CN201904737U

CN201904737U - 一种谐振直流环节逆变器

Info

Publication number: CN201904737U
Application number: CN2010206792177U
Authority: CN
Inventors: 贺虎成
Original assignee: Xian University of Science and Technology
Current assignee: Xian University of Science and Technology
Priority date: 2010-12-24
Filing date: 2010-12-24
Publication date: 2011-07-20
Anticipated expiration: 2020-12-24

Abstract

本实用新型公开了一种谐振直流环节逆变器，包括控制电路、直流电源、分压电路和逆变桥，分压电路与逆变桥之间连接有谐振辅助电路，谐振辅助电路由两个辅助开关V和Tr、一个单相整流桥、一个电容Cr、1个二极管D和1个电感Lr构成，单相整流桥由二极管Dr1、Dr2、Dr3和Dr4构成，单相整流桥的两个交流端分别与分压电路的中点和直流母线的P极相接，单相整流桥的两个直流输出端分别与辅助开关Tr的一端和电感Lr的一端相接，谐振辅助电路与控制电路相接并由控制电路发出的信号dV和dTr控制辅助开关V和Tr的导通和关断。本实用新型克服了现有技术附加成本高、控制复杂及逆变器功率密度低等不足，提高了逆变器的功率密度，降低了电磁干扰，其控制方法简单、易于实现。

Description

一种谐振直流环节逆变器

技术领域

本实用新型属于逆变器技术领域，尤其是涉及一种谐振直流环节逆变器。

背景技术

目前，大多数桥式逆变器采用硬开关脉冲宽度调制(PWM)技术，在PWM逆变器中，输出变压器、滤波电感和散热器的体积和重量占主要部分，为了减小电力电子装置的体积与重量，提高逆变器的功率密度，必须提高逆变器功率开关器件的开关频率。但是高频化后，功率开关器件的开关损耗急剧增大，导致功率开关器件的结温急剧上升，阻止了功率变换电路的高频化；而且高频化后功率开关器件很大的电压、电流变化率(du/dt、di/dt)将产生较大的电磁干扰(EMI)，影响电路的正常运行。同时，功率开关器件导通或关断瞬间的电压和电流峰值可能使功率开关器件的运行轨迹超出安全工作区(SOA)，导致功率开关器件的损坏。采用缓冲电路虽然可降低功率开关器件的开关损耗，但其将损耗转移到阻容元件消耗，系统效率低。因此，人们研究谐振软开关来解决上述问题。所谓“软开关技术”，就是通过谐振，使功率开关器件在其电压为零或电流为零时导通或关断，避开功率开关器件开关时电压与电流的重叠，从而降低du/dt、di/dt和开关损耗。

但是较早提出的谐振直流环节逆变器存在着开关电压应力较高、谐振电感损耗较大、及离散脉宽调制引起的谐波等问题；而准谐振直流环节逆变器需要在电感电流中预先设定一个或几个和辅助开关控制有关的阈值，谐振的发生才能达到预期的工作过程，这些阈值通常情况与负载电流有关，这就给电路在全负载范围内的实现带来了困难，控制比较复杂。

《电工技术学报》2001年第16卷第6期公开了“一种新的直流母线并联谐振零电压过渡三相PWM电压源逆变器”。如图11所示，该技术在直流环节添加辅助谐振电路8，该电路在传统的直流环节逆变器电路中直流母线上增加了一个由直流母线开关S_L、两个反方向串联的辅助开关S_A和S_B、一个辅助二极管VD及谐振电感Lr和电容Cr构成的谐振网络，所有增加的辅助开关均带有续流二极管，逆变桥功率开关器件需要动作时通过合理控制开关器件S_A、S_B、S_L，使得直流环节电压谐振到零，直流环节零电压凹槽期间逆变桥功率开关器件完成开关动作，开关过程结束后使得直流环节电压谐振回升。

中国专利200610105134.5公开了“一种谐振直流环节谐振直流环节逆变器”，如图12所示，该技术在直流电源1和逆变桥4之间添加谐振辅助电路二9，包括3个辅助开关、6个二极管、3个电容和1个电感；二极管D2、D3、D4、D5依次串联，D2的阴极接直流母线P1极，D2的阳极和电容C1的一端以及D3的阴极相连，D5的阴极和电容C2的一端以及D4的阳极相连，D5的阳极接直流母线的N极；D1的阴极和电容C2的另一端相接，然后接直流母线的P2极，D1的阳极接直流母线的N极；辅助开关V2、V3串联，串联点与电感Lr一端相连，同时与D3的阳极、D4的阴极相连，V2的另一端接直流母线P1极，V3的另一端接直流母线的N极；电感Lr的另一端和电容C1的另一端相连后接直流母线的P2极；辅助开关V1两端接二极管D6两端，D6的阴极接直流母线的P1，D6的阳极接直流母线的P2极；电容Cr两端接于直流母线的P2极和N极；P1极接直流电源的正极；P2极接逆变桥的正端；N极接直流电源的负极和逆变桥的负端；控制电路连接辅助开关V1、V2、V3。

这两项技术既克服了传统PWM逆变器开关损耗大、电磁干扰严重的缺点，又具有如下优点：①所有的开关均为零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)；②谐振自然发生，不需要设定阈值；③逆变桥中的续流二极管也是软关断，克服了反向恢复问题；④谐振过程所用的时间短；⑤可以实现PWM控制方法等。

但这些技术仍然存在不足：谐振辅助电路中需要增加三个辅助开关，同时，三个辅助开关需要三套驱动单元和驱动电源，增加了系统附加成本和控制的复杂程度。

实用新型内容

本实用新型所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种附加成本低、易于工程实现，提高逆变器的工作效率和功率密度，降低电磁干扰，简化控制方法的谐振直流环节逆变器。

为解决上述技术问题，本实用新型采用的技术方案是：一种谐振直流环节逆变器，其特征在于：包括控制电路、直流电源和将直流电转换成交流电的逆变桥，所述直流电源的输出端接分压电路且通过直流母线给逆变桥供电，所述逆变桥与控制电路相接，其特征在于：所述分压电路与逆变桥之间连接有谐振辅助电路，所述谐振辅助电路由两个辅助开关V和Tr、一个单相整流桥、一个电容Cr、1个二极管D和1个电感Lr构成，所述单相整流桥由二极管Dr1、Dr2、Dr3和Dr4构成，所述单相整流桥的一个交流端与分压电路的中点相接，所述单相整流桥的另一个交流端与直流母线的P极相接，所述单相整流桥的一个直流输出端与辅助开关Tr的一端相接，所述单相整流桥的另一个直流输出端与电感Lr的一端相接，所述辅助开关Tr的另一端与电感Lr的另一端相接，所述辅助开关V的一端和二极管D的阴极均与直流电源的正极相接，所述辅助开关V的另一端和二极管D的阳极均与直流母线的P极相接，所述电容Cr的两端分别与直流母线的P极和直流母线的N极相接，所述直流母线的P极与逆变桥的正端相接，所述直流母线的N极与直流电源的负极和逆变桥的负端相接；所述谐振辅助电路与控制电路相接并由控制电路发出的信号dV和dTr控制辅助开关V和Tr的导通和关断。

上述的一种谐振直流环节逆变器，其特征在于：所述辅助开关V和Tr是全控型器件。

上述的一种谐振直流环节逆变器，其特征在于：所述辅助开关V和Tr是功率晶体管、绝缘栅双极晶体管、功率场效应晶体管或智能功率模块。

上述的一种谐振直流环节逆变器，其特征在于：所述二极管D为快恢复二极管或高频二极管。

上述的一种谐振直流环节逆变器，其特征在于：所述电容Cr由并联在直流母线的P极和直流母线的N极之间的多个电容构成。

上述的一种谐振直流环节逆变器，其特征在于：所述逆变桥为H桥或多相桥。

本实用新型与现有技术相比具有以下优点：

1、谐振过程所用的时间较短，消耗功率较小；

2、谐振网络无谐振阈值限制；

3、逆变桥的续流二极管实现了软性关断，克服了反向恢复问题；

4、可以实现PWM控制，谐振辅助电路只有两个开关使方法更加简单，易于工程实现；

5、谐振辅助电路只有两个开关，降低了附加成本，提高了可靠性；

6、辅助开关Tr的电压应力仅为直流母线电压的一半，有利于器件选择和进一步降低附加成本；

7、可用于三相或多相桥驱动的感应电机、永磁同步电机、无刷直流电机等交流电动机，同时可用于H桥驱动的感性负载；

8、逆变桥主开关操作均为零电压开关(ZVS)，谐振辅助电路开关器件的操作为零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)，克服了电磁干扰(EMI)问题且提高了开关变换器的运行效率；

9、开关变换器可以运行在更高的开关频率，增强了原系统的效率、提高了功率密度。

下面通过附图和实施例，对本实用新型的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

图1为本实用新型谐振直流环节逆变器实施例1的电路原理图。

图2为本实用新型谐振直流环节逆变器实施例1的等效电路图。

图3为本实用新型谐振直流环节逆变器实施例1的时序波形图。

图4a为本实用新型谐振直流环节逆变器状态过渡期间模式a[t0～t1]的等效电路图。

图4b为本实用新型谐振直流环节逆变器状态过渡期间模式b[t1～t2]的等效电路图。

图4c为本实用新型谐振直流环节逆变器状态过渡期间模式c[t2～t3]的等效电路图。

图4d为本实用新型谐振直流环节逆变器状态过渡期间模式d[t3～t4]的等效电路图。

图4e为本实用新型谐振直流环节逆变器状态过渡期间模式e[t4～t5]的等效电路图。

图4f为本实用新型谐振直流环节逆变器状态过渡期间模式f[t5～t6]的等效电路图。

图5为本实用新型谐振直流环节逆变器实施例2的电路原理图。

图6为本实用新型谐振直流环节逆变器实施例2的控制流程图。

图7为本实用新型谐振直流环节逆变器实施例2的电容Cr上的电压U_Cr和电感Lr上的电流i_Lr的波形图。

图8为本实用新型谐振直流环节逆变器实施例2的三相永磁无刷直流电机的电流波形图。

图9为本实用新型谐振直流环节逆变器实施例2的辅助开关V两端电压u_V与辅助开关V的驱动信号dV的波形图。

图10为本实用新型谐振直流环节逆变器实施例2的辅助开关Tr的电流i_Tr与辅助开关Tr的驱动信号dTr的波形图。

图11为现有技术1的谐振直流环节软开关三相逆变器的电路图。

图12为现有技术2的谐振直流环节软开关逆变电路的电路图。

附图标记说明：

1-直流电源； 2-分压电路； 3-谐振辅助电路；

4-逆变桥； 5-感性负载； 6-控制电路；

7-三相永磁无刷直流 8-辅助谐振电路； 9-谐振辅助电路二；

电机；

10-逆变桥二； 11-电机。

具体实施方式

实施例1

如图1所示的一种谐振直流环节逆变器，包括控制电路6、直流电源1和将直流电转换成交流电的逆变桥4，所述直流电源1的输出端接分压电路2且通过直流母线给逆变桥4供电，所述逆变桥4与控制电路6相接，其特征在于：所述分压电路2与逆变桥4之间连接有谐振辅助电路3，所述谐振辅助电路3由两个辅助开关V和Tr、一个单相整流桥、一个电容Cr、1个二极管D和1个电感Lr构成，所述单相整流桥由二极管Dr1、Dr2、Dr3和Dr4构成，所述单相整流桥的一个交流端与分压电路2的中点相接，所述单相整流桥的另一个交流端与直流母线的P极相接，所述单相整流桥的一个直流输出端与辅助开关Tr的一端相接，所述单相整流桥的另一个直流输出端与电感Lr的一端相接，所述辅助开关Tr的另一端与电感Lr的另一端相接，所述辅助开关V的一端和二极管D的阴极均与直流电源1的正极相接，所述辅助开关V的另一端和二极管D的阳极均与直流母线的P极相接，所述电容Cr的两端分别与直流母线的P极和直流母线的N极相接，所述直流母线的P极与逆变桥4的正端相接，所述直流母线的N极与直流电源1的负极和逆变桥4的负端相接；所述谐振辅助电路3与控制电路6相接并由控制电路6发出的信号dV和dTr控制辅助开关V和Tr的导通和关断。

本实施例中，所述辅助开关V和Tr是全控型器件。所述辅助开关V和Tr是功率晶体管(GTR)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、功率场效应晶体管(MOSFET)或智能功率模块(IPM)，这样，开关电路完全由控制电路直接控制，无须增加导通或关断辅助电路。所述二极管D为快恢复二极管或高频二极管。所述电容Cr由并联在直流母线的P极和直流母线的N极之间的多个电容构成，当多个电容分散地并联在直流母线的P极和直流母线的N极之间时，功率开关器件可以直接关断，由于有电容来缓冲关断时的能量，使得关断为零电压开关(ZVS)动作，只需在开关导通时使谐振发生，产生零电压凹槽，实现逆变桥4开关零电压开关(ZVS)条件下的导通。所述逆变桥4为H桥或多相桥，H桥用于驱动单相负载，多相桥用于驱动多相负载。

本实施例中，所述直流电源1采用电池串并联产生的直流电源E；所述分压电路2由两个电容CD1、CD2串接而成，分压电路2的两端连接直流电源1；所述的逆变桥4为公知的三相逆变桥，所述三相逆变桥的三个极点与感性负载5相接，由控制电路6发出的信号d_Sx(x取值从1到6)控制三相逆变桥中功率开关器件Sx(x取值从1到6)的导通和关断；所述功率开关器件Sx(x取值从1到6)是全控型器件，所述功率开关器件Sx(x取值从1到6)是功率晶体管(GTR)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、功率场效应晶体管(MOSFET)或智能功率模块(IPM)，所述功率开关器件Sx(x取值从1到6)由控制电路6发出的控制信号dsx(x取值从1到6)控制其导通和关断；所述三相逆变桥中的二极管SDx(x取值从1到6)为快恢复二极管或高频二极管，快恢复二极管和高频二极管不仅具有足够的耐压，而且其描述频率特性的反向恢复时间足够短。

为了进一步说明本实用新型谐振直流环节逆变器的工作原理，用等效电路图2代替图1，由于感性负载5的电感远大于谐振电感Lr，逆变桥4中的功率开关器件开关状态过渡瞬间的负载电流可以认为是恒流源Io，逆变桥4中的功率开关器件开关状态过渡瞬间，逆变桥4中的二极管SDx(x取值从1到6)等效为续流二极管TDi。假定逆变桥4中的功率开关器件需要完成从一种开关状态到另一种开关状态的开关动作，其一个开关过程的时序波形如图3所示，控制电路6封锁辅助开关V的驱动信号dV，输出辅助开关Tr的驱动信号dTr，电感Lr和电容Cr发生谐振，使得直流母线P极的电压U_Cr下降到零，同时，电感Lr上的电流i_Lr也下降到零，控制电路6封锁辅助开关Tr的驱动信号dTr，逆变桥4中的功率开关器件在控制电路6输出的逆变桥4功率开关器件驱动信号下改变开关状态，开关过程结束后，控制电路6输出辅助开关Tr的驱动信号dTr，使直流母线P极的电压U_Cr上升到直流电源1电压，控制电路6输出辅助开关V的驱动信号dV，当电感Lr上的电流i_Lr下降为零后，控制电路6封锁辅助开关Tr的驱动信号dTr，逆变桥4中的功率开关器件完成从一种开关状态到另一种开关状态的转换。

下面具体分析图1的开关动作，它由6个工作模式组成，图4a-图4f给出了谐振直流环节逆变器状态过渡期间模式等效电路。

模式a[t0～t1]如图4a所示，假定这是电路的初始工作状态，辅助开关Tr断开，辅助开关V导通，直流电源1经辅助开关V向逆变桥4提供电流，设电感Lr上的电流为i_Lr，直流母线P极的电压为U_Cr，则有i_Lr(t)＝0，U_Cr(t)＝E。

模式b[t1～t2]如图4b所示，当t＝t1时，关断辅助开关V，由于电容Cr的电压不能突变，所以该关断为零电压开关(ZVS)动作。同时导通辅助开关Tr，由于电感电流i_Lr不能突变，所以该导通为零电流开关(ZCS)动作；当t＝t2时，直流母线P极的电压U_Cr谐振为零，即U_Cr(t)＝0。

模式c[t2～t3]如图4c所示，当t＝t2时，直流母线P极的电压U_Cr下降至零，负载电流I₀流过续流二极管TDi，同时，电感电流i_Lr也下降到零，此时关断辅助开关Tr，则辅助开关Tr为零电流开关(ZCS)动作；在t2～t3阶段，逆变桥4续流二极管和负载电流构成回路，和公知的逆变器工作状态相同。在t2～t3阶段，直流母线P极电压U_Cr为零，逆变桥4中的功率开关器件完成零电压开关(ZVS)动作，且此段时间可以控制，等开关动作结束后，开始进行直流母线P极电压U_Cr回升。

模式d[t3～t4]如图4d所示，当t＝t3时，零电流开关(ZCS)动作下导通辅助开关Tr，则电感电流i_Lr线性增加，并通过逆变桥4中的功率开关器件向负载供电，使流过续流二极管TDi的电流线性减小，当t＝t4时，电感电流i_Lr和负载电流相等，使续流二极管TDi软关断。

模式e[t4～t6]如图4e所示，当t＝t4时，电感电流i_Lr和负载电流相等且继续增加，电感电流i_Lr一部分和负载电流保持平衡，另一部分使得电感Lr和电容Cr发生自然谐振，电容Cr上的电压上升；当t＝t5时，电感电流i_Lr达到最大值；在谐振过程中，直流母线P极电压U_Cr逐渐上升至直流电源1电压，当t＝t6时，U_Cr(t6)＝E，二极管D导通，限制了直流母线P极电压U_Cr的进一步增加。

模式f[t6～t7]如图4f所示，当t＝t6时，U_Cr(t6)＝E，故电容Cr的充电停止，此时导通辅助开关V为零电压(ZVS)开关动作；辅助开关V导通后，直流电源1经辅助开关V向负载补充电流，同时，直流电源1电压的一半加在电感Lr两端，电感电流i_Lr迅速减小。当t＝t7时，电感电流i_Lr减小到零，此后负载电流全部由直流电源1提供，此时关断辅助开关Tr，则辅助开关Tr为零电流开关(ZCS)动作。电路状态又回到模式a[t0～t1]。

实施例2

如图5所示，提供了一种谐振直流环节逆变器，将其用于三相永磁无刷直流电机7驱动。本实施例是在实施例1的基础上，将感性负载5换成具体的三相永磁无刷直流电机7，其余部分的电路结构与实施例1相同，工作原理与实施例1相同，此处不再赘述。在此，主要对本实施例进行了仿真。仿真时，三相永磁无刷直流电机7工作在公知的星形三相六状态，其参数为：额定功率40W，额定电压24V，极数为4，每相绕组电阻0.95Ω，每相绕组电感0.829mH。本实施例中，谐振辅助电路3的参数为：电容Cr＝22nF，谐振电感Lr＝5uH。公知的直流电源1的电压为24V，三相逆变桥的载波频率为20kHz。

根据本实用新型的工作原理，其控制流程如图6所示，在逆变桥4中的功率开关器件需要进行PWM关断动作时，在PWM下降沿，控制电路6封锁辅助开关V的驱动信号dV，输出辅助开关Tr的驱动信号dTr，电感Lr与电容Cr谐振使得直流母线P极的电压U_Cr下降到零，同时，电感Lr上的电流i_Lr也下降为零，控制电路6封锁辅助开关Tr的驱动信号dTr，控制电路6关断逆变桥4中的功率开关器件，逆变桥4中的功率开关器件在电机电流的作用下形成续流回路；在逆变桥4中的功率开关器件需要进行PWM导通动作时，在PWM上升沿，控制电路6导通逆变桥4中的功率开关器件，控制电路6输出辅助开关Tr的驱动信号dTr，使直流母线P级的电压U_Cr谐振上升至电源电压，之后控制电路6输出辅助开关V的驱动信号dV，当电感Lr上的电流i_Lr降为零时，控制电路6封锁辅助开关Tr的驱动信号dTr，完成一次PWM过程。

实际效果如下所述：

图7为本实用新型在实施例2下仿真得到的辅助谐振单元3的电容Cr的电压、电感Lr的电流波形图，从图中可以看出，其与图3的时序一致。图8为本实用新型在实施例2下仿真得到的一相电流，可见三相永磁无刷直流电机7完全按120°星形三相六状态工作。图9为本实用新型在实施例2下仿真得到的辅助开关V两端电压u_V与辅助开关V的驱动信号dV，可以看出辅助开关V工作在零电压开关(ZVS)条件下。图10为本实用新型在实施例2下仿真得到的辅助开关Tr两端电流i_Tr与辅助开关Tr的驱动信号dTr，可以看出辅助开关Tr工作在零电流开关(ZCS)条件。

综上所述，本实用新型与现有技术相比，具有以下优点：①谐振过程所用的时间较短，消耗功率较小；②谐振网络无谐振阈值限制；③逆变桥的续流二极管实现了软性关断，克服了反向恢复问题；④可以实现PWM控制，辅助谐振电路只有两个开关使方法更加简单，易于工程实现；⑤谐振辅助电路只有两个开关，降低了附加成本，提高了可靠性；⑥辅助开关Tr的电压应力仅为直流母线电压的一半，有利于器件选择和进一步降低附加成本；⑦可用于三相或多相桥驱动的感应电机、永磁同步电机、无刷直流电机等交流电动机，同时可用于H桥驱动的感性负载；⑧逆变桥主开关操作均为零电压开关(ZVS)，谐振辅助电路开关器件的操作为零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)，克服了EMI问题且提高了开关变换器的运行效率。⑨开关变换器可以运行在更高的开关频率，增强了原系统的效率、提高了功率密度。

以上所述，仅是本实用新型的较佳实施例，并非对本实用新型作任何限制，凡是根据本实用新型技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本实用新型技术方案的保护范围内。

Claims

1.一种谐振直流环节逆变器，其特征在于：包括控制电路(6)、直流电源(1)和将直流电转换成交流电的逆变桥(4)，所述直流电源(1)的输出端接分压电路(2)且通过直流母线给逆变桥(4)供电，所述逆变桥(4)与控制电路(6)相接，其特征在于：所述分压电路(2)与逆变桥(4)之间连接有谐振辅助电路(3)，所述谐振辅助电路(3)由两个辅助开关V和Tr、一个单相整流桥、一个电容Cr、1个二极管D和1个电感Lr构成，所述单相整流桥由二极管Dr1、Dr2、Dr3和Dr4构成，所述单相整流桥的一个交流端与分压电路(2)的中点相接，所述单相整流桥的另一个交流端与直流母线的P极相接，所述单相整流桥的一个直流输出端与辅助开关Tr的一端相接，所述单相整流桥的另一个直流输出端与电感Lr的一端相接，所述辅助开关Tr的另一端与电感Lr的另一端相接，所述辅助开关V的一端和二极管D的阴极均与直流电源(1)的正极相接，所述辅助开关V的另一端和二极管D的阳极均与直流母线的P极相接，所述电容Cr的两端分别与直流母线的P极和直流母线的N极相接，所述直流母线的P极与逆变桥(4)的正端相接，所述直流母线的N极与直流电源(1)的负极和逆变桥(4)的负端相接；所述谐振辅助电路(3)与控制电路(6)相接并由控制电路(6)发出的信号dV和dTr控制辅助开关V和Tr的导通和关断。

2.按照权利要求1所述的一种谐振直流环节逆变器，其特征在于：所述辅助开关V和Tr是全控型器件。

3.按照权利要求2所述的一种谐振直流环节逆变器，其特征在于：所述辅助开关V和Tr是功率晶体管、绝缘栅双极晶体管、功率场效应晶体管或智能功率模块。

4.按照权利要求1所述的一种谐振直流环节逆变器，其特征在于：所述二极管D为快恢复二极管或高频二极管。

5.按照权利要求1所述的一种谐振直流环节逆变器，其特征在于：所述电容Cr由并联在直流母线的P极和直流母线的N极之间的多个电容构成。

6.按照权利要求1所述的一种谐振直流环节逆变器，其特征在于：所述逆变桥(4)为H桥或多相桥。