆变电路
CN108736756B (zh) * 2018-05-31 2020-02-14 东北大学 一种改进型双辅助谐振极型三相软开关逆变电路
CN109698612A (zh) * 2019-02-19 2019-04-30 东南大学 一种适用于高频应用的谐振门极驱动电路
CN110957908B (zh) * 2019-12-18 2020-10-30 山东大学 一种双向dc-dc软开关电路及宽范围软开关控制方法
CN111490698B (zh) * 2020-04-16 2022-03-18 山西大学 一种相位关联zvt磁化电流最小化的辅助谐振换流极逆变器
CN111900894B (zh) * 2020-06-17 2021-09-21 东南大学 可全功率因数运行零电压转换非隔离并网逆变器的开关控制方法
CN112953289B (zh) * 2021-04-15 2022-11-22 哈尔滨工业大学 谐振直流环节软开关逆变器及其调制方法
CN112953288B (zh) * 2021-04-15 2023-12-08 哈尔滨工业大学 用于谐振直流环节软开关逆变器的调制方法
CN113541520B (zh) * 2021-07-20 2023-10-31 东北大学 基于svpwm的谐振直流环节三相逆变器的调制方法
CN113612448B (zh) * 2021-07-21 2024-02-27 同济大学 一种带有zvs软开关的数字式电液比例放大器
CN114050718B (zh) * 2021-10-07 2023-07-18 山西大学 一种换流作用点偏置电压切换的电容分压软开关逆变器
CN113904611A (zh) * 2021-10-15 2022-01-07 珠海格力节能环保制冷技术研究中心有限公司 电压驱动电路、系统及家电设备
CN116667692B (zh) * 2023-08-02 2023-10-03 国网江苏省电力有限公司电力科学研究院 一种无开关损耗零电流转换全桥型非隔离逆变电路
CN116683787B (zh) * 2023-08-02 2023-10-03 国网江苏省电力有限公司电力科学研究院 一种可零开关损耗运行的软开关非隔离并网逆变电路

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5172309A (en) * 1991-08-07 1992-12-15 General Electric Company Auxiliary quasi-resonant dc link converter
CN103780118A (zh) * 2013-12-30 2014-05-07 辽宁石油化工大学 一种谐振直流环节三电平软开关逆变电路
CN104362880B (zh) * 2014-11-25 2016-09-28 东北大学 一种双辅助谐振极型三相软开关逆变电路及其调制方法

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